JPH05110445A - Multi-value recording and reproducing device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To attain high density recording for data themselves by reducing an error rate due to the restricted S/N value of a magnetic recording and reproducing system so as to realize the multi-value recording reproducing thereby recording multi-value data on a magnetic recording reduce in the equal physical density to that of binary base digital data. CONSTITUTION:An input digital data string is given to an NRZI conversion section 11, in which the string is converted into a data signal waveform having a deviation in the spectrum distribution, and an Hadamard transformation section 12 divides a band of the data signal waveform into a prescribed number and transforms the data into codes comprising components for each split band. A code signal point allocation section 13 allocates a code to a signal point arranged in advance onto a 2-dimension signal plane of orthogonal amplitude modulation in response to the frequency of occurrence of the transformed code and outputs values on the in-phase axis and on the orthogonal axis. Then one of the two systems of time series signals comprising the two values separated by an amplitude orthogonal modulation section 14 is subject to amplitude modulation by using a prescribed carrier and the other is subject to amplitude modulation by using a carrier whose phase differs by pi/2 and the results are added and the modulated signal waveform is recorded by a magnetic recording system 24.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は多値記録再生装置に関
し、特に磁気記録媒体等にデータを記録する際に、記録
データを多値化することにより高密度配線を実現する多
値記録再生装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multilevel recording / reproducing apparatus, and more particularly to a multilevel recording / reproducing apparatus for realizing high density wiring by multilevel recording data when recording data on a magnetic recording medium or the like. Regarding

【０００２】[0002]

【従来の技術】デジタルデータを磁気記録体等に記録す
る場合には、変調方式として一般に、ＮＲＺ変調等の２
値基底変調方式が用いられている。この２値基底変調方
式を用いて高密度記録を行なうためには、記録帯域の拡
張、狭トラック化、テープとヘッド間の相対速度の高速
化、記録信号の多チャンネル化等の手法が知られてい
る。2. Description of the Related Art When digital data is recorded on a magnetic recording medium or the like, there are generally two modulation methods such as NRZ modulation.
Value basis modulation is used. In order to perform high-density recording using this binary basis modulation method, there are known methods such as expanding the recording band, narrowing the track, increasing the relative speed between the tape and the head, and increasing the number of recording signal channels. ing.

【０００３】一方、通信分野では、伝送帯域と伝送電力
を有効利用するために多値変調が広く用いられている。
この多値変調を磁気記録に応用し、高密度記録を実現す
る手法も考えられている。On the other hand, in the field of communication, multilevel modulation is widely used in order to effectively use the transmission band and the transmission power.
A method of applying this multilevel modulation to magnetic recording to realize high density recording is also considered.

【０００４】こうした多値変調の１つに、例えば、直交
振幅変調（ＱＡＭ）を磁気記録に応用している例（テレ
ビジョン学会技術報告ＩＴＥＪ Technical ReportＶｏ
ｌ．１３、Ｎｏ．５０、ＰＰ．１−６，ＶＴＲ ′８９
−２４（Ｎｏｖ．１９８９）“デジタルＶＴＲに於ける
多値記録の検討”）がある。この方式は、記録変調時に
２系統に分けた多値ベースバンド信号で互いに直交する
搬送波をそれぞれ振幅変調し、その出力を電気的に加算
して記録信号とするものである。そして復調時には、直
交位相関係にある復調搬送波を用いて、それぞれ同期検
波を行ない、元の２系統のベースバンド信号を復調す
る。したがって、多値ベースバンドがＮ値をとるとすれ
ば、２値基底変調で、２値記録可能な記録面にＮ² 個の
信号点を持つことができるため、１ビットに対して log
₂ Ｎ² ビット記録することができる。例えば、多値ベー
スバンドが４値をとるとすれば、４（同相信号）×４
（直交信号）＝１６（信号点）＝２⁴ であり、４ビット
の情報量を持っているので、２値基底変調の場合に対し
て記録密度は４倍になることになることがわかる。An example of applying quadrature amplitude modulation (QAM) to magnetic recording as one of such multilevel modulations (ITEJ Technical Report Vo of the Institute of Television Engineers of Japan)
l. 13, No. 50, PP. 1-6, VTR '89
-24 (Nov. 1989) "Study of multi-valued recording in digital VTR"). In this system, a multi-valued baseband signal divided into two systems is used for amplitude modulation of mutually orthogonal carrier waves at the time of recording modulation, and the outputs are electrically added to obtain a recording signal. Then, at the time of demodulation, demodulation carriers having a quadrature phase relationship are used to perform synchronous detection, respectively, and demodulate the original two-system baseband signals. Therefore, if the multi-valued baseband has N values, N ^{2 is} recorded on a binary recordable recording surface by binary basis modulation. Since there can be 4 signal points, log for 1 bit
₂ N ² Bit recording is possible. For example, if the multilevel baseband has four levels, 4 (in-phase signal) × 4
(Orthogonal signal) = 16 (Signal point) = 2 ⁴ Therefore, since it has the information amount of 4 bits, it can be seen that the recording density is four times as high as that in the case of binary basis modulation.

【０００５】[0005]

【発明が解決しようとする課題】一般に、２値基底変調
でも多値変調でも、デジタル記録の場合、記録データを
如何に正しく復元できるか、つまりデータ再生時の検出
誤りが実用上支障のないレベルにできるか否かが重要な
問題となる。ここで、検出誤りの原因として、（１）記
録媒体の欠陥、（２）再生メカニズムの変動や乱れ、
（３）再生信号のレベル変動、（４）ジッタ、（５）雑
音、（６）符号間干渉、が挙げられるが、多値変調であ
るが故に特に大きな問題となるのは、記録再生系に於け
るＳＮ比である。Generally, in the case of digital recording regardless of binary basis modulation or multi-level modulation, how accurately the recorded data can be restored, that is, the level at which a detection error during data reproduction does not hinder practical use. Whether or not it can be an important issue. Here, the causes of the detection error are (1) a defect of the recording medium, (2) fluctuation or disorder of the reproducing mechanism,
(3) Level fluctuation of reproduced signal, (4) Jitter, (5) Noise, (6) Intersymbol interference, and the like. However, since it is multilevel modulation, a particularly serious problem is in the recording / reproducing system. It is the SN ratio in.

【０００６】多値変調は、多段階に設定された振幅また
は位相に対応付けて多値信号を記録する方式であるか
ら、記録信号を再生し、検出、判定する際にも多値判定
となる。そして、ＳＮ比は２値判定時より多値レベル判
定時の方が、多値数が多くなればなるほど悪くなり誤り
率が大きくなるのは当然である。換言すれば、検出誤り
を実用上支障ないレベルに保ちつつ多値記録によって高
密度記録を達成するには、必要ＳＮ比は大きくなる。こ
の検出誤りは、記録再生系に於ける上記（５）の雑音が
信号レベルに加わり、異なる多値レベルに応じたそれぞ
れの判定領域の存在確率が小さくなることによって引起
こされる。上記（３）のレベル変動や（４）のジッタ等
の原因も、みかけ上は一種の雑音として促えることがで
きる。Since the multi-valued modulation is a method of recording a multi-valued signal in association with amplitudes or phases set in multiple stages, multi-valued judgment is also made when reproducing, detecting and judging a recorded signal. .. As a matter of course, the SN ratio becomes worse at the multi-value level determination than at the binary determination, and the error rate increases as the number of multi-values increases. In other words, the required SN ratio becomes large in order to achieve high-density recording by multilevel recording while keeping the detection error at a level that does not hinder practical use. This detection error is caused by the above-mentioned noise (5) in the recording / reproducing system being added to the signal level, and the existence probability of each determination region corresponding to a different multilevel level becoming smaller. The causes such as the level fluctuation of (3) and the jitter of (4) can be promoted as a kind of noise apparently.

【０００７】前述したように多値ＱＡＭ変調に於いても
同様な問題点があり、とりわけ磁気記録に於ける記録再
生系で取り得るＳＮ比は、有限であるため、多値数を増
やすことが困難となり、大幅な高密度化を図ろうとして
も自ずと限界がある。As described above, there are similar problems in multilevel QAM modulation. Particularly, since the SN ratio that can be taken in the recording / reproducing system in magnetic recording is finite, it is possible to increase the number of multilevels. It becomes difficult, and even if it is attempted to achieve a high density, there is a limit to it.

【０００８】逆に、有限ＳＮ比である系に、誤り率を劣
化させずに多値記録を実現するために、データ誤り訂正
のための冗長成分を付加し、強力に訂正をかけたり、最
尤度復号法により系のＳＮ比に対する誤り率への依存度
を低減する工夫も考えられている。On the contrary, in order to realize multi-valued recording without degrading the error rate in a system having a finite SN ratio, a redundant component for data error correction is added to make a strong correction, A device for reducing the dependency of the SN ratio of the system on the error rate by the likelihood decoding method is also considered.

【０００９】しかしながら、冗長成分の付加は、高密度
記録の目的からは逆行するものであった。加えて、最尤
度復号は、補助的手法としての使われ方であって、系の
ＳＮ比と誤り率に対する根本的解決はなされないもので
あった。However, the addition of the redundant component is a reverse operation for the purpose of high density recording. In addition, the maximum likelihood decoding is used as an auxiliary method, and a fundamental solution to the SN ratio and error rate of the system has not been made.

【００１０】この発明は以上の点に鑑みてなされたもの
で、磁気記録再生系の有限なＳＮ比で規制される誤り率
を効果的に低減して、高密度記録再生を実現することの
できる多値記録再生装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points, and it is possible to effectively reduce an error rate regulated by a finite SN ratio of a magnetic recording / reproducing system and realize high-density recording / reproducing. An object is to provide a multilevel recording / reproducing device.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】すなわちこの発明は、入
力デジタルデータ列を符号変換することにより、その符
号列信号の周波数特性分布に偏りをもたせる符号変換手
段と、この符号変換手段で変換されたデジタルデータ列
を所定ビットずつ区切り、各所定ビットを発生する頻度
に応じて予め定められた信号点に割当てる信号割当手段
と、この信号割当手段で割当てられた信号点を変調する
変調手段と、この変調手段から出力される信号を記録媒
体に記録する記録手段とを具備することを特徴とする。That is, according to the present invention, the code conversion means for converting the input digital data string into a code by biasing the frequency characteristic distribution of the code string signal, and the code conversion means. A signal allocation unit that divides a digital data string into predetermined bits and allocates the signal points to each of the predetermined signal points according to the frequency of generation of each predetermined bit; a modulation unit that modulates the signal points allocated by the signal allocation unit; And a recording means for recording the signal output from the modulating means on a recording medium.

【００１２】[0012]

【作用】この発明の多値記録再生装置では、多値化しよ
うとする伝送符号の発生頻度が、ある符号パターンに偏
るように、入力デジタルデータに周波数分布の偏りをも
たすよう変換を施し、さらにその周波数分布の偏りが符
号パターンに反映されるよう符号変換を施している。In the multilevel recording / reproducing apparatus of the present invention, the input digital data is converted so that the frequency distribution is biased so that the frequency of the transmission code to be multilevel is biased to a certain code pattern. Further, code conversion is performed so that the bias of the frequency distribution is reflected in the code pattern.

【００１３】また、信号点割当ての設計に於いては、発
生頻度が高い符号パターンに対応付ける信号点は、低誤
り率で検出できるよう判定領域を広くとれる配置点に
し、事後確率を大きくする。また、発生頻度が低い符号
パターンに対応付ける信号点は、誤り率が多少劣化する
ことを許す判定領域が広くとれない配置点とし、全信号
点に於ける総合した判定誤り確率が低く抑えられるよう
工夫される。Further, in the design of signal point allocation, the signal points associated with the code patterns having a high frequency of occurrence are arranged at points where the judgment area can be wide so that they can be detected with a low error rate, and the posterior probability is increased. In addition, the signal points associated with code patterns with a low frequency of occurrence are arranged points that do not allow a wide decision area to allow the error rate to deteriorate slightly, and are devised so that the overall decision error probability at all signal points can be kept low. To be done.

【００１４】更には、発生頻度が高い信号点を低振幅と
することにより、信号としての電力を抑えておいた上
で、振幅のプリエンファシスを記録時に行ない、再生時
にはデエンファシスを行なうことにより、記録再生系の
伝送路によるノイズを抑圧することができる。上記２点
の工夫により、みかけ上記録再生系の伝送路のＳＮ比を
高め、結果として多値化による高密度記録が可能とな
る。Further, by making the amplitude of a signal point having a high occurrence frequency low so as to suppress the power as a signal, the amplitude pre-emphasis is performed at the time of recording and the de-emphasis is performed at the time of reproduction. It is possible to suppress noise due to the transmission path of the recording / reproducing system. Due to the above two points, the SN ratio of the transmission line of the recording / reproducing system is apparently increased, and as a result, high density recording by multi-valued recording is possible.

【００１５】[0015]

【実施例】以下、図面を参照してこの発明の実施例を説
明する。図１は、この発明の多値記録再生装置を磁気記
録再生装置に適用した例を示すブロック構成図である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing an example in which the multilevel recording / reproducing apparatus of the present invention is applied to a magnetic recording / reproducing apparatus.

【００１６】同図に於いて、記録されるべき２値基底の
デジタルデータ列である主データ列は、ＮＲＺＩ（Non-
Return to Zero Inverse）変調部11に入力される。この
ＮＲＺＩ変調部11は、周波数分布が特定できない主デー
タ列の信号を、広く一般にデジタル記録変調方式として
使われているＮＲＺＩ変調するものである。例えば、図
２の（ａ）に示されるように、データのビット「１」を
極性反転有りに対応させ、ビット「０」を反転無に対応
させる。ＮＲＺＩ変調後の主データ列信号のスペクトル
は、図２の（ｂ）に示されるような低周波成分に偏った
分布となる。ビット周期Ｔ_b は、主データ列を通常の磁
気記録媒体及び記録再生系で定まる最短記録波長λの１
／２に相当する時間である。In the figure, a main data sequence which is a binary-based digital data sequence to be recorded is NRZI (Non-
Return to Zero Inverse) Input to the modulator 11. The NRZI modulator 11 is for NRZI modulating a signal of a main data string whose frequency distribution cannot be specified, which is widely used as a digital recording modulation method. For example, as shown in FIG. 2A, the bit "1" of the data is associated with the polarity inversion and the bit "0" is associated with the inversion. The spectrum of the main data string signal after NRZI modulation has a distribution biased to low frequency components as shown in FIG. The bit period T _b is 1 of the shortest recording wavelength λ of the main data string determined by the ordinary magnetic recording medium and the recording / reproducing system.
It is a time corresponding to / 2.

【００１７】ＮＲＺＩ変調部11から出力されるデータ列
信号は、アダマール変換部12に入力される。アダマール
変換部12は、入力されたデータ列信号をアダマール変換
するもので、Ｎ次のアダマール変換を行なう場合は、入
力データ列をＮビットずつ区切り、それらをＮ行Ｎ列の
アダマール行列とマトリックス上の掛け算を行なう。こ
のアダマール変換部12からの出力は、符号・信号点割当
部13にて多値レベルの信号Ｉ、Ｑとなって振幅直交変調
部14に入力される。The data string signal output from the NRZI modulator 11 is input to the Hadamard converter 12. The Hadamard transform unit 12 performs Hadamard transform on the input data sequence signal. When performing Nth order Hadamard transform, the input data sequence is divided into N bits each, and they are divided into N rows and N columns of Hadamard matrix and matrix. Multiply by. The output from the Hadamard transform unit 12 is input to the amplitude quadrature modulator 14 as multi-level signals I and Q in the code / signal point assigning unit 13.

【００１８】この振幅直交変換部14に於いて、上記信号
Ｉ及びＱは、それぞれ低域通過型フィルタ15及び16によ
り所定の帯域に制限され、乗算器17及び18に入力され
る。乗算器17では、局部発振器19から発生される所定の
固定周波数を有する余弦波とＩ信号が乗算される。一
方、乗算器18では、同周波数を有して移相器20による位
相がπ／２異なる正弦波とＱ信号とが乗算される。そ
た、各々乗算された信号は、加算器21に於いて加算され
る。In the amplitude quadrature conversion unit 14, the signals I and Q are limited to a predetermined band by the low pass filters 15 and 16, respectively, and input to the multipliers 17 and 18. In the multiplier 17, the cosine wave having a predetermined fixed frequency generated from the local oscillator 19 is multiplied by the I signal. On the other hand, in the multiplier 18, the sine wave having the same frequency and having a phase difference of π / 2 by the phase shifter 20 is multiplied by the Q signal. The multiplied signals are added in the adder 21.

【００１９】この加算器21で生成された合成波は、ダイ
ナミックレンジ圧縮部22に入力され、圧縮された圧縮合
成波は、記録アンプ23を介して磁気記録系24により磁気
記録媒体（磁気テープ、磁気ディスク等）25に記録、蓄
積される。磁気記録媒体25に蓄積された信号、すなわち
圧縮合成波は、再び磁気記録系24により再生され、再生
アンプ26を介してダイナミックレンジ伸張部27に入力さ
れる。このダイナミックレンジ伸張部27では、再生され
た圧縮合成波を圧縮時の逆対数ゲイン特性にて伸長する
ことにより、上記ダイナミックレンジ圧縮部22に入力さ
れたような圧縮前の合成波形へと復元する。The composite wave generated by the adder 21 is input to the dynamic range compression unit 22, and the compressed compression composite wave is applied by the magnetic recording system 24 via the recording amplifier 23 to the magnetic recording medium (magnetic tape, It is recorded and stored on a magnetic disk 25). The signal accumulated in the magnetic recording medium 25, that is, the compressed synthetic wave, is reproduced by the magnetic recording system 24 again and input to the dynamic range expansion unit 27 via the reproduction amplifier 26. The dynamic range expansion unit 27 expands the reproduced compressed composite wave with the inverse logarithmic gain characteristic at the time of compression, thereby restoring the composite waveform before compression as input to the dynamic range compression unit 22. ..

【００２０】ダイナミックレンジ伸張部27により復元さ
れた復元合成波形は、振幅直交変調復調部28内の乗算器
29及び30に同時に入力される。一方の乗算器29では、局
部発振器31から発生されるもので、変調時の局部発振器
19が発生するのと同じ周波数、同位相を有する余弦波と
復元合成波形が乗算される。他方の乗算器30では、乗算
器29で乗算される移相器32により余弦波と位相がπ／２
異なる正弦波と復元合成波形が乗算される。乗算後のそ
れぞれの波形は、低域通過型フィルタ33及び34によって
所定の帯域で帯域制限されＩ信号及びＱ信号として復調
される。The restored composite waveform restored by the dynamic range expansion section 27 is a multiplier in the amplitude quadrature modulation demodulation section 28.
Input to 29 and 30 at the same time. One of the multipliers 29, which is generated from the local oscillator 31, is the local oscillator at the time of modulation.
The cosine wave having the same frequency and the same phase as those generated by 19 is multiplied by the restored composite waveform. In the other multiplier 30, the phase shifter 32 multiplied by the multiplier 29 causes the phase of the cosine wave to be π / 2.
Different sine waves and the reconstructed composite waveform are multiplied. The respective waveforms after the multiplication are band-limited to a predetermined band by low-pass filters 33 and 34 and demodulated as I and Q signals.

【００２１】復調されたＩ，Ｑ信号は、それぞれ多値識
別部35及び36に入力され、Ｉ，Ｑの値が検出、判定され
る。これらＩ，Ｑの値は順に出力され、信号点・符号変
換部37に入力される。そして、この信号点・符号変換部
37では、先の符号・信号点割当部13で割当てられた信号
点配置に基き、所定の処理が成された値が出力される。
次いで、出力された値は、逆アダマール変換部38に入力
され、逆変換される。こうして逆変換されたデータ系列
は、ＮＲＺＩ復調部39に入力され、主データ列が復元さ
れる。ここで、前述したアダマール変換部12のＮ次のア
ダマール変換に於いて、例えば、Ｎ＝４の場合につい
て、図３を参照して原理を説明する。The demodulated I and Q signals are input to the multilevel discriminators 35 and 36, respectively, and the I and Q values are detected and determined. These I and Q values are sequentially output and input to the signal point / code conversion unit 37. And this signal point / code converter
At 37, a value on which a predetermined process is performed based on the signal point arrangement assigned by the code / signal point assigning unit 13 is output.
Next, the output value is input to the inverse Hadamard transform unit 38 and inversely transformed. The data series thus inversely converted is input to the NRZI demodulation unit 39, and the main data string is restored. Here, in the above-mentioned N-order Hadamard transform of the Hadamard transform unit 12, for example, when N = 4, the principle will be described with reference to FIG.

【００２２】図３に示されるＮＲＺＩ変調後のデータ系
列信号を、ビット毎にｘ₀ ，ｘ₁ ，ｘ₂ ，ｘ₄ ，…，ｘ
_4i，ｘ_4i+1，ｘ_4i+2，ｘ_4i+3，…（ｉ＝０，１，２，
３，…）と表わす。これらは何れも「１」または「０」
の値をとる。このデータ系列信号を４ビットずつ区切
り、４×４のアダマール行列と掛け算、すなわち下記数
１で表わされる演算を実行する。The data sequence signal after NRZI modulation shown in FIG. 3 is x ₀ , x ₁ , x ₂ , x ₄ , ..., X for each bit.
_4i , x _{4i + 1} , x _{4i + 2} , x _{4i + 3} , ... (i = 0, 1, 2,
3, ...). These are all "1" or "0"
Takes the value of. This data series signal is divided into 4 bits and multiplied by a 4 × 4 Hadamard matrix, that is, an operation represented by the following mathematical expression 1 is executed.

【００２３】[0023]

【数１】 アダマール行列Ηを、４つの基底ベクトルΦ₁ ，Φ₂ ，
Φ₃ ，Φ₄ で表わすと、下記数２のようになる。[Equation 1] Let the Hadamard matrix Η be four basis vectors Φ ₁ , Φ ₂ ,
When expressed by Φ ₃ and Φ ₄ , the following formula 2 is obtained.

【００２４】[0024]

【数２】 よって、下記数３のように表わされる。[Equation 2] Therefore, it is expressed as the following Expression 3.

【００２５】[0025]

【数３】 [Equation 3]

【００２６】また信号波形として促えれば、基底ベクト
ルΦ₁ は低周波成分を主成分とする波形であり、基底ベ
クトルΦ₂ ，Φ₃ ，Φ₄ の順で、より高い周波数成分を
含む波形を表わしている。Further, if it is promoted as a signal waveform, the basis vector Φ ₁ is a waveform having a low frequency component as a main component, and the basis vectors Φ ₂ , Φ ₃ , and Φ ₄ are waveforms including higher frequency components in this order. It represents.

【００２７】したがって、上記ＮＲＺＩ変調後のデータ
系列の信号波形のように、低周波成分を多く含み、高周
波成分になるに従って、その成分量が小さくなる信号波
形では、アダマール変換によって基底ベクトルを座標軸
とするＮ次元の信号空間に信号点を対応させると、１つ
の基底ベクトルに投影される値の変化は、どれも極めて
小さくなる。具体的に言えば、ＮＲＺＩ変調後のデータ
系列信号ｘ_4i+j（ｊ：０，１，２，３）をアダマール変
換すると、図３に示される如く、４ビット毎に変換ベク
トルＹ_i ＝（ｙ_4i，ｙ_4i+1，ｙ_4i+2，ｙ_4i+3）が得られ
る。ベクトルΧ_i がとり得る値、２⁴ 通りに対してベク
トルＹ_i がとり得る値を整理すると、図４の（ａ）及び
（ｂ）に示されるようになる。ベクトルΧ_i は、低周波
成分を多く含む故、ｙ_4iはｙ_4i＝±４が最大頻度で発生
し、その次にｙ_4i＝±２の発生頻度が高くなる。ｙ_4i＝
０は、ほとんど発生しない。また、ｙ_4i+1，ｙ_4i+2，ｙ
_4i+3もそれぞれの周波数成分に応じた値の発生頻度が高
くなり、発生値の偏りをもつ。Therefore, in the case of a signal waveform that includes many low frequency components and whose component amount decreases as the frequency component becomes higher, such as the signal waveform of the data sequence after NRZI modulation, the basis vector becomes the coordinate axis by Hadamard transform. When the signal points are made to correspond to the N-dimensional signal space, the change in the value projected on one basis vector becomes extremely small. Specifically, when the data sequence signal x _{4i + j} (j: 0, 1, 2, 3) after NRZI modulation is subjected to Hadamard transform, as shown in FIG. 3, a transform vector Y _i = (for every 4 bits). y _4i , y _{4i + 1} , y _{4i + 2} , y _{4i + 3} ) are obtained. Possible values of the vector Χ _i , 2 ⁴ The values that can be taken by the vector Y _i with respect to the street are summarized as shown in (a) and (b) of FIG. Since the vector Χ _i contains a lot of low frequency components, y _4i has a maximum frequency of y _4i = ± 4, and then has a high frequency of y _4i = ± 2. y _4i =
0 rarely occurs. Also, y _{4i + 1} , y _{4i + 2} , y
_{Also in 4i + 3,} the frequency of occurrence of the value corresponding to each frequency component is high, and the generated values are biased.

【００２８】アダマール変換部12から出力される４ビッ
ト毎の４つの変換値から成るベクトルＹ_i は、一種の符
号として促えられ、これが符号・信号点割当部13に入力
される。この場合の符号割当方法の一例が、図５の
（ａ）〜（ｄ）に示される。この符号を信号点に割り当
てるときの、基本的条件は、発生確率が高い値は、可能
な限り判定時の誤り率を低く抑えること、並びに判定を
複数回に分けて行い、最初に判定された値に基いて、次
に判定する信号点配置を規定することとしている。The vector Y _{i, which} is output from the Hadamard transform unit 12 and consists of four transform values for every 4 bits, is prompted as a kind of code, and this is input to the code / signal point assigning unit 13. An example of the code allocation method in this case is shown in (a) to (d) of FIG. When assigning this code to a signal point, the basic condition is that if the occurrence probability is high, the error rate at the time of judgment should be kept as low as possible, and the judgment should be divided into multiple times. The signal point arrangement to be determined next is defined based on the value.

【００２９】先ず、ｙ_4iの値に基いて、ｙ_4i＝４，±
２，０の４値に対応する信号点を図５の（ａ）に示され
るように、第１の信号点配置を行い、発生頻度が高い順
に判定領域の大きさを最適化する。最大発生頻度ｙ_4i＝
１±４１の判定時の誤り率は、その判定領域を最大に取
るため、極めて小さくなる。[0029] First of all, based on the value of _{y 4i, y 4i = 4,} ±
As shown in FIG. 5A, the signal points corresponding to the four values of 2, 0 are arranged in the first signal point, and the size of the determination area is optimized in the order of high occurrence frequency. Maximum frequency y _4i =
The error rate in the judgment of 1 ± 41 is extremely small because the judgment area is maximized.

【００３０】次に、第１の信号点配置に於ける信号点に
応じて、図５の（ｂ）、（ｃ）及び（ｄ）に示されるよ
うな、３種類の異なる信号点配置（ｂ）、（ｃ）及び
（ｄ）を有する第２の信号点配置を定める。図４で定め
た信号点を表わす記号を使用すると、 (b) ｙ_4i ＝ 4のとき ベクトルＹ_i ＝Ｓ_4a，Ｓ_4b (c)-1 ｙ_4i+1＝ 2 〃 ベクトルＹ_i ＝Ｓ_2a，
Ｓ_2b，Ｓ_2c，Ｓ_2d (c)-2 ｙ_4i+1＝-2 〃 ベクトルＹ_i ＝Ｓ_-2a ，Ｓ
_-2b ，Ｓ_-2c ，Ｓ_-2d (d) ｙ_4i ＝ 0 〃 ベクトルＹ_i ＝Ｓ_oa，Ｓ
_ob，Ｓ_oc，Ｓ_od，Ｓ_oe，Ｓ_of の場合分けに従って、第２の信号点配置を選択し、図５
の（ｂ）〜（ｄ）に示されるように配置する。図５の
（ａ）に示される第１の信号点配置に於いて、ｙ_4i＝｜
±４｜＝４と判定されると、次の第２の信号点配置
（ｂ）では、Ｓ_4aかＳ_4bかの２点を判定すればよく、Ｓ
_4aまたはＳ_4bを判定する際の誤り率は極めて小さくな
る。また、上記第１の信号点配置に於いて、ｙ_4i＝０と
判定される場合は、第２の信号点配置では６点の信号点
を判定する必要がある。しかしながら、元来ｙ_4i＝０が
発生する確率は極めて低いので、第２の信号点に於いて
判定誤りを起こしても、総合的な誤り率には影響が少な
い。但し、Ｓ_oaとＳ_of、Ｓ_obとＳ_oe、Ｓ_ocとＳ_odは互い
に判定が誤るとベクトルΧ_i の符号上では、４ビット全
て誤ってしまうことになるので、信号点間距離をできる
だけ大きく離す考慮が必要である。他の組合わせで判定
が誤っても、４ビット中２ビットの誤りですむ。Next, the signal points in the first signal point arrangement are
Accordingly, it is shown in (b), (c) and (d) of FIG.
Uh, three different signal constellations (b), (c) and
Define a second constellation with (d). Determined in Figure 4
Using the symbol for the signal point_4i = 4 vector Y_i= S_4a, S_4b (c) -1 y_{4i + 1}= 2 〃 Vector Y_i= S_2a，
S_2b, S_2c, S_2d (c) -2 y_{4i + 1}= -2 〃 Vector Y_i= S_-2a, S
_-2b, S_-2c, S_-2d  (d) y_4i = 0 〃 Vector Y_i= S_oa, S
_ob, S_oc, S_od, S_oe, S_of The second signal point constellation is selected according to the case classification of FIG.
(B) to (d) of FIG. Of FIG.
In the first signal point arrangement shown in (a), y_4i= |
When it is determined that ± 4 | = 4, the next second signal point arrangement
In (b), S_4aOr S_4bIt is only necessary to judge two points, S
_4aOr S_4bThe error rate when determining
It In the first signal point arrangement, y_4i= 0 and
If judged, 6 signal points in the second signal point arrangement
Need to judge. However, originally y_4i= 0
The probability of occurrence is extremely low, so at the second signal point
Even if a judgment error occurs, it has little effect on the overall error rate.
Yes. However, S_oaAnd S_of, S_obAnd S_oe, S_ocAnd S_odAre each other
If the judgment is wrong, the vector Χ_i4 bits on the code of
Therefore, the distance between signal points can be set.
However, it is necessary to consider the difference. Determined by other combinations
Even if is wrong, only 2 bits out of 4 bits will be wrong.

【００３１】同様に、第２の信号点配置（ｃ）に於いて
は、全ての信号点それぞれが、互いに誤って判定された
としても、Χ_i の符号上では、４ビット中２ビット誤る
だけですむ。これは仮に第１の信号点配置に於いて、ｙ
_4i＝２とｙ_4i＝−２を誤判定しても、結果として第２の
信号点配置を、（ｃ）−１としても（ｃ）−２として
も、第２の信号点配置上のどの信号点を選択しても、誤
る場合は必ず４ビット中２ビットの誤りとなる。したが
って、ｙ_4i＝±２のときの第２の信号点配置は、信号点
間距離がどれも等間隔で構わないものである。Similarly, in the second signal point arrangement (c), even if all of the signal points are erroneously determined, only 2 out of 4 bits are erroneous in the code of Χ _i. OK. This is assumed to be y in the first constellation.
_{Even if 4i} = 2 and y _4i = -2 are erroneously determined, as a result, _whether the second signal point constellation is set to (c) -1 or (c) -2 Even if a signal point is selected, if there is an error, 2 bits out of 4 bits will always occur. Therefore, in the second signal point arrangement when y _4i = ± 2, the signal point distances may be equally spaced.

【００３２】尚、上述した実施例の図５に於ける信号点
配置は、一例であって、信号点配置の設計時には符号発
生頻度による最適化が図られる。第１と第２の信号点配
置は、ビット周期毎に処理され、データ系列ベクトルΧ
_i に於ける４ビット周期毎のデータを、２ビット周期毎
に処理することになる。The signal point arrangement in FIG. 5 of the above-mentioned embodiment is an example, and the signal point arrangement is optimized by the code generation frequency when designing. The first and second constellation points are processed every bit period, and the data sequence vector X
The data in every 4-bit cycle in _i will be processed in every 2-bit cycle.

【００３３】図６は、符号・信号点割当部13のブロック
構成を示したものである。上述した説明の如く、先ず、
ｙ_4iの値によって第１の信号点配置に於ける信号点が選
択される。次いで、振幅直交変調するための同相軸Ｉ_2n
と直交軸Ｑ_2nの座標上の信号点の値を出力する。次に、
第２信号点配置選択部 130により、ｙ_4iの値から第２の
信号点配置パターン（ｂ）、（ｃ）−１、（ｃ）−２、
（ｄ）の中から１つが選択され、選択された信号点配置
上の信号点が、信号割当部 131、 132、 132のｙ_4i+1，
ｙ_4i+2，ｙ_4i+3の値から選択される。そして、定まった
信号点の上記２軸上の値Ｉ_2n+1，Ｑ_2n+1（ｎ：０，１，
２，…）が出力される。つまり、符号・信号点割当部13
は、（Ｉ，Ｑ）＝（Ｉ_2n，Ｑ_2n），（Ｉ_2n+1，Ｑ_2n+1）
が、順に２ビット周期毎に出力される。尚、成分Ｉ，Ｑ
は、信号点配置に応じて異なる値をとる多値レベル信号
である。FIG. 6 shows a block configuration of the code / signal point allocation unit 13. As explained above, first,
The signal point in the first signal point constellation is selected by the value of y _4i . Then, the in-phase axis I _2n for amplitude quadrature modulation
And the value of the signal point on the coordinate of the orthogonal axis Q _2n is output. next,
The second signal point arrangement selecting unit 130 calculates the second signal point arrangement patterns (b), (c) -1, (c) -2, from the value of y _4i .
One is selected from among (d), and the signal points on the selected signal point constellation are y _{4i + 1 of} the signal allocating units 131, 132, 132.
It is selected from the values of y _{4i + 2} and y _{4i + 3} . Then, the values I _{2n + 1} , Q _{2n + 1} (n: 0, 1,
2, ...) is output. That is, the code / signal point allocation unit 13
Is (I, Q) = (I _2n , Q _2n ), (I _{2n + 1} , Q _{2n + 1} )
Are sequentially output every two-bit cycle. The components I and Q
Is a multilevel signal that takes different values depending on the signal point arrangement.

【００３４】これらＩ，Ｑ信号は上述したように、図１
に示される振幅直交変調部14に入力され、低域通過型フ
ィルタ15、16により、それぞれ所定の帯域に制限され、
乗算器17、18に入力される。そして、乗算器17では、局
部発振器19から発生する所定の固定周波数を有する余弦
波とＩ信号が乗算され、乗算器18では同周波数を有して
位相がπ／２異なる正弦波とＱ信号とが乗算される。こ
うして、各々乗算された信号は、加算器21にて加算され
る。These I and Q signals are, as described above, shown in FIG.
Are input to the amplitude quadrature modulation unit 14 shown in FIG. 1, and are limited to predetermined bands by the low-pass filters 15 and 16, respectively.
Input to the multipliers 17 and 18. Then, in the multiplier 17, the cosine wave having a predetermined fixed frequency generated from the local oscillator 19 is multiplied by the I signal, and in the multiplier 18, the sine wave having the same frequency and having a phase difference of π / 2 and the Q signal. Is multiplied. The signals thus multiplied are added by the adder 21.

【００３５】同実施例では、加算器21で生成された合成
波は、ダイナミックレンジ圧縮部22に入力され、磁気記
録系が許容するダイナミックレンジを有効に利用するこ
とにより、記録信号の電力を最大限にとれるように、図
７の（ａ）に示されように、ダイナミックレンジの圧縮
が行われるようになっている。実際には、図７の（ｂ）
に示されるように対数圧縮が行われ、小振幅信号のゲイ
ンが大きくされて、合成波形の振幅に応じて非線形にゲ
インが制御される。この処理により磁気記録系で拾う加
法性雑音に対し、小振幅信号が事前強調されてＳＮ比が
向上されるようになっている。In this embodiment, the composite wave generated by the adder 21 is input to the dynamic range compression section 22 and the dynamic range allowed by the magnetic recording system is effectively used to maximize the power of the recording signal. To the extent possible, the dynamic range is compressed as shown in FIG. Actually, FIG. 7B
As shown in (1), logarithmic compression is performed, the gain of the small-amplitude signal is increased, and the gain is nonlinearly controlled according to the amplitude of the combined waveform. By this processing, a small amplitude signal is pre-emphasized with respect to the additive noise picked up by the magnetic recording system, and the SN ratio is improved.

【００３６】このように、ダイナミックレンジ圧縮部22
に於いて圧縮された圧縮合成波は、記録アンプ23を経
て、磁気記録系24により磁気記録媒体25に記録、蓄積さ
れる。そして、磁気記録媒体25に蓄積された信号、すな
わち圧縮合成波は、再び磁気記録系24により再生され、
再生アンプ26を介してダイナミックレンジ伸張部27に入
力される。このダイナミックレンジ伸張部27では、再生
された圧縮合成波を、圧縮時の逆対数ゲイン特性にて伸
長することにより、上記ダイナミックレンジ圧縮部22に
入力されたような圧縮前の合成波形へと復元する。但
し、この場合、磁気記録系24で拾った一様分布を成す雑
音は、逆対数特性となって、圧縮前の合成波形に重畳さ
れている。したがって、小振幅信号部分の雑音は抑圧さ
れており、雑音レベルの低減が図られる。In this way, the dynamic range compression unit 22
The compressed synthetic wave compressed in the above is recorded and accumulated in the magnetic recording medium 25 by the magnetic recording system 24 through the recording amplifier 23. Then, the signal accumulated in the magnetic recording medium 25, that is, the compression combined wave, is reproduced again by the magnetic recording system 24,
It is input to the dynamic range expansion unit 27 via the reproduction amplifier 26. The dynamic range expansion unit 27 expands the reproduced compressed composite wave with the inverse logarithmic gain characteristic at the time of compression to restore the composite waveform before compression as input to the dynamic range compression unit 22. To do. However, in this case, the noise having a uniform distribution picked up by the magnetic recording system 24 has an antilogarithmic characteristic and is superimposed on the composite waveform before compression. Therefore, the noise in the small amplitude signal portion is suppressed, and the noise level can be reduced.

【００３７】こうして、ダイナミックレンジ伸張部27に
より復元された復元合成波形は、振幅直交変調復調部28
の乗算器29、30に同時に入力される。乗算器29では、局
部発振器31から発生するもので、変調時の局部発振器９
が発生するのと同一周波数、同位相を有する余弦波と復
元合成波形が乗算される。また、乗算器30では、乗算器
29で乗算される余弦波と位相がπ／２異なる正弦波と復
元合成波形が乗算される。乗算後のそれぞれの波形は、
低域通過型フィルタ33を34によって所定の帯域で帯域制
限され、Ｉ、Ｑ信号が復調される。In this way, the restored composite waveform restored by the dynamic range expansion section 27 is amplitude quadrature modulation demodulation section 28.
Are simultaneously input to the multipliers 29 and 30 of. The multiplier 29 generates from the local oscillator 31, and the local oscillator 9 at the time of modulation is generated.
Is generated, the cosine wave having the same frequency and the same phase and the restored synthesized waveform are multiplied. Also, in the multiplier 30,
The cosine wave multiplied by 29 and the sine wave whose phase is π / 2 different are multiplied by the restored composite waveform. Each waveform after multiplication is
The low-pass filter 33 is band-limited to a predetermined band by the 34, and the I and Q signals are demodulated.

【００３８】これら復調されたＩ、Ｑ信号は、それぞれ
多値識別部35、36に入力され、Ｉ、Ｑの値が検出、判定
される。Ｉ、Ｑの値は（Ｉ，Ｑ）＝Ｉ_2n，Ｑ_2n），（Ｉ
_2n+1，Ｑ_2n+1）の順に出力され、信号点・符号変換部37
に入力される。この信号点・符号変換部37では、先の符
号・信号点割当部13で割当てた信号点配置に基き、先ず
Ｉ_2nとＱ_2nの値から、第１の信号点配置に於ける信号点
の中から該当する信号点が選択され、それにより第２の
信号点配置が選択される。選択された第２の信号点配置
に於ける信号点が、次に入力されるＩ_2n+1とＱ_2n+1の値
によって決定される。そして、Ｉ_2n，Ｑ_2nによって選択
された信号点から上記アダマール変換された交換値のｙ
_4iを得て、Ｉ_2n+1，Ｑ_2n+1によって選択された信号点か
らｙ_4i+1，ｙ_4i+2，ｙ_4i+3を得て、それぞれ信号点・符
号交換部37から出力される。The demodulated I and Q signals are input to the multi-level discriminators 35 and 36, respectively, and the I and Q values are detected and determined. The values of I and Q are (I, Q) = I _2n , Q _2n ), (I
_{2n + 1} , Q _{2n + 1} ) in this order, and the signal point / code conversion unit 37
Entered in. In this signal point / code conversion section 37, based on the signal point arrangement assigned by the above code / signal point assignment section 13, first, the signal points in the first signal point arrangement are calculated from the values of I _2n and Q _2n . The corresponding signal point is selected from among them, and thereby the second signal point arrangement is selected. The signal points in the selected second signal point constellation are determined by the values of I _{2n + 1} and Q _{2n + 1} to be input next. Then, y of the exchange value subjected to the Hadamard transform from the signal point selected by I _2n and Q _2n
4i is obtained and y _{4i + 1} , y _{4i + 2} , y _{4i + 3} are obtained from the signal points selected by I _{2n + 1} and Q _{2n + 1} , and output from the signal point / code exchange unit 37, respectively. It

【００３９】出力された値ｙ_4i，ｙ_4i+1，ｙ_4i+2，ｙ
_4i+3は、逆アダマール変換部38に入力され、ここで逆変
換される。逆変換されたデータ系列は、ＮＲＺＩ復調部
39に入力され、主データ列が復元される。The output values y _4i , y _{4i + 1} , y _{4i + 2} , y
_{4i + 3} is input to the inverse Hadamard transform unit 38, where it is inversely transformed. The inversely transformed data sequence is the NRZI demodulation unit.
Input to 39, main data string is restored.

【００４０】尚、この発明の多値記録再生装置では、主
データ列のビット周期に対し、４ビット周期毎に４ビッ
トのデータが、２ビット周期間隔で多値化され記録され
ることになる。したがって、この２ビット周期間隔の多
値化を主データ列のビット周期にすれば、記録するとき
の主データ列の転送レートは２倍になり、本来主データ
列に於いて、２ビット記録できるところを４ビット記録
することになるので、記録密度は２倍に向上する。次
に、この発明の第２の実施例について説明する。図１に
示される第１の実施例に於いて、アダマール変換部12、
並びに逆変換部38を省略したものも考えられる。In the multi-valued recording / reproducing apparatus of the present invention, 4-bit data is multi-valued and recorded at 2-bit cycle intervals for every 4-bit cycle with respect to the bit cycle of the main data string. .. Therefore, if the multi-value of the 2-bit cycle interval is set to the bit cycle of the main data string, the transfer rate of the main data string at the time of recording is doubled, and 2 bits can be originally recorded in the main data string. However, since 4 bits are recorded, the recording density is doubled. Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment shown in FIG. 1, the Hadamard transform unit 12,
In addition, it is also possible to omit the inverse conversion unit 38.

【００４１】上述した第１の実施例で説明された如く、
主データ列がＮＲＺＩ変調された後のデータ列のスペク
トルは、図２の（ｂ）に示されるような低周波成分に偏
った分布を有している。したがって、Ｎ＝４を例にとっ
て言えば、図４の（ａ）及び（ｂ）に示される符号、２
^N ＝１６通りに於いて、符号の発生頻度に偏りがでるこ
とになる。符号・信号点割当部12に於いて、直交振幅変
調のＩ−Ｑ平面上に、１６点の信号点配置を発生頻度に
従って最適化を図り、割当てる。この一例が、図８に示
される。この信号点配置での基本的条件は、発生確率が
大きい符号は、判定領域が広く確保され、判定時の誤り
を極力低く抑えることと、発生確率が大きい符号は、振
幅が零レベルに近い位置に配置し、データ列の信号とし
ての電力を抑制することである。これらの条件に従え
ば、連続するデータ列の信号を長く観察した場合、平均
的誤り率は低く抑えられ、且つ平均電力も小さくでき
る。平均電力をできるだけ抑えた信号にしておくことに
より、図１に示されるダイナミックレンジ圧伸部22、27
行われる雑音抑圧の効果が大きくなるため、誤り率の低
減に寄与する。As described in the first embodiment above,
The spectrum of the data string after the main data string is NRZI modulated has a distribution biased to low frequency components as shown in FIG. Therefore, taking N = 4 as an example, the symbols shown in (a) and (b) of FIG.
^N = 16 ways, the code generation frequency is biased. The code / signal point allocating unit 12 optimizes and allocates 16 signal point arrangements on the IQ plane of quadrature amplitude modulation according to the frequency of occurrence. An example of this is shown in FIG. The basic conditions for this signal point arrangement are that a code with a high probability of occurrence secures a wide decision area and keeps errors during judgment as low as possible, and a code with a high probability of occurrence is at a position where the amplitude is close to zero level. Is to suppress the electric power as a signal of the data string. According to these conditions, when a signal of a continuous data string is observed for a long time, the average error rate can be suppressed low and the average power can be reduced. By keeping the average power as low as possible, the dynamic range companding parts 22, 27 shown in FIG.
Since the effect of noise suppression performed becomes large, it contributes to the reduction of the error rate.

【００４２】このように、本発明の多値記録再生装置で
は、磁気記録面上に於いて、多値データを２値基底デジ
タルデータと等しい物理的密度で記録できるため、デー
タそのものの高密度記録ができる。高密度化手法とし
て、狭トラック化や線記録密度の高密度化を行うには、
記録再生するための構成要素（メカニカルな構成要素や
記録媒体）の改良が必要になるが、本発明では変調その
もので高密度化を達成できるので、上記改良が不要とな
る。As described above, in the multi-valued recording / reproducing apparatus of the present invention, multi-valued data can be recorded on the magnetic recording surface at the same physical density as the binary basis digital data. You can As a densification method, in order to narrow the track and increase the linear recording density,
Although it is necessary to improve the constituent elements (mechanical constituent elements and recording medium) for recording / reproducing, the present invention does not require the above improvement because the density can be increased by the modulation itself in the present invention.

【００４３】また、再生時の判定に於いてデータの誤り
率に影響する符号化データの発生確率を故意に偏らせ、
多値記録に於ける信号点配置を最適化することにより、
データ系列の長いスパンでの平均的誤り率を低下させる
ことができる。In addition, the probability of occurrence of encoded data, which affects the error rate of data in the determination at the time of reproduction, is intentionally biased,
By optimizing the signal point arrangement in multilevel recording,
The average error rate over a long span of the data sequence can be reduced.

【００４４】更に、発生確率の高い符号に対応する信号
点の振幅レベルが、小さくなるよう信号点配置を行い、
その後ダイナミックレンジの圧伸処理を施すことによ
り、記録再生系で拾う雑音を効果的に抑圧できる。故
に、データの誤り率も低減することができる。Further, the signal points are arranged so that the amplitude level of the signal point corresponding to the code having a high probability of occurrence becomes small,
After that, the dynamic range companding process is performed to effectively suppress the noise picked up by the recording / reproducing system. Therefore, the data error rate can also be reduced.

【００４５】[0045]

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、磁気記
録再生系の有限なＳＮ比で規制される誤り率を効果的に
低減して、高密度記録再生を実現することのできる多値
記録再生装置を提供することができる。As described above, according to the present invention, it is possible to effectively reduce the error rate regulated by the finite SN ratio of the magnetic recording / reproducing system and realize high-density recording / reproducing. A recording / reproducing device can be provided.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の多値記録再生装置を磁気記録再生装
置に適用した例を示すブロック構成図である。FIG. 1 is a block diagram showing an example in which a multilevel recording / reproducing apparatus of the present invention is applied to a magnetic recording / reproducing apparatus.

【図２】（ａ）はＮＲＺＩ変調のデータ列信号のスペク
トラムを示した図、（ｂ）はＮＲＺＩ変調後のデータ列
信号のスペクトラムを示した図である。2A is a diagram showing a spectrum of an NRZI-modulated data sequence signal, and FIG. 2B is a diagram showing a spectrum of a data sequence signal after NRZI modulation.

【図３】ＮＲＺＩ変調後のデータ系列信号をアダマール
変換する方法を示した図である。FIG. 3 is a diagram showing a method of Hadamard transforming a data sequence signal after NRZI modulation.

【図４】（ａ）及び（ｂ）はアダマール変換して得られ
る符号データを示した図である。FIG. 4A and FIG. 4B are diagrams showing code data obtained by Hadamard transform.

【図５】（ａ）〜（ｄ）は変換信号の直交振幅変調に於
ける信号配置を示した図である。5 (a) to (d) are diagrams showing a signal arrangement in quadrature amplitude modulation of a converted signal.

【図６】図１に於ける符号・信号点割当部の詳細を示す
ブロック構成図である。6 is a block configuration diagram showing details of a code / signal point assigning unit in FIG. 1. FIG.

【図７】（ａ）及び（ｂ）はダイナミックレンジを圧縮
伸張する際の振幅変換局線を示した図である。7A and 7B are diagrams showing an amplitude conversion station line when compressing and expanding a dynamic range.

【図８】この発明の第２の実施例として直交振幅変調に
於ける信号点配置の一例を示した図である。FIG. 8 is a diagram showing an example of signal point arrangement in quadrature amplitude modulation as a second embodiment of the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

11…ＮＲＺＩ変調部、12…アダマール変換部、13…符号
・信号点割当部、14…直交振幅変調部、22…ダイナミッ
クレンジ圧縮部、24…磁気記録系、25…磁気記録媒体、
27…ダイナミックレンジ伸張部、28…直交振幅変調複調
部、35、36…多値識別部、37…信号点・符号変換部、38
…逆アダマール変換部、39…ＮＲＺＩ復調部。11 ... NRZI modulator, 12 ... Hadamard converter, 13 ... Code / signal point allocation unit, 14 ... Quadrature amplitude modulator, 22 ... Dynamic range compressor, 24 ... Magnetic recording system, 25 ... Magnetic recording medium,
27 ... Dynamic range expansion section, 28 ... Quadrature amplitude modulation / modulation section, 35, 36 ... Multi-level identification section, 37 ... Signal point / code conversion section, 38
... Inverse Hadamard transform section, 39 ... NRZI demodulation section.

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 入力デジタルデータ列を符号変換するこ
とにより、その符号列信号の周波数特性分布に偏りをも
たせる符号変換手段と、 この符号変換手段で変換されたデジタルデータ列を所定
ビットずつ区切り、各所定ビットを発生する頻度に応じ
て予め定められた信号点に割当てる信号割当手段と、 この信号割当手段で割当てられた信号点を変調する変調
手段と、 この変調手段から出力される信号を記録媒体に記録する
記録手段とを具備することを特徴とする多値記録再生装
置。1. A code conversion means for biasing a frequency characteristic distribution of a code string signal by code-converting an input digital data string, and a digital data string converted by the code conversion means is delimited by predetermined bits. A signal allocating means for allocating a predetermined signal point according to the frequency of generating each predetermined bit, a modulating means for modulating the signal point allocated by this signal allocating means, and a signal output from this modulating means is recorded. A multilevel recording / reproducing apparatus comprising: a recording unit for recording on a medium. 【請求項２】 入力デジタルデータ列を符号変換するこ
とにより、その符号列信号の周波数特性分布に偏りをも
たせる符号変換手段と、 この符号変換手段で変換されたデジタルデータ列を帯域
分割するための変換を所定ビットずつ区切り、各所定ビ
ットについて行う変換手段と、 この変換手段で変換された変換データ列を各所定ビット
数より少ない複数の信号点配置面に発生する頻度に応じ
て予め定められた信号点に割当てる信号割当手段と、 この信号割当手段で割当てられた信号点を変調する変調
手段と、 この変調手段から出力される信号を記録媒体に記録する
記録手段とを具備することを特徴とする多値記録再生装
置。2. Code conversion means for biasing the frequency characteristic distribution of the code string signal by code converting the input digital data string, and band division of the digital data string converted by this code conversion means. It is determined in advance according to the conversion means for dividing the conversion into predetermined bits and performing the conversion for each predetermined bit, and the frequency of occurrence of the conversion data string converted by the conversion means on a plurality of signal point arrangement planes each having a number smaller than the predetermined number of bits. A signal allocating means for allocating the signal points, a modulating means for modulating the signal points allocated by the signal allocating means, and a recording means for recording a signal output from the modulating means on a recording medium. Multi-valued recording / reproducing device. 【請求項３】 発生する頻度に応じて信号点配置され、
予め変調された信号を記録媒体から再生する再生手段
と、 この再生手段により上記記録媒体から再生された信号を
復調する復調手段と、 この復調手段で復調された信号から信号点配置面に予め
定められた信号点の該当する信号点を識別する識別手段
と、 この識別手段により識別された信号点を対応するデジタ
ルデータ列に変換する変換手段とを具備することを特徴
とする多値記録再生装置。3. The signal points are arranged according to the frequency of occurrence,
Reproducing means for reproducing the pre-modulated signal from the recording medium, demodulating means for demodulating the signal reproduced from the recording medium by the reproducing means, and a signal point arrangement plane predetermined from the signal demodulated by the demodulating means. A multi-valued recording / reproducing apparatus, comprising: an identifying means for identifying a corresponding signal point of the identified signal points, and a converting means for converting the signal point identified by the identifying means into a corresponding digital data string. .. 【請求項４】 入力デジタルデータ列を符号変換し、そ
の符号列信号の周波数特性分布に偏りをもたせる符号変
換手段と、 この符号変換手段で変換されたデジタルデータ列を帯域
分割するための変換を所定ビットずつ区切り、各所定ビ
ットについて行う第１の変換手段と、 この変換手段で変換された変換データ列を各所定ビット
数より少ない複数の信号点配置面に発生する頻度に応じ
て予め定められた信号点に割当てる信号割当手段と、 この信号割当手段で割当てられた信号点を変調する変調
手段と、 この変調手段から出力される信号を記録媒体に記録する
記録手段と、 この記録手段により記録された信号を再生する再生手段
と、 この再生手段で再生された信号を復調する復調手段と、 この復調手段で復調された信号から複数の上記信号点配
置面に予め定められた信号点の該当する信号点を識別す
る識別手段と、 この識別手段により識別された信号点を対応するデジタ
ルデータ列に変換する第２の変換手段と、 この第２の変換手段で変換された上記帯域分割するため
の変換の逆変換を行う第３の変換手段と、 この第３の変換手段で逆変換されたデジタルデータ列を
上記符号列信号の周波数特性分布に偏りをもたせる符号
変換の逆変換を行う第４の変換手段とを具備することを
特徴とする多値記録再生装置。4. A code conversion means for code-converting an input digital data string and biasing the frequency characteristic distribution of the code string signal, and a conversion for band-dividing the digital data string converted by the code conversion means. First conversion means for dividing each predetermined bit and performing for each predetermined bit, and a conversion data string converted by this conversion means are determined in advance in accordance with the frequency of occurrence on a plurality of signal point arrangement planes having a number smaller than each predetermined number of bits. Signal allocating means for allocating the signal points, modulating means for modulating the signal points allocated by the signal allocating means, recording means for recording the signal output from the modulating means on a recording medium, and recording by the recording means. Reproducing means for reproducing the reproduced signal, demodulating means for demodulating the signal reproduced by the reproducing means, and a plurality of the above-mentioned signals from the signals demodulated by the demodulating means Identification means for identifying a corresponding signal point of predetermined signal points on the arrangement surface, second conversion means for converting the signal point identified by the identification means into a corresponding digital data string, and the second conversion means. Third conversion means for performing the inverse conversion of the conversion for converting the band converted by the conversion means, and the digital data string inversely converted by the third conversion means are biased to the frequency characteristic distribution of the code string signal. A multi-valued recording / reproducing apparatus, comprising: 【請求項５】 入力デジタルデータ別を符号変換するこ
とにより、その符号列信号の周波数特性分布に偏りをも
たせる符号変換手段と、 この符号変換手段で変換されたデジタルデータ列を所定
ビットずつ区切り、各所定ビットを発生する頻度に応じ
て予め定められた信号点に割当てる信号割当手段と、 この信号割当手段で割当てられた信号点を変調する変調
手段と、 この変調手段から出力される信号のダイナミックレンジ
を圧縮するダイナミックレンジ圧縮手段と、 このダイナミックレンジ圧縮手段からの信号を記録媒体
に記録する記録手段とこの記録手段により記録された信
号を再生する再生手段と、 この再生手段により再生されたダイナミックレンジの圧
縮された信号を復元するためのダイナミックレンジ伸長
手段と、 このダイナミックレンジ伸長手段により復元された信号
を復調する復調手段と、 この復調手段により復調された信号から信号点配置面に
予め定められた信号点の該当する信号点を識別する識別
手段と、 この識別手段により識別された信号点を対応するデジタ
ルデータ列に変換する変換手段とを具備することを特徴
とする多値記録再生装置。5. Code conversion means for biasing the frequency characteristic distribution of the code string signal by performing code conversion for each input digital data, and a digital data string converted by this code conversion means are separated by predetermined bits. A signal allocating means for allocating a predetermined signal point according to the frequency of generating each predetermined bit, a modulating means for modulating the signal point allocated by the signal allocating means, and a dynamic signal output from the modulating means. A dynamic range compression means for compressing a range, a recording means for recording a signal from the dynamic range compression means on a recording medium, a reproducing means for reproducing the signal recorded by the recording means, and a dynamic range reproduced by the reproducing means. A dynamic range expansion means for decompressing the compressed signal of the range, and this dynamic Demodulation means for demodulating the signal restored by the range expansion means, identification means for identifying a signal point corresponding to a predetermined signal point on the signal point arrangement surface from the signal demodulated by the demodulation means, and this identification means And a conversion means for converting the signal point identified by the above into a corresponding digital data string.