JPH0488884A - 電圧形インバータ - Google Patents
電圧形インバータInfo
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- JPH0488884A JPH0488884A JP2202646A JP20264690A JPH0488884A JP H0488884 A JPH0488884 A JP H0488884A JP 2202646 A JP2202646 A JP 2202646A JP 20264690 A JP20264690 A JP 20264690A JP H0488884 A JPH0488884 A JP H0488884A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 22
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims abstract description 13
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 102000010410 Nogo Proteins Human genes 0.000 description 1
- 108010077641 Nogo Proteins Proteins 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000010248 power generation Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は電圧形インバータに関し、詳しくは、交流入力
側のフィルタ、コンバータモジュール及びインバータモ
ジュールを備え、直流中間回路に平滑用コンデンサを有
しないと共に、上記各モジュールがPWM制御される電
圧形インバータに関する。
側のフィルタ、コンバータモジュール及びインバータモ
ジュールを備え、直流中間回路に平滑用コンデンサを有
しないと共に、上記各モジュールがPWM制御される電
圧形インバータに関する。
(従来の技術)
第5図は、この種の電圧形インバータの第1従来例の主
回路構成を示している。すなわちこの電圧形インバータ
は、交流入力側にフィルタ用リアクトル1及びフィルタ
コンデンサ2が接続されたコンバータモジュール3Aと
、その直流出力側(直流中間回路)に接続されたインバ
ータモジュール4とを備えており、各モジュール3A、
4の可逆運転によりカ行、回生動作を可能にしたもので
ある。ここで、各モジュール3A、4は、逆並列ダイオ
ード付きのパワトランジスタ等の単方向性スイッチング
素子6個を三相ブリッジ接続してそれぞれ構成されてい
る。
回路構成を示している。すなわちこの電圧形インバータ
は、交流入力側にフィルタ用リアクトル1及びフィルタ
コンデンサ2が接続されたコンバータモジュール3Aと
、その直流出力側(直流中間回路)に接続されたインバ
ータモジュール4とを備えており、各モジュール3A、
4の可逆運転によりカ行、回生動作を可能にしたもので
ある。ここで、各モジュール3A、4は、逆並列ダイオ
ード付きのパワトランジスタ等の単方向性スイッチング
素子6個を三相ブリッジ接続してそれぞれ構成されてい
る。
なお、同図において、R,S、Tは電源側交流出力端子
、R,、S、、 T、はコンバータモジュール3Aの交
流入力端子、P、 Nは直流中間端子、IMは負荷とし
ての誘導電動機を示している。
、R,、S、、 T、はコンバータモジュール3Aの交
流入力端子、P、 Nは直流中間端子、IMは負荷とし
ての誘導電動機を示している。
次に、第6図は第2従来例の主回路構成を示している。
この従来例におけるフィルタ用リアクトル1、フィルタ
コンデンサ2、コンバータモジュール3B及びインバー
タモジュール4の相互の接続構成は第5図と同様である
が、コンバータモジュール3Bは、逆並列接続されたサ
イリスタを三相ブリッジ接続して構成されている。
コンデンサ2、コンバータモジュール3B及びインバー
タモジュール4の相互の接続構成は第5図と同様である
が、コンバータモジュール3Bは、逆並列接続されたサ
イリスタを三相ブリッジ接続して構成されている。
(発明が解決しようとする課題)
第5図に示した電圧形インバータにおいて、直流中間端
子P、Nから右側の部分は誘導電動機IMの漏れインダ
クタンスの影響により電流源として働き、電流形インバ
ータに近い特性を有している。これに対してコンバータ
モジュール3Aは本来的に電圧形インバータ用のコンバ
ータモジュールであるので、交流入力端子R,,S、、
T、への入力電流を正弦波に近くすることができない
。このため、交流電源からの流入電流を正弦波に近付け
ようとすると、交流入力側のフィルタ容量が増大し、装
置が大型化してコスト高になるという欠点があった。
子P、Nから右側の部分は誘導電動機IMの漏れインダ
クタンスの影響により電流源として働き、電流形インバ
ータに近い特性を有している。これに対してコンバータ
モジュール3Aは本来的に電圧形インバータ用のコンバ
ータモジュールであるので、交流入力端子R,,S、、
T、への入力電流を正弦波に近くすることができない
。このため、交流電源からの流入電流を正弦波に近付け
ようとすると、交流入力側のフィルタ容量が増大し、装
置が大型化してコスト高になるという欠点があった。
一方、第6図に示した電圧形インバータでは、インバー
タモジュール4において瞬時空間電圧ベクトル制御が行
なわれ、■、またはV、の零電圧ベクトルを生成してイ
ンバータモジュール4を還流モードとすることにより、
直流中間回路の電流を零とし、コンバータモジュール3
Bのサイリスタをオフにしている。この方式の制御は、
電動機固定子電流ベクトル及び電源側コンデンサ電圧ベ
クトルのオンラインによる予測に基づいて行なわれてお
り、制御方式が複雑で高価になるという欠点があった。
タモジュール4において瞬時空間電圧ベクトル制御が行
なわれ、■、またはV、の零電圧ベクトルを生成してイ
ンバータモジュール4を還流モードとすることにより、
直流中間回路の電流を零とし、コンバータモジュール3
Bのサイリスタをオフにしている。この方式の制御は、
電動機固定子電流ベクトル及び電源側コンデンサ電圧ベ
クトルのオンラインによる予測に基づいて行なわれてお
り、制御方式が複雑で高価になるという欠点があった。
第1の発明は上記問題点を解決するためになされたもの
で、その目的とするところは、コンバータモジュールに
双方向性スイッチング素子を用い、このスイッチング素
子に対するPWM信号を台形波状の変調波と三角波状の
搬送波との比較によって生成することにより、コンバー
タモジュールの入力電流波形を正弦波に近付け、交流入
力側フィルタの容量低減を図って装置の小形化を可能に
すると共に、制御方式の簡略化及びコストの低減を可能
にした電圧形インバータを提供することにある。
で、その目的とするところは、コンバータモジュールに
双方向性スイッチング素子を用い、このスイッチング素
子に対するPWM信号を台形波状の変調波と三角波状の
搬送波との比較によって生成することにより、コンバー
タモジュールの入力電流波形を正弦波に近付け、交流入
力側フィルタの容量低減を図って装置の小形化を可能に
すると共に、制御方式の簡略化及びコストの低減を可能
にした電圧形インバータを提供することにある。
また、第2の発明は上記第1の発明の構成に加え、コン
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続することにより、配
線インダクタンスを低減させて低耐圧スイッチング素子
の使用、スナバコンデンサの小容量化や省略等によるコ
ストの低減。
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続することにより、配
線インダクタンスを低減させて低耐圧スイッチング素子
の使用、スナバコンデンサの小容量化や省略等によるコ
ストの低減。
装置の小形化を可能にした電圧形インバータを提供する
ことをその目的としている。
ことをその目的としている。
(課題を解決するための手段)
上記目的を達成するため、第1の発明は、交流入力側に
フィルタが接続され、かつブリッジ接続されたスイッチ
ング素子を備えてなるコンバータモジュールと、このコ
ンバータモジュールの直流出力側に平滑用コンデンサを
介することなく接続されたインバータモジュールとから
なる電圧形インバータにおいて、前記インバータモジュ
ールがPWM制御され2かつ筋記コンバータモジュール
が双方向性スイッチング素子により構成されると共に、
前記コンバータモジュールが、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波との比較によって生成されたパルスにより
PWM制御されるものである。
フィルタが接続され、かつブリッジ接続されたスイッチ
ング素子を備えてなるコンバータモジュールと、このコ
ンバータモジュールの直流出力側に平滑用コンデンサを
介することなく接続されたインバータモジュールとから
なる電圧形インバータにおいて、前記インバータモジュ
ールがPWM制御され2かつ筋記コンバータモジュール
が双方向性スイッチング素子により構成されると共に、
前記コンバータモジュールが、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波との比較によって生成されたパルスにより
PWM制御されるものである。
また、前記コンバータモジュールは、前記フィルタと共
振しないように制御すると共に、コンバータモジュール
をPWM制御するためのパルス数は、交流電源電圧の半
周期につき17とすることが好ましい。
振しないように制御すると共に、コンバータモジュール
をPWM制御するためのパルス数は、交流電源電圧の半
周期につき17とすることが好ましい。
更に、第2の発明は、第1の発明の構成に加えて、コン
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続するものである。
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続するものである。
(作用)
第1の発明によれば、コンバータモジュールを双方向性
スイッチング素子にて構成したことによレバ電流形イン
バータのコンバータとしての動作が可能になる。また、
このコンバータモジュールを、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波とを比較して生成したPWM信号によって
制御することにより、コンバータモジュールへの入力電
流波形を正弦波に近付けることができ、交流入力側のフ
ィルタ容量を小さくすることができる。
スイッチング素子にて構成したことによレバ電流形イン
バータのコンバータとしての動作が可能になる。また、
このコンバータモジュールを、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波とを比較して生成したPWM信号によって
制御することにより、コンバータモジュールへの入力電
流波形を正弦波に近付けることができ、交流入力側のフ
ィルタ容量を小さくすることができる。
更に、第2の発明によれば、フィルタコンデンサをコン
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続することにより、実配線部分による配線インダ
クタンスが低減され、各モジュールを構成するスイッチ
ング素子のスイッチングに伴うスパイク電圧が小さくな
る。これにより、スイッチング素子は比較的低耐圧のも
のでよく、また、スナバ回路の容量も小さくて済む。
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続することにより、実配線部分による配線インダ
クタンスが低減され、各モジュールを構成するスイッチ
ング素子のスイッチングに伴うスパイク電圧が小さくな
る。これにより、スイッチング素子は比較的低耐圧のも
のでよく、また、スナバ回路の容量も小さくて済む。
(実施例)
以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。
まず、第1図は第1の発明にかかる電圧形インバータの
一実施例を示すもので、同図において、前記同様に1は
フィルタ用リアクトル、2はフィルタ用コンデンサ、4
は逆並列ダイオード付きのパワトランジスタ6個を三相
ブリッジ接続して構成された、PWM制御されるインバ
ータモジュール、IMは誘導電動機である。また、3は
PWM制御されるコンバータモジュールであり、このコ
ンバータモジュール3は、6個の双方向性スイッチング
素子3吋を三相ブリッジ接続して構成されている。なお
、第1図において、コンバータモジュール3とインバー
タモジュール4との間の直流中間回路は、平滑用コンデ
ンサを有しない構成となっている。
一実施例を示すもので、同図において、前記同様に1は
フィルタ用リアクトル、2はフィルタ用コンデンサ、4
は逆並列ダイオード付きのパワトランジスタ6個を三相
ブリッジ接続して構成された、PWM制御されるインバ
ータモジュール、IMは誘導電動機である。また、3は
PWM制御されるコンバータモジュールであり、このコ
ンバータモジュール3は、6個の双方向性スイッチング
素子3吋を三相ブリッジ接続して構成されている。なお
、第1図において、コンバータモジュール3とインバー
タモジュール4との間の直流中間回路は、平滑用コンデ
ンサを有しない構成となっている。
第2図は上記双方向性スイッチング素子301の一例を
示すもので、このスイッチング素子301は、ダイオー
ドブリッジ302と自己消弧素子としてのパワトランジ
スタ303とから構成されている。
示すもので、このスイッチング素子301は、ダイオー
ドブリッジ302と自己消弧素子としてのパワトランジ
スタ303とから構成されている。
なお、第3図は上記パワトランジスタ303に対するベ
ース信号(PWM信号)波形を示しており、図示されて
いないPWM制御回路において台形波状の変調波e@と
三角波状の搬送波ecとを比較し、em≧ecのときに
論理「1」、e■(ecのときに論理「0」となるよう
なベース信号が生成され、このベース信号が、コンバー
タモジュール3の上下アームのパワトランジスタ303
に対し互いに論理を反転して加えられる。
ース信号(PWM信号)波形を示しており、図示されて
いないPWM制御回路において台形波状の変調波e@と
三角波状の搬送波ecとを比較し、em≧ecのときに
論理「1」、e■(ecのときに論理「0」となるよう
なベース信号が生成され、このベース信号が、コンバー
タモジュール3の上下アームのパワトランジスタ303
に対し互いに論理を反転して加えられる。
さて、発明者等は、第1図のように構成された主回路に
ついて、シミュレーションや種々の検討、実験を重ねた
結果、次のような知見を得た。すなわち、 (1)交流電源に流れる電流の高調波の周波数が、交流
入力側のりアクドルl及びコンデンサ2からなる交流フ
ィルタの共振周波数と一致すると、この共振のために交
流フィルタの容量が増加する。
ついて、シミュレーションや種々の検討、実験を重ねた
結果、次のような知見を得た。すなわち、 (1)交流電源に流れる電流の高調波の周波数が、交流
入力側のりアクドルl及びコンデンサ2からなる交流フ
ィルタの共振周波数と一致すると、この共振のために交
流フィルタの容量が増加する。
(2)コンバータモジュール3のPWM信号を、第3図
に示したような台形波状の変調波e−と三角波状の搬送
波ecとを比較して生成することにより、コンバータモ
ジュール3の入力電流波形を正弦波に近付けて交流フィ
ルタの容量を減らすことができる。
に示したような台形波状の変調波e−と三角波状の搬送
波ecとを比較して生成することにより、コンバータモ
ジュール3の入力電流波形を正弦波に近付けて交流フィ
ルタの容量を減らすことができる。
(3)上記(2)の制御方式を採用する場合、第3図に
示したように交流電源電圧の半周期における生成パルス
数を17とすると、交流フィルタの容量を−層減らすこ
とができる。
示したように交流電源電圧の半周期における生成パルス
数を17とすると、交流フィルタの容量を−層減らすこ
とができる。
従って、第1図の主回路構成においてコンバータモジュ
ール3の双方向性スイッチング素子301に対し第3図
のPWM信号によりPWM制御を行ない、同時にインバ
ータモジュール4をPWM制御することにより、リアク
トル1及びコンデンサ2からなる交流フィルタの容量を
低減することができる。
ール3の双方向性スイッチング素子301に対し第3図
のPWM信号によりPWM制御を行ない、同時にインバ
ータモジュール4をPWM制御することにより、リアク
トル1及びコンデンサ2からなる交流フィルタの容量を
低減することができる。
次に、第4図は第2の発明の発明の一実施例における主
回路構成を示している。この実施例は、フィルタコンデ
ンサ2をコンバータモジュール3の交流入力端子R,,
S、、 T、に直接接続したものであり、他の構成及び
制御方式については第1の発明と同様である。
回路構成を示している。この実施例は、フィルタコンデ
ンサ2をコンバータモジュール3の交流入力端子R,,
S、、 T、に直接接続したものであり、他の構成及び
制御方式については第1の発明と同様である。
この実施例によれば、フィルタコンデンサ2を交流入力
端子R,,S、、 T、に直接接続したことにより、実
配線時に比べて配線インダクタンスを小さくすることが
でき、コンバータモジュール3及びインバータモジュー
ル4のスイッチングの際に発生するスパイク電圧を小さ
くすることができる。このため、低耐圧スイッチング素
子の使用、図示されていないスナバコンデンサの小容量
化や省略によるコストの低減、装置の小形化が可能にな
る。なお、フィルタコンデンサ2を交流入力端子R,,
S、、 T、のご(近傍に接続しても、同様の効果を得
ることができる。
端子R,,S、、 T、に直接接続したことにより、実
配線時に比べて配線インダクタンスを小さくすることが
でき、コンバータモジュール3及びインバータモジュー
ル4のスイッチングの際に発生するスパイク電圧を小さ
くすることができる。このため、低耐圧スイッチング素
子の使用、図示されていないスナバコンデンサの小容量
化や省略によるコストの低減、装置の小形化が可能にな
る。なお、フィルタコンデンサ2を交流入力端子R,,
S、、 T、のご(近傍に接続しても、同様の効果を得
ることができる。
(発明の効果)
以上のように第1の発明によれば、コンバータモジュー
ルに双方向性スイッチング素子を用いると共に、所定の
変調波及び搬送波の比較により生成したPWM信号によ
りコンバータモジュールを制御するため、交流入力側の
フィルタ容量が小さくなってコストの低減及び装置の小
形化を図ることができる。
ルに双方向性スイッチング素子を用いると共に、所定の
変調波及び搬送波の比較により生成したPWM信号によ
りコンバータモジュールを制御するため、交流入力側の
フィルタ容量が小さくなってコストの低減及び装置の小
形化を図ることができる。
また、第2の発明によれば、フィルタコンデンサをコン
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続したため、配線インダクタンスの低減により各
モジュールを構成するスイッチング素子のスイッチング
に伴うスパイク電圧を小さくすることができる。従って
、比較的低耐圧のスイッチング素子を使用することがで
き、スナバ回路の低容量化や省略が可能でコストの一層
の低減及び装置の小形化を図ることができる。
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続したため、配線インダクタンスの低減により各
モジュールを構成するスイッチング素子のスイッチング
に伴うスパイク電圧を小さくすることができる。従って
、比較的低耐圧のスイッチング素子を使用することがで
き、スナバ回路の低容量化や省略が可能でコストの一層
の低減及び装置の小形化を図ることができる。
第1図は第1の発明の一実施例の主回路構成図、第2図
は双方向性スイッチング素子の一例を示す図、第3図は
パワトランジスタのベース信号の発生原理を示す波形図
、第4図は第2の発明の一実施例の主回路構成図、第5
図は第1従来例の主回路構成図、第6図は第2従来例の
主回路構成図である。 1・・・フィルタ用リアクトル 2・・・フィルタ用コンデンサ 3・・・コンバータモジュール 301・・・双方向性スイッチング素子302・・・ダ
イオードブリッジ 303・・・パワトランジスタ 4・・・インバータモジュール
は双方向性スイッチング素子の一例を示す図、第3図は
パワトランジスタのベース信号の発生原理を示す波形図
、第4図は第2の発明の一実施例の主回路構成図、第5
図は第1従来例の主回路構成図、第6図は第2従来例の
主回路構成図である。 1・・・フィルタ用リアクトル 2・・・フィルタ用コンデンサ 3・・・コンバータモジュール 301・・・双方向性スイッチング素子302・・・ダ
イオードブリッジ 303・・・パワトランジスタ 4・・・インバータモジュール
Claims (4)
- (1)交流入力側にフィルタが接続され、かつブリッジ
接続されたスイッチング素子を備えてなるコンバータモ
ジュールと、このコンバータモジュールの直流出力側に
平滑用コンデンサを介することなく接続されたインバー
タモジュールとからなる電圧形インバータにおいて、 前記インバータモジュールがPWM制御され、かつ、前
記コンバータモジュールが双方向性スイッチング素子に
より構成されると共に、前記コンバータモジュールが、
台形波状の変調波と三角波状の搬送波との比較によって
生成されたパルスによりPWM制御されることを特徴と
した電圧形インバータ。 - (2)コンバータモジュールを、交流入力側のフィルタ
と共振しないように制御する請求項(1)記載の電圧形
インバータ。 - (3)コンバータモジュールをPWM制御するためのパ
ルス数を、交流電源電圧の半周期につき17とした請求
項(1)または(2)記載の電圧形インバータ。 - (4)交流入力側にフィルタが接続され、かつブリッジ
接続されたスイッチング素子を備えてなるコンバータモ
ジュールと、このコンバータモジュールの直流出力側に
平滑用コンデンサを介することなく接続されたインバー
タモジュールとからなる電圧形インバータにおいて、 前記インバータモジュールがPWM制御され、かつ、前
記コンバータモジュールが双方向性スイッチング素子に
より構成されると共に、前記コンバータモジュールが、
台形波状の変調波と三角波状の搬送波との比較によって
生成されたパルスによりPWM制御され、前記コンバー
タモジュール内の交流入力端子に対し、前記フィルタを
構成するコンデンサが直接またはごく近傍に接続されて
いることを特徴とする電圧形インバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2202646A JPH0488884A (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 | 電圧形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2202646A JPH0488884A (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 | 電圧形インバータ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0488884A true JPH0488884A (ja) | 1992-03-23 |
Family
ID=16460795
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2202646A Pending JPH0488884A (ja) | 1990-07-30 | 1990-07-30 | 電圧形インバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0488884A (ja) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100440345B1 (ko) * | 2002-06-03 | 2004-07-15 | 주식회사 동아일렉콤 | 3상 교류를 직류로 전환시키는 컨버터 |
JP2004222337A (ja) * | 2003-01-09 | 2004-08-05 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 交流−交流電力変換装置 |
JP2005073380A (ja) * | 2003-08-25 | 2005-03-17 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換器の制御装置 |
JP2006020384A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換器の制御装置 |
JP2007159276A (ja) * | 2005-12-06 | 2007-06-21 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 三相4線式交流−交流変換装置 |
WO2010116865A1 (ja) * | 2009-04-06 | 2010-10-14 | ナブテスコ株式会社 | インダイレクトマトリクスコンバータ、作業機械の旋回制御装置及び作業機械 |
US8212506B2 (en) | 2008-10-30 | 2012-07-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | AC motor driving circuit and electric car driving circuit |
-
1990
- 1990-07-30 JP JP2202646A patent/JPH0488884A/ja active Pending
Cited By (8)
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