JPH0488884A

JPH0488884A - 電圧形インバータ

Info

Publication number: JPH0488884A
Application number: JP2202646A
Authority: JP
Inventors: Katsuji Shinohara; 勝次篠原; Yoshitaka Sanenari; 実成　義孝; Toshiyuki Irisa; 入佐　俊幸; Takao Yanase; 柳瀬　孝雄
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1990-07-30
Filing date: 1990-07-30
Publication date: 1992-03-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（産業上の利用分野）本発明は電圧形インバータに関し、詳しくは、交流入力
側のフィルタ、コンバータモジュール及びインバータモ
ジュールを備え、直流中間回路に平滑用コンデンサを有
しないと共に、上記各モジュールがＰＷＭ制御される電
圧形インバータに関する。

（従来の技術）第５図は、この種の電圧形インバータの第１従来例の主
回路構成を示している。すなわちこの電圧形インバータ
は、交流入力側にフィルタ用リアクトル１及びフィルタ
コンデンサ２が接続されたコンバータモジュール３Ａと
、その直流出力側（直流中間回路）に接続されたインバ
ータモジュール４とを備えており、各モジュール３Ａ、
４の可逆運転によりカ行、回生動作を可能にしたもので
ある。ここで、各モジュール３Ａ、４は、逆並列ダイオ
ード付きのパワトランジスタ等の単方向性スイッチング
素子６個を三相ブリッジ接続してそれぞれ構成されてい
る。

なお、同図において、Ｒ，Ｓ、Ｔは電源側交流出力端子
、Ｒ，、Ｓ、、　Ｔ、はコンバータモジュール３Ａの交
流入力端子、Ｐ、　Ｎは直流中間端子、ＩＭは負荷とし
ての誘導電動機を示している。

次に、第６図は第２従来例の主回路構成を示している。

この従来例におけるフィルタ用リアクトル１、フィルタ
コンデンサ２、コンバータモジュール３Ｂ及びインバー
タモジュール４の相互の接続構成は第５図と同様である
が、コンバータモジュール３Ｂは、逆並列接続されたサ
イリスタを三相ブリッジ接続して構成されている。

（発明が解決しようとする課題）第５図に示した電圧形インバータにおいて、直流中間端
子Ｐ、Ｎから右側の部分は誘導電動機ＩＭの漏れインダ
クタンスの影響により電流源として働き、電流形インバ
ータに近い特性を有している。これに対してコンバータ
モジュール３Ａは本来的に電圧形インバータ用のコンバ
ータモジュールであるので、交流入力端子Ｒ，，Ｓ、、
　Ｔ、への入力電流を正弦波に近くすることができない
。このため、交流電源からの流入電流を正弦波に近付け
ようとすると、交流入力側のフィルタ容量が増大し、装
置が大型化してコスト高になるという欠点があった。

一方、第６図に示した電圧形インバータでは、インバー
タモジュール４において瞬時空間電圧ベクトル制御が行
なわれ、■、またはＶ、の零電圧ベクトルを生成してイ
ンバータモジュール４を還流モードとすることにより、
直流中間回路の電流を零とし、コンバータモジュール３
Ｂのサイリスタをオフにしている。この方式の制御は、
電動機固定子電流ベクトル及び電源側コンデンサ電圧ベ
クトルのオンラインによる予測に基づいて行なわれてお
り、制御方式が複雑で高価になるという欠点があった。

第１の発明は上記問題点を解決するためになされたもの
で、その目的とするところは、コンバータモジュールに
双方向性スイッチング素子を用い、このスイッチング素
子に対するＰＷＭ信号を台形波状の変調波と三角波状の
搬送波との比較によって生成することにより、コンバー
タモジュールの入力電流波形を正弦波に近付け、交流入
力側フィルタの容量低減を図って装置の小形化を可能に
すると共に、制御方式の簡略化及びコストの低減を可能
にした電圧形インバータを提供することにある。

また、第２の発明は上記第１の発明の構成に加え、コン
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続することにより、配
線インダクタンスを低減させて低耐圧スイッチング素子
の使用、スナバコンデンサの小容量化や省略等によるコ
ストの低減。

装置の小形化を可能にした電圧形インバータを提供する
ことをその目的としている。

（課題を解決するための手段）上記目的を達成するため、第１の発明は、交流入力側に
フィルタが接続され、かつブリッジ接続されたスイッチ
ング素子を備えてなるコンバータモジュールと、このコ
ンバータモジュールの直流出力側に平滑用コンデンサを
介することなく接続されたインバータモジュールとから
なる電圧形インバータにおいて、前記インバータモジュ
ールがＰＷＭ制御され２かつ筋記コンバータモジュール
が双方向性スイッチング素子により構成されると共に、
前記コンバータモジュールが、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波との比較によって生成されたパルスにより
ＰＷＭ制御されるものである。

また、前記コンバータモジュールは、前記フィルタと共
振しないように制御すると共に、コンバータモジュール
をＰＷＭ制御するためのパルス数は、交流電源電圧の半
周期につき１７とすることが好ましい。

更に、第２の発明は、第１の発明の構成に加えて、コン
バータモジュール内の交流入力端子に対しフィルタコン
デンサを直接またはごく近傍に接続するものである。

（作用）第１の発明によれば、コンバータモジュールを双方向性
スイッチング素子にて構成したことによレバ電流形イン
バータのコンバータとしての動作が可能になる。また、
このコンバータモジュールを、台形波状の変調波と三角
波状の搬送波とを比較して生成したＰＷＭ信号によって
制御することにより、コンバータモジュールへの入力電
流波形を正弦波に近付けることができ、交流入力側のフ
ィルタ容量を小さくすることができる。

更に、第２の発明によれば、フィルタコンデンサをコン
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続することにより、実配線部分による配線インダ
クタンスが低減され、各モジュールを構成するスイッチ
ング素子のスイッチングに伴うスパイク電圧が小さくな
る。これにより、スイッチング素子は比較的低耐圧のも
のでよく、また、スナバ回路の容量も小さくて済む。

（実施例）以下、図に沿って本発明の詳細な説明する。

まず、第１図は第１の発明にかかる電圧形インバータの
一実施例を示すもので、同図において、前記同様に１は
フィルタ用リアクトル、２はフィルタ用コンデンサ、４
は逆並列ダイオード付きのパワトランジスタ６個を三相
ブリッジ接続して構成された、ＰＷＭ制御されるインバ
ータモジュール、ＩＭは誘導電動機である。また、３は
ＰＷＭ制御されるコンバータモジュールであり、このコ
ンバータモジュール３は、６個の双方向性スイッチング
素子３吋を三相ブリッジ接続して構成されている。なお
、第１図において、コンバータモジュール３とインバー
タモジュール４との間の直流中間回路は、平滑用コンデ
ンサを有しない構成となっている。

第２図は上記双方向性スイッチング素子３０１の一例を
示すもので、このスイッチング素子３０１は、ダイオー
ドブリッジ３０２と自己消弧素子としてのパワトランジ
スタ３０３とから構成されている。

なお、第３図は上記パワトランジスタ３０３に対するベ
ース信号（ＰＷＭ信号）波形を示しており、図示されて
いないＰＷＭ制御回路において台形波状の変調波ｅ＠と
三角波状の搬送波ｅｃとを比較し、ｅｍ≧ｅｃのときに
論理「１」、ｅ■（ｅｃのときに論理「０」となるよう
なベース信号が生成され、このベース信号が、コンバー
タモジュール３の上下アームのパワトランジスタ３０３
に対し互いに論理を反転して加えられる。

さて、発明者等は、第１図のように構成された主回路に
ついて、シミュレーションや種々の検討、実験を重ねた
結果、次のような知見を得た。すなわち、（１）交流電源に流れる電流の高調波の周波数が、交流
入力側のりアクドルｌ及びコンデンサ２からなる交流フ
ィルタの共振周波数と一致すると、この共振のために交
流フィルタの容量が増加する。

（２）コンバータモジュール３のＰＷＭ信号を、第３図
に示したような台形波状の変調波ｅ−と三角波状の搬送
波ｅｃとを比較して生成することにより、コンバータモ
ジュール３の入力電流波形を正弦波に近付けて交流フィ
ルタの容量を減らすことができる。

（３）上記（２）の制御方式を採用する場合、第３図に
示したように交流電源電圧の半周期における生成パルス
数を１７とすると、交流フィルタの容量を−層減らすこ
とができる。

従って、第１図の主回路構成においてコンバータモジュ
ール３の双方向性スイッチング素子３０１に対し第３図
のＰＷＭ信号によりＰＷＭ制御を行ない、同時にインバ
ータモジュール４をＰＷＭ制御することにより、リアク
トル１及びコンデンサ２からなる交流フィルタの容量を
低減することができる。

次に、第４図は第２の発明の発明の一実施例における主
回路構成を示している。この実施例は、フィルタコンデ
ンサ２をコンバータモジュール３の交流入力端子Ｒ，，
Ｓ、、　Ｔ、に直接接続したものであり、他の構成及び
制御方式については第１の発明と同様である。

この実施例によれば、フィルタコンデンサ２を交流入力
端子Ｒ，，Ｓ、、　Ｔ、に直接接続したことにより、実
配線時に比べて配線インダクタンスを小さくすることが
でき、コンバータモジュール３及びインバータモジュー
ル４のスイッチングの際に発生するスパイク電圧を小さ
くすることができる。このため、低耐圧スイッチング素
子の使用、図示されていないスナバコンデンサの小容量
化や省略によるコストの低減、装置の小形化が可能にな
る。なお、フィルタコンデンサ２を交流入力端子Ｒ，，
Ｓ、、　Ｔ、のご（近傍に接続しても、同様の効果を得
ることができる。

（発明の効果）以上のように第１の発明によれば、コンバータモジュー
ルに双方向性スイッチング素子を用いると共に、所定の
変調波及び搬送波の比較により生成したＰＷＭ信号によ
りコンバータモジュールを制御するため、交流入力側の
フィルタ容量が小さくなってコストの低減及び装置の小
形化を図ることができる。

また、第２の発明によれば、フィルタコンデンサをコン
バータモジュール内の交流入力端子に直接またはごく近
傍に接続したため、配線インダクタンスの低減により各
モジュールを構成するスイッチング素子のスイッチング
に伴うスパイク電圧を小さくすることができる。従って
、比較的低耐圧のスイッチング素子を使用することがで
き、スナバ回路の低容量化や省略が可能でコストの一層
の低減及び装置の小形化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の一実施例の主回路構成図、第２図
は双方向性スイッチング素子の一例を示す図、第３図は
パワトランジスタのベース信号の発生原理を示す波形図
、第４図は第２の発明の一実施例の主回路構成図、第５
図は第１従来例の主回路構成図、第６図は第２従来例の
主回路構成図である。１・・・フィルタ用リアクトル２・・・フィルタ用コンデンサ３・・・コンバータモジュール３０１・・・双方向性スイッチング素子３０２・・・ダ
イオードブリッジ３０３・・・パワトランジスタ４・・・インバータモジュール

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流入力側にフィルタが接続され、かつブリッジ
接続されたスイッチング素子を備えてなるコンバータモ
ジュールと、このコンバータモジュールの直流出力側に
平滑用コンデンサを介することなく接続されたインバー
タモジュールとからなる電圧形インバータにおいて、前記インバータモジュールがＰＷＭ制御され、かつ、前
記コンバータモジュールが双方向性スイッチング素子に
より構成されると共に、前記コンバータモジュールが、
台形波状の変調波と三角波状の搬送波との比較によって
生成されたパルスによりＰＷＭ制御されることを特徴と
した電圧形インバータ。
（２）コンバータモジュールを、交流入力側のフィルタ
と共振しないように制御する請求項（１）記載の電圧形
インバータ。
（３）コンバータモジュールをＰＷＭ制御するためのパ
ルス数を、交流電源電圧の半周期につき１７とした請求
項（１）または（２）記載の電圧形インバータ。
（４）交流入力側にフィルタが接続され、かつブリッジ
接続されたスイッチング素子を備えてなるコンバータモ
ジュールと、このコンバータモジュールの直流出力側に
平滑用コンデンサを介することなく接続されたインバー
タモジュールとからなる電圧形インバータにおいて、前記インバータモジュールがＰＷＭ制御され、かつ、前
記コンバータモジュールが双方向性スイッチング素子に
より構成されると共に、前記コンバータモジュールが、
台形波状の変調波と三角波状の搬送波との比較によって
生成されたパルスによりＰＷＭ制御され、前記コンバー
タモジュール内の交流入力端子に対し、前記フィルタを
構成するコンデンサが直接またはごく近傍に接続されて
いることを特徴とする電圧形インバータ。