JPH0433584A - すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 - Google Patents
すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置Info
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- JPH0433584A JPH0433584A JP2140497A JP14049790A JPH0433584A JP H0433584 A JPH0433584 A JP H0433584A JP 2140497 A JP2140497 A JP 2140497A JP 14049790 A JP14049790 A JP 14049790A JP H0433584 A JPH0433584 A JP H0433584A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の目的〕
(産業上の利用分野)
この発明は、インバータによって制御される誘導電動機
のすべり検出装置、および、このすべり検出装置を用い
た圧縮機の制御装置に関する。
のすべり検出装置、および、このすべり検出装置を用い
た圧縮機の制御装置に関する。
(従来の技術)
誘導電動機の可変速制御を目的とするインバータとして
、還流用のダイオードを逆並列接続した6個のトランジ
スタをグレーツ接続してインバータ主回路を構成したも
のがある。このインバータは一定の直流電圧を所望の出
力周波数、出力電圧が得られるようにパルス幅を計算し
、この計算結果に応じて6個のトランジスタをオン、オ
フ制御するものであった。なお、このパルス幅の計算に
ついては、種々提案されて公知であるので省略するが、
トランジスタのオン、オフ制御により、インバータ主回
路に供給された直流が可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換される。
、還流用のダイオードを逆並列接続した6個のトランジ
スタをグレーツ接続してインバータ主回路を構成したも
のがある。このインバータは一定の直流電圧を所望の出
力周波数、出力電圧が得られるようにパルス幅を計算し
、この計算結果に応じて6個のトランジスタをオン、オ
フ制御するものであった。なお、このパルス幅の計算に
ついては、種々提案されて公知であるので省略するが、
トランジスタのオン、オフ制御により、インバータ主回
路に供給された直流が可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換される。
(発明が解決しようとする課題)
上述したパルス幅は負荷トルクを一定として計算してい
たので、圧縮機等、シャフトの回転角によって負荷が変
化すると回転振動が発生し、特に、低周波数出力での振
動が大きかった。
たので、圧縮機等、シャフトの回転角によって負荷が変
化すると回転振動が発生し、特に、低周波数出力での振
動が大きかった。
また、負荷の変化に起因して、最適電圧に対する実際電
圧に過不足を生じ、電動機効率の低下が避けられなかっ
た。
圧に過不足を生じ、電動機効率の低下が避けられなかっ
た。
さらにまた、周波数および電圧の両方が低い出力に対し
てはパルス幅が狭くなり過ぎて、チョッパー音、リーク
電流が多く発生した。
てはパルス幅が狭くなり過ぎて、チョッパー音、リーク
電流が多く発生した。
この発明は上記従来装置の問題点を解決するためになさ
れたもので、低周波数出力での振動、ノイズを小さく抑
え、かつ、運転効率を高めることに有効なすべり検出装
置と、このすべり検出装置を用いた圧縮機の制御装置を
得ることを目的とする。
れたもので、低周波数出力での振動、ノイズを小さく抑
え、かつ、運転効率を高めることに有効なすべり検出装
置と、このすべり検出装置を用いた圧縮機の制御装置を
得ることを目的とする。
(課題を解決するための手段)
この発明に係るすべり検出装置は、スイッチング素子を
オン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換するインバータによって誘導電動機が制御
されるとき、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたものである。
オン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の疑似正弦
波交流に変換するインバータによって誘導電動機が制御
されるとき、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたものである。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置は、スイッチン
グ素子をオン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の
疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で駆動される圧縮
機に供給するインバータと、このインバータの直流入力
電圧を調整する電圧調整手段と、前記インバータの直流
入力電流を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機に
流れる電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻に
同期したタイミング信号を発生するタイミング信号発生
手段と、検出された前記直流入力電流値を前記タイミン
グ信号によってサンプリングして前記誘導電動機のすべ
り信号として出力するすべり検出手段と、このすべり検
出手段のすべり信号を出力電圧指令として前記電圧調整
手段を制御する電圧制御手段とを備えたものである。
グ素子をオン、オフして直流を可変電圧・可変周波数の
疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で駆動される圧縮
機に供給するインバータと、このインバータの直流入力
電圧を調整する電圧調整手段と、前記インバータの直流
入力電流を検出する電流検出手段と、前記誘導電動機に
流れる電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻に
同期したタイミング信号を発生するタイミング信号発生
手段と、検出された前記直流入力電流値を前記タイミン
グ信号によってサンプリングして前記誘導電動機のすべ
り信号として出力するすべり検出手段と、このすべり検
出手段のすべり信号を出力電圧指令として前記電圧調整
手段を制御する電圧制御手段とを備えたものである。
また、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電
圧・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機
で駆動される圧縮機に供給するインバータと、このイン
バータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記
インバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻に同期した第1のタイミング信号、およ
び、この第1のタイミング信号に対して半周期ずれた第
2のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段
と、検出された前記直流入力電流値を前記第1のタイミ
ング信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリ
ング値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記
すべり出力サンプリング値を1ザイクル期間保持し、前
記インバータの出力の1ザイクル遅れに対応する前記第
2のタイミング信号区間に前記すべり出力ザンプリング
値を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり
検出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電
圧指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段
とを備えたものである。
圧・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機
で駆動される圧縮機に供給するインバータと、このイン
バータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記
インバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻に同期した第1のタイミング信号、およ
び、この第1のタイミング信号に対して半周期ずれた第
2のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段
と、検出された前記直流入力電流値を前記第1のタイミ
ング信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリ
ング値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記
すべり出力サンプリング値を1ザイクル期間保持し、前
記インバータの出力の1ザイクル遅れに対応する前記第
2のタイミング信号区間に前記すべり出力ザンプリング
値を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり
検出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電
圧指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段
とを備えたものである。
(作 用)
誘導電動機の負荷はインダクタンス成分と抵抗成分とに
分けることができる。このうち、インダクタンス成分の
電流は所定の電気角毎に負の値から正の値まで連続的に
変化すると共に、この電気角の中間がゼロクロス点とな
るような変化を60度毎に繰返し、抵抗成分の電流は負
荷トルクに応じてインバータの1ザイクル期間、連続的
に変化する。従って、誘導電動機に流れる電流のインダ
クタンス負荷成分が零になる時刻にインバータの直流入
力電流を検出すれば、誘導電動機のすべりに比例した電
流値が得られる。この発明のすべり検出装置はこのこと
に着目したもので、電流のインダクタンス負荷成分が零
になる時刻に同期するタイミング信号によってインバー
タの直流入力電流をサンプリングしてすべり信号として
出力する。
分けることができる。このうち、インダクタンス成分の
電流は所定の電気角毎に負の値から正の値まで連続的に
変化すると共に、この電気角の中間がゼロクロス点とな
るような変化を60度毎に繰返し、抵抗成分の電流は負
荷トルクに応じてインバータの1ザイクル期間、連続的
に変化する。従って、誘導電動機に流れる電流のインダ
クタンス負荷成分が零になる時刻にインバータの直流入
力電流を検出すれば、誘導電動機のすべりに比例した電
流値が得られる。この発明のすべり検出装置はこのこと
に着目したもので、電流のインダクタンス負荷成分が零
になる時刻に同期するタイミング信号によってインバー
タの直流入力電流をサンプリングしてすべり信号として
出力する。
これにより、簡易構成で、しかも、精度の高いすべり検
出ができる。
出ができる。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置においては、イ
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、」二記
すべり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を
制御するように[7たので、圧縮機の負荷がシャフトの
回転角によって変化17ても、この変化に対応Iまた大
きさの電圧が印加されるため、低周波数出力での振動、
ノイズを小さく抑え、かつ、運転効率を高めることがで
きる。
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、」二記
すべり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を
制御するように[7たので、圧縮機の負荷がシャフトの
回転角によって変化17ても、この変化に対応Iまた大
きさの電圧が印加されるため、低周波数出力での振動、
ノイズを小さく抑え、かつ、運転効率を高めることがで
きる。
この場合、誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負
荷成分が零になる時刻に同期した第1のタイミング信号
、および、この第1のタイミング信号に対17て半周期
ずれた第2のタイミング信号を発生させ、検出された直
流入力電流値を第1のタイミング信号によってサンプリ
ングすると共に、インバータの出力の1ザイクル期間保
持し、インバータの出力の1ザイクル遅れに対応する第
2のタイミング信号区間に誘導電動機のすべり信号とし
て出力することにより実質的に時間遅れのない有効な制
御ができる。
荷成分が零になる時刻に同期した第1のタイミング信号
、および、この第1のタイミング信号に対17て半周期
ずれた第2のタイミング信号を発生させ、検出された直
流入力電流値を第1のタイミング信号によってサンプリ
ングすると共に、インバータの出力の1ザイクル期間保
持し、インバータの出力の1ザイクル遅れに対応する第
2のタイミング信号区間に誘導電動機のすべり信号とし
て出力することにより実質的に時間遅れのない有効な制
御ができる。
(実施例)
第1図はこの発明の一実施例の構成を、部分的に電気回
路で示したブロック図である。同図において、図示省略
のコンバータの出力を平滑する平滑コンデンサ1が設け
られている。この平滑コンデンサ1には、電圧調整手段
としての降圧チョッパー2が接続され、入力端子を調整
して出力するようになっている。この降圧チョッパー2
は正側の直流電源線に直列に挿入されたトランジスタ2
1およびリアクトル(圧縮機の運転周波数が変化しても
出力電流が低下しないように保持する)22と、このト
ランジスタ21およびリアクトル22の相互接合点と負
側直流電源線との間に接続された還流用ダイオード23
と、リアクトル22の負荷側と負側の直流電源線との間
に接続された平滑用コンデンサ24と、トランジスタ2
1のベース電流を制御するベース電流制御回路25とで
構成されている。また、降圧チョッパー2の出力端には
インバータ主回路3の直流側が接続され、このインバー
タ主回路3の交流側に圧縮機4が接続されている。そし
て、インバータ主回路3を制御するために必要なベース
駆動信号と、降圧チョッパー2を制御するために必要な
タイミング信号Bf、 6f’ とを生成するための制
御回路5が設けられ、このうち、ベース駆動信号はイン
バータ主回路3に加えられ、タイミング信号Of、 6
f’ はすべり検出回路6に加えられる。また、インバ
ータ主回路3の負側の直流電源線に電流検出抵抗8が挿
入され、その直流電流検出値がすべり検出回路6に加え
られる。すべり検出回路6はタイミング信号er、 e
r’および直流電流検出値に基づいて圧縮機モータのす
べりを求めてすべり信号を出力する。そして、電圧制御
回路7はこのすべり信号を一方入力、降圧チョッパー2
の出力電圧を他方入力として、偏差分を補正するような
電圧制御信号をベース電流制御回路25に加えるように
なっている。
路で示したブロック図である。同図において、図示省略
のコンバータの出力を平滑する平滑コンデンサ1が設け
られている。この平滑コンデンサ1には、電圧調整手段
としての降圧チョッパー2が接続され、入力端子を調整
して出力するようになっている。この降圧チョッパー2
は正側の直流電源線に直列に挿入されたトランジスタ2
1およびリアクトル(圧縮機の運転周波数が変化しても
出力電流が低下しないように保持する)22と、このト
ランジスタ21およびリアクトル22の相互接合点と負
側直流電源線との間に接続された還流用ダイオード23
と、リアクトル22の負荷側と負側の直流電源線との間
に接続された平滑用コンデンサ24と、トランジスタ2
1のベース電流を制御するベース電流制御回路25とで
構成されている。また、降圧チョッパー2の出力端には
インバータ主回路3の直流側が接続され、このインバー
タ主回路3の交流側に圧縮機4が接続されている。そし
て、インバータ主回路3を制御するために必要なベース
駆動信号と、降圧チョッパー2を制御するために必要な
タイミング信号Bf、 6f’ とを生成するための制
御回路5が設けられ、このうち、ベース駆動信号はイン
バータ主回路3に加えられ、タイミング信号Of、 6
f’ はすべり検出回路6に加えられる。また、インバ
ータ主回路3の負側の直流電源線に電流検出抵抗8が挿
入され、その直流電流検出値がすべり検出回路6に加え
られる。すべり検出回路6はタイミング信号er、 e
r’および直流電流検出値に基づいて圧縮機モータのす
べりを求めてすべり信号を出力する。そして、電圧制御
回路7はこのすべり信号を一方入力、降圧チョッパー2
の出力電圧を他方入力として、偏差分を補正するような
電圧制御信号をベース電流制御回路25に加えるように
なっている。
第2図はインバータ主回路3の詳細な構成を示す回路図
であり、それぞれ還流用のダイオードD1〜D6が逆並
列接続された6個のトランジスタQ1〜Q6がグレーツ
接続されており、トランジスタQ1.Q4の相互接合点
と、トランジスタQQ の相互接合点と、トランジス
タQ3゜2′5 Q6の相互接合点とから三相の疑似正弦波交流が取り出
されて圧縮機モータ4aに供給されるようになっている
。なお、圧縮機モータ4aは、図示したように、抵抗と
インダクタンスとを並列接続した負荷と見做される。
であり、それぞれ還流用のダイオードD1〜D6が逆並
列接続された6個のトランジスタQ1〜Q6がグレーツ
接続されており、トランジスタQ1.Q4の相互接合点
と、トランジスタQQ の相互接合点と、トランジス
タQ3゜2′5 Q6の相互接合点とから三相の疑似正弦波交流が取り出
されて圧縮機モータ4aに供給されるようになっている
。なお、圧縮機モータ4aは、図示したように、抵抗と
インダクタンスとを並列接続した負荷と見做される。
第3図は制御回路5の詳細な構成を示す回路図であり、
30度カウンタ51は、中心周波数が7.2MHz程度
の電気角クロックを計数して電気角の80度毎にパルス
信号を出力し、60度カウンタ52はこのパルス信号を
入力して電気角の60度毎にレベルが反転する信号を出
力する。そして、360度カウンタ53は、この60度
カウンタ52の出力に基づいてデータセレクト信号を生
成するようになっている。また、60度カウンタ52の
出力を一方入力、60度カウンタ52の出力を反転回路
INV1で反転した信号を他方入力としてアンド回路A
ND、が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ
54を介してタイミング信号6fとして出力される。さ
らに、60度カウンタ52の出力を一方入力、60度カ
ウンタ52の出力を他方入力としてアンド回路AND2
が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ55を
介してタイミング信号6r′ として出力される。−方
、ROM57にはインバータ出力電圧波形の30度分に
相当する制御データが記憶されており、アップ・ダウン
制御器56が30度カウンタ51のカウント値と、60
度カウンタ52の出力とに基づいてデータ読出しのアド
レス指定をするようになっている。
30度カウンタ51は、中心周波数が7.2MHz程度
の電気角クロックを計数して電気角の80度毎にパルス
信号を出力し、60度カウンタ52はこのパルス信号を
入力して電気角の60度毎にレベルが反転する信号を出
力する。そして、360度カウンタ53は、この60度
カウンタ52の出力に基づいてデータセレクト信号を生
成するようになっている。また、60度カウンタ52の
出力を一方入力、60度カウンタ52の出力を反転回路
INV1で反転した信号を他方入力としてアンド回路A
ND、が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ
54を介してタイミング信号6fとして出力される。さ
らに、60度カウンタ52の出力を一方入力、60度カ
ウンタ52の出力を他方入力としてアンド回路AND2
が両者の論理積をとり、その出力がフォトカプラ55を
介してタイミング信号6r′ として出力される。−方
、ROM57にはインバータ出力電圧波形の30度分に
相当する制御データが記憶されており、アップ・ダウン
制御器56が30度カウンタ51のカウント値と、60
度カウンタ52の出力とに基づいてデータ読出しのアド
レス指定をするようになっている。
また、データセレクタ58にはROM57から読出され
た三相分の制御データと、これを反転回路INV2〜I
NV、で反転した制御データとが加えられており、この
データセレクタ58は360度カウンタ53の出力に応
じてこれらのデータを選択して出力する。そして、選択
された制御データは駆動回路59によってベース駆動信
号に変換される。
た三相分の制御データと、これを反転回路INV2〜I
NV、で反転した制御データとが加えられており、この
データセレクタ58は360度カウンタ53の出力に応
じてこれらのデータを選択して出力する。そして、選択
された制御データは駆動回路59によってベース駆動信
号に変換される。
第4図はすべり検出回路6の詳細な構成を示す回路図で
ある。同図において、タイミング信号6fは360度カ
ウンタ/デコーダ61により互いに60度ずつずれたパ
ルス信号に復号化され、もう一つのタイミング信号6f
’ も360度カウンタ/デコーダ62により互いに
60度ずつずれたパルス信号に復号化される。また、タ
イミング信号6fと、360度カウンタ/デコーダ61
のパルス信号とにより、サンプル/ホールド回路63〜
68が直流入力電流値をサンプリングして、これを保持
するようになっている。また、360度カウンタ/デコ
ーダ62のパルス信号によって、アナログマルチプレク
サ69がサンプル/ホールド回路63〜68の出力を選
択し、すべり信号を直流電圧指令値として出力する構成
になっている。
ある。同図において、タイミング信号6fは360度カ
ウンタ/デコーダ61により互いに60度ずつずれたパ
ルス信号に復号化され、もう一つのタイミング信号6f
’ も360度カウンタ/デコーダ62により互いに
60度ずつずれたパルス信号に復号化される。また、タ
イミング信号6fと、360度カウンタ/デコーダ61
のパルス信号とにより、サンプル/ホールド回路63〜
68が直流入力電流値をサンプリングして、これを保持
するようになっている。また、360度カウンタ/デコ
ーダ62のパルス信号によって、アナログマルチプレク
サ69がサンプル/ホールド回路63〜68の出力を選
択し、すべり信号を直流電圧指令値として出力する構成
になっている。
第5図は電圧制御回路7の詳細な構成を示す回路図であ
る。ここで、すべり検出回路6の直流電圧指令値と、図
示省略のマイコンから出力される平均電圧指令値とが加
算回路71で加算され、直流増幅回路73の一方入力と
して加えられる。また、インバータ主回路3の直流入力
電圧が分圧回路72で分圧されて直流増幅回路73の他
方入力として加えられる。直流増幅回路73はこれら二
つの入力の差分を増幅し、この出力信号がフォトカプラ
74を介して降圧チョッパー2に直流電圧指令として加
えられる。
る。ここで、すべり検出回路6の直流電圧指令値と、図
示省略のマイコンから出力される平均電圧指令値とが加
算回路71で加算され、直流増幅回路73の一方入力と
して加えられる。また、インバータ主回路3の直流入力
電圧が分圧回路72で分圧されて直流増幅回路73の他
方入力として加えられる。直流増幅回路73はこれら二
つの入力の差分を増幅し、この出力信号がフォトカプラ
74を介して降圧チョッパー2に直流電圧指令として加
えられる。
上記のように構成された本実施例について、先ず第6図
のタイムチャートを参照して全体的な動作を説明し、次
いで構成要素の詳細な動作を説明する。
のタイムチャートを参照して全体的な動作を説明し、次
いで構成要素の詳細な動作を説明する。
図示省略のコンバータで整流された直流電圧が平滑コン
デンサ1で平滑されて降圧チョッパー2に加えられる。
デンサ1で平滑されて降圧チョッパー2に加えられる。
この直流電圧は降圧チョッパー2でそのレベルが調整さ
れてインバータ主回路3に加えられる。一方、制御回路
5がインバータ主回路3を構成するトランジスタQ1〜
Q6をオン、オフ制御することにより、第6図(a)
、(c) 、(e)に実線で示す矩形波状の相電圧が圧
縮機モータ4aに印加され、破線で示した相電流が流れ
る。圧縮機モータ4aの負荷は前述したように、抵抗成
分とインダクタンス成分とに分けられ、これを三相Δ負
荷とした場合、各接合点XY間、YZ間、Zx間に第6
図(b) 、 (d) 、 (f)に示した電流が流れ
る。これらの電流を直流電源側で考えると、インダクタ
ンス負荷に流れる電流は、第6図(g)に示すように、
インバータ主回路3の出力周波数に対して6倍の周波数
ののこぎり波交流となり、抵抗負荷に流れる電流は、第
6図(11)に示すように、すべりの変化が重畳した変
動直流となる。従って、インバータ主回路3の入側で電
流を検出すれば、これらの波形を重畳した第6図(+)
に示す波形の直流電流値が得られる。この第6図O)に
示す電流値をタイミング信号6rでサンプリングすれば
、インダクタンス負荷に流れる電流に影響されることの
ない抵抗負荷に流れる電流、すなイつち、第6図(j)
に示したすべり出力サンプリング値が得られる。
れてインバータ主回路3に加えられる。一方、制御回路
5がインバータ主回路3を構成するトランジスタQ1〜
Q6をオン、オフ制御することにより、第6図(a)
、(c) 、(e)に実線で示す矩形波状の相電圧が圧
縮機モータ4aに印加され、破線で示した相電流が流れ
る。圧縮機モータ4aの負荷は前述したように、抵抗成
分とインダクタンス成分とに分けられ、これを三相Δ負
荷とした場合、各接合点XY間、YZ間、Zx間に第6
図(b) 、 (d) 、 (f)に示した電流が流れ
る。これらの電流を直流電源側で考えると、インダクタ
ンス負荷に流れる電流は、第6図(g)に示すように、
インバータ主回路3の出力周波数に対して6倍の周波数
ののこぎり波交流となり、抵抗負荷に流れる電流は、第
6図(11)に示すように、すべりの変化が重畳した変
動直流となる。従って、インバータ主回路3の入側で電
流を検出すれば、これらの波形を重畳した第6図(+)
に示す波形の直流電流値が得られる。この第6図O)に
示す電流値をタイミング信号6rでサンプリングすれば
、インダクタンス負荷に流れる電流に影響されることの
ない抵抗負荷に流れる電流、すなイつち、第6図(j)
に示したすべり出力サンプリング値が得られる。
なお、このすべり出力サンプリング値をホールドすると
第6図(i)に示した電流値に対して位相が30度遅れ
る。そこで、第6図(1)に示すように、タイミング信
号6fに対して半周期だけ位相のずれたタイミング信号
6f′を生成し、インバータ主回路3の出力の1サイク
ル遅れに対応するタイミング信号6f′の区間にサンプ
リング値を直流電圧指令とすれば、第6図(k)に示す
直流電圧指令値が得られる。若し、この直流電圧指令値
に対応する電圧をインバータ主回路3に加えれば、すべ
りの大きい区間すなわち負荷が大きくなる区間の電流を
増大させることができ、これによって、低周波数出力で
の振動、ノイズを小さく抑えることができる。そこで、
制御回路5がタイミング信号6r。
第6図(i)に示した電流値に対して位相が30度遅れ
る。そこで、第6図(1)に示すように、タイミング信
号6fに対して半周期だけ位相のずれたタイミング信号
6f′を生成し、インバータ主回路3の出力の1サイク
ル遅れに対応するタイミング信号6f′の区間にサンプ
リング値を直流電圧指令とすれば、第6図(k)に示す
直流電圧指令値が得られる。若し、この直流電圧指令値
に対応する電圧をインバータ主回路3に加えれば、すべ
りの大きい区間すなわち負荷が大きくなる区間の電流を
増大させることができ、これによって、低周波数出力で
の振動、ノイズを小さく抑えることができる。そこで、
制御回路5がタイミング信号6r。
6f”を生成してすべり検出回路6に加えると、すべり
検出回路6はタイミング信号6fによって電流検出抵抗
8の電流検出値をサンプリングし、さらに、インバータ
主回路3の出力の1サイクル遅れに対応するタイミング
信号6f’の区間にこのサンプリング値を直流電圧指令
値として出力する。また、電圧制御回路7はこの直流電
圧指令値と実際の直流電圧とを比較し、その偏差が零に
なるように降圧チョッパー2にベース駆動信号を加える
。
検出回路6はタイミング信号6fによって電流検出抵抗
8の電流検出値をサンプリングし、さらに、インバータ
主回路3の出力の1サイクル遅れに対応するタイミング
信号6f’の区間にこのサンプリング値を直流電圧指令
値として出力する。また、電圧制御回路7はこの直流電
圧指令値と実際の直流電圧とを比較し、その偏差が零に
なるように降圧チョッパー2にベース駆動信号を加える
。
そこで、降圧チョッパー2においては、ベース電流制御
回路25が電圧制御回路7の電圧指令値に応じてオン期
間が変わるようにトランジスタ21をオン、オフ制御す
る。このオン、オフ電流は平滑用コンデンサ24で、交
流成分の除去がおこなわれ、インバータ主回路3に供給
される。
回路25が電圧制御回路7の電圧指令値に応じてオン期
間が変わるようにトランジスタ21をオン、オフ制御す
る。このオン、オフ電流は平滑用コンデンサ24で、交
流成分の除去がおこなわれ、インバータ主回路3に供給
される。
また、制御回路5のROM57には、例えば、特開昭5
7−3582号公報に示されたように、PWM制御のイ
ンバータ出力電圧波形の30度(電気角)分の制御デー
タが記憶されており、これらのデータがアップ・ダウン
制御器56のアドレス指定によって順方向に読出された
後、逆方向に読出される。
7−3582号公報に示されたように、PWM制御のイ
ンバータ出力電圧波形の30度(電気角)分の制御デー
タが記憶されており、これらのデータがアップ・ダウン
制御器56のアドレス指定によって順方向に読出された
後、逆方向に読出される。
この結果、インバータ出力電圧波形の60度(電気角)
分の制御データがデータセレクタ58に加えられ、これ
と同時に、各制御データを反転回路■NV2〜INV4
で反転した制御データがデータセレクタ5Bに加えられ
る。そこで、データセレクタ58は360度カウンタ5
3の出力信号に基づいて、ROM57から直接加えられ
るデータと、ROM57から反転回路■Nv2〜INV
4を介して加えられるデータとを60度毎に交互に選択
して駆動回路59に加える。駆動回路59はこれに応じ
てインバータ主回路3を構成するトランジスタQ1〜Q
6をオン、オフ制御する。また、アンド回路AND1お
よびAND2によりタイミング信号Of、 Of’が生
成されて、フォトカプラ54.54から電気的に絶縁さ
れて出力される。
分の制御データがデータセレクタ58に加えられ、これ
と同時に、各制御データを反転回路■NV2〜INV4
で反転した制御データがデータセレクタ5Bに加えられ
る。そこで、データセレクタ58は360度カウンタ5
3の出力信号に基づいて、ROM57から直接加えられ
るデータと、ROM57から反転回路■Nv2〜INV
4を介して加えられるデータとを60度毎に交互に選択
して駆動回路59に加える。駆動回路59はこれに応じ
てインバータ主回路3を構成するトランジスタQ1〜Q
6をオン、オフ制御する。また、アンド回路AND1お
よびAND2によりタイミング信号Of、 Of’が生
成されて、フォトカプラ54.54から電気的に絶縁さ
れて出力される。
次に、すべり検出回路6における360度カウンタ/デ
コーダ61はタイミング信号6f毎に順次60度だけレ
ベルがrHJになる信号を出力し、380度カウンタ/
デコーダ62はタイミング信号6f’毎に順次60度だ
けレベルがrHJになる信号を出力する。サンプル/ホ
ールド回路63〜68はそれぞれ360度カウンタ/デ
コーダ61の出力がrHJで、かつ、タイミング信号6
fが与えられたときに、直流電流検出値をサンプリング
し、インバータ主回路3の出力の1サイクル時間だけこ
の値を保持する。また、アナログマルチプレクサ69は
360度カウンタ/デコーダ62の出力がrHJである
期間、サンプル/ホールド回路63〜68に保持された
データを順次選択し、すべりに対応するデータを直流電
圧指令値として出力する。
コーダ61はタイミング信号6f毎に順次60度だけレ
ベルがrHJになる信号を出力し、380度カウンタ/
デコーダ62はタイミング信号6f’毎に順次60度だ
けレベルがrHJになる信号を出力する。サンプル/ホ
ールド回路63〜68はそれぞれ360度カウンタ/デ
コーダ61の出力がrHJで、かつ、タイミング信号6
fが与えられたときに、直流電流検出値をサンプリング
し、インバータ主回路3の出力の1サイクル時間だけこ
の値を保持する。また、アナログマルチプレクサ69は
360度カウンタ/デコーダ62の出力がrHJである
期間、サンプル/ホールド回路63〜68に保持された
データを順次選択し、すべりに対応するデータを直流電
圧指令値として出力する。
また、電圧制御回路7の加算回路71は上記直流電圧指
令値と、図示省略のマイコンから出力される平均電圧指
令値とを加算して出力する。直流増幅回路73はこの出
力と、実際の直流電圧を分圧回路72で分圧した値とを
比較し、その差に応じた信号を発生する。この信号はフ
ォトカプラ74で電気的に絶縁されて出力される。
令値と、図示省略のマイコンから出力される平均電圧指
令値とを加算して出力する。直流増幅回路73はこの出
力と、実際の直流電圧を分圧回路72で分圧した値とを
比較し、その差に応じた信号を発生する。この信号はフ
ォトカプラ74で電気的に絶縁されて出力される。
かくして、この実施例によれば、圧縮機などの回転位置
によって負荷変動のある電動機でも回転振動が低く抑え
られる。また、負荷トルクに応じて最適電圧に調整され
るので、電動機効率を向上させることができる。さらに
、この制御方法はパルス振幅変調PAMであることから
、低い周波数、電圧でのチョッパー音、リーク電流をも
低く抑えることができる。
によって負荷変動のある電動機でも回転振動が低く抑え
られる。また、負荷トルクに応じて最適電圧に調整され
るので、電動機効率を向上させることができる。さらに
、この制御方法はパルス振幅変調PAMであることから
、低い周波数、電圧でのチョッパー音、リーク電流をも
低く抑えることができる。
なお、上記実施例では、サンプリング値を、1サイクル
遅れの60度区間の電圧指令値としたが、この電圧指令
値の出力期間は負荷変動および制御系の応答速度に応じ
て随時変更すればよく、これらの変更はアナログマルチ
プレクサ69のタイミングを変更するだけでよい。
遅れの60度区間の電圧指令値としたが、この電圧指令
値の出力期間は負荷変動および制御系の応答速度に応じ
て随時変更すればよく、これらの変更はアナログマルチ
プレクサ69のタイミングを変更するだけでよい。
ところで、この実施例における制御回路5のタイミング
信号er、 er’の生成部、すべり検出回路6および
電流検出抵抗8はインバータ主回路3の入力電圧の調整
だけでなく、インバータを用いて誘導電動機を制御する
ときのすべり検出装置として有効であり、これらが本発
明のすべり検出装置に対応している。
信号er、 er’の生成部、すべり検出回路6および
電流検出抵抗8はインバータ主回路3の入力電圧の調整
だけでなく、インバータを用いて誘導電動機を制御する
ときのすべり検出装置として有効であり、これらが本発
明のすべり検出装置に対応している。
なお、上記実施例では、圧縮機の制御装置について説明
したが、本発明はこれに限定して適用されるものではな
く、インバータを介して、シャフトの回転角によって負
荷トルクが変化する用途の三相誘導電動機の制御に広く
適用することができる。
したが、本発明はこれに限定して適用されるものではな
く、インバータを介して、シャフトの回転角によって負
荷トルクが変化する用途の三相誘導電動機の制御に広く
適用することができる。
以上の説明によって明らかなように、この発明に係るす
べり検出装置によれば、電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻でインバータの直流入力電流をサンプリ
ングしてすべり信号を得るので、簡易構成で、しかも、
精度の高いすべり検出ができる。
べり検出装置によれば、電流のインダクタンス負荷成分
が零になる時刻でインバータの直流入力電流をサンプリ
ングしてすべり信号を得るので、簡易構成で、しかも、
精度の高いすべり検出ができる。
また、この発明に係る圧縮機の制御装置においては、イ
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、上記す
べり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を制
御するようにしたので、圧縮機の負荷がシャフトの回転
角によって変化しても、この変化に対応した大きさの電
圧が印加されるため、低周波数出力での振動、ノイズを
小さく抑え、かつ、運転効率を高めることができる。
ンバータの前段に電圧調整手段を設けると共に、上記す
べり検出装置の出力を電圧指令として該電圧調整器を制
御するようにしたので、圧縮機の負荷がシャフトの回転
角によって変化しても、この変化に対応した大きさの電
圧が印加されるため、低周波数出力での振動、ノイズを
小さく抑え、かつ、運転効率を高めることができる。
さらに、電流のインダクタンス負荷成分が零になる時刻
に同期した第1のタイミング信号によって直流入力電流
値をサンプリングすると共に、インバータの出力の1サ
イクル遅れに対応し、第1のタイミング信号に対して半
周期ずれた第2のタイミング信号区間の電圧指令とする
ことにより、実質的に時間遅れのない有効な制御ができ
る。
に同期した第1のタイミング信号によって直流入力電流
値をサンプリングすると共に、インバータの出力の1サ
イクル遅れに対応し、第1のタイミング信号に対して半
周期ずれた第2のタイミング信号区間の電圧指令とする
ことにより、実質的に時間遅れのない有効な制御ができ
る。
第1図はこの発明の一実施例の構成を、部分的に電気回
路で示したブロック図、第2図は同実施例のインバータ
主回路の詳細な構成を示す回路図、第3図乃至第5図は
同実施例の制御部の主要素の詳細な構成を示す回路図、
第6図は同実施例の動作をせっ説明するためのタイムチ
ャートである。 2・・・降圧チョッパー、3・・・インバータ主回路、
4・・・圧縮機、4a・・・圧縮機モータ、5・・・制
御回路、6・・・すべり検出回路、7・・・電圧制御回
路、8・・・電流検出抵抗。 出願人代理人 佐 藤 −雄
路で示したブロック図、第2図は同実施例のインバータ
主回路の詳細な構成を示す回路図、第3図乃至第5図は
同実施例の制御部の主要素の詳細な構成を示す回路図、
第6図は同実施例の動作をせっ説明するためのタイムチ
ャートである。 2・・・降圧チョッパー、3・・・インバータ主回路、
4・・・圧縮機、4a・・・圧縮機モータ、5・・・制
御回路、6・・・すべり検出回路、7・・・電圧制御回
路、8・・・電流検出抵抗。 出願人代理人 佐 藤 −雄
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換するインバータに
よって制御される誘導電動機のすべりを検出する装置に
おいて、前記インバータの直流入力電流を検出する電流
検出手段と、前記誘導電動機に流れる電流のインダクタ
ンス負荷成分が零になる時刻に同期したタイミング信号
を発生するタイミング信号発生手段と、検出された前記
直流入力電流値を前記タイミング信号によってサンプリ
ングして前記誘導電動機のすべり信号として出力するす
べり検出手段とを備えたことを特徴とするすべり検出装
置。 2、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で
駆動される圧縮機に供給するインバータと、このインバ
ータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記イ
ンバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、前
記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分が
零になる時刻に同期したタイミング信号を発生するタイ
ミング信号発生手段と、検出された前記直流入力電流値
を前記タイミング信号によってサンプリングして前記誘
導電動機のすべり信号として出力するすべり検出手段と
、このすべり検出手段のすべり信号を出力電圧指令とし
て前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段とを備えた
ことを特徴とする圧縮機の制御装置。 3、スイッチング素子をオン、オフして直流を可変電圧
・可変周波数の疑似正弦波交流に変換し、誘導電動機で
駆動される圧縮機に供給するインバータと、このインバ
ータの直流入力電圧を調整する電圧調整手段と、前記イ
ンバータの直流入力電流を検出する電流検出手段と、前
記誘導電動機に流れる電流のインダクタンス負荷成分が
零になる時刻に同期した第1のタイミング信号、および
、この第1のタイミング信号に対して半周期ずれた第2
のタイミング信号を発生するタイミング信号発生手段と
、検出された前記直流入力電流値を前記第1のタイミン
グ信号によってサンプリングし、すべり出力サンプリン
グ値を検出すると共に、前記インバータの出力の前記す
べり出力サンプリング値を1サイクル期間保持し、前記
インバータの出力の1サイクル遅れに対応する前記第2
のタイミング信号区間に前記すべり出力サンプリング値
を前記誘導電動機のすべり信号として出力するすべり検
出手段と、このすべり検出手段のすべり信号を出力電圧
指令として前記電圧調整手段を制御する電圧制御手段と
を備えたことを特徴とする圧縮機の制御装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2140497A JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
US07/706,363 US5214367A (en) | 1990-05-30 | 1991-05-28 | Controller for compressor driven by induction motor |
GB9111520A GB2244875B (en) | 1990-05-30 | 1991-05-29 | Controller for compressor driven by an induction motor and slip detecting apparatus for detecting the slip of an induction motor |
KR1019910008770A KR940001915B1 (ko) | 1990-05-30 | 1991-05-29 | 슬립검출장치 및 이를 이용한 압축기의 제어장치 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2140497A JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0433584A true JPH0433584A (ja) | 1992-02-04 |
Family
ID=15270006
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2140497A Pending JPH0433584A (ja) | 1990-05-30 | 1990-05-30 | すべり検出装置およびこれを用いた圧縮機の制御装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5214367A (ja) |
JP (1) | JPH0433584A (ja) |
KR (1) | KR940001915B1 (ja) |
GB (1) | GB2244875B (ja) |
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JPH0865811A (ja) * | 1994-08-25 | 1996-03-08 | Toshiba Corp | 電気車制御装置 |
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US20070024224A1 (en) * | 2005-07-26 | 2007-02-01 | Mcdonald Raymond G | kW-based torque control for AC motors |
US7102326B1 (en) * | 2005-08-08 | 2006-09-05 | Fego Precision Industrial Co., Ltd. | Motor speed variator and a driving method thereof |
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CN101179251B (zh) * | 2006-11-07 | 2010-12-08 | 凌阳科技股份有限公司 | 一种直流无刷马达转矩补偿方法及*** |
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US8529665B2 (en) | 2010-05-12 | 2013-09-10 | Praxair Technology, Inc. | Systems and methods for gas separation using high-speed induction motors with centrifugal compressors |
CN105757889B (zh) * | 2016-03-09 | 2018-11-27 | 广东美的制冷设备有限公司 | 空调器及其压缩机的转矩补偿装置和方法 |
US10627145B2 (en) | 2016-07-07 | 2020-04-21 | Rocky Research | Vector drive for vapor compression systems |
Family Cites Families (14)
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