JPH04334976A - インバータ装置と交流電動機駆動システム - Google Patents
インバータ装置と交流電動機駆動システムInfo
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- JPH04334976A JPH04334976A JP3104114A JP10411491A JPH04334976A JP H04334976 A JPH04334976 A JP H04334976A JP 3104114 A JP3104114 A JP 3104114A JP 10411491 A JP10411491 A JP 10411491A JP H04334976 A JPH04334976 A JP H04334976A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
-
- H—ELECTRICITY
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
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- B60—VEHICLES IN GENERAL
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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-
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は直列多重パルス幅変調イ
ンバータ装置及びこのインバータ装置を用いた電気車駆
動システムに関する。
ンバータ装置及びこのインバータ装置を用いた電気車駆
動システムに関する。
【0002】
【従来の技術】交流電動機の回転速度を制御する場合、
PWM(パルス幅変調)インバータ装置が用いられてい
るが、PWMインバータの交流側出力の相電圧は正,負
の2レベルであるため、交流側出力電流に含まれる高調
波成分が大きくなるという問題がある。
PWM(パルス幅変調)インバータ装置が用いられてい
るが、PWMインバータの交流側出力の相電圧は正,負
の2レベルであるため、交流側出力電流に含まれる高調
波成分が大きくなるという問題がある。
【0003】近年、PWMインバータの出力電流に含ま
れる高調波成分を低減する方法として、PWMインバー
タを直列に多重化してインバータの交流側出力の相電圧
を正,0,負の3レベルにして高調波成分を低減する方
法が、例えば、特開昭56−74088 号のように提
案されている。
れる高調波成分を低減する方法として、PWMインバー
タを直列に多重化してインバータの交流側出力の相電圧
を正,0,負の3レベルにして高調波成分を低減する方
法が、例えば、特開昭56−74088 号のように提
案されている。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術によれば、ノイズ等によりスイッチング素子に誤
点弧があると平滑コンデンサの短絡が発生する場合があ
り、これによってスイッチング素子が破壊される恐れが
あるが、その過電流保護については何ら配慮されていな
い。
来技術によれば、ノイズ等によりスイッチング素子に誤
点弧があると平滑コンデンサの短絡が発生する場合があ
り、これによってスイッチング素子が破壊される恐れが
あるが、その過電流保護については何ら配慮されていな
い。
【0005】また、電気車等に用いる交流電動機制御装
置として使用した場合、必ずしもインバータの交流側出
力の相電圧を正,0,負の3レベルとすることが効率が
良いとは限らない。
置として使用した場合、必ずしもインバータの交流側出
力の相電圧を正,0,負の3レベルとすることが効率が
良いとは限らない。
【0006】本発明の目的は、インバータの誤点弧等に
よる故障の場合でも、インバータを継続して運転するこ
とのできるインバータ装置を提供することにある。
よる故障の場合でも、インバータを継続して運転するこ
とのできるインバータ装置を提供することにある。
【0007】本発明の目的は、誤点弧による過電流を無
くし、ノイズ環境の悪いところでも使用可能にした高調
波の少ない交流出力を出力し得るインバータ装置を提供
することにある。
くし、ノイズ環境の悪いところでも使用可能にした高調
波の少ない交流出力を出力し得るインバータ装置を提供
することにある。
【0008】また、本発明の他の目的は、多重インバー
タを用いた交流電動機制御装置を効率を良く運転するイ
ンバータ装置を提供することにある
タを用いた交流電動機制御装置を効率を良く運転するイ
ンバータ装置を提供することにある
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流を交流
に変換するインバータ装置において、この交流の相電圧
が3つの電圧レベルを持つモードと、この交流の相電圧
が2つの電圧レベルを持つモードとを相互に切り換える
手段を備えることにより達成される。
に変換するインバータ装置において、この交流の相電圧
が3つの電圧レベルを持つモードと、この交流の相電圧
が2つの電圧レベルを持つモードとを相互に切り換える
手段を備えることにより達成される。
【0010】
【作用】このように構成することにより、本発明によれ
ば以下の作用により前記目的が達成される。
ば以下の作用により前記目的が達成される。
【0011】直列多重インバータのスイッチング素子の
誤点弧により平滑コンデンサを短絡して過電流が流れる
モードは、交流側出力の相電圧を正にするモードと零に
するモードが重なる場合及び出力電圧を負にするモード
と零にするモードが重なる場合である。このようにスイ
ッチング素子の誤点弧により平滑コンデンサが短絡され
てしまうとインバータは交流を出力することができない
。このような場合に、運転を継続させるため、直列多重
インバータを従来のPWMインバータとして動作させ、
出力電圧を正,負の2レベルとする。その結果、ノイズ
によって誤点弧が発生した場合でもインバータの動作を
継続することができ、誤点弧による過電流を無くし、ノ
イズ環境の悪いところでも使用可能にした高調波の少な
い交流出力を出力し得るインバータ装置を提供すること
ができる。
誤点弧により平滑コンデンサを短絡して過電流が流れる
モードは、交流側出力の相電圧を正にするモードと零に
するモードが重なる場合及び出力電圧を負にするモード
と零にするモードが重なる場合である。このようにスイ
ッチング素子の誤点弧により平滑コンデンサが短絡され
てしまうとインバータは交流を出力することができない
。このような場合に、運転を継続させるため、直列多重
インバータを従来のPWMインバータとして動作させ、
出力電圧を正,負の2レベルとする。その結果、ノイズ
によって誤点弧が発生した場合でもインバータの動作を
継続することができ、誤点弧による過電流を無くし、ノ
イズ環境の悪いところでも使用可能にした高調波の少な
い交流出力を出力し得るインバータ装置を提供すること
ができる。
【0012】他方、通常の動作においては、直列多重イ
ンバータの直流回路の中性点に流れる電流は各相の出力
電圧が零レベルのときに流れる。出力電圧が零レベルに
なる期間は、インバータの出力電圧が大きくなるにした
がって減少する。従って、出力電圧の大きさから零レベ
ルになる期間が減少する運転領域を推定し、出力電圧が
零レベルになる期間が減少する運転領域では、直列多重
インバータを従来のPWMインバータとして動作させ、
出力電圧を正,負の2レベルとする。その結果、運転効
率を良くすることができる。
ンバータの直流回路の中性点に流れる電流は各相の出力
電圧が零レベルのときに流れる。出力電圧が零レベルに
なる期間は、インバータの出力電圧が大きくなるにした
がって減少する。従って、出力電圧の大きさから零レベ
ルになる期間が減少する運転領域を推定し、出力電圧が
零レベルになる期間が減少する運転領域では、直列多重
インバータを従来のPWMインバータとして動作させ、
出力電圧を正,負の2レベルとする。その結果、運転効
率を良くすることができる。
【0013】
【実施例】本発明を電気車に適用した第一の実施例を図
1に示す。
1に示す。
【0014】架線1からパンタグラフ2で直流を受電し
遮断システム3を介して直列多重インバータ4に入力さ
れる。直列多重インバータ4は直流電圧を交流相電圧が
正,0,負の3レベルを有する交流電圧に変換し、交流
電動機である誘導電動機(同期電動機でも可)9に3相
交流を供給する。誘導電動機9の回転数はパルスジェネ
レータ10により検出され、速度演算器11によりロー
ター周波数(以下、単に電動機回転数という)frが出
力される。また、電流検出器12,13により検出され
た電動機電流Imは電流指令Ipと比較器14により比
較される。比較器14の出力ΔIは増幅器15に入力さ
れΔfsを出力する。この値とすべり周波数指令fsp
が加算器16により加算されすべり周波数fsを出力す
る。このすべり周波数fsと電動機回転数frが加算器
7で加算(回生時は減算)されインバータ周波数f1を
出力し電圧指令演算器19に入力される。電圧指令演算
器19ではインバータ周波数f1に比例した電圧指令V
up,Vvp,Vwpを120°の位相角で出力する。 PWM信号演算器18では高地の直列多重インバータ用
のPWM信号を直列多重インバータ4に出力し直列多重
インバータ4を構成するスイッチング素子(サイリスタ
,GTO,トランジスタ,IGBT等)をオンオフ制御
する。
遮断システム3を介して直列多重インバータ4に入力さ
れる。直列多重インバータ4は直流電圧を交流相電圧が
正,0,負の3レベルを有する交流電圧に変換し、交流
電動機である誘導電動機(同期電動機でも可)9に3相
交流を供給する。誘導電動機9の回転数はパルスジェネ
レータ10により検出され、速度演算器11によりロー
ター周波数(以下、単に電動機回転数という)frが出
力される。また、電流検出器12,13により検出され
た電動機電流Imは電流指令Ipと比較器14により比
較される。比較器14の出力ΔIは増幅器15に入力さ
れΔfsを出力する。この値とすべり周波数指令fsp
が加算器16により加算されすべり周波数fsを出力す
る。このすべり周波数fsと電動機回転数frが加算器
7で加算(回生時は減算)されインバータ周波数f1を
出力し電圧指令演算器19に入力される。電圧指令演算
器19ではインバータ周波数f1に比例した電圧指令V
up,Vvp,Vwpを120°の位相角で出力する。 PWM信号演算器18では高地の直列多重インバータ用
のPWM信号を直列多重インバータ4に出力し直列多重
インバータ4を構成するスイッチング素子(サイリスタ
,GTO,トランジスタ,IGBT等)をオンオフ制御
する。
【0015】故障時3,2レベル切り替え器5について
説明する。
説明する。
【0016】フィルタ回路50は直列多重インバータ4
の電流検出信号あるいは電圧検出信号を入力してその主
要成分を検出し絶対値回路51に出力する。絶対値回路
51はフィルタ回路50の出力信号の絶対値を加算器5
2に出力し、加算器7は基準値Scと絶対値回路51の
出力信号の偏差を判定器53に出力する。判定器53は
、直列多重インバータ4を出力電圧を正,0,負の3レ
ベルあるいは正,負の2レベルに切り替える信号を出力
する。この信号は、後述するようにPWM信号演算器1
8に入力されレベル切り替えに伴う電圧の変動を補償す
る。また、表示器8は判定器8の出力を受けて現在の運
転モードが3レベルであるのか2レベルであるのかを電
気車の運転台に表示する。これは3レベルと2レベルの
切り替わりがスイッチング素子の誤点弧によるものであ
る時に、運転者が故障を知らずに運転を継続することを
避けるためである。2レベルの運転であっても故障の場
合と正常の場合の表示の仕方を、例えば、故障時を赤色
ランプ,正常時を緑色ランプというように分けた方が運
転者にとって親切である。また、故障時のみの2レベル
運転を運転者に認知させるものであるから、警報器等で
しらせることもできる。
の電流検出信号あるいは電圧検出信号を入力してその主
要成分を検出し絶対値回路51に出力する。絶対値回路
51はフィルタ回路50の出力信号の絶対値を加算器5
2に出力し、加算器7は基準値Scと絶対値回路51の
出力信号の偏差を判定器53に出力する。判定器53は
、直列多重インバータ4を出力電圧を正,0,負の3レ
ベルあるいは正,負の2レベルに切り替える信号を出力
する。この信号は、後述するようにPWM信号演算器1
8に入力されレベル切り替えに伴う電圧の変動を補償す
る。また、表示器8は判定器8の出力を受けて現在の運
転モードが3レベルであるのか2レベルであるのかを電
気車の運転台に表示する。これは3レベルと2レベルの
切り替わりがスイッチング素子の誤点弧によるものであ
る時に、運転者が故障を知らずに運転を継続することを
避けるためである。2レベルの運転であっても故障の場
合と正常の場合の表示の仕方を、例えば、故障時を赤色
ランプ,正常時を緑色ランプというように分けた方が運
転者にとって親切である。また、故障時のみの2レベル
運転を運転者に認知させるものであるから、警報器等で
しらせることもできる。
【0017】正常時3レベル,2レベル切り替え器6は
後述するようにインバータ出力電圧指令(変調率でも代
用できる)を入力し、切り替え時点の判定をする。判定
の結果、3レベルモードから2レベルモードへ切り替え
る場合、切り替え信号を直列多重インバータ4,表示器
8及びPWM信号演算器18に出力し切り替え動作を完
了する。
後述するようにインバータ出力電圧指令(変調率でも代
用できる)を入力し、切り替え時点の判定をする。判定
の結果、3レベルモードから2レベルモードへ切り替え
る場合、切り替え信号を直列多重インバータ4,表示器
8及びPWM信号演算器18に出力し切り替え動作を完
了する。
【0018】次に動作を図2,図3,図4及び表1を参
照して説明する。
照して説明する。
【0019】直列多重インバータ4の詳細な主回路構成
を図2に示した。
を図2に示した。
【0020】平滑コンデンサ41,42の直列体を直流
電源40に並列接続する。これら2つの平滑コンデンサ
41,42の相互接続点は電源中性点として利用する。
電源40に並列接続する。これら2つの平滑コンデンサ
41,42の相互接続点は電源中性点として利用する。
【0021】スイッチング回路はゲートターンオフサイ
リスタ(以下、GTOと略称する。)S1U〜S4W及
び各出力端子U,V,Wを中性点電位にクランプするた
めのクランプダイオードCD1U〜CD2Wから構成さ
れる。
リスタ(以下、GTOと略称する。)S1U〜S4W及
び各出力端子U,V,Wを中性点電位にクランプするた
めのクランプダイオードCD1U〜CD2Wから構成さ
れる。
【0022】この直列多重インバータ4を構成するスイ
ッチング素子S1U〜S4Wは3相交流電圧指令vup
,vvp,vwpと搬送波信号とを比較して作られるオ
ン・オフパルス信号によってオン・オフする。通常の3
レベルモードではS1とS3及びS2とS4の各々が一
組のインバータとしてオン・オフする(このようなS1
とS3は一方がオンしているときは他方はオフしている
が、このような関係を共役な関係と呼ぶ。この関係はS
2とS4についてもいえる)ように動作する。その結果
、オンする条件と出力端子の電圧の関係は表1のように
なる。
ッチング素子S1U〜S4Wは3相交流電圧指令vup
,vvp,vwpと搬送波信号とを比較して作られるオ
ン・オフパルス信号によってオン・オフする。通常の3
レベルモードではS1とS3及びS2とS4の各々が一
組のインバータとしてオン・オフする(このようなS1
とS3は一方がオンしているときは他方はオフしている
が、このような関係を共役な関係と呼ぶ。この関係はS
2とS4についてもいえる)ように動作する。その結果
、オンする条件と出力端子の電圧の関係は表1のように
なる。
【0023】
【表1】
【0024】例えばU相について見ると、S1UとS2
Uがオンすると出力端子Uは+Eの電位となる。逆に、
S3UとS4Uがオンすると出力端子Uは−Eの電位と
なる。また、S2UとS3Uがオンすると出力端子Uは
S2UとS3U及びクランプダイオードCD1U,CD
2Uを介して平滑コンデンサ12,13の接続点に接続
され、0電位(スイッチング素子を4直列とした構成で
あるから0電位であり、さらに素子数を増やして直列多
重を形成すると+Eと−Eの中間の電位と成る)となる
。この動作の結果、出力端子Uの電位は+E,0,−E
の間で変化し、インバータ出力の高調波成分が低減され
る。しかしながら、出力端子Uの電位が+Eあるいは−
Eの期間中にインバータ周辺のノイズによってS2Uあ
るいはS3Uが誤点弧すると図3に示すように、平滑コ
ンデンサ41あるいは42の短絡が生じる問題がある。 出力端子V,Wについても同様である。そこで、本発明
ではS2UあるいはS3Uが誤点弧すると図3に破線で
示すように、平滑コンデンサ41あるいは42の短絡電
流が中性点に流れることに着目し、この中性点電流を遮
断するように図2に示すように遮断回路48を設けてい
る。
Uがオンすると出力端子Uは+Eの電位となる。逆に、
S3UとS4Uがオンすると出力端子Uは−Eの電位と
なる。また、S2UとS3Uがオンすると出力端子Uは
S2UとS3U及びクランプダイオードCD1U,CD
2Uを介して平滑コンデンサ12,13の接続点に接続
され、0電位(スイッチング素子を4直列とした構成で
あるから0電位であり、さらに素子数を増やして直列多
重を形成すると+Eと−Eの中間の電位と成る)となる
。この動作の結果、出力端子Uの電位は+E,0,−E
の間で変化し、インバータ出力の高調波成分が低減され
る。しかしながら、出力端子Uの電位が+Eあるいは−
Eの期間中にインバータ周辺のノイズによってS2Uあ
るいはS3Uが誤点弧すると図3に示すように、平滑コ
ンデンサ41あるいは42の短絡が生じる問題がある。 出力端子V,Wについても同様である。そこで、本発明
ではS2UあるいはS3Uが誤点弧すると図3に破線で
示すように、平滑コンデンサ41あるいは42の短絡電
流が中性点に流れることに着目し、この中性点電流を遮
断するように図2に示すように遮断回路48を設けてい
る。
【0025】以下本発明の動作原理を説明する。
【0026】図3は1相分の出力端子が+Eあるいは−
Eの期間中に誤点弧した場合の過電流路を示したもので
ある。この誤点弧による電流は直流成分が大きく、スイ
ッチング素子と直流回路の中性点とを接続するダイオー
ドを介して中性点に流れる。過電流は破線で示すように
中性点に流入し、その大きさはリアクトル45,47に
よって制限される直流電流である。他方、通常の動作状
態では、中性点電流はインバータ出力周波数の3倍で、
その大きさは出力電流の大きさに比例した交流電流であ
る(直流電流は小さい)。そこで、本発明では電流検出
器46により中性点電流を検出(中性点の電流の大きさ
あるいは、平滑コンデンサの電流の大きさを検出)し、
その直流成分の大きさから、誤点弧を検出し図2に示す
遮断回路48を動作させ、スイッチング素子と直流回路
の中性点との接続を開路するようにしている。
Eの期間中に誤点弧した場合の過電流路を示したもので
ある。この誤点弧による電流は直流成分が大きく、スイ
ッチング素子と直流回路の中性点とを接続するダイオー
ドを介して中性点に流れる。過電流は破線で示すように
中性点に流入し、その大きさはリアクトル45,47に
よって制限される直流電流である。他方、通常の動作状
態では、中性点電流はインバータ出力周波数の3倍で、
その大きさは出力電流の大きさに比例した交流電流であ
る(直流電流は小さい)。そこで、本発明では電流検出
器46により中性点電流を検出(中性点の電流の大きさ
あるいは、平滑コンデンサの電流の大きさを検出)し、
その直流成分の大きさから、誤点弧を検出し図2に示す
遮断回路48を動作させ、スイッチング素子と直流回路
の中性点との接続を開路するようにしている。
【0027】図4は本発明の動作波形である。(a)は
中性点電流、(b)はフィルタ回路50の出力信号、(
c)は加算器52の出力信号、(d)は判定器53の出
力信号である。時刻Aにおいて誤点弧が発生し、時刻B
においてフィルタ回路50の出力信号が基準値を越えた
ことを検知し、遮断回路48を動作させている。その結
果時刻Bにおいて、直列多重インバータ1の出力電圧を
3レベル(正,0,負)から2レベル(正,負)に切り
替え,誤点弧による過電流を防止することができる。
中性点電流、(b)はフィルタ回路50の出力信号、(
c)は加算器52の出力信号、(d)は判定器53の出
力信号である。時刻Aにおいて誤点弧が発生し、時刻B
においてフィルタ回路50の出力信号が基準値を越えた
ことを検知し、遮断回路48を動作させている。その結
果時刻Bにおいて、直列多重インバータ1の出力電圧を
3レベル(正,0,負)から2レベル(正,負)に切り
替え,誤点弧による過電流を防止することができる。
【0028】また、図2の抵抗43,44は、通常の動
作時においては平滑コンデンサ41,42の電圧分担を
均等化する効果を有する。
作時においては平滑コンデンサ41,42の電圧分担を
均等化する効果を有する。
【0029】なお、図3の過電流の流れ方から明らかな
ように電流検出器を平滑コンデンサ43,44の電源側
に夫々設けて両検出器のバランスから、また、電流検出
器の代わりに電圧検出器を夫々の平滑コンデンサに設け
、両検出信号のバランスから遮断回路48を動作させる
こともできる。
ように電流検出器を平滑コンデンサ43,44の電源側
に夫々設けて両検出器のバランスから、また、電流検出
器の代わりに電圧検出器を夫々の平滑コンデンサに設け
、両検出信号のバランスから遮断回路48を動作させる
こともできる。
【0030】また、リアクトル45,47を各相毎に設
ける構成も考えられる。その結果、ノイズによって誤点
弧が発生した場合でもインバータの動作を継続すること
ができ、誤点弧による過電流を無くし、ノイズ環境の悪
いところでも使用可能にした高調波の少ない交流出力を
出力し得るインバータ装置を提供することができる。本
実施例においては、故障時3,2レベル切り替え器5の
出力を直列多重インバータ4およびPWM信号演算器1
8に入力しているが、直列多重インバータ4だけに入力
して直列多重インバータ4内部の中性点電流を遮断する
だけでも、直列多重インバータ4の出力電圧が電圧指令
に追従しないという問題点は残るが、2レベルモードに
切り替わる。
ける構成も考えられる。その結果、ノイズによって誤点
弧が発生した場合でもインバータの動作を継続すること
ができ、誤点弧による過電流を無くし、ノイズ環境の悪
いところでも使用可能にした高調波の少ない交流出力を
出力し得るインバータ装置を提供することができる。本
実施例においては、故障時3,2レベル切り替え器5の
出力を直列多重インバータ4およびPWM信号演算器1
8に入力しているが、直列多重インバータ4だけに入力
して直列多重インバータ4内部の中性点電流を遮断する
だけでも、直列多重インバータ4の出力電圧が電圧指令
に追従しないという問題点は残るが、2レベルモードに
切り替わる。
【0031】図5に故障時3,2レベル切り替え器5の
他の実施例を示した。
他の実施例を示した。
【0032】図1の故障時3,2レベル切り替え器5と
異なる点は、中性点電流演算回路54を設け、この中性
点電流演算回路54の出力信号を加算器52に与えるよ
うにしたことである。
異なる点は、中性点電流演算回路54を設け、この中性
点電流演算回路54の出力信号を加算器52に与えるよ
うにしたことである。
【0033】中性点電流演算回路54は電流検出器12
U〜12Wのインバータ出力電流iu,iv,iwの検
出信号と出力電圧指令vup,vvp,vwpに基づい
て通常の動作での中性点電流を演算する。加算器7は中
性点電流の検出値とこの通常の動作での中性点電流の演
算値の偏差を判定器53に出力する。
U〜12Wのインバータ出力電流iu,iv,iwの検
出信号と出力電圧指令vup,vvp,vwpに基づい
て通常の動作での中性点電流を演算する。加算器7は中
性点電流の検出値とこの通常の動作での中性点電流の演
算値の偏差を判定器53に出力する。
【0034】すなわち、誤点弧時の過電流は直列多重イ
ンバータ4の内部に流れ、出力電流には直接表れないこ
とに着目し、中性点電流の検出値とインバータ出力電流
から演算した中性点電流との偏差から誤点弧を検知する
ようにしたものである。
ンバータ4の内部に流れ、出力電流には直接表れないこ
とに着目し、中性点電流の検出値とインバータ出力電流
から演算した中性点電流との偏差から誤点弧を検知する
ようにしたものである。
【0035】通常の動作での中性点電流Icは各相毎の
出力電流と出力端子が0電位となる期間の積に比例する
。この出力端子が0電位となる期間Ru,Rv,Rwは
各相の出力電圧指令vup,vvp,vwpに対して次
式で表される。Eは電源電圧。
出力電流と出力端子が0電位となる期間の積に比例する
。この出力端子が0電位となる期間Ru,Rv,Rwは
各相の出力電圧指令vup,vvp,vwpに対して次
式で表される。Eは電源電圧。
【0036】
Ru=1−|vup|/E
…(1)Rv=1−|vvp|/E
…(2)Ru=1−
|vwp|/E
…(3)また、3相分を合成した中性点電流Ic は
出力電流iu,iv,iwに対して次式で表される。
…(1)Rv=1−|vvp|/E
…(2)Ru=1−
|vwp|/E
…(3)また、3相分を合成した中性点電流Ic は
出力電流iu,iv,iwに対して次式で表される。
【0037】
iN=Ru*iu+Rv*iv+Rw*iw …
(4)本実施例によれば、中性点電流に含まれるインバ
ータ出力周波数の3倍のリプル成分をフィルタ回路5で
除去する必要がなくなり、フィルタ回路5の時定数を小
さくして検出遅れを小さくでき、誤点弧を早く検知する
ことができる。
(4)本実施例によれば、中性点電流に含まれるインバ
ータ出力周波数の3倍のリプル成分をフィルタ回路5で
除去する必要がなくなり、フィルタ回路5の時定数を小
さくして検出遅れを小さくでき、誤点弧を早く検知する
ことができる。
【0038】図6に正常時3レベル,2レベル切り替え
器6の実施例を示した。
器6の実施例を示した。
【0039】本実施例では直列多重インバータの出力電
圧の大きさが大きくなるにしたがい、+E,−Eを出力
する割合が増加し0電位を出力する割合が減少すること
に着目し、出力電圧の大きさが大きくなった場合には直
列多重インバータを2レベルのインバータとして動作さ
せるようにしている。
圧の大きさが大きくなるにしたがい、+E,−Eを出力
する割合が増加し0電位を出力する割合が減少すること
に着目し、出力電圧の大きさが大きくなった場合には直
列多重インバータを2レベルのインバータとして動作さ
せるようにしている。
【0040】電圧指令演算器21は回転磁界座標系の励
磁電流指令Id*,トルク電流指令Iq*及び一次角周
波数指令ω1*に基づいて回転磁界座標系の電圧指令V
d*,Vq*を演算して座標変換器19及び最大電圧演
算器21に出力される。積分器60は一次角周波数指令
ω1*から座標変換基準指令ω1*tを演算して座標変
換器22に出力する。座標変換器22では座標変換基準
指令ω1*tに基づいて電圧指令Vd*,Vq*を固定
子座標系の3相交流電圧指令vup,vvp,vwpに
変換してPWM信号演算器18に出力する。最大電圧演
算器61は電圧指令Vd*,Vq*からインバータ出力
電圧の最大値を演算して加算器62に出力する。加算器
62は基準値Sc*とインバータ出力電圧の最大値の偏
差を判定器63に出力する。
磁電流指令Id*,トルク電流指令Iq*及び一次角周
波数指令ω1*に基づいて回転磁界座標系の電圧指令V
d*,Vq*を演算して座標変換器19及び最大電圧演
算器21に出力される。積分器60は一次角周波数指令
ω1*から座標変換基準指令ω1*tを演算して座標変
換器22に出力する。座標変換器22では座標変換基準
指令ω1*tに基づいて電圧指令Vd*,Vq*を固定
子座標系の3相交流電圧指令vup,vvp,vwpに
変換してPWM信号演算器18に出力する。最大電圧演
算器61は電圧指令Vd*,Vq*からインバータ出力
電圧の最大値を演算して加算器62に出力する。加算器
62は基準値Sc*とインバータ出力電圧の最大値の偏
差を判定器63に出力する。
【0041】次にこの動作を図7を参照して説明する。
【0042】図7はインバータ出力電圧と0電位を出力
する期間の関係を示す特性図である。
する期間の関係を示す特性図である。
【0043】本実施例では0電位を出力する期間が小さ
い範囲(Sc*以下)で、図2に示す遮断回路48を動
作させ、直列多重インバータ4を2レベルのインバータ
として動作させ、PWM信号演算器18にも入力し3レ
ベル,2レベル切り替えに伴う電圧変動をなくすように
している。
い範囲(Sc*以下)で、図2に示す遮断回路48を動
作させ、直列多重インバータ4を2レベルのインバータ
として動作させ、PWM信号演算器18にも入力し3レ
ベル,2レベル切り替えに伴う電圧変動をなくすように
している。
【0044】図1に示す実施例では、3レベル,2レベ
ル切り替えに伴う電圧変動を防止するためPWM信号演
算器18によって補償しているが、V/F値や電流を調
整することも可能である。
ル切り替えに伴う電圧変動を防止するためPWM信号演
算器18によって補償しているが、V/F値や電流を調
整することも可能である。
【0045】この構成により、例えば、1パルスモード
の領域(CVVV領域)における3レベルの運転の問題
点を解決することができる。
の領域(CVVV領域)における3レベルの運転の問題
点を解決することができる。
【0046】つまり、1パルスモードは基本的に直流電
圧の全電圧を出力する領域であるが、3レベルインバー
タの出力電圧の遷移の仕方として+Eから−Eに移る場
合(その反対も成り立つ)、必ず0電位をもつモードを
通らなければならないという条件がある。
圧の全電圧を出力する領域であるが、3レベルインバー
タの出力電圧の遷移の仕方として+Eから−Eに移る場
合(その反対も成り立つ)、必ず0電位をもつモードを
通らなければならないという条件がある。
【0047】従って3レベルモードのまま1パルスモー
ドに突入すると線間電圧として0電位出力の分だけパル
スが削られる。また、電気車の場合1パルスモードを多
用して走行するのでこの領域におけるスイッチングロス
を減らす必要がある。
ドに突入すると線間電圧として0電位出力の分だけパル
スが削られる。また、電気車の場合1パルスモードを多
用して走行するのでこの領域におけるスイッチングロス
を減らす必要がある。
【0048】本実施例では、このような領域(特に1パ
ルスモードを例示したがこれに限らない)になる時点を
検出して2レベルモードに切り替えるので前記問題は解
決される。
ルスモードを例示したがこれに限らない)になる時点を
検出して2レベルモードに切り替えるので前記問題は解
決される。
【0049】また、出力電圧の大きな運転範囲で、ノイ
ズによって誤点弧が発生した場合でもインバータの動作
を継続することができ、誤点弧による過電流を無くし、
ノイズ環境の悪いところでも使用可能なインバータ装置
を提供することができる。
ズによって誤点弧が発生した場合でもインバータの動作
を継続することができ、誤点弧による過電流を無くし、
ノイズ環境の悪いところでも使用可能なインバータ装置
を提供することができる。
【0050】本実施例ではベクトル制御的考え方を用い
て説明したが、これに限らず出力電圧指令が演算されさ
えすれば特にベクトル制御的な考え方を用いる必要がな
い。図8は本発明に関するPWM信号演算器18の詳細
な回路構成図である。
て説明したが、これに限らず出力電圧指令が演算されさ
えすれば特にベクトル制御的な考え方を用いる必要がな
い。図8は本発明に関するPWM信号演算器18の詳細
な回路構成図である。
【0051】なお、本実施例ではU相について説明する
が、V,W相についても同様の構成と動作を行う。比較
器300は正側のみの搬送波信号と電圧指令vupとを
比較し、パルス幅変調信号X1をNOT回路307,O
R回路308に加える。比較器309は負側のみの搬送
波信号と電圧指令vupとを比較し、パルス幅変調信号
X2をNOT回路305,スイッチング素子S2Uに加
える。極性判定器301は電圧指令vupが正極性の時
はXS=0,負極性の時はXS=1をAND回路302
,NOT回路303に出力する。NOT回路303の出
力はAND回路304に加えられる。切り替え信号XC
はAND回路302,AND回路304に加えられる。 AND回路302の出力信号XAはOR回路306に加
えられ、OR回路306の出力信号Y1がスイッチング
素子S1Uに加えられる。NOT回路307の出力信号
Y3がスイッチング素子S3Uに加えられる。AND回
路304の出力信号XB及びNOT回路305の出力信
号はOR回路308に加えられ、OR回路308の出力
信号Y4がスイッチング素子S4Uに加えられる。極性
判定器301の出力信号XSと切り替え信号XCに対す
るAND回路302,AND回路304の出力信号XA
,XBの関係を表2に示す。
が、V,W相についても同様の構成と動作を行う。比較
器300は正側のみの搬送波信号と電圧指令vupとを
比較し、パルス幅変調信号X1をNOT回路307,O
R回路308に加える。比較器309は負側のみの搬送
波信号と電圧指令vupとを比較し、パルス幅変調信号
X2をNOT回路305,スイッチング素子S2Uに加
える。極性判定器301は電圧指令vupが正極性の時
はXS=0,負極性の時はXS=1をAND回路302
,NOT回路303に出力する。NOT回路303の出
力はAND回路304に加えられる。切り替え信号XC
はAND回路302,AND回路304に加えられる。 AND回路302の出力信号XAはOR回路306に加
えられ、OR回路306の出力信号Y1がスイッチング
素子S1Uに加えられる。NOT回路307の出力信号
Y3がスイッチング素子S3Uに加えられる。AND回
路304の出力信号XB及びNOT回路305の出力信
号はOR回路308に加えられ、OR回路308の出力
信号Y4がスイッチング素子S4Uに加えられる。極性
判定器301の出力信号XSと切り替え信号XCに対す
るAND回路302,AND回路304の出力信号XA
,XBの関係を表2に示す。
【0052】
【表2】
【0053】出力信号XA,XBは各々、直列多重イン
バータの出力電圧が0電位における期間に2レベルに切
り替えた場合において、出力電圧の極性に応じて+E,
−Eを出力するための信号である。パルス幅変調信号X
1,X2とAND回路302,AND回路304の出力
信号XA,XBに対する3レベルと2レベルにおけるス
イッチング素子のオン・オフ関係を表3に示す。
バータの出力電圧が0電位における期間に2レベルに切
り替えた場合において、出力電圧の極性に応じて+E,
−Eを出力するための信号である。パルス幅変調信号X
1,X2とAND回路302,AND回路304の出力
信号XA,XBに対する3レベルと2レベルにおけるス
イッチング素子のオン・オフ関係を表3に示す。
【0054】
【表3】
【0055】AND回路302,AND回路304の出
力信号XA,XBが0の場合に直列多重インバータは3
レベルとして動作するが、出力信号XA,XBのいずれ
かが1の場合には2レベルとして動作する。
力信号XA,XBが0の場合に直列多重インバータは3
レベルとして動作するが、出力信号XA,XBのいずれ
かが1の場合には2レベルとして動作する。
【0056】本実施例によれば、PWM変調信号を3レ
ベルから2レベルあるいは逆の切り替えにおいて、各モ
ードに見合ったPWM信号をスイッチング素子に与える
ことができるという効果がある。
ベルから2レベルあるいは逆の切り替えにおいて、各モ
ードに見合ったPWM信号をスイッチング素子に与える
ことができるという効果がある。
【0057】上記実施例では2レベルモードにしたとき
S2U及びS3Uが同時に点弧する場合があり、中性点
電流が遮断されていても過電圧等の問題が発生する。
S2U及びS3Uが同時に点弧する場合があり、中性点
電流が遮断されていても過電圧等の問題が発生する。
【0058】そこで、その点を解決する実施例を図12
に示した。
に示した。
【0059】この実施例では2レベルモードにおいて、
S1UとS2Uとで構成される組及びS3UとS4Uと
で構成される組が互いに共役な関係で動作するように構
成した(短絡故障時以外、S2UとS3Uは同時に点弧
しない)。
S1UとS2Uとで構成される組及びS3UとS4Uと
で構成される組が互いに共役な関係で動作するように構
成した(短絡故障時以外、S2UとS3Uは同時に点弧
しない)。
【0060】3レベルモードでは比較器188にて電圧
指令vupの正側と3角波が比較され、比較器191に
て電圧指令vupの負側と3角波が比較される。弧の比
較の結果スイッチング素子S1UとS3UまたS2Uと
S4Uとが互いに共役の関係で動作するようにゲート信
号が与えられる。
指令vupの正側と3角波が比較され、比較器191に
て電圧指令vupの負側と3角波が比較される。弧の比
較の結果スイッチング素子S1UとS3UまたS2Uと
S4Uとが互いに共役の関係で動作するようにゲート信
号が与えられる。
【0061】2レベルモードでは公知のように正弦波と
3角波が比較され、その結果、スイッチング素子S1U
とS2Uとで構成される組及びS3UとS4Uとで構成
される組が互いに共役な関係で動作するようにゲート信
号が与えられる。
3角波が比較され、その結果、スイッチング素子S1U
とS2Uとで構成される組及びS3UとS4Uとで構成
される組が互いに共役な関係で動作するようにゲート信
号が与えられる。
【0062】モード切り換え器195から198は、故
障時3,2レベル切り替え器5又は正常時3,2レベル
切り替え器6からの信号によって2レベル側に切り替わ
る。このフローを図13に示した。本実施例ではステッ
プ1820と1830は並行して動作しており切り換え
は何れかを選択するものとなる。
障時3,2レベル切り替え器5又は正常時3,2レベル
切り替え器6からの信号によって2レベル側に切り替わ
る。このフローを図13に示した。本実施例ではステッ
プ1820と1830は並行して動作しており切り換え
は何れかを選択するものとなる。
【0063】図9に本発明の他の主回路構成の実施例を
示した。
示した。
【0064】図2の主回路の構成図と異なる点は、各相
毎に平滑コンデンサ12U〜13W,遮断回路48U〜
15W及び電流検出器46U〜48Wを設け、各相毎に
3レベルから2レベルの切り替えができるようにしたこ
とである。本実施例によればノイズによって誤点弧が発
生した相のみ一時的に切り替え(48U〜48W)、ノ
イズによって誤点弧が消滅した時点で元の状態に戻すこ
とができ、ノイズによって誤点弧が発生した場合でもイ
ンバータの動作を継続することができる。
毎に平滑コンデンサ12U〜13W,遮断回路48U〜
15W及び電流検出器46U〜48Wを設け、各相毎に
3レベルから2レベルの切り替えができるようにしたこ
とである。本実施例によればノイズによって誤点弧が発
生した相のみ一時的に切り替え(48U〜48W)、ノ
イズによって誤点弧が消滅した時点で元の状態に戻すこ
とができ、ノイズによって誤点弧が発生した場合でもイ
ンバータの動作を継続することができる。
【0065】以上は本発明をPWM変調信号に基づいて
制御される直列多重インバータに適用した場合について
説明したが、以下に説明する空間ベクトルに基づくパル
ス幅制御に適用しても同様の効果を得ることができる。
制御される直列多重インバータに適用した場合について
説明したが、以下に説明する空間ベクトルに基づくパル
ス幅制御に適用しても同様の効果を得ることができる。
【0066】図10は直列多重インバータの出力電圧の
空間ベクトル図である。図中のNo.1〜8は2レベル
のインバータの出力電圧ベクトルであり、No.9〜2
7は3レベル固有な出力電圧ベクトルである。表4に各
相の出力端子の電位と線間電圧の関係を示す。
空間ベクトル図である。図中のNo.1〜8は2レベル
のインバータの出力電圧ベクトルであり、No.9〜2
7は3レベル固有な出力電圧ベクトルである。表4に各
相の出力端子の電位と線間電圧の関係を示す。
【0067】
【表4】
【0068】空間ベクトルに基づくパルス幅制御では、
インバータの出力電圧指令に基づいてこれらの電圧ベク
トルから選択して、スイッチングが決定されるが、ノイ
ズによって誤点弧が発生した場合にはNo.9〜27の
3レベル固有な出力電圧ベクトルの選択を禁止すること
により、PWM変調信号に基づいて制御される直列多重
インバータに適用した場合と同様の効果を得ることがで
きる。
インバータの出力電圧指令に基づいてこれらの電圧ベク
トルから選択して、スイッチングが決定されるが、ノイ
ズによって誤点弧が発生した場合にはNo.9〜27の
3レベル固有な出力電圧ベクトルの選択を禁止すること
により、PWM変調信号に基づいて制御される直列多重
インバータに適用した場合と同様の効果を得ることがで
きる。
【0069】図11の(a)は、本発明に関する中性点
に流れる電流を遮断する回路を逆並列接続されたスイッ
チング素子480,482(例えばGTO)で構成する
ようにしたものであり、抵抗481は過電流を抑制する
ものである。図11の(b)は、本発明に関する中性点
に流れる電流を遮断する回路を逆並列接続されたスイッ
チング素子480,482(例えばGTO)で構成する
ようにしたものであり、コンデンサ484と抵抗483
は過電流を抑制するものである。
に流れる電流を遮断する回路を逆並列接続されたスイッ
チング素子480,482(例えばGTO)で構成する
ようにしたものであり、抵抗481は過電流を抑制する
ものである。図11の(b)は、本発明に関する中性点
に流れる電流を遮断する回路を逆並列接続されたスイッ
チング素子480,482(例えばGTO)で構成する
ようにしたものであり、コンデンサ484と抵抗483
は過電流を抑制するものである。
【0070】本実施例では遮断器を半導体遮断器で構成
したが真空遮断器などを用いることももちろん可能であ
る。
したが真空遮断器などを用いることももちろん可能であ
る。
【0071】また、スイッチング素子の誤点弧等により
3レベルモードから2レベルモードに移行した場合、力
行や回生の場合は当然2レベルで運転させるが、たとえ
ノッチオフして惰行や停止をしてもその後3レベルモー
ドにきり替えるべきではない。
3レベルモードから2レベルモードに移行した場合、力
行や回生の場合は当然2レベルで運転させるが、たとえ
ノッチオフして惰行や停止をしてもその後3レベルモー
ドにきり替えるべきではない。
【0072】さらに、本実施例は電気車を例示して記載
しているが、必ずしもこれに限らず多重インバータによ
って駆動される負荷、例えば、圧延機等にも適用できる
ことは言うまでもない。
しているが、必ずしもこれに限らず多重インバータによ
って駆動される負荷、例えば、圧延機等にも適用できる
ことは言うまでもない。
【0073】さらに、インバータの直流側電源は上記実
施例に限らずコンバータを用いても同様に実施すること
ができる。
施例に限らずコンバータを用いても同様に実施すること
ができる。
【0074】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子の誤
点弧時、直列多重インバータを2レベルインバータとし
て動作させることによりインバータの動作を継続するこ
とができるという効果がある。また、誤点弧による過電
流を無くし、ノイズ環境の悪いところでも使用可能にし
た高調波の少ない交流出力を出力し得るインバータ装置
を提供することができる。さらに、正常時においても、
3レベルモードでは効率の悪い領域において2レベルモ
ードにすることにより効率を向上させる効果がある。
点弧時、直列多重インバータを2レベルインバータとし
て動作させることによりインバータの動作を継続するこ
とができるという効果がある。また、誤点弧による過電
流を無くし、ノイズ環境の悪いところでも使用可能にし
た高調波の少ない交流出力を出力し得るインバータ装置
を提供することができる。さらに、正常時においても、
3レベルモードでは効率の悪い領域において2レベルモ
ードにすることにより効率を向上させる効果がある。
【0075】また、電気車等に用いた場合現在の運転モ
ードを表示することができるので運転が2レベルで継続
されても認知されないことはない。
ードを表示することができるので運転が2レベルで継続
されても認知されないことはない。
【0076】また、本発明によれば、出力電圧の大きさ
から零レベルになる期間が減少する運転領域を推定し、
出力電圧が零レベルになる期間が減少する運転領域では
、直列多重インバータのスイッチング素子と直流回路の
中性点との接続を開路することにより、直列多重インバ
ータを従来のPWMインバータとして動作させ、出力電
圧を正,負の2レベルとすることができ、ノイズによっ
て誤点弧が発生する機会を低減することができ、誤点弧
による過電流を無くし、ノイズ環境の悪いところでも使
用可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るイン
バータ装置を提供することができる。
から零レベルになる期間が減少する運転領域を推定し、
出力電圧が零レベルになる期間が減少する運転領域では
、直列多重インバータのスイッチング素子と直流回路の
中性点との接続を開路することにより、直列多重インバ
ータを従来のPWMインバータとして動作させ、出力電
圧を正,負の2レベルとすることができ、ノイズによっ
て誤点弧が発生する機会を低減することができ、誤点弧
による過電流を無くし、ノイズ環境の悪いところでも使
用可能にした高調波の少ない交流出力を出力し得るイン
バータ装置を提供することができる。
【図1】本発明を電気車に用いての一実施例を示す制御
ブロック図。
ブロック図。
【図2】直列多重インバータの主回路を示す構成図。
【図3】誤点弧による過電流発生を示す回路図。
【図4】動作原理を説明する波形図。
【図5】故障時3,2レベル切り替え器5の他の実施例
を示す制御ブロック図。
を示す制御ブロック図。
【図6】故障時3,2レベル切り替え器5の他の実施例
を示す制御ブロック図。
を示す制御ブロック図。
【図7】インバータ出力電圧と0電圧の期間の関係を説
明する特性図。
明する特性図。
【図8】PWM信号演算器の詳細な回路構成図。
【図9】本発明の主回路の他の実施例を示す構成図。
【図10】直列多重インバータの出力電圧空間ベクトル
図。
図。
【図11】遮断回路の構成図。
【図12】PWM信号演算器の他の実施例を示す図。
【図13】PWM信号演算器の他の実施例のフローを示
す図。
す図。
4…直列多重インバータ、5…故障時3,2レベル切り
替え器、6…正常時3,2レベル切り替え器、18…P
WM信号演算器、40…直流電源、41,42…平滑コ
ンデンサ、43,44…抵抗、45,47…リアクトル
、46…電流検出器、48…遮断回路。
替え器、6…正常時3,2レベル切り替え器、18…P
WM信号演算器、40…直流電源、41,42…平滑コ
ンデンサ、43,44…抵抗、45,47…リアクトル
、46…電流検出器、48…遮断回路。
Claims (18)
- 【請求項1】直流を交流に変換するインバータ装置にお
いて、この交流の相電圧が3つの電圧レベルを持つモー
ドと、この交流の相電圧が2つの電圧レベルを持つモー
ドとを有し相互に切り換える手段を備えたインバータ装
置。 - 【請求項2】直流を交流に変換し、この交流の相電圧と
してこの直流の電圧の中間の電位が出力されるモードを
持つインバータ装置において、直流の電圧の中間の電位
が出力されるモードを阻止する手段を備えたインバータ
装置。 - 【請求項3】直流側に設けられた平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直列
体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング素
子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の相
互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオードを
介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子の
相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第1
と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチン
グ素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手段
とを備えたインバータ装置において、前記中性点に流れ
る電流を遮断する手段を備えたインバータ装置。 - 【請求項4】直流側に設けられた平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直列
体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング素
子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の相
互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオードを
介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子の
相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第1
と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチン
グ素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手段
とを備えたインバータ装置において、前記第2,3のス
イッチング素子が同時にオンすることを禁止する手段を
備えたインバータ装置。 - 【請求項5】直流側に設けられた平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直列
体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング素
子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の相
互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオードを
介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子の
相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第1
と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチン
グ素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手段
とを備えたインバータ装置において、前記第1と第2の
スイッチング素子及び第3と第4のスイッチング素子を
互いに共役な関係でオン・オフ動作させる手段を備えた
インバータ装置。 - 【請求項6】直流側に設けられた平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直列
体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング素
子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の相
互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオードを
介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子の
相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第1
と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチン
グ素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手段
とを備えたインバータ装置において、前記中性点に流れ
る電流を検出する手段と、この検出手段の出力と設定値
とを比較する手段と、この比較手段の出力に応じて前記
中性点に流れる電流を遮断する手段を備えたインバータ
装置。 - 【請求項7】直流側に設けられた平滑コンデンサと、こ
の平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直列
体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング素
子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の相
互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオードを
介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子の
相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第1
と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチン
グ素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手段
とを備えたインバータ装置において、前記中性点に流れ
る電流を演算する手段と、前記中性点に流れる電流を検
出する手段と、この検出手段の出力と前記演算手段の出
力とを比較する手段と、この比較手段の出力に応じて前
記中性点に流れる電流を遮断する手段を備えたインバー
タ装置。 - 【請求項8】直流を交流に変換するインバータと、この
インバータの出力電圧を指令する手段とを備えたインバ
ータ装置において、この出力電圧指令と設定値とを比較
する手段と、この比較手段の出力に応じて、この交流の
相電圧が3つの電圧レベルを持つモードと、この交流の
相電圧が2つの電圧レベルを持つモードとを相互に切り
換える手段を備えたインバータ装置。 - 【請求項9】第1〜第4のスイッチング素子直列体のう
ち、この第1と第3のスイッチング素子及び第2と第4
のスイッチング素子を互いに共役な関係でオン・オフ制
御する手段を有するパルス幅変調装置において、前記第
2,第3のスイッチング素子が同時にオンすることを禁
止する手段を備えたパルス幅変調装置。 - 【請求項10】直流を交流に変換するインバータ装置に
おいて、この交流の相電圧が3つの電圧レベルを持つモ
ードと、この交流の相電圧が2つの電圧レベルを持つモ
ードとを有し相互に切り換える手段と、これらモードの
うち現モードを表示する手段とを備えたインバータ装置
。 - 【請求項11】直流を交流に変換し、この交流の相電圧
としてこの直流の電圧の中間の電位が出力されるモード
を持つインバータ装置において、直流の電圧の中間の電
位が出力されるモードを阻止する手段と、前記モードで
運転されているかまたは阻止されているかを表示する手
段とを備えたインバータ装置。 - 【請求項12】直流側に設けられた平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直
列体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング
素子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の
相互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオード
を介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子
の相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第
1と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチ
ング素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手
段とを備えたインバータ装置において、前記中性点に流
れる電流を遮断する手段と、この遮断手段の動作状態を
表示する手段とを備えたインバータ装置。 - 【請求項13】直流側に設けられた平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直
列体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング
素子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の
相互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオード
を介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子
の相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第
1と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチ
ング素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手
段とを備えたインバータ装置において、前記第2,3の
スイッチング素子が同時にオンすることを禁止する手段
と、この禁止手段の動作状態を表示する手段とを備えた
インバータ装置。 - 【請求項14】直流側に設けられた平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直
列体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング
素子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の
相互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオード
を介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子
の相互接続部は交流側に接続された構成を有し、前記第
1と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイッチ
ング素子を互いに共役な関係でオン・オフ制御させる手
段とを備えたインバータ装置において、前記第1と第2
のスイッチング素子及び第3と第4のスイッチング素子
を互いに共役な関係でオン・オフ動作させる手段と、前
記第1と第3のスイッチング素子及び第2と第4のスイ
ッチング素子が互いに共役な関係でオン・オフ制御され
ている状態であるか、前記第1と第2のスイッチング素
子及び第3と第4のスイッチング素子が互いに共役な関
係でオン・オフ制御されている状態であるかを表示する
手段とを備えたインバータ装置。 - 【請求項15】直流を交流に変換するインバータと、こ
のインバータにより駆動される交流電動機を備えた交流
電動機駆動システムにおいて、この交流電動機に出力さ
れる交流の相電圧が3つの電圧レベルを持つモードと、
この交流の相電圧が2つの電圧レベルを持つモードとを
有し相互に切り換える手段と、これらモードのうち現モ
ードを表示する手段とを備えた交流電動機駆動システム
。 - 【請求項16】直流を交流に変換し、この交流の相電圧
としてこの直流の電圧の中間の電位が出力されるモード
を持つインバータと、このインバータにより駆動される
交流電動機を備えた交流電動機駆動システムにおいて、
直流の電圧の中間の電位が出力されるモードを阻止する
手段と、前記モードで前記交流電動機が運転されている
かまたは阻止されているかを表示する手段とを備えた交
流電動機駆動システム。 - 【請求項17】直流側に設けられた平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直
列体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング
素子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の
相互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオード
を介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子
の相互接続部は交流側に接続された構成を有するインバ
ータと、前記第1と第3のスイッチング素子及び第2と
第4のスイッチング素子を互いに共役な関係でオン・オ
フ制御させる手段と、前記インバータの交流側に接続さ
れ、駆動される交流電動機とを備えた交流電動機駆動シ
ステムにおいて、前記中性点に流れる電流を遮断する手
段と、この遮断手段の動作状態を表示する手段とを備え
た交流電動機駆動システム。 - 【請求項18】直流側に設けられた平滑コンデンサと、
この平滑コンデンサと第1〜第4のスイッチング素子直
列体とが並列接続され、この第1と第2のスイッチング
素子の相互接続部及び第3と第4のスイッチング素子の
相互接続部は前記平滑コンデンサの中性点とダイオード
を介して接続され、前記第2と第3のスイッチング素子
の相互接続部は交流側に接続された構成するインバータ
と、前記第1と第3のスイッチング素子及び第2と第4
のスイッチング素子を互いに共役な関係でオン・オフ制
御させる手段と、前記インバータの交流側に接続され、
駆動される交流電動機とを備えた交流電動機駆動システ
ムにおいて、前記第2,3のスイッチング素子が同時に
オンすることを禁止する手段と、この禁止手段の動作状
態を表示する手段とを備えた交流電動機駆動システム。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3104114A JPH04334976A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
AU15078/92A AU1507892A (en) | 1991-05-09 | 1992-04-23 | Inverter arrangement and ac motor driving system |
EP19920107689 EP0512531A3 (en) | 1991-05-09 | 1992-05-07 | Inverter arrangement and ac motor driving system |
ZA923311A ZA923311B (en) | 1991-05-09 | 1992-05-07 | Inverter arrangement and ac motor driving system |
CN92103525A CN1066754A (zh) | 1991-05-09 | 1992-05-07 | 逆变装置和交流电动机驱动*** |
KR1019920007779A KR920022640A (ko) | 1991-05-09 | 1992-05-08 | 인버터 장치와 교류 전동기 구동 시스템 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3104114A JPH04334976A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04334976A true JPH04334976A (ja) | 1992-11-24 |
Family
ID=14372100
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3104114A Pending JPH04334976A (ja) | 1991-05-09 | 1991-05-09 | インバータ装置と交流電動機駆動システム |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0512531A3 (ja) |
JP (1) | JPH04334976A (ja) |
KR (1) | KR920022640A (ja) |
CN (1) | CN1066754A (ja) |
AU (1) | AU1507892A (ja) |
ZA (1) | ZA923311B (ja) |
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- 1992-04-23 AU AU15078/92A patent/AU1507892A/en not_active Abandoned
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- 1992-05-07 CN CN92103525A patent/CN1066754A/zh active Pending
- 1992-05-07 EP EP19920107689 patent/EP0512531A3/en not_active Withdrawn
- 1992-05-08 KR KR1019920007779A patent/KR920022640A/ko not_active IP Right Cessation
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