JPH04295727A - インパルス応答測定方法 - Google Patents
インパルス応答測定方法Info
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- JPH04295727A JPH04295727A JP8291391A JP8291391A JPH04295727A JP H04295727 A JPH04295727 A JP H04295727A JP 8291391 A JP8291391 A JP 8291391A JP 8291391 A JP8291391 A JP 8291391A JP H04295727 A JPH04295727 A JP H04295727A
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Landscapes
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、オーディオルームや音
楽ホール等の被測定音響系にインパルス信号を加えてそ
の応答を測定するようなインパルス応答測定方法に関す
る。
楽ホール等の被測定音響系にインパルス信号を加えてそ
の応答を測定するようなインパルス応答測定方法に関す
る。
【0002】
【従来の技術】室内等の被測定音響系のインパルス応答
を正確に測定するためにはS/Nを向上させることが重
要である。しかしながら、インパルスはピーク値の割に
パワーが最も小さい信号であることから、現実にはS/
Nをかせぐことが困難である。パルス幅を広くすればエ
ネルギを大きくできるが、周波数特性が平坦でなくなる
という欠点がある。
を正確に測定するためにはS/Nを向上させることが重
要である。しかしながら、インパルスはピーク値の割に
パワーが最も小さい信号であることから、現実にはS/
Nをかせぐことが困難である。パルス幅を広くすればエ
ネルギを大きくできるが、周波数特性が平坦でなくなる
という欠点がある。
【0003】そこで、従来よりS/N向上のために種々
の方法が提案されている。例えば、上記インパルス測定
を何度も繰り返し行って、全ての測定結果の平均をとる
こと(いわゆる同期加算)が知られている。これは、加
算を重ねることによりノイズレベルは殆ど増大しないの
に対して信号成分のレベルのみが増大することを考慮し
たものである。しかしながら、繰り返しの周期は、被測
定音響系の応答がゼロに収束したと見なせる時間、例え
ば残響時間の2倍位、より長くとらなければならないこ
とから、例えば1000回程度の同期加算されたインパ
ルス応答を求めようとすると数十分あるいはそれ以上の
時間がかかることになる。
の方法が提案されている。例えば、上記インパルス測定
を何度も繰り返し行って、全ての測定結果の平均をとる
こと(いわゆる同期加算)が知られている。これは、加
算を重ねることによりノイズレベルは殆ど増大しないの
に対して信号成分のレベルのみが増大することを考慮し
たものである。しかしながら、繰り返しの周期は、被測
定音響系の応答がゼロに収束したと見なせる時間、例え
ば残響時間の2倍位、より長くとらなければならないこ
とから、例えば1000回程度の同期加算されたインパ
ルス応答を求めようとすると数十分あるいはそれ以上の
時間がかかることになる。
【0004】また、音響学会誌45巻1号44〜50頁
や信学技法EA89−33等には、時間引き伸ばしパル
ス(TSP,time streched pulse
)を用いたインパルス応答の測定方法が示されている
。このTSPは、群遅延が周波数に比例するようなオー
ルパスフィルタにインパルスを通すことによって得られ
る信号である。例えば4096ポイントのTPS信号は
インパルス信号に比べてパワーが約31dB高く、イン
パルスで1200回の同期計算をしたのと同じS/Nが
1回の測定で得られる。さらに、これを繰り返して同期
加算することも行われる。
や信学技法EA89−33等には、時間引き伸ばしパル
ス(TSP,time streched pulse
)を用いたインパルス応答の測定方法が示されている
。このTSPは、群遅延が周波数に比例するようなオー
ルパスフィルタにインパルスを通すことによって得られ
る信号である。例えば4096ポイントのTPS信号は
インパルス信号に比べてパワーが約31dB高く、イン
パルスで1200回の同期計算をしたのと同じS/Nが
1回の測定で得られる。さらに、これを繰り返して同期
加算することも行われる。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところで、これらのイ
ンパルス応答測定方法は、全て周波数の全帯域に一様な
スペクトルを持った信号を被測定音響系内のスピーカ等
の電気−音響変換器に送って音響を発生させ、その応答
をマイクロホン等の音響−電気変換器で収音して得られ
た信号からインパルス応答を逆算するものである。
ンパルス応答測定方法は、全て周波数の全帯域に一様な
スペクトルを持った信号を被測定音響系内のスピーカ等
の電気−音響変換器に送って音響を発生させ、その応答
をマイクロホン等の音響−電気変換器で収音して得られ
た信号からインパルス応答を逆算するものである。
【0006】一方、現実の環境においては、ノイズは一
部の帯域、特に低域に集中していることが多く、測定結
果を見るとき、高域では充分なS/Nがとれていても低
域のS/Nが不充分なため、さらに同期加算等を行って
全体的なS/N向上を図る必要が生じているのが現状で
ある。
部の帯域、特に低域に集中していることが多く、測定結
果を見るとき、高域では充分なS/Nがとれていても低
域のS/Nが不充分なため、さらに同期加算等を行って
全体的なS/N向上を図る必要が生じているのが現状で
ある。
【0007】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、高精度のインパルス応答が短時間で測定
でき、一部帯域に集中しているノイズを考慮して全帯域
での必要なS/Nを容易にとることができるようなイン
パルス応答測定方法の提供を目的とする。
たものであり、高精度のインパルス応答が短時間で測定
でき、一部帯域に集中しているノイズを考慮して全帯域
での必要なS/Nを容易にとることができるようなイン
パルス応答測定方法の提供を目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本発明に係るインパルス
応答測定方法によれば、被測定音響系にインパルス信号
を加えてその応答を測定するインパルス測定方法におい
て、周波数帯域を複数に分割して各帯域毎にインパルス
応答を測定し、各測定結果を合成するようなインパルス
応答測定方法であって、S/Nを向上させたい帯域につ
いては、フィルタを介した信号を増幅した後、スピーカ
等の電気−音響変換手段に送って音響信号を発生させる
ことにより、上述の課題を解決する。
応答測定方法によれば、被測定音響系にインパルス信号
を加えてその応答を測定するインパルス測定方法におい
て、周波数帯域を複数に分割して各帯域毎にインパルス
応答を測定し、各測定結果を合成するようなインパルス
応答測定方法であって、S/Nを向上させたい帯域につ
いては、フィルタを介した信号を増幅した後、スピーカ
等の電気−音響変換手段に送って音響信号を発生させる
ことにより、上述の課題を解決する。
【0009】ここで、上記S/Nを向上させたい帯域以
外の帯域については、フィルタを介して該当する帯域の
信号を増幅して上記電気−音響変換手段(スピーカ等)
に送るようにしてもよいが、全帯域の信号を上記電気−
音響変換手段に送り、その応答信号をフィルタに通して
該当する帯域の信号を取り出すようにしてもよい。
外の帯域については、フィルタを介して該当する帯域の
信号を増幅して上記電気−音響変換手段(スピーカ等)
に送るようにしてもよいが、全帯域の信号を上記電気−
音響変換手段に送り、その応答信号をフィルタに通して
該当する帯域の信号を取り出すようにしてもよい。
【0010】
【作用】帯域分割し、S/Nを向上させたい帯域をフィ
ルタで取り出して増幅した後、スピーカ等の電気−音響
変換手段に送って音響信号を発生させているため、この
帯域でのノイズが相対的に減少し、短時間で高精度のイ
ンパルス応答測定が実現できる。
ルタで取り出して増幅した後、スピーカ等の電気−音響
変換手段に送って音響信号を発生させているため、この
帯域でのノイズが相対的に減少し、短時間で高精度のイ
ンパルス応答測定が実現できる。
【0011】
【実施例】本発明に係るインパルス応答測定方法のいく
つかの好ましい実施例について、図面を参照しながら以
下に説明する。先ず図1には、本発明の第1の実施例と
して、全周波数帯域を高域と低域との2つの帯域に分割
してインパルス応答を測定する場合の手順をA、Bに示
している。この場合のA、Bの順序はどちらが先でもよ
い。
つかの好ましい実施例について、図面を参照しながら以
下に説明する。先ず図1には、本発明の第1の実施例と
して、全周波数帯域を高域と低域との2つの帯域に分割
してインパルス応答を測定する場合の手順をA、Bに示
している。この場合のA、Bの順序はどちらが先でもよ
い。
【0012】すなわち先ず図1のAにおいて、入力端子
1にインパルス応答測定用の信号、例えば時間引き伸ば
しパルス(TSP,time streched pu
lse )を供給する。このTSP信号は、被測定音響
系である室10内のスピーカ11に送られて音響として
発せられ、室10内での反響等によるその応答がマイク
ロホン12にて収音される。マイクロホン12からの応
答信号は、ハイパスフィルタ(HPF)3を介すことで
高域成分のみが取り出され、アンプ4を介して出力端子
2から取り出される。出力端子2からは、TSP応答信
号が得られるが、これからインパルス応答(ただしHP
F3の通過帯域である高域についての応答)を復元する
ための逆フィルタリングは、例えばFFT(高速フーリ
エ変換)を用いて行われる。その逆フィルタのインパル
ス応答はTSPの時間軸を逆にしただけのものであるか
ら、TSP応答とTSP自身の相互相関関数を求めれば
、被測定音響系である室10のインパルス応答(高域に
ついての応答)になる。
1にインパルス応答測定用の信号、例えば時間引き伸ば
しパルス(TSP,time streched pu
lse )を供給する。このTSP信号は、被測定音響
系である室10内のスピーカ11に送られて音響として
発せられ、室10内での反響等によるその応答がマイク
ロホン12にて収音される。マイクロホン12からの応
答信号は、ハイパスフィルタ(HPF)3を介すことで
高域成分のみが取り出され、アンプ4を介して出力端子
2から取り出される。出力端子2からは、TSP応答信
号が得られるが、これからインパルス応答(ただしHP
F3の通過帯域である高域についての応答)を復元する
ための逆フィルタリングは、例えばFFT(高速フーリ
エ変換)を用いて行われる。その逆フィルタのインパル
ス応答はTSPの時間軸を逆にしただけのものであるか
ら、TSP応答とTSP自身の相互相関関数を求めれば
、被測定音響系である室10のインパルス応答(高域に
ついての応答)になる。
【0013】次に図1のBにおいて、上記と同様のTS
P信号を、入力端子1を介してローパスフィルタ(LP
F)5に送り、低域成分のみを取り出す。ここでLPF
5と上記HPF3とは、これらの周波数応答が加算して
1となるように設定されている。LPF5からの出力信
号は、アンプ6で増幅されて、室10内のスピーカ11
に送られ、音響が発せられる。その応答がマイクロホン
12にて収音されて出力端子2より取り出される。この
出力信号もTSP応答信号であり、FFTを用いた逆フ
ィルタリングにより、被測定音響系(室10)の低域に
ついてのインパルス応答が得られる。この測定結果と上
記高域についてのインパルス応答測定結果とを加算する
ことで、全帯域のインパルス応答が得られる。
P信号を、入力端子1を介してローパスフィルタ(LP
F)5に送り、低域成分のみを取り出す。ここでLPF
5と上記HPF3とは、これらの周波数応答が加算して
1となるように設定されている。LPF5からの出力信
号は、アンプ6で増幅されて、室10内のスピーカ11
に送られ、音響が発せられる。その応答がマイクロホン
12にて収音されて出力端子2より取り出される。この
出力信号もTSP応答信号であり、FFTを用いた逆フ
ィルタリングにより、被測定音響系(室10)の低域に
ついてのインパルス応答が得られる。この測定結果と上
記高域についてのインパルス応答測定結果とを加算する
ことで、全帯域のインパルス応答が得られる。
【0014】すなわち、本発明実施例におけるインパル
ス応答の測定は、図1のAの手順と図1のBの手順との
二度に分けて行われ、上記HPF3とLPF5との各周
波数応答が加算して1になるから、各出力を加算して得
られる全体のインパルス応答は元の系と同じになる。H
PF3の目的は低域のノイズを除くことであり、またL
PF5及びアンプ6によって低域に加わる信号のパワー
を高めている。すなわち、この実施例では低域にノイズ
が集中している場合を想定しており、低域側でS/Nを
高めるために、インパルス信号と等価なTSP信号を、
予めLPF5で低域成分のみを取り出して、アンプ6で
増幅した後、被測定音響系である室10内のスピーカ1
1に供給している。これによって、TSP信号を直接ス
ピーカ11に供給する場合に比べて低域のパワーをより
高めている。LPF5の通過帯域を全帯域の1/Nとす
ると、そのインパルス応答のピーク値も1/Nとなる。 従って、スピーカ11に加える信号のピーク値を一定に
保てば、低域のパワースペクトル密度はN2 倍になる
。 なお、HPF3の後段のアンプ4は、HPF3を通過す
ることによる減衰の補償や2回の測定の各出力間のレベ
ル合わせのためものであり、省略してもよい。また、図
1のAとBの各手順は、いずれを先に行うようにしても
よい。さらに、HPF3やLPF5は、ハードウェアで
構成しても、ソフトウェアで実現してもよい。
ス応答の測定は、図1のAの手順と図1のBの手順との
二度に分けて行われ、上記HPF3とLPF5との各周
波数応答が加算して1になるから、各出力を加算して得
られる全体のインパルス応答は元の系と同じになる。H
PF3の目的は低域のノイズを除くことであり、またL
PF5及びアンプ6によって低域に加わる信号のパワー
を高めている。すなわち、この実施例では低域にノイズ
が集中している場合を想定しており、低域側でS/Nを
高めるために、インパルス信号と等価なTSP信号を、
予めLPF5で低域成分のみを取り出して、アンプ6で
増幅した後、被測定音響系である室10内のスピーカ1
1に供給している。これによって、TSP信号を直接ス
ピーカ11に供給する場合に比べて低域のパワーをより
高めている。LPF5の通過帯域を全帯域の1/Nとす
ると、そのインパルス応答のピーク値も1/Nとなる。 従って、スピーカ11に加える信号のピーク値を一定に
保てば、低域のパワースペクトル密度はN2 倍になる
。 なお、HPF3の後段のアンプ4は、HPF3を通過す
ることによる減衰の補償や2回の測定の各出力間のレベ
ル合わせのためものであり、省略してもよい。また、図
1のAとBの各手順は、いずれを先に行うようにしても
よい。さらに、HPF3やLPF5は、ハードウェアで
構成しても、ソフトウェアで実現してもよい。
【0015】ここで図2は上記HPF3及びLPF5の
各周波数特性のそれぞれ具体例を示している。これらの
フィルタはいずれも直線位相のFIRフィルタであり、
各周波数応答が加算して1となるように設定されている
。図2の例では、周波数軸のfs /32の周波数値(
fs はサンプリング周波数)を境界としてHPF3と
LPF5との各通過、遮断帯域が入れ代わるようになっ
ており、このサンプリング周波数fs は例えば44.
1kHzである。また図3は、1024ポイントのTS
Pの一例を示している。
各周波数特性のそれぞれ具体例を示している。これらの
フィルタはいずれも直線位相のFIRフィルタであり、
各周波数応答が加算して1となるように設定されている
。図2の例では、周波数軸のfs /32の周波数値(
fs はサンプリング周波数)を境界としてHPF3と
LPF5との各通過、遮断帯域が入れ代わるようになっ
ており、このサンプリング周波数fs は例えば44.
1kHzである。また図3は、1024ポイントのTS
Pの一例を示している。
【0016】次に、上記第1の実施例の方法を用いた実
際のインパルス応答測定及びその結果について説明する
。室10としては残響時間が約0.3秒の試聴室を用い
た。また、TSP(時間引き延ばしパルス)を用いて4
096ポイントのインパルス応答を求めた。サンプリン
グ周波数は44.1kHzとし、LPF5については、
そのカットオフ周波数を、上記図2のように全帯域(f
s /2)の1/16、すなわちfs /32に設定し
、タップ数501のFIRフィルタとして作成し、LP
Fを設計した後、それを1から減ずることによってHP
F3を作成した。低域の測定に用いた信号は、上記TS
Pの各サンプル間に15個の0を挿入し、これがLPF
によって補間される波形を予め計算機で作成し、それに
対して得られた応答から、LPF込みのインパルス応答
を計算した。一方、高域については、従来通りの計算を
行う過程でHPFの特性を畳み込んだ。これらの低域と
高域について、それぞれ10回ずつの同期加算を行った
。
際のインパルス応答測定及びその結果について説明する
。室10としては残響時間が約0.3秒の試聴室を用い
た。また、TSP(時間引き延ばしパルス)を用いて4
096ポイントのインパルス応答を求めた。サンプリン
グ周波数は44.1kHzとし、LPF5については、
そのカットオフ周波数を、上記図2のように全帯域(f
s /2)の1/16、すなわちfs /32に設定し
、タップ数501のFIRフィルタとして作成し、LP
Fを設計した後、それを1から減ずることによってHP
F3を作成した。低域の測定に用いた信号は、上記TS
Pの各サンプル間に15個の0を挿入し、これがLPF
によって補間される波形を予め計算機で作成し、それに
対して得られた応答から、LPF込みのインパルス応答
を計算した。一方、高域については、従来通りの計算を
行う過程でHPFの特性を畳み込んだ。これらの低域と
高域について、それぞれ10回ずつの同期加算を行った
。
【0017】以上のような条件で測定を行った結果を図
4に示す。この図4において、特性曲線aがインパルス
応答のスペクトルを、特性曲線bがインパルス(実際に
はTSP)を放射しないときの暗騒音のスペクトルを、
それぞれ示している。これに対する比較例として、図5
には、上記帯域分割を行わない場合のインパルス応答の
スペクトル曲線a、及びTSPを放射しないときの暗騒
音のスペクトル曲線bをそれぞれ示している。この比較
例においては、帯域を分割する以外の条件を同じとして
いる。これらの図4と図5とを比べると、先ず比較例の
図5においては、高域すなわち約1kHz以上のS/N
は60dB程度あるが、低域では20dBに低下してお
り、これを高めるためにはさらに多数回の同期加算等が
必要となって時間がかかるわけである。これに対して、
図4に示す本発明実施例の応答特性の低域(約1kHz
以下)においては、暗騒音レベルが見かけ上24dB減
少しており、約100Hz以上の帯域で60dBのS/
Nが得られている。これは、低域では従来法の同期加算
2560回分に相当するS/Nが得られていることに相
当する。
4に示す。この図4において、特性曲線aがインパルス
応答のスペクトルを、特性曲線bがインパルス(実際に
はTSP)を放射しないときの暗騒音のスペクトルを、
それぞれ示している。これに対する比較例として、図5
には、上記帯域分割を行わない場合のインパルス応答の
スペクトル曲線a、及びTSPを放射しないときの暗騒
音のスペクトル曲線bをそれぞれ示している。この比較
例においては、帯域を分割する以外の条件を同じとして
いる。これらの図4と図5とを比べると、先ず比較例の
図5においては、高域すなわち約1kHz以上のS/N
は60dB程度あるが、低域では20dBに低下してお
り、これを高めるためにはさらに多数回の同期加算等が
必要となって時間がかかるわけである。これに対して、
図4に示す本発明実施例の応答特性の低域(約1kHz
以下)においては、暗騒音レベルが見かけ上24dB減
少しており、約100Hz以上の帯域で60dBのS/
Nが得られている。これは、低域では従来法の同期加算
2560回分に相当するS/Nが得られていることに相
当する。
【0018】以上のように、帯域分割し、S/Nを向上
させたい帯域、具体的には全帯域の1/16以下の低域
に、16倍のパワーを注ぎ込んでS/Nを24dB改善
し、必要な同期加算の回数を1/256に減らした。こ
れによって、短時間で高精度のインパルス応答測定が実
現できる。なお、入力端子1に供給する信号は、上記T
SPが望ましいが、インパルスを用いても、帯域分割を
しない場合に比べて同期加算の回数を大幅に低減できる
ことは勿論である。また、分割された帯域毎に同期加算
の回数を設定して帯域毎のS/Nを制御することもでき
る。
させたい帯域、具体的には全帯域の1/16以下の低域
に、16倍のパワーを注ぎ込んでS/Nを24dB改善
し、必要な同期加算の回数を1/256に減らした。こ
れによって、短時間で高精度のインパルス応答測定が実
現できる。なお、入力端子1に供給する信号は、上記T
SPが望ましいが、インパルスを用いても、帯域分割を
しない場合に比べて同期加算の回数を大幅に低減できる
ことは勿論である。また、分割された帯域毎に同期加算
の回数を設定して帯域毎のS/Nを制御することもでき
る。
【0019】次に、本発明の第2の実施例について、図
6を参照しながら説明する。この図6は帯域を3分割し
た場合の実施例を示しており、A、B、Cの各測定工程
の個別測定結果を加算して1つのインパルス応答結果を
得るようにしている。これら3つの測定工程の順序は任
意に変更することができ、例えばB、C、AとかC、A
、B等の順序で測定を進めてもよい。この図6において
、上記図1と対応する部分には同じ参照番号を付して説
明を省略する。
6を参照しながら説明する。この図6は帯域を3分割し
た場合の実施例を示しており、A、B、Cの各測定工程
の個別測定結果を加算して1つのインパルス応答結果を
得るようにしている。これら3つの測定工程の順序は任
意に変更することができ、例えばB、C、AとかC、A
、B等の順序で測定を進めてもよい。この図6において
、上記図1と対応する部分には同じ参照番号を付して説
明を省略する。
【0020】すなわち、図6において、入力端子1には
例えば上記第1の実施例と同様な時間引き延ばしパルス
(TSP)が供給されている。Aの測定工程では、入力
されたTSP信号を直接スピーカ11に送り、マイクロ
ホン12からの応答信号を、カットオフ周波数がf1
のハイパスフィルタ(HPF)21に送り、このHPF
21からの信号をアンプ22を介し、出力端子2より取
り出している。Bの測定工程では、上記TSP信号をカ
ットオフ周波数がf1のローパスフィルタ(LPF)2
3に送り、アンプ24で増幅してスピーカ11に送って
いる。マイクロホン12からの応答信号は、カットオフ
周波数がf2 (f2 <f1 )のHPF25に送り
、このHPF25からの信号をアンプ26を介し、出力
端子2より取り出している。従ってこのBの測定工程で
は、周波数f2 〜f1 の帯域についての応答結果を
得ることになる。次にCの測定工程では、上記TSP信
号をカットオフ周波数がf2 のLPF27に送り、ア
ンプ28で増幅してスピーカ11に送り、マイクロホン
12からの応答信号をそのまま出力端子2より取り出し
ている。
例えば上記第1の実施例と同様な時間引き延ばしパルス
(TSP)が供給されている。Aの測定工程では、入力
されたTSP信号を直接スピーカ11に送り、マイクロ
ホン12からの応答信号を、カットオフ周波数がf1
のハイパスフィルタ(HPF)21に送り、このHPF
21からの信号をアンプ22を介し、出力端子2より取
り出している。Bの測定工程では、上記TSP信号をカ
ットオフ周波数がf1のローパスフィルタ(LPF)2
3に送り、アンプ24で増幅してスピーカ11に送って
いる。マイクロホン12からの応答信号は、カットオフ
周波数がf2 (f2 <f1 )のHPF25に送り
、このHPF25からの信号をアンプ26を介し、出力
端子2より取り出している。従ってこのBの測定工程で
は、周波数f2 〜f1 の帯域についての応答結果を
得ることになる。次にCの測定工程では、上記TSP信
号をカットオフ周波数がf2 のLPF27に送り、ア
ンプ28で増幅してスピーカ11に送り、マイクロホン
12からの応答信号をそのまま出力端子2より取り出し
ている。
【0021】この図6に示す第2の実施例においては、
帯域をf1 以上、f2 〜f1 、f2 以下の3つ
の帯域に分割し、f2 〜f1 の帯域と、f2 以下
の帯域については、スピーカ11に供給する前に増幅す
ることによって、ノイズレベルに対する信号レベルを大
きくし、S/Nの改善を行っている。この各周波数の具
体的数値としては、例えばf1 =1kHz、f2 =
100Hzのような値が考えられる。この第2の実施例
は、例えばノイズが大まかにf2 〜f1 の帯域とf
2 以下の帯域とに分散している場合に好適である。な
お、3つの帯域の各フィルタの周波数応答については、
これらを加算した結果が1になるように設定することは
勿論である。
帯域をf1 以上、f2 〜f1 、f2 以下の3つ
の帯域に分割し、f2 〜f1 の帯域と、f2 以下
の帯域については、スピーカ11に供給する前に増幅す
ることによって、ノイズレベルに対する信号レベルを大
きくし、S/Nの改善を行っている。この各周波数の具
体的数値としては、例えばf1 =1kHz、f2 =
100Hzのような値が考えられる。この第2の実施例
は、例えばノイズが大まかにf2 〜f1 の帯域とf
2 以下の帯域とに分散している場合に好適である。な
お、3つの帯域の各フィルタの周波数応答については、
これらを加算した結果が1になるように設定することは
勿論である。
【0022】次に、図7は、本発明の第3の実施例とし
て、帯域を2分割し、スピーカ供給前に各帯域の信号を
増幅する例を示している。すなわち、Aの測定工程では
、入力端子1に供給されたTSP信号をHPF31を介
した後アンプ32で増幅し、スピーカ11に送っている
。また、Bの測定工程では、入力端子1に供給されたT
SP信号をLPF36を介した後アンプ37で増幅し、
スピーカ11に送っている。これらの各工程でマイクロ
ホン12から得られた各応答信号については、そのまま
出力端子2より取り出してもよいが、図7の第3の実施
例においては、AではHPF33を介しアンプ34を介
して、またBではLPF38を介しアンプ39を介して
、それぞれ出力端子2から取り出すようにしている。
て、帯域を2分割し、スピーカ供給前に各帯域の信号を
増幅する例を示している。すなわち、Aの測定工程では
、入力端子1に供給されたTSP信号をHPF31を介
した後アンプ32で増幅し、スピーカ11に送っている
。また、Bの測定工程では、入力端子1に供給されたT
SP信号をLPF36を介した後アンプ37で増幅し、
スピーカ11に送っている。これらの各工程でマイクロ
ホン12から得られた各応答信号については、そのまま
出力端子2より取り出してもよいが、図7の第3の実施
例においては、AではHPF33を介しアンプ34を介
して、またBではLPF38を介しアンプ39を介して
、それぞれ出力端子2から取り出すようにしている。
【0023】この場合、HPF31、33は、例えばf
s /32以上(fs はサンプリング周波数)の信号
を通過させ、LPF36、38は、例えばfs /32
以下の信号を通過させるものであり、これらの全ての周
波数応答を加算した結果が1となるように設計されてい
る。また、アンプ34、39は出力レベル調整用であり
、省略してもよい。この第3の実施例の作用及び効果は
、上記図1に示す第1の実施例と同様であるため、共通
する部分に同じ参照番号を付して説明を省略する。
s /32以上(fs はサンプリング周波数)の信号
を通過させ、LPF36、38は、例えばfs /32
以下の信号を通過させるものであり、これらの全ての周
波数応答を加算した結果が1となるように設計されてい
る。また、アンプ34、39は出力レベル調整用であり
、省略してもよい。この第3の実施例の作用及び効果は
、上記図1に示す第1の実施例と同様であるため、共通
する部分に同じ参照番号を付して説明を省略する。
【0024】次に、図8は、本発明の第4の実施例とし
て帯域を多数個(例えばn+2個)に分割した場合を示
している。すなわち、周波数の高い方から順に、f1
以上、f1 〜f2 、f2 〜f3 、・・・、fn
〜fn+1 、及びfn+1以下(f1 >f2 >
f3 >・・・>fn >fn+1 )のn+2個の帯
域に分割し、各測定工程のA、B、C、・・・、D、及
びEにおいて、入力端子1に供給されたインパルス信号
(例えば上記TSP信号)からこれらの帯域をそれぞれ
HPF41、バンドパスフィルタ(BPF)511 、
BPF512 、・・・、BPF51n 、及びLPF
46にて取り出し、それぞれアンプ42、521 、5
22 、・・・、52n 、及び47で増幅して、それ
ぞれスピーカ11に送っている。また、各測定工程でマ
イクロホン12から得られた応答信号を、それぞれHP
F43、BPF531 、BPF532 、・・・、B
PF53n 、及びLPF48を介し、それぞれアンプ
44、541 、542 、・・・、54n 、及び4
9を介して、それぞれ出力端子2より取り出している。
て帯域を多数個(例えばn+2個)に分割した場合を示
している。すなわち、周波数の高い方から順に、f1
以上、f1 〜f2 、f2 〜f3 、・・・、fn
〜fn+1 、及びfn+1以下(f1 >f2 >
f3 >・・・>fn >fn+1 )のn+2個の帯
域に分割し、各測定工程のA、B、C、・・・、D、及
びEにおいて、入力端子1に供給されたインパルス信号
(例えば上記TSP信号)からこれらの帯域をそれぞれ
HPF41、バンドパスフィルタ(BPF)511 、
BPF512 、・・・、BPF51n 、及びLPF
46にて取り出し、それぞれアンプ42、521 、5
22 、・・・、52n 、及び47で増幅して、それ
ぞれスピーカ11に送っている。また、各測定工程でマ
イクロホン12から得られた応答信号を、それぞれHP
F43、BPF531 、BPF532 、・・・、B
PF53n 、及びLPF48を介し、それぞれアンプ
44、541 、542 、・・・、54n 、及び4
9を介して、それぞれ出力端子2より取り出している。
【0025】ここで、各測定工程のA〜Eの順序は任意
であり、動作は図1に示す第1の実施例と略々同様であ
るため、共通する部分に同じ参照番号を付して説明を省
略する。この第4の実施例においては、上述した第1〜
第3の実施例と同様な作用、効果が得られるのみならず
、さらに周波数帯域を細分した分だけ各帯域のパワーを
増大できる。
であり、動作は図1に示す第1の実施例と略々同様であ
るため、共通する部分に同じ参照番号を付して説明を省
略する。この第4の実施例においては、上述した第1〜
第3の実施例と同様な作用、効果が得られるのみならず
、さらに周波数帯域を細分した分だけ各帯域のパワーを
増大できる。
【0026】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば図6に示す構成におけるLPF
23とHPF25の組を複数組に増加することによって
周波数帯域を4つ以上に分割するようにしてもよい。ま
た、分割された複数帯域の各帯域毎に同期加算の回数を
設定して、これらの各帯域毎にS/Nを設定するように
してもよい。
るものではなく、例えば図6に示す構成におけるLPF
23とHPF25の組を複数組に増加することによって
周波数帯域を4つ以上に分割するようにしてもよい。ま
た、分割された複数帯域の各帯域毎に同期加算の回数を
設定して、これらの各帯域毎にS/Nを設定するように
してもよい。
【0027】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るインパルス応答測定方法によれば、帯域分割し
て各帯域毎にインパルス応答を測定するようにし、S/
Nを向上させたい帯域をフィルタで取り出して増幅した
後、スピーカ等の電気−音響変換手段に送って音響信号
を発生させているため、この帯域でのS/Nを向上させ
ることができ、短時間で高精度のインパルス応答測定が
実現できる。
明に係るインパルス応答測定方法によれば、帯域分割し
て各帯域毎にインパルス応答を測定するようにし、S/
Nを向上させたい帯域をフィルタで取り出して増幅した
後、スピーカ等の電気−音響変換手段に送って音響信号
を発生させているため、この帯域でのS/Nを向上させ
ることができ、短時間で高精度のインパルス応答測定が
実現できる。
【図1】本発明に係るインパルス応答測定方法の第1の
実施例を説明するためのブロック図である。
実施例を説明するためのブロック図である。
【図2】該第1の実施例のHPF及びLPFの周波数特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図3】TSP(時間引き延ばしパルス)の具体例を示
す波形図である。
す波形図である。
【図4】上記第1の実施例のインパルス応答測定結果の
周波数特性を示す図である。
周波数特性を示す図である。
【図5】従来のインパルス応答測定結果の周波数特性を
示す図である。
示す図である。
【図6】本発明の第2の実施例を説明するためのブロッ
ク図である。
ク図である。
【図7】本発明の第3の実施例を説明するためのブロッ
ク図である。
ク図である。
【図8】本発明の第4の実施例を説明するためのブロッ
ク図である。
ク図である。
1・・・・・入力端子
2・・・・・出力端子
3・・・・・ハイパスフィルタ(HPF)4、6・・・
・・アンプ 5・・・・・ローパスフィルタ(LPF)10・・・・
・室(被測定音響系) 11・・・・・スピーカ 12・・・・・マイクロホン
・・アンプ 5・・・・・ローパスフィルタ(LPF)10・・・・
・室(被測定音響系) 11・・・・・スピーカ 12・・・・・マイクロホン
Claims (1)
- 【請求項1】 被測定音響系にインパルス信号を加え
てその応答を測定するインパルス測定方法において、周
波数帯域を複数に分割して各帯域毎にインパルス応答を
測定し、各測定結果を合成するようなインパルス応答測
定方法であって、S/Nを向上させたい帯域については
、フィルタを介した信号を増幅した後、電気−音響変換
手段に送って音響信号を発生させることを特徴とするイ
ンパルス応答測定方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8291391A JPH04295727A (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | インパルス応答測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8291391A JPH04295727A (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | インパルス応答測定方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04295727A true JPH04295727A (ja) | 1992-10-20 |
Family
ID=13787494
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8291391A Withdrawn JPH04295727A (ja) | 1991-03-25 | 1991-03-25 | インパルス応答測定方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04295727A (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1578169A1 (en) * | 2002-12-09 | 2005-09-21 | Toa Corporation | Method and device for measuring sound wave propagation time between loudspeaker and microphone |
JP2010250243A (ja) * | 2009-04-20 | 2010-11-04 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | マルチチャンネル音響におけるインパルス応答測定システム、残響音生成装置、及び残響音生成システム。 |
US7949140B2 (en) | 2005-10-18 | 2011-05-24 | Sony Corporation | Sound measuring apparatus and method, and audio signal processing apparatus |
US8130967B2 (en) | 2005-10-18 | 2012-03-06 | Sony Corporation | Frequency-characteristic-acquisition device, frequency-characteristic-acquisition method, and sound-signal-processing device |
JP2014085439A (ja) * | 2012-10-22 | 2014-05-12 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | インパルス応答測定システム及びインパルス応答測定方法 |
JP2014517596A (ja) * | 2011-05-09 | 2014-07-17 | ディーティーエス・インコーポレイテッド | 多チャンネルオーディオのための室内特徴付け及び補正 |
-
1991
- 1991-03-25 JP JP8291391A patent/JPH04295727A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1578169A1 (en) * | 2002-12-09 | 2005-09-21 | Toa Corporation | Method and device for measuring sound wave propagation time between loudspeaker and microphone |
EP1578169A4 (en) * | 2002-12-09 | 2008-04-23 | Toa Corp | METHOD AND DEVICE FOR MEASURING THE TIME OF PROPAGATION OF AN ACOUSTIC WAVE BETWEEN A SPEAKER AND A MICROPHONE |
US7949140B2 (en) | 2005-10-18 | 2011-05-24 | Sony Corporation | Sound measuring apparatus and method, and audio signal processing apparatus |
US8130967B2 (en) | 2005-10-18 | 2012-03-06 | Sony Corporation | Frequency-characteristic-acquisition device, frequency-characteristic-acquisition method, and sound-signal-processing device |
JP2010250243A (ja) * | 2009-04-20 | 2010-11-04 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | マルチチャンネル音響におけるインパルス応答測定システム、残響音生成装置、及び残響音生成システム。 |
JP2014517596A (ja) * | 2011-05-09 | 2014-07-17 | ディーティーエス・インコーポレイテッド | 多チャンネルオーディオのための室内特徴付け及び補正 |
JP2014085439A (ja) * | 2012-10-22 | 2014-05-12 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | インパルス応答測定システム及びインパルス応答測定方法 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19980514 |