JPH04281369A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流を交流に変換する
電源装置に関し、さらには負荷としてメタルハライドラ
ンプなどの放電ランプの点灯を制御する電源装置に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の電源装置は「照明学会誌第７２巻
第２号１９ページ（昭和６３年）」に示すような構成が
一般的であった。以下その構成について図８および図１
０を参照しながら説明する。

【０００３】図１０において、３１は直流電源、３２，
３３，３４，３５はスイッチ素子であるトランジスタ、
３６，３７，３８，３９はダイオード、４０はチョーク
コイル、４１はコンデンサであり、トランジスタ３２，
３３，３４，３５とダイオード３６，３７，３８，３９
とチョークコイル４０およびコンデンサ４１とでインバ
ータ回路を構成している。４２はインバータ回路の負荷
である放電ランプである。

【０００４】上記の従来構成の装置においてその動作を
説明する。ここで図１０のトランジスタ３２，３３，３
５，３４のベース・エミッタ間に入力するオン・オフ制
御信号はそれぞれ図８のＤ１，Ｅ１，Ｆ１，Ｇ１に対応
させる。これらのオン・オフ制御信号により、トランジ
スタ３５または３４が低い周波数でオン・オフし、同時
にトランジスタ３２または３３が高い周波数でオン・オ
フする。このような制御方法をＰＷＭ制御（パルス幅変
調制御）という。

【０００５】まず、トランジスタ３５がオン状態のとき
トランジスタ３２がオンすると、直流電源３１のプラス
端子から、トランジスタ３２、チョークコイル４０、放
電ランプ４２およびコンデンサ４１の並列回路、トラン
ジスタ３５を介して、直流電源３１のマイナス端子に至
る経路で電流が流れる。また、トランジスタ３５がオン
状態でトランジスタ３２がオフすると、チョークコイル
４０の蓄積エネルギーにより、チョークコイル４０から
、放電ランプ４２およびコンデンサ４１の並列回路、ト
ランジスタ３５、ダイオード３８を介して、チョークコ
イル４０に戻る経路で電流が流れるいわゆる降圧チョッ
パ回路の動作をする。よって、各電流は高周波の重畳し
た直流電流となる。各電流の高周波成分は、放電ランプ
４２に並列に接続されたコンデンサ４１にそのほとんど
が流れ、放電ランプ４２には直流成分とわずかの高周波
成分が流れる。

【０００６】次に、トランジスタ３４がオン状態のとき
トランジスタ３３がオンすると、直流電源３１のプラス
端子から、トランジスタ３３、放電ランプ４２およびコ
ンデンサ４１の並列回路、チョークコイル４０、トラン
ジスタ３４を介して、直流電源３１のマイナス端子に至
る経路で電流が流れる。また、トランジスタ３４がオン
状態でトランジスタ３３がオフすると、チョークコイル
４０の蓄積エネルギーにより、チョークコイル４０から
、トランジスタ３４、ダイオード３９、放電ランプ４２
およびコンデンサ４１の並列回路を介して、チョークコ
イル４０に戻る経路で電流が流れる。よって、各電流は
高周波の重畳した直流電流となる。各電流の高周波成分
は、放電ランプ４２に並列に接続されたコンデンサ４１
にそのほとんどが流れ、放電ランプ４２には直流成分と
わずかの高周波成分が流れる。ただし、この場合の電流
方向は、トランジスタ３５がオン状態の場合とは反対と
なる。

【０００７】上記のようにして、放電ランプ４２に流れ
るランプ電流は高周波リップルをわずかに含んだ低周波
の矩形波となる。

【０００８】このようにスイッチ素子のオン・オフをＰ
ＷＭ制御する直流から交流への変換回路のことを、ＰＷ
Ｍインバータという。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の電源
装置は降圧形のＰＷＭインバータであり、負荷には直流
電源の出力電圧より低い交流出力電圧の実効値しか供給
できなかった。そのため、負荷が直流電源の出力電圧以
上の交流電圧の実効値を必要とするような場合には、直
流電源から負荷に至るまでの間に別に昇圧手段が必要で
あった。そのため回路構成や制御手段が複雑になり、部
品点数が多くなり、電源装置が大形化するという問題点
があった。さらには、昇圧手段を付加することにより昇
圧手段部で損失が生じるというような問題もあった。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、ＰＷＭインバ
−タ方式の電源装置であり、高い周波数でインダクタン
ス素子に直流電源からのエネルギ−を蓄え、そのエネル
ギ−を前記直流電源の電圧より高い電圧実効値を有する
低い周波数の交流電力として取り出し，放電ランプ等の
負荷に供給する電源の具体的構成を提案するものである
。

【００１１】本発明の電源装置は上記課題を解決するた
めに、第１のスイッチ素子のオン・オフにより高い周波
数で直流電源から中間端子を有するインダクタンス素子
にエネルギーを供給する第１のループを有し、前記イン
ダクタンス素子の中間端子を負荷およびコンデンサの並
列回路の一端に接続し、前記並列回路の他端と前記イン
ダクタンス素子の一端との間に低い周波数でオン・オフ
する逆阻止型の第２のスイッチ素子を、前記並列回路の
他端と前記インダクタンス素子の他端との間に第２のス
イッチ素子とは逆の位相の低い周波数でオン・オフする
逆阻止型の第３のスイッチ素子を接続し前記インダクタ
ンス素子のエネルギーを放出する第２，第３のループを
有するものである。

【００１２】さらに、本発明の電源装置は、第１のスイ
ッチ素子のオン・オフにより高い周波数で直流電源から
逆導通型の第２のスイッチ素子と第１の整流素子との直
列回路を介して中間端子を有するインダクタンス素子に
エネルギーを供給する第１のループと、逆導通型の第３
のスイッチ素子と第２の整流素子との直列回路を介して
中間端子を有するインダクタンス素子にエネルギーを供
給する第２のループを有し、負荷およびコンデンサの並
列回路と前記インダクタンス素子との間に低い周波数で
交互にオン・オフする第２，第３のスイッチ素子を介在
させ、第２のスイッチ素子がオンのときに前記インダク
タンス素子と第２のスイッチ素子と前記並列回路と第３
のスイッチ素子の逆導通部分とで構成し前記インダクタ
ンス素子のエネルギーを放出する第３のループを、第３
のスイッチ素子がオンのときに前記インダクタンス素子
と第３のスイッチ素子と前記並列回路と第２のスイッチ
素子の逆導通部分とで構成し前記インダクタンス素子の
エネルギーを放出する第４のループを有するものである
。

【００１３】また、本発明の電源装置は、負荷およびコ
ンデンサの並列回路の両端と中間端子を有するインダク
タンス素子の両端との間に低い周波数で交互にオン・オ
フする第１，第２のスイッチ素子を介在させ、第１のス
イッチ素子がオンのときに前記インダクタンス素子と第
１のスイッチ素子と前記並列回路と第２のスイッチ素子
の逆導通部分とで構成し前記インダクタンス素子に蓄積
されたエネルギーを放出する第１のループを、第２のス
イッチ素子がオンのときに前記インダクタンス素子と第
２のスイッチ素子と前記並列回路と第１のスイッチ素子
の逆導通部分とで構成し前記インダクタンス素子に蓄積
されたエネルギーを放出する第２のループを有し、第２
のスイッチのオン期間に高い周波数でオン・オフする第
３のスイッチ素子を介して高い周波数で直流電源から前
記インダクタンス素子にエネルギーを供給する第３のル
ープと、第１のスイッチのオン期間に高い周波数でオン
・オフする第４のスイッチ素子を介して高い周波数で直
流電源から前記インダクタンス素子にエネルギーを供給
する第４のループを有するものである。

【００１４】

【作用】上記した構成により、負荷に供給する電圧の実
効値を直流電源の電圧より高くしたり低くしたりするこ
とができる。つまり、ＰＷＭインバ−タ方式の電源装置
自身で昇降圧することができる。

【００１５】また、低い周波数で交互にオン・オフする
２個直列の逆阻止型のスイッチ素子を中間端子を有する
インダクタンス素子の両端に接続することにより、直流
電源の短絡を防止して、前記インダクタンス素子のエネ
ルギーを負荷に供給することができる。

【００１６】さらに、負荷およびコンデンサの並列回路
の両端と中間端子を有するインダクタンス素子の両端と
の間に低い周波数で交互にオン・オフする２個の逆導通
型のスイッチ素子を接続することにより、スイッチ素子
の逆導通部分を利用して前記インダクタンス素子のエネ
ルギーを負荷に供給することができる。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例を添付図面に基
づいて説明する。図１は第１の実施例の電源装置の回路
図である。図１において１は直流電源、２，４，５はス
イッチ素子であるトランジスタ、３は中間タップを有す
るチョークコイル、６はコンデンサであり、トランジス
タ２，４，５とチョークコイル３およびコンデンサ６と
でインバータ回路を構成している。７はインバータ回路
の負荷である放電ランプである。

【００１８】上記の構成における第１の実施例の動作を
次に説明する。ここで図１のトランジスタ２，４，５の
ベース・エミッタ間に入力するオン・オフ制御信号はそ
れぞれ図２のＡ１，Ｂ１，Ｃ１に対応させる。これらの
オン・オフ制御信号により、トランジスタ２が高い周波
数でオン・オフし、トランジスタ４とトランジスタ５が
低い周波数で交互にオン・オフする。

【００１９】まず、トランジスタ４がオン状態のときト
ランジスタ２がオンすると、直流電源１のプラス端子か
ら、トランジスタ２、チョークコイル３を介して、直流
電源１のマイナス端子に至る経路で電流が流れる。また
、トランジスタ４がオン状態でトランジスタ２がオフす
ると、チョークコイル３の蓄積エネルギーにより、チョ
ークコイル３の中間タップから、放電ランプ７およびコ
ンデンサ６の並列回路、トランジスタ４を介して、チョ
ークコイル３のＬ１側の一端に戻る経路で流れるいわゆ
る反転チョッパ回路の動作をする。このとき放電ランプ
７に流れる電流の方向をプラスとする。よって、放電ラ
ンプ７およびコンデンサ６の並列回路に流れる電流は高
周波の重畳したプラスの直流電流となる。この電流の高
周波成分は、コンデンサ６にそのほとんどが流れ、放電
ランプ７には直流成分とわずかの高周波成分が流れる。 また、トランジスタ２のオン期間にチョークコイル３全
体で蓄積したエネルギーを、トランジスタ２のオフ期間
にチョークコイル３のＬ１側から放出するので、Ｌ２側
にはトランジスタ２，５を破壊するような大きな逆起電
力は発生しない。

【００２０】次に、トランジスタ５がオン状態のときト
ランジスタ２がオンすると、直流電源１のプラス端子か
ら、トランジスタ２、チョークコイル３を介して、直流
電源１のマイナス端子に至る経路で電流が流れる。また
、トランジスタ５がオン状態でトランジスタ２がオフす
ると、チョークコイル３の蓄積エネルギーにより、チョ
ークコイル３のＬ２側の一端から、トランジスタ５、放
電ランプ７およびコンデンサ６の並列回路を介して、チ
ョークコイル３の中間タップに戻る経路で流れる。よっ
て、放電ランプ７およびコンデンサ６の並列回路に流れ
る電流は高周波の重畳した直流電流となる。この電流の
高周波成分は、コンデンサ６にそのほとんどが流れ、放
電ランプ７には直流成分とわずかの高周波成分が流れる
。ただし、この場合の電流方向は、トランジスタ４がオ
ン状態の場合とは反対、つまり、マイナス方向に流れる
。また、トランジスタ２のオン期間にチョークコイル３
全体で蓄積したエネルギーを、トランジスタ２のオフ期
間にチョークコイル３のＬ１側から放出するので、Ｌ２
側にはトランジスタ２，４を破壊するような大きな逆起
電力は発生しない。

【００２１】上記のようにして、放電ランプ７に流れる
ランプ電流は高周波リップルをわずかに含んだ低周波の
矩形波となる。わずかな高周波リップル分を省略し、ト
ランジスタ２，４，５のオン・オフ制御信号Ａ１，Ｂ１
，Ｃ１に対応させてランプ電流波形を示すと図２のＩ０
１のようになる。また、チョークコイル３からトランジ
スタ４，５を介して放電ランプ７およびコンデンサ６の
並列回路に流れる電流の波形はトランジスタ２，４，５
のオン・オフ制御信号Ａ１，Ｂ１，Ｃ１に対応させると
図２のＩ１のようになる。

【００２２】このように本発明の第１の実施例の電源装
置によれば、インバータ回路の各半周期の動作、つまり
トランジスタ４またはトランジスタ５がオンしていると
きの動作は反転チョッパ回路とほぼ同様の動作であるの
で、インバータ回路自身で昇降圧することができる。こ
れにより直流電源の出力電圧が、負荷が必要とする交流
電圧の実効値より低い場合でも、負荷には必要な電圧を
供給することができる。例えば本発明の第１の実施例の
電源装置を用いることにより、他の昇圧手段を併用しな
くてもメタルハライドランプなどの放電ランプを自動車
用のバッテリーから点灯させることが可能である。さら
には昇降圧形であるため、負荷電圧を大きく変える必要
のある場合にも、適切な電圧を負荷に供給することがで
きる。例えば放電ランプのように負荷電圧が大きく変化
するような場合でも、本発明の第１の実施例の電源装置
を用いれば、放電ランプ始動直後のランプ電圧が極端に
低いときにも対応できるし、安定点灯時のようにランプ
電圧が高いときにも対応できる。

【００２３】また、実施例の電源装置によれば、高周波
リップルをほとんど含まない低周波の矩形波電流を負荷
に供給することができるので、高周波成分により不安定
な動作をするような負荷の場合にも動作を安定に保つこ
とができる。例えばメタルハライドランプのような高圧
放電ランプが負荷である場合にも、高圧放電ランプを高
周波点灯させた場合に現れる音響的共鳴現象という放電
の不安定現象を防止することができ、ランプを安定に点
灯させることができる。

【００２４】また、実施例の電源装置によれば、チョー
クコイル３の逆起電力により負荷に電圧を印加するので
、負荷が瞬時に高い電圧を必要とするような場合にも充
分な電圧を供給することができる。例えば放電ランプの
ような負荷の場合、ランプ電流の方向が切り替わるとき
に放電ランプの電極間に発生する再点弧電圧を、充分に
補償することができるので、放電ランプを立消えさせる
ことなく、安定に点灯させることができる。

【００２５】また、実施例の電源装置によれば、ＰＷＭ
インバータをスイッチ素子３個で構成でき、従来の電源
装置よりも簡単な構成にすることができ、それによりス
イッチ素子をオン・オフ制御する制御回路も簡単な構成
にすることができる。

【００２６】また、実施例の電源装置によれば、昇降圧
手段を別に設ける必要がないので、装置の構成を簡単に
することができ、かつ装置を小型化することができる。

【００２７】なお、本発明の第１の実施例では直流電源
１の両端をチョークコイル３の両端に接続したが、直流
電源１の両端をチョークコイル３の一部に接続してもよ
い。

【００２８】また、実施例では高周波でオン・オフする
スイッチ素子であるトランジスタ２を直流電源１のプラ
ス端子側に接続したが、直流電源１のマイナス側に接続
してもよい。

【００２９】また、実施例では低周波でオン・オフする
スイッチ素子にトランジスタを用いたが、ＦＥＴ、サイ
リスタ等の他のスイッチ素子でも構わない。ただし、Ｆ
ＥＴのような逆導通型のスイッチ素子の場合は逆阻止す
るよう、スイッチ素子に直列にダイオードを接続してや
る必要がある。また、この場合スイッチ素子に直列に接
続するのはダイオードでなく、他の整流素子でもよい。

【００３０】また、実施例では高周波でオン・オフする
スイッチ素子にトランジスタを用いたが、ＦＥＴ、サイ
リスタ等の他のスイッチ素子でも構わない。

【００３１】また、実施例では直流電源１をトランジス
タ２を介してチョークコイル３の両端に接続してたが、
直流電源１をトランジスタ２を介してチョークコイル３
に接続する際にはチョークコイル３の両端に限らず一部
に接続するものであっても構わない。

【００３２】次に、本発明の第２の実施例を添付図面に
基づいて説明する。図３は第２の実施例の電源装置の回
路図である。第１の実施例と構成上異なるところは、負
荷である放電ランプ７に直列にチョークコイル８を接続
したことである。動作上異なるところは、チョークコイ
ル８によって放電ランプ７に流れる高周波成分を低減す
ることである。

【００３３】このように本発明の第２の実施例の電源装
置によれば、負荷に流れる電流の高周波成分を第１の実
施例よりさらに低減することができるので、高周波成分
により不安定な動作をするような負荷の場合にも動作を
より一層安定に保つことができる。例えばメタルハライ
ドランプのような高圧放電ランプが負荷である場合にも
、音響的共鳴現象を防止することができ、ランプを安定
に点灯させることができる。

【００３４】次に、本発明の第３の実施例を添付図面に
基づいて説明する。図４は第３の実施例の電源装置の回
路図である。第１の実施例と構成上異なるところは、コ
ンデンサ６の両端に放電ランプ始動用のイグナイタ９を
接続したことと、１次側をイグナイタ９に接続し、２次
側を放電ランプ７に直列に接続するパルストランス１０
を設けたことである。

【００３５】上記の構成における第３の実施例の動作を
次に説明する。放電ランプ７の始動時にイグナイタ９は
、コンデンサ６の電圧を用いてパルストランス１０にパ
ルスを加える。そのパルス電圧はパルストランス１０で
昇圧され、コンデンサ６を介して放電ランプ７に印加さ
れる。これにより、放電ランプ７は始動する。

【００３６】このように本発明の第３の実施例の電源装
置によれば、負荷が高い始動電圧を必要とする高圧放電
ランプの場合でもパルストランス１０により放電ランプ
７を始動，再始動することができる。

【００３７】また、実施例の電源装置によれば、パルス
トランス１０の２次側のインダクタンスによって第１の
実施例よりさらに放電ランプ７に流れる高周波成分を低
減することができる。これによって、放電ランプ７の音
響的共鳴現象を防止することができ、ランプを安定に点
灯させることができる。

【００３８】また、実施例の電源装置によれば、コンデ
ンサ６は始動パルス電圧のような高周波に対してはイン
ピーダンスが非常に小さく、コンデンサ６で始動パルス
電圧を吸収することができるので、始動パルス電圧をコ
ンデンサ６の部分で降下させることなく放電ランプ７に
印加することができるとともに、他の回路素子、例えば
トランジスタ２，４，５に過大な電圧は印加されないの
で、回路素子の故障を防止することができる。

【００３９】なお、本発明の第３の実施例では、イグナ
イタ９をコンデンサ６の両端電圧を用いて動作させたが
、直流電源１の両端電圧を用いてもよいし、他の電源の
電圧を用いてもよいし、他の電圧を得る手段を用いても
構わない。

【００４０】また、実施例では、パルストランス１０の
２次巻線と放電ランプ７との直列回路に並列にコンデン
サ６を接続したが、パルストランス１０の２次巻線と放
電ランプ７の直列回路にさらにチョークコイルを直列に
接続し、この回路に並列に高周波バイパス用のコンデン
サ６を接続する構成であってもよい。ただし、このまま
ではチョークコイルのインダクタンスの値が大きいと、
放電ランプ始動時に放電ランプの電極間が絶縁破壊して
も、電極間が絶縁破壊した瞬間に流れようとする電流を
チョークコイルが制限するために放電ランプが確実に始
動しないことがある。そこでこのような場合には、パル
ストランスの２次側と放電ランプとの直列回路の両端に
パルス電圧を吸収するためのコンデンサを接続するとよ
い。このようにしてランプ電流の高周波成分はさらに低
減され、しかも放電ランプを確実に始動させることがで
きる。

【００４１】次に、本発明の第４の実施例を添付図面に
基づいて説明する。構成は第１の実施例と同じである。 第１の実施例と異なるのは動作の点である。トランジス
タ２，４，５のベース・エミッタ間に入力するオン・オ
フ制御信号はそれぞれ図５のＡ２，Ｂ２，Ｃ２に対応さ
せる。これらのオン・オフ制御信号により、トランジス
タ２が高い周波数でオン・オフし、トランジスタ４とト
ランジスタ５が低い周波数で交互にオン・オフする。た
だし、トランジスタ２のオン・オフ制御信号Ａ２が第１
の実施例のＡ１とは異なり、パルス幅が等しくない、い
わゆる不等幅ＰＷＭ制御である。これに対し、第１の実
施例のようにＡ１のパルス幅が等しい場合を等幅ＰＷＭ
制御という。不等幅ＰＷＭ制御の場合、パルス幅の広い
ところでは負荷電流が大きく、逆に狭いところでは負荷
電流も小さい。トランジスタ２，４，５のオン・オフ制
御信号を図５のようにすることにより、負荷電流は正弦
波となる。

【００４２】このように本発明の第４の実施例の電源装
置によれば、負荷電流の方向が反転するときに、その電
流値が最も小さくなるため、トランジスタ２，４，５の
スイッチング損失を低減することができ、電源装置を小
型化することができる。

【００４３】なお、本発明の第４の実施例では、負荷電
流を正弦波にしたが、トランジスタ２，４，５のオン・
オフ制御信号の設定により、負荷電流の波形を台形波，
三角波，のこぎり波等の任意の波形にすることも可能で
ある。

【００４４】次に、本発明の第５の実施例を添付図面に
基づいて説明する。図６は第５の実施例の電源装置の回
路図である。図６において１１は直流電源、１２，１４
，１５はスイッチ素子であるＦＥＴ、１３は中間タップ
を有するチョークコイル、１６，１７はダイオード、１
８はコンデンサであり、ＦＥＴ１２，１４，１５とチョ
ークコイル１３とダイオード１６，１７およびコンデン
サ１８とでインバータ回路を構成している。１９はイン
バータ回路の負荷である放電ランプである。

【００４５】上記の構成における実施例の動作を次に説
明する。ここで図６のＦＥＴ１２，１４，１５のゲート
・ソース間に入力するオン・オフ制御信号はそれぞれ図
２のＡ１，Ｂ１，Ｃ１に対応させる。これらのオン・オ
フ制御信号により、ＦＥＴ１２が高い周波数でオン・オ
フし、ＦＥＴ１４とＦＥＴ１５が低い周波数で交互にオ
ン・オフする。

【００４６】まず、ＦＥＴ１４がオン状態のときＦＥＴ
１２がオンすると、直流電源１１のプラス端子から、Ｆ
ＥＴ１２、チョークコイル１３のＬ１側、ＦＥＴ１４、
ダイオード１６を介して、直流電源１１のマイナス端子
に至る経路で電流が流れる。また、ＦＥＴ１４がオン状
態でＦＥＴ１２がオフすると、チョークコイル１３の蓄
積エネルギーにより、チョークコイル１３から、ＦＥＴ
１４、放電ランプ１９およびコンデンサ１８の並列回路
、ＦＥＴ１５の内蔵ダイオードを介して、チョークコイ
ル１３に戻る経路で流れるいわゆる反転チョッパ回路の
動作をする。このとき放電ランプ１９に流れる電流の方
向をプラスとする。よって、放電ランプ１９およびコン
デンサ１８の並列回路に流れる電流は高周波の重畳した
プラスの直流電流となる。この電流の高周波成分は、コ
ンデンサ１８にそのほとんどが流れ、放電ランプ１９に
は直流成分とわずかの高周波成分が流れる。ここで、ダ
イオード１７は負荷短絡を防止するために接続したもの
である。また、ＦＥＴ１２がオンからオフに変わりチョ
ークコイル１３の蓄積エネルギーが放出されるとき、チ
ョークコイル１３はＬ１側，Ｌ２側の両方とも磁束の向
きが同じ方向であるので、チョークコイル１３のＬ２側
により電流の流れが妨げられるようなことはない。

【００４７】次に、ＦＥＴ１５がオン状態のときＦＥＴ
１２がオンすると、直流電源１１のプラス端子から、Ｆ
ＥＴ１２、チョークコイル１３のＬ２側、ＦＥＴ１５、
ダイオード１７を介して、直流電源１１のマイナス端子
に至る経路で電流が流れる。また、ＦＥＴ１５がオン状
態でＦＥＴ１２がオフすると、チョークコイル１３の蓄
積エネルギーにより、チョークコイル１３から、ＦＥＴ
１５、放電ランプ１９およびコンデンサ１８の並列回路
、ＦＥＴ１４の内蔵ダイオードを介して、チョークコイ
ル１３に戻る経路で流れる。よって、放電ランプ１９お
よびコンデンサ１８の並列回路に流れる電流は高周波の
重畳した直流電流となる。この電流の高周波成分は、コ
ンデンサ１８にそのほとんどが流れ、放電ランプ１９に
は直流成分とわずかの高周波成分が流れる。ただし、こ
の場合の電流方向は、ＦＥＴ１４がオン状態の場合とは
反対、つまり、マイナス方向に流れる。ここで、ダイオ
ード１６は負荷短絡を防止するために接続したものであ
る。また、ＦＥＴ１２がオンからオフに変わりチョーク
コイル１３の蓄積エネルギーが放出されるとき、チョー
クコイル１３はＬ１側，Ｌ２側の両方とも磁束の向きが
同じ方向であるので、チョークコイル１３のＬ１側によ
り電流の流れが妨げられるようなことはない。

【００４８】上記のようにして、放電ランプ１９に流れ
るランプ電流は高周波リップルをわずかに含んだ低周波
の矩形波となる。わずかな高周波リップル分を省略し、
ＦＥＴ１２，１４，１５のオン・オフ制御信号Ａ１，Ｂ
１，Ｃ１に対応させてランプ電流波形を示すと図２のＩ
０１のようになる。また、チョークコイル１３からＦＥ
Ｔ１４，１５を介して放電ランプ１９およびコンデンサ
１８の並列回路に流れる電流の波形はＦＥＴ１２，１４
，１５のオン・オフ制御信号Ａ１，Ｂ１，Ｃ１に対応さ
せると図２のＩ１のようになる。

【００４９】このように本発明の第５の実施例の電源装
置によれば、インバータ回路の各半周期の動作、つまり
ＦＥＴ１４またはＦＥＴ１５がオンしているときの動作
は反転チョッパ回路とほぼ同様の動作であるので、第１
の実施例と同様にインバータ回路自身で昇降圧すること
ができる。これにより直流電源の出力電圧が、負荷が必
要とする交流電圧の実効値より低い場合でも、負荷には
必要な電圧を供給することができる。さらには昇降圧形
であるため、負荷電圧を大きく変える必要のある場合に
も、適切な電圧を負荷に供給することができる。

【００５０】また、実施例の電源装置によれば、高圧側
のＦＥＴ１２と低圧側のＦＥＴ１４または高圧側のＦＥ
Ｔ１２と低圧側のＦＥＴ１５が同時オンしても、チョー
クコイル１３のＬ１側，Ｌ２側がそれぞれＦＥＴ１４，
ＦＥＴ１５に直列に接続されているため、短絡電流が流
れない。これにより、ＦＥＴ１４とＦＥＴ１５のオン・
オフ信号にデッドタイムを設ける必要がないので、オン
・オフ制御回路の構成を簡単にすることができる。

【００５１】また、実施例の電源装置によれば、高周波
リップルをほとんど含まない低周波の矩形波電流を負荷
に供給することができるので、第１の実施例と同様に高
周波成分により不安定な動作をするような負荷の場合に
も動作を安定に保つことができる。

【００５２】また、実施例の電源装置によれば、チョー
クコイル１３の逆起電力により負荷に電圧を印加するの
で、第１の実施例と同様に負荷が瞬時に高い電圧を必要
とするような場合にも充分な電圧を供給することができ
る。

【００５３】また、実施例の電源装置によれば、第１の
実施例と同様にＰＷＭインバータを構成するスイッチ素
子は３個でよく、従来の電源装置よりも簡単な構成にす
ることができ、それによりスイッチ素子をオン・オフ制
御する制御回路も簡単な構成にすることができる。

【００５４】また、実施例の電源装置によれば、昇降圧
手段を別に設ける必要がないので、装置の構成を簡単に
することができ、かつ装置を小型化することができる。

【００５５】また、実施例の電源装置によれば、低周波
でオン・オフするＦＥＴを低圧側に、高周波でオン・オ
フするＦＥＴを高圧側に接続するので、低周波でオン・
オフするＦＥＴはソースがダイオードの順方向電圧分だ
けアースラインより高くてもゲート・アースライン間に
オン・オフ制御信号を印加することにより、アースライ
ンを基準にする信号回路の出力信号で直接ドライブする
ことができる。また、これにより低圧側のＦＥＴのドラ
イブ回路は小型化することができる。さらに、低圧側の
ＦＥＴのオン・オフ制御信号にノイズがのってもノイズ
電圧からダイオードの順方向電圧分を差し引いた電圧し
かＦＥＴのゲート・ソース間に印加されないので、誤動
作を起こし難くすることができる。さらに、高圧側のＦ
ＥＴはトランスでドライブすればよく、しかも高周波で
オン・オフするので、ドライブトランスを小型化するこ
とができる。つまり、高圧側のドライブ回路も小型化す
ることができる。

【００５６】なお、本発明の第５の実施例では高周波で
オン・オフするスイッチ素子であるＦＥＴ１２を直流電
源１１のプラス端子側に接続したが、直流電源１１のマ
イナス側に接続してもよい。

【００５７】また、実施例では低周波でオン・オフする
スイッチ素子にＦＥＴを用いたが、トランジスタ、サイ
リスタ等の他のスイッチ素子でも構わない。ただし、ト
ランジスタやサイリスタのような逆阻止型のスイッチ素
子の場合は逆導通するよう、スイッチ素子に並列にダイ
オードを接続してやる必要がある。また、この場合スイ
ッチ素子に並列に接続するのはダイオードでなく、他の
整流素子でもよい。

【００５８】また、実施例では高周波でオン・オフする
スイッチ素子にＦＥＴを用いたが、トランジスタ、サイ
リスタ等の他のスイッチ素子でも構わない。

【００５９】また、実施例では負荷短絡防止にダイオー
ドを用いたが、他の整流素子でもよい。

【００６０】また、実施例では高周波バイパス用のコン
デンサ１８と並列に、負荷である放電ランプ１９だけを
接続したが、第２の実施例と同様に放電ランプ１９に直
列に高周波カット用のチョークコイルを接続しても構わ
ないし、第３の実施例と同様に放電ランプ始動用兼高周
波カット用のパルストランスを接続しても構わない。こ
れらの場合にはそれぞれ、第２，第３の実施例と同じ効
果が得られる。

【００６１】また、実施例では等幅ＰＷＭ制御をするこ
とにより、負荷である放電ランプに流れる電流波形を矩
形波としたが、第４の実施例と同様に不等幅ＰＷＭ制御
をして負荷電流波形を正弦波にしてもよい。正弦波にし
た場合には第４の実施例と同様にＦＥＴ１２，１４，１
５のスイッチング損失を低減することができ、電源装置
を小型化することができる。また、正弦波に限らず台形
波、三角波、のこぎり波等の波形にしてもよい。

【００６２】次に、本発明の第６の実施例を添付図面に
基づいて説明する。図７は第６の実施例の電源装置の回
路図である。図７において２１は直流電源、２２は中間
タップを有するチョークコイル、２３，２４，２５，２
６はスイッチ素子であるＦＥＴ、２７はコンデンサであ
り、ＦＥＴ２３，２４，２５，２６とチョークコイル２
２およびコンデンサ２７とでインバータ回路を構成して
いる。２８はインバータ回路の負荷である放電ランプで
ある。

【００６３】上記の構成における実施例の動作を次に説
明する。ここで図７のＦＥＴ２３，２４，２６，２５の
ゲート・ソース間に入力するオン・オフ制御信号はそれ
ぞれ図８のＤ１，Ｅ１，Ｆ１，Ｇ１に対応させる。これ
らのオン・オフ制御信号により、ＦＥＴ２６または２５
が低い周波数でオン・オフし、同時にトランジスタ２３
または２４が高い周波数でオン・オフする。

【００６４】まず、ＦＥＴ２６がオン状態のときＦＥＴ
２３がオンすると、直流電源２１のプラス端子から、チ
ョークコイル２２のＬ１側、ＦＥＴ２３を介して、直流
電源２１のマイナス端子に至る経路で電流が流れる。ま
た、ＦＥＴ２６がオン状態でＦＥＴ２３がオフすると、
チョークコイル２２の蓄積エネルギーにより、チョーク
コイル２２から、ＦＥＴ２５の内蔵ダイオード、放電ラ
ンプ２８およびコンデンサ２７の並列回路、ＦＥＴ２６
を介して、チョークコイル２２に戻る経路で流れるいわ
ゆる反転チョッパ回路の動作をする。このとき放電ラン
プ２８に流れる電流の方向をプラスとする。よって、放
電ランプ２８およびコンデンサ２７の並列回路に流れる
電流は高周波の重畳したプラスの直流電流となる。この
電流の高周波成分は、コンデンサ２７にそのほとんどが
流れ、放電ランプ２８には直流成分とわずかの高周波成
分が流れる。ここで、ＦＥＴ２３がオンからオフに変わ
りチョークコイル２２の蓄積エネルギーが放出されると
き、チョークコイル２２はＬ１側，Ｌ２側の両方とも磁
束の向きが同じ方向であるので、チョークコイル２２の
Ｌ２側により電流の流れが妨げられるようなことはない
。

【００６５】次に、ＦＥＴ２５がオン状態のときＦＥＴ
２４がオンすると、直流電源２１のプラス端子から、チ
ョークコイル２２のＬ２側、ＦＥＴ２４を介して、直流
電源２１のマイナス端子に至る経路で電流が流れる。ま
た、ＦＥＴ２５がオン状態でＦＥＴ２４がオフすると、
チョークコイル２２の蓄積エネルギーにより、チョーク
コイル２２から、ＦＥＴ２６の内蔵ダイオード、放電ラ
ンプ２８およびコンデンサ２７の並列回路、ＦＥＴ２５
を介して、チョークコイル２２に戻る経路で流れる。よ
って、放電ランプ２８およびコンデンサ２７の並列回路
に流れる電流は高周波の重畳した直流電流となる。この
電流の高周波成分は、コンデンサ２７にそのほとんどが
流れ、放電ランプ２８には直流成分とわずかの高周波成
分が流れる。ただし、この場合の電流方向は、ＦＥＴ２
６がオン状態の場合とは反対、つまり、マイナス方向に
流れる。ここで、ＦＥＴ２４がオンからオフに変わりチ
ョークコイル２２の蓄積エネルギーが放出されるとき、
チョークコイル２２はＬ１側，Ｌ２側の両方とも磁束の
向きが同じ方向であるので、チョークコイル２２のＬ１
側により電流の流れが妨げられるようなことはない。

【００６６】上記のようにして、放電ランプ２８に流れ
るランプ電流は高周波リップルをわずかに含んだ低周波
の矩形波となる。わずかな高周波リップル分を省略し、
ＦＥＴ２３，２４，２５，２６のオン・オフ制御信号Ｄ
１，Ｅ１，Ｆ１，Ｇ１に対応させてランプ電流波形を示
すと図８のＩ０３のようになる。また、チョークコイル
２２からＦＥＴ２５，２６を介して放電ランプ２８およ
びコンデンサ２７の並列回路に流れる電流の波形はＦＥ
Ｔ２３，２４，２５，２６のオン・オフ制御信号Ｄ１，
Ｅ１，Ｆ１，Ｇ１に対応させると図２のＩ１と同様であ
る。

【００６７】このように本発明の第６の実施例の電源装
置によれば、インバータ回路の各半周期の動作、つまり
ＦＥＴ２５またはＦＥＴ２６がオンしているときの動作
は反転チョッパ回路とほぼ同様の動作であるので、第１
，第５の実施例と同様にインバータ回路自身で昇降圧す
ることができる。これにより直流電源の出力電圧が、負
荷が必要とする交流電圧の実効値より低い場合でも、負
荷には必要な電圧を供給することができる。さらには昇
降圧形であるため、負荷電圧を大きく変える必要のある
場合にも、適切な電圧を負荷に供給することができる。

【００６８】また、実施例の電源装置によれば、高周波
リップルをほとんど含まない低周波の矩形波電流を負荷
に供給することができるので、第１，第５の実施例と同
様に高周波成分により不安定な動作をするような負荷の
場合にも動作を安定に保つことができる。

【００６９】また、実施例の電源装置によれば、チョー
クコイル２２の逆起電力により負荷に電圧を印加するの
で、第１，第５の実施例と同様に負荷が瞬時に高い電圧
を必要とするような場合にも充分な電圧を供給すること
ができる。

【００７０】また、第６の実施例の電源装置によれば、
昇降圧手段を別に設ける必要がないので、装置の構成を
簡単にすることができ、かつ装置を小型化することがで
きる。

【００７１】なお、実施例では低周波でオン・オフする
スイッチ素子にＦＥＴを用いたが、トランジスタ、サイ
リスタ等の他のスイッチ素子でも構わない。ただし、ト
ランジスタやサイリスタのような逆阻止型のスイッチ素
子の場合は逆導通するよう、スイッチ素子に並列にダイ
オードを接続してやる必要がある。また、この場合スイ
ッチ素子に並列に接続するのはダイオードでなく、他の
整流素子でもよい。

【００７２】また、本発明の第６の実施例では高周波で
オン・オフするスイッチ素子にＦＥＴを用いたが、トラ
ンジスタ、サイリスタ等の他のスイッチ素子でも構わな
い。

【００７３】また、本発明の第６の実施例では高周波バ
イパス用のコンデンサ２７と並列に、負荷である放電ラ
ンプ２８だけを接続したが、第２の実施例と同様に放電
ランプ２８に直列に高周波カット用のチョークコイルを
接続しても構わないし、第３の実施例と同様に放電ラン
プ始動用兼高周波カット用のパルストランスを接続して
も構わない。これらの場合にはそれぞれ、第２，第３の
実施例と同じ効果が得られる。

【００７４】また、第６の実施例では等幅ＰＷＭ制御を
することにより、負荷である放電ランプに流れる電流波
形を矩形波としたが、第４の実施例と同様に不等幅ＰＷ
Ｍ制御をして負荷電流波形を正弦波にしてもよい。ただ
し、この場合のＦＥＴ２３，２４，２６，２５のゲート
・ソース間に入力するオン・オフ制御信号はそれぞれ図
９のＤ２，Ｅ２，Ｆ２，Ｇ２に対応させる。このときの
負荷電流は図９のＩ０４のようになる。正弦波にした場
合には第４の実施例と同様にＦＥＴ２３，２４，２５，
２６のスイッチング損失を低減することができ、電源装
置を小型化することができる。また、正弦波に限らず台
形波、三角波、のこぎり波等の波形にしてもよい。

【００７５】なお、本発明の第１から第６の実施例では
負荷を放電ランプとしたが、放電ランプに限らず抵抗負
荷やモータ負荷でもよい。

【００７６】また、本発明の実施例においては、直流電
源は、ＤＣ／ＤＣコンバータ、または交流を整流平滑し
たものでもよいし、自動車用のバッテリーや他のもので
も構わない。

【００７７】また、本発明の実施例においては、出力を
制御するには高周波側のスイッチ素子のパルス幅を変化
させるとか、高周波側のスイッチ素子のオン・オフ周波
数を変化させる等の手段を用いればよい。

【００７８】また、本発明の実施例においては、負荷が
放電ランプである場合、ランプ電流の方向が切り替わる
ときにランプの電極間に発生する再点弧電圧を補償する
ために切り替わり当初のみ高周波側のスイッチ素子のパ
ルス幅を広げてもよい。

【００７９】また、本発明の実施例においては、負荷が
正負対称の特性を有する場合、チョークコイルのインダ
クタンスＬ１，Ｌ２の値は同じであることが望ましいが
、負荷の安定動作領域内であれば多少の違いがあっても
構わない。また、パルス幅制御により両者の違いを補正
してもよい。

【００８０】また、本発明の実施例においては、負荷が
正負非対称の特性を有する場合にはインダクタンスＬ１
，Ｌ２の値をわざと異なるように設定してもよい。また
、インダクタンスＬ１，Ｌ２の値が同じであってもパル
ス幅制御により非対称電流を流すようにしてもよい。

【００８１】

【発明の効果】以上の実施例から明らかなように、本発
明によればＰＷＭインバータ方式において昇降圧型電源
装置を実現でき、電圧変動範囲の大きな負荷を動作させ
ることができる。また、昇降圧手段を別に設ける必要が
ないので、装置の構成を簡単にすることができ、かつ装
置を小型化することができる。

【００８２】さらに、低い周波数で交互にオン・オフす
る２個直列の逆阻止型のスイッチ素子を中間端子を有す
るインダクタンス素子の両端に接続することにより、直
流電源の短絡を防止して、必要な電圧を負荷に供給する
ことができる。

【００８３】また、負荷およびコンデンサの並列回路の
両端と中間端子を有するインダクタンス素子の両端との
間に低い周波数で交互にオン・オフする２個の逆導通型
のスイッチ素子を接続することにより、スイッチ素子の
逆導通部分を利用して必要な電圧を負荷に供給すること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１，第４の実施例にかかる電源装置
の回路図

【図２】本発明の第１，第２，第３，第５の実施例およ
び従来例にかかるスイッチ素子のオン・オフ制御信号、
回路電流およびランプ電流の波形図

【図３】本発明の第２の実施例にかかる電源装置の回路
図

【図４】本発明の第３の実施例にかかる電源装置の回路
図

【図５】本発明の第４，第５の実施例にかかるスイッチ
素子のオン・オフ制御信号およびランプ電流の波形図

【
図６】本発明の第５の実施例にかかる電源装置の回路図

【図７】本発明の第６の実施例にかかる電源装置の回路
図

【図８】本発明の第６の実施例にかかるスイッチ素子の
オン・オフ制御信号およびランプ電流の波形図

【図９】
本発明の第６の実施例にかかるスイッチ素子のオン・オ
フ制御信号およびランプ電流の波形図

【図１０】従来例
にかかる電源装置の回路図

【符号の説明】

１，１１，２１　　直流電源 ２，４，５　　トランジスタ ３，８，１３，２２　　チョークコイル６，１８，２７
　　コンデンサ ７，１９，２８　　放電ランプ ９　　イグナイタ １０　　パルストランス １２，１４，１５，２３，２４，２５，２６　　ＦＥＴ
１６，１７　　ダイオード

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源と、この直流電源の一端に接続さ
   れ高い周波数でオン・オフする第１のスイッチ素子と、
   一端を第１のスイッチ素子に他端を前記直流電源の他端
   に接続され、中間端子を有するインダクタンス素子と、
   前記インダクタンス素子の両端に接続され低い周波数で
   交互にオン・オフする逆阻止型の第２のスイッチ素子と
   逆阻止型の第３のスイッチ素子との直列回路と、　　前
   記インダクタンス素子の中間端子に一端を接続し他端を
   第２のスイッチ素子と第３のスイッチ素子との交点に接
   続するコンデンサと、このコンデンサに並列に接続され
   た負荷を少なくとも備え、第１のスイッチ素子のオン期
   間に前記直流電源と第１のスイッチ素子と前記インダク
   タンス素子とで第１の閉回路を構成し、第２のスイッチ
   素子のオン期間に前記コンデンサおよび負荷との並列回
   路と前記インダクタンス素子の片方の巻線と第２のスイ
   ッチ素子とで第２の閉回路を構成し、第３のスイッチ素
   子のオン期間に前記コンデンサおよび負荷との並列回路
   と前記インダクタンス素子の他方の巻線と第３のスイッ
   チ素子とで第３の閉回路を構成することを特徴とする電
   源装置。
2. 【請求項２】直流電源と、この直流電源の一端に接続さ
   れ高い周波数でオン・オフする第１のスイッチ素子と、
   中間端子を有しこの中間端子を第１のスイッチ素子に接
   続するインダクタンス素子と、前記インダクタンス素子
   の一端と前記直流電源の他端との間に接続され低い周波
   数でオン・オフする逆導通型の第２のスイッチ素子と第
   １の整流素子との直列回路と、前記インダクタンス素子
   の他端と前記直流電源の他端との間に接続され第２のス
   イッチ素子とは逆位相の低い周波数でオン・オフする逆
   導通型の第３のスイッチ素子と第２の整流素子との直列
   回路と、第２のスイッチ素子と第１の整流素子との交点
   と第３のスイッチ素子と第２の整流素子との交点との間
   に接続されたコンデンサと、このコンデンサに並列に接
   続された負荷を少なくとも備え、第１のスイッチ素子と
   第２のスイッチ素子の両方のオン期間に前記直流電源と
   第１のスイッチ素子と前記インダクタンス素子の片方の
   巻線と第２のスイッチ素子と第１の整流素子で第１の閉
   回路を構成し、第１のスイッチ素子と第３のスイッチ素
   子の両方のオン期間に前記直流電源と第１のスイッチ素
   子と前記インダクタンス素子の他方の巻線と第３のスイ
   ッチ素子と第２の整流素子とで第２の閉回路を構成し、
   第２のスイッチ素子のオン期間に前記コンデンサおよび
   負荷との並列回路と前記インダクタンス素子と第２のス
   イッチ素子と第３のスイッチ素子の逆導通部分とで第３
   の閉回路を構成し、第３のスイッチ素子のオン期間に前
   記コンデンサおよび負荷との並列回路と前記インダクタ
   ンス素子と第３のスイッチ素子と第２のスイッチ素子の
   逆導通部分とで第４の閉回路を構成することを特徴とす
   る電源装置。
3. 【請求項３】直流電源と、中間端子を有しこの中間端子
   を前記直流電源の一端に接続するインダクタンス素子と
   、このインダクタンス素子の一端に接続され低い周波数
   でオン・オフする逆導通型の第１のスイッチ素子と、前
   記インダクタンス素子の他端に接続され第１のスイッチ
   素子とは逆位相の低い周波数でオン・オフする逆導通型
   の第２のスイッチ素子と、第１のスイッチ素子と第２の
   スイッチ素子との間に接続されたコンデンサと、前記イ
   ンダクタンス素子の一端と前記直流電源の他端との間に
   接続され第２のスイッチ素子のオン期間に高い周波数で
   オン・オフし第２のスイッチ素子のオフ期間はオフとす
   る第３のスイッチ素子と、前記インダクタンス素子の他
   端と前記直流電源の他端との間に接続され第１のスイッ
   チ素子のオン期間に高い周波数でオン・オフし第１のス
   イッチ素子のオフ期間はオフとする第４のスイッチ素子
   と、前記コンデンサに並列に接続された負荷を少なくと
   も備え、第３のスイッチ素子のオン期間に前記直流電源
   と前記インダクタンス素子の片方の巻線と第３のスイッ
   チ素子とで第１の閉回路を構成し、第４のスイッチ素子
   のオン期間に前記直流電源と前記インダクタンス素子の
   他方の巻線と第４のスイッチ素子とで第２の閉回路を構
   成し、第１のスイッチ素子のオン期間に前記コンデンサ
   および負荷との並列回路と前記インダクタンス素子と第
   ２のスイッチ素子の逆導通部分と第１のスイッチ素子と
   で第３の閉回路を構成し、第２のスイッチ素子のオン期
   間に前記コンデンサおよび負荷との並列回路と前記イン
   ダクタンス素子と第１のスイッチ素子の逆導通部分と第
   ２のスイッチ素子とで第４の閉回路を構成することを特
   徴とする電源装置。