JPH0427201A - 妨害波除去フィルタ - Google Patents
妨害波除去フィルタInfo
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- JPH0427201A JPH0427201A JP13188990A JP13188990A JPH0427201A JP H0427201 A JPH0427201 A JP H0427201A JP 13188990 A JP13188990 A JP 13188990A JP 13188990 A JP13188990 A JP 13188990A JP H0427201 A JPH0427201 A JP H0427201A
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- disturbing wave
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 17
- 239000004020 conductor Substances 0.000 abstract description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 abstract description 2
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 241000272168 Laridae Species 0.000 description 1
- 239000011889 copper foil Substances 0.000 description 1
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Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はマイクロ波帯域において受信希望信号と妨害
波信号とが混じって入来する場合に、妨害波信号を除去
し受信希望信号のみを得るようにする為に用いられる妨
害波除去フィルタに関する。
波信号とが混じって入来する場合に、妨害波信号を除去
し受信希望信号のみを得るようにする為に用いられる妨
害波除去フィルタに関する。
このような妨害波除去フィルタとしては例えばπ形フィ
ルタが広く知られている。
ルタが広く知られている。
この従来の妨害波除去フィルタでは妨害波信号に対する
減衰量が小さい為、必要充分な妨害波信号の除去をする
為には多数を縦続状につなぐことが行なわれる。しかし
そのようにすると受信希望信号の通過ロスが非常に大き
くなってしまう問題点や形態が大型化する問題点があっ
た。
減衰量が小さい為、必要充分な妨害波信号の除去をする
為には多数を縦続状につなぐことが行なわれる。しかし
そのようにすると受信希望信号の通過ロスが非常に大き
くなってしまう問題点や形態が大型化する問題点があっ
た。
本発明は上記従来技術の問題点(技術的謀It)を解決
する為になされたもので、妨害波信号に対する減衰量が
極めて大きく、かつ受信希望信号の通過ロスは非常に小
さい妨害波除去フィルタを提供することを目的とするも
のである。
する為になされたもので、妨害波信号に対する減衰量が
極めて大きく、かつ受信希望信号の通過ロスは非常に小
さい妨害波除去フィルタを提供することを目的とするも
のである。
上記目的を達成する為に、本願発明は前記請求の範囲記
載の通りの手段を講じたものであって、その作用は次の
通りである。
載の通りの手段を講じたものであって、その作用は次の
通りである。
入力端に入来した受信希望信号は伝送回路を遣っで出力
端に至る。また入力端に入来した妨害波信号は伝送回路
を通る途中において直列共振回路へ流れる。従って出力
端からは受信希望信号のみが出力される。
端に至る。また入力端に入来した妨害波信号は伝送回路
を通る途中において直列共振回路へ流れる。従って出力
端からは受信希望信号のみが出力される。
以下本願の実施例を示す図面について説明する。
妨害波除去フィルタの構造を示す第1.2図において、
妨害波除去フィルタは例えば第2図に示されるように絶
縁基板1の一面と他面に夫々回路導体2と接地導体3と
を貼着したプリント基板を用いて形成される。絶縁板1
は例えば誘電率が2.7のもので、その厚みは0.76
4鶴である。回路導体2及び接地導体3は例えば銅箔で
、その厚みは0゜045 mである。次に上記回路導体
2によって形成されている構造について説明する。4は
入力端、5は出力端、6はそれら両者間の伝送回路、7
7は伝送回路6の途中にブランチ状に接続した直列共振
線路を夫々示す。先ず上記伝送回路6について説明する
。10.10は夫々入力側及び出力側のカップリング線
路で、夫々二つのマイクロストリップ線路11.11を
平行配置して形成されている。
妨害波除去フィルタは例えば第2図に示されるように絶
縁基板1の一面と他面に夫々回路導体2と接地導体3と
を貼着したプリント基板を用いて形成される。絶縁板1
は例えば誘電率が2.7のもので、その厚みは0.76
4鶴である。回路導体2及び接地導体3は例えば銅箔で
、その厚みは0゜045 mである。次に上記回路導体
2によって形成されている構造について説明する。4は
入力端、5は出力端、6はそれら両者間の伝送回路、7
7は伝送回路6の途中にブランチ状に接続した直列共振
線路を夫々示す。先ず上記伝送回路6について説明する
。10.10は夫々入力側及び出力側のカップリング線
路で、夫々二つのマイクロストリップ線路11.11を
平行配置して形成されている。
各マイクロストリップ線路11は11.7〜12.0G
)lz の通過帯の場合の設計周波数11.8GHzに
おいて波長λの1/8〜115 となる長さの寸法、例
えば線路長L1が3fl、線路幅D1が0.4鶴に形成
されている。
)lz の通過帯の場合の設計周波数11.8GHzに
おいて波長λの1/8〜115 となる長さの寸法、例
えば線路長L1が3fl、線路幅D1が0.4鶴に形成
されている。
線路間隔G1は例えば0.2 mである。12は結合用
線路で、マイクロストリップ線路13.14により形成
され、コンデンサ分を有する。各部の寸法は、例えば長
さL2が1.1鶴、幅D2及び間隔G2が夫々0.2鶴
であり、コンデンサ分の容量は例えば0.12pFであ
る。次に直列共振線路7について説明する。この直列共
振線路7は妨害波の周波数で共振するよう構成しである
。本実施例では妨害波除去フィルタの通過帯域が11.
7〜12.0GHz 、後述する局部発振信号の周波数
が10.678Gllz 、中間信号の周波数が1.0
35〜1.335GHzである為、9.356〜9.6
56GHzがイメージとなり、このイメージの帯域の信
号が妨害波信号となる。従ってその帯域の信号を大きく
減衰させ得るよう直列共振線路7の共振周波数を9.7
GHzに設計される。先ず、16はインダクタンス要素
で、マイクロストリップ線路をもって形成され、長さL
3は1.3 鴎、輻D3は0.2 鶴で、そのインダク
タンス量は0.898nHに相当する。上記長さL3は
妨害波信号の4分の1波長を絶縁基板1の誘電率の平方
根で除した長さ以下である。その長さL3を短く (小
型化)する為にインダクタンス要素16はできるだけ細
い幅D3のマイクロストリップ線路で構成しである。更
に該インダクタンス要素16の特性インピーダンスは、
カップリング線路10の特性インピーダンスに比べて充
分に高くしである。
線路で、マイクロストリップ線路13.14により形成
され、コンデンサ分を有する。各部の寸法は、例えば長
さL2が1.1鶴、幅D2及び間隔G2が夫々0.2鶴
であり、コンデンサ分の容量は例えば0.12pFであ
る。次に直列共振線路7について説明する。この直列共
振線路7は妨害波の周波数で共振するよう構成しである
。本実施例では妨害波除去フィルタの通過帯域が11.
7〜12.0GHz 、後述する局部発振信号の周波数
が10.678Gllz 、中間信号の周波数が1.0
35〜1.335GHzである為、9.356〜9.6
56GHzがイメージとなり、このイメージの帯域の信
号が妨害波信号となる。従ってその帯域の信号を大きく
減衰させ得るよう直列共振線路7の共振周波数を9.7
GHzに設計される。先ず、16はインダクタンス要素
で、マイクロストリップ線路をもって形成され、長さL
3は1.3 鴎、輻D3は0.2 鶴で、そのインダク
タンス量は0.898nHに相当する。上記長さL3は
妨害波信号の4分の1波長を絶縁基板1の誘電率の平方
根で除した長さ以下である。その長さL3を短く (小
型化)する為にインダクタンス要素16はできるだけ細
い幅D3のマイクロストリップ線路で構成しである。更
に該インダクタンス要素16の特性インピーダンスは、
カップリング線路10の特性インピーダンスに比べて充
分に高くしである。
17はコンデンサ要素で、図示の如き扇形のマイクロラ
ジアルスタブ線路をもって形成され、その要の位置17
aにおいて上記インダクタンス要素16と接続されてい
る。iコンデンサ要ff117は上記の如き扇形に形成
されて、そのインピーダンスは、要の位置17aにおい
て上記インダクタンス要素16の特性インピーダンスと
等しく、外周17bに向かうに従い徐々に小さく変化す
るようになっている。
ジアルスタブ線路をもって形成され、その要の位置17
aにおいて上記インダクタンス要素16と接続されてい
る。iコンデンサ要ff117は上記の如き扇形に形成
されて、そのインピーダンスは、要の位置17aにおい
て上記インダクタンス要素16の特性インピーダンスと
等しく、外周17bに向かうに従い徐々に小さく変化す
るようになっている。
従って上記インダクタンス要素16とコンデンサ要素1
7との整合がとれている。該コンデンサ要素17の外周
17bは要の位置17aを中心とする半piRの略円弧
状となっていて、要の位置17aに加わる高周波信号の
位相が外周17bにおいて全て等しくなるようになって
いる。該要素17の各部の寸法は、要の位置17aの幅
が0.2 wm、半径Rが2.06fl、中心角θが9
0°で、そのキャパシタンス量は0.285pFに相当
する。向上記中心角は60〜12o°の範囲内の値でよ
い。上記のように構成された妨害波除去フィルタの特性
インピーダンスは50Ωであり、また全体の寸法A、B
は夫々7.9m、 7.12mである。
7との整合がとれている。該コンデンサ要素17の外周
17bは要の位置17aを中心とする半piRの略円弧
状となっていて、要の位置17aに加わる高周波信号の
位相が外周17bにおいて全て等しくなるようになって
いる。該要素17の各部の寸法は、要の位置17aの幅
が0.2 wm、半径Rが2.06fl、中心角θが9
0°で、そのキャパシタンス量は0.285pFに相当
する。向上記中心角は60〜12o°の範囲内の値でよ
い。上記のように構成された妨害波除去フィルタの特性
インピーダンスは50Ωであり、また全体の寸法A、B
は夫々7.9m、 7.12mである。
上記構成の妨害波除去フィルタにあっては、入力端4に
11.7〜12.0GHz の帯域の受信希望のマイク
ロ波信号(例えば衛星放送信号)が入来すると、その信
号は伝送回路6を経て出力端5に出力される。一方、上
記の信号と共に入力端4に9.356〜9.656GH
zの帯域内の妨害波信号(例えば気象用レーダーの信号
)が入来すると、その妨害波信号が伝送回路6を通ろう
とする途中において直列共振線路7がその妨害波信号に
共振する。従って上記妨害波信号はインダクタンス要素
16の一端16aからインダクタンス16を通ってコン
デンサ要素17の要の位117aに至り、そこから外周
17bに向かって放射状に流れる。そしてその過程で上
記妨害波信号は接地導体3に落ちてしまう。その結果、
上記妨害波信号は出力端5には現われず、出力端5には
受信希望のマイクロ波信号のみを得ることができる。上
記妨害波信号に対する直列共振線路7の共振の場合、イ
ンダクタンス要素工6とコンデンサ要素17の接続点即
ち要の位置17aでのインピーダンス値が連続しており
、しかもコンデンサ要素17の外周17bが前記の如く
要の位117aを中心とする円弧状である為、共振線銘
7では高いQの共振を得ることができる。従って妨害波
信号を太き(減衰さゼることができる。更に説明を加え
ると、要の位t17aから外周17bへの放射状の高周
波電流は等しく同位相である。要の位!147aから外
周17bまでの間で、要の位置17aを中心とする任意
の長さの半径上の高周波電流密度はほぼ等しいので、ラ
ジアルスタブ線路で構成するコンデンサ要素17のQは
、コンデンサ要素を流れる高周波電流の導体損失を小さ
くてきQは高くなっている。
11.7〜12.0GHz の帯域の受信希望のマイク
ロ波信号(例えば衛星放送信号)が入来すると、その信
号は伝送回路6を経て出力端5に出力される。一方、上
記の信号と共に入力端4に9.356〜9.656GH
zの帯域内の妨害波信号(例えば気象用レーダーの信号
)が入来すると、その妨害波信号が伝送回路6を通ろう
とする途中において直列共振線路7がその妨害波信号に
共振する。従って上記妨害波信号はインダクタンス要素
16の一端16aからインダクタンス16を通ってコン
デンサ要素17の要の位117aに至り、そこから外周
17bに向かって放射状に流れる。そしてその過程で上
記妨害波信号は接地導体3に落ちてしまう。その結果、
上記妨害波信号は出力端5には現われず、出力端5には
受信希望のマイクロ波信号のみを得ることができる。上
記妨害波信号に対する直列共振線路7の共振の場合、イ
ンダクタンス要素工6とコンデンサ要素17の接続点即
ち要の位置17aでのインピーダンス値が連続しており
、しかもコンデンサ要素17の外周17bが前記の如く
要の位117aを中心とする円弧状である為、共振線銘
7では高いQの共振を得ることができる。従って妨害波
信号を太き(減衰さゼることができる。更に説明を加え
ると、要の位t17aから外周17bへの放射状の高周
波電流は等しく同位相である。要の位!147aから外
周17bまでの間で、要の位置17aを中心とする任意
の長さの半径上の高周波電流密度はほぼ等しいので、ラ
ジアルスタブ線路で構成するコンデンサ要素17のQは
、コンデンサ要素を流れる高周波電流の導体損失を小さ
くてきQは高くなっている。
次に第3図は上記妨害波除去フィルタの特性の一例を示
すものである。この図から明らかな如く上記帯域9.3
56〜9.656GHz内の妨害波信号は極めて大きく
減衰(80dB以上は測定不能)させることができる。
すものである。この図から明らかな如く上記帯域9.3
56〜9.656GHz内の妨害波信号は極めて大きく
減衰(80dB以上は測定不能)させることができる。
と同時に、11.7〜12.0GHz の帯域内の受信
希望信号は拡大図に示す如く極めて通過ロス少なく伝送
することができる。
希望信号は拡大図に示す如く極めて通過ロス少なく伝送
することができる。
次に184図は上記のような妨害波除去フィルタが用い
られる周知のBSコンバータの構成をプロ7りで示すも
ので、21は衛星放送信号受入用の導波管、22は信号
取出用のプローブ、23は高周波増幅器、24は上記妨
害波除去フィルタ、25はミキサ、26は局部発振器、
27は中間周波信号(1,035〜1.335GHz)
は通過させ局部発振信号(10,678GH2)の通
過は阻止する為のローパスフィルタ、2Bは電ilj面
路(例えば定電圧回路)である。
られる周知のBSコンバータの構成をプロ7りで示すも
ので、21は衛星放送信号受入用の導波管、22は信号
取出用のプローブ、23は高周波増幅器、24は上記妨
害波除去フィルタ、25はミキサ、26は局部発振器、
27は中間周波信号(1,035〜1.335GHz)
は通過させ局部発振信号(10,678GH2)の通
過は阻止する為のローパスフィルタ、2Bは電ilj面
路(例えば定電圧回路)である。
以上のように本発明にあっては、入力端4に衛星放送信
号のような受信希望信号とレーダー波のような妨害波信
号とが混じって入来した場合、受信希望信号は伝送回路
6を通して出力端5に伝送すると共に、妨害波信号は伝
送回路6を通る途中で直列共振線路7.7へ落とすこと
ができ、出力端5には妨害波の除去された受信希望信号
のみを得ることができて、例えば良好なテレビ画像を見
られる利点がある。
号のような受信希望信号とレーダー波のような妨害波信
号とが混じって入来した場合、受信希望信号は伝送回路
6を通して出力端5に伝送すると共に、妨害波信号は伝
送回路6を通る途中で直列共振線路7.7へ落とすこと
ができ、出力端5には妨害波の除去された受信希望信号
のみを得ることができて、例えば良好なテレビ画像を見
られる利点がある。
しかも上記のようにして妨害波信号の除去をする場合、
本願発明における上記直列共振線路7にあっては、コン
デンサ要117を扇形に形成していると共に、その要の
位1!17aにおいてインダクタンス要素16と接続し
ているから、コンデンサ要素17のQが高くて上記妨害
波信号を極めて大きく減衰させられる特長がある。この
゛ことは少ない段数の直列共振線路7でもって妨害波除
去を行なうことを可能にし、その段数を少なくできると
いうことは、上記受信希望信号のロスを少なくすること
を可能にし、例えば第4図の如きBSコンバータにおい
てはミキサ25の効率を高めることができ、また、妨害
波除去フィルタ全体の大きさも小型化できる有用性があ
る。
本願発明における上記直列共振線路7にあっては、コン
デンサ要117を扇形に形成していると共に、その要の
位1!17aにおいてインダクタンス要素16と接続し
ているから、コンデンサ要素17のQが高くて上記妨害
波信号を極めて大きく減衰させられる特長がある。この
゛ことは少ない段数の直列共振線路7でもって妨害波除
去を行なうことを可能にし、その段数を少なくできると
いうことは、上記受信希望信号のロスを少なくすること
を可能にし、例えば第4図の如きBSコンバータにおい
てはミキサ25の効率を高めることができ、また、妨害
波除去フィルタ全体の大きさも小型化できる有用性があ
る。
図面は本願の実施例を示すもので、第1図は平面図、第
2図は一部破断斜視図、第3図は特性図、第4図はBS
コンバータのブロック図。 4・・・入力端、5・・・出力端、6・・・伝送回路、
7・・・直列共振線路、16・・・インダクタンス要素
、17・・・コンデンサ要素。 第 図 第 図 第3 図 ロス[,4B] 第4 図
2図は一部破断斜視図、第3図は特性図、第4図はBS
コンバータのブロック図。 4・・・入力端、5・・・出力端、6・・・伝送回路、
7・・・直列共振線路、16・・・インダクタンス要素
、17・・・コンデンサ要素。 第 図 第 図 第3 図 ロス[,4B] 第4 図
Claims (1)
- 入力端と出力端との間にはマイクロ波信号を通すよう
にした伝送回路を接続し、上記伝送回路の途中には、夫
々インダクタンス要素とコンデンサ要素とを直列接続し
て構成されかつ夫々妨害波の周波数で共振するようにし
た複数の直列共振線路をブランチ状に接続し、上記コン
デンサ要素は扇形に形成されていると共に、その要の位
置において上記インダクタンス要素と接続されているこ
とを特徴とする妨害波除去フィルタ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13188990A JPH0427201A (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | 妨害波除去フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP13188990A JPH0427201A (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | 妨害波除去フィルタ |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0427201A true JPH0427201A (ja) | 1992-01-30 |
Family
ID=15068520
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP13188990A Pending JPH0427201A (ja) | 1990-05-22 | 1990-05-22 | 妨害波除去フィルタ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0427201A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013539218A (ja) * | 2010-08-26 | 2013-10-17 | コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 高周波に使用するための多平面印刷配線板 |
-
1990
- 1990-05-22 JP JP13188990A patent/JPH0427201A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013539218A (ja) * | 2010-08-26 | 2013-10-17 | コンティ テミック マイクロエレクトロニック ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | 高周波に使用するための多平面印刷配線板 |
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