JPH04268A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH04268A JPH04268A JP2098439A JP9843990A JPH04268A JP H04268 A JPH04268 A JP H04268A JP 2098439 A JP2098439 A JP 2098439A JP 9843990 A JP9843990 A JP 9843990A JP H04268 A JPH04268 A JP H04268A
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 abstract description 17
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 abstract description 3
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 abstract 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 abstract 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
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- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明はインバータ装置に係り、特に冷却機器、産業機
器等における電動機の可変速駆動に用いられる正弦波近
似PWM方式のインバータ装置に関する。
器等における電動機の可変速駆動に用いられる正弦波近
似PWM方式のインバータ装置に関する。
[従来の技術]
誘導電動機、ブラシレスDCモータ等の可変速駆動に使
用されるインバータ装置の一方式として、正弦波近似P
WM(パルス幅変調)X式%式% 第2図は、正弦近似PWM方式のインバータ装置の基本
構成を示したものであり、1は交流電源、2は整流ブリ
ッジ、3は平滑用コンデンサ、4はトランジスタ・ブリ
ッジ、5は正弦波近似波形発生制御回路、6は周波数指
令信号入力端、7はインバータ装置内のトランジスタ・
ブリッジ4の出力端である。
用されるインバータ装置の一方式として、正弦波近似P
WM(パルス幅変調)X式%式% 第2図は、正弦近似PWM方式のインバータ装置の基本
構成を示したものであり、1は交流電源、2は整流ブリ
ッジ、3は平滑用コンデンサ、4はトランジスタ・ブリ
ッジ、5は正弦波近似波形発生制御回路、6は周波数指
令信号入力端、7はインバータ装置内のトランジスタ・
ブリッジ4の出力端である。
このインバータ装置の動作は、次の通りである。交流電
源1から供給される交流電圧は整流ブリッジ2によって
直流に整流され、さらに平滑用コンデンサ3により平滑
されて安定した直流電圧となる。この直流電圧は、トラ
ンジスタ・ブリッジ4に供給される。正弦波近似波形発
生制御回路5は、トランジスタ・ブリッジ4の3組の上
下トランジスタを交互にオン/オフさせるパルス列を発
生する。これにより、周波数指令信号入力端6に与えら
れる周波数を何する正弦波近似波形の三相交流電圧が出
力端7に出力される。
源1から供給される交流電圧は整流ブリッジ2によって
直流に整流され、さらに平滑用コンデンサ3により平滑
されて安定した直流電圧となる。この直流電圧は、トラ
ンジスタ・ブリッジ4に供給される。正弦波近似波形発
生制御回路5は、トランジスタ・ブリッジ4の3組の上
下トランジスタを交互にオン/オフさせるパルス列を発
生する。これにより、周波数指令信号入力端6に与えら
れる周波数を何する正弦波近似波形の三相交流電圧が出
力端7に出力される。
第2図に示したインバータ装置によって誘導電動機やブ
ラシレスDCモータを可変速駆動する場合、一般に第3
図に示すように周波数と電圧(インバータ出力電圧)の
比を一定に制御することが多い。これは電動機を効率よ
く運転するためで、広く採用されている。このような制
御を実現するため、正弦波近似波形発生制御回路5ては
トランジスタ・ブリッジ4を制御して、トランジスタ・
ブリッジ4に印加された直流電圧をパルス幅変調(PW
M)することにより、出力端7から正弦波近似波形とし
て出力される出力電圧の周波数と、直流電圧に対する電
圧比率を制御する。
ラシレスDCモータを可変速駆動する場合、一般に第3
図に示すように周波数と電圧(インバータ出力電圧)の
比を一定に制御することが多い。これは電動機を効率よ
く運転するためで、広く採用されている。このような制
御を実現するため、正弦波近似波形発生制御回路5ては
トランジスタ・ブリッジ4を制御して、トランジスタ・
ブリッジ4に印加された直流電圧をパルス幅変調(PW
M)することにより、出力端7から正弦波近似波形とし
て出力される出力電圧の周波数と、直流電圧に対する電
圧比率を制御する。
この場合、PWMには一般に、第4図に示すような三角
波比較PWMと呼ばれる方式が多く採用されている。こ
れは第4図(A)に示すように二角波と正弦波とを比較
することにより、第4図(B)に実線で示すパルス列を
生成し、このパルス列で直流電圧のPWMを行なって出
力電圧と周波数を制御する方法である。この方法では、
第4図(A)に示すように、参照波と搬送波の電圧比率
(b / a )および周波数を変化させることにより
、第4図(B)に点線で示すような正弦波近似波形か得
られる。
波比較PWMと呼ばれる方式が多く採用されている。こ
れは第4図(A)に示すように二角波と正弦波とを比較
することにより、第4図(B)に実線で示すパルス列を
生成し、このパルス列で直流電圧のPWMを行なって出
力電圧と周波数を制御する方法である。この方法では、
第4図(A)に示すように、参照波と搬送波の電圧比率
(b / a )および周波数を変化させることにより
、第4図(B)に点線で示すような正弦波近似波形か得
られる。
第6図は、第4図の三角波比較P W M方式を実現す
るための第2図の正弦波近似波形発生制御路5の一相分
の詳細を示したものであり、波形発生制御部21と、電
圧可変・周波数可変の正弦波発生部22と、電圧固定・
周波数可変の三角波発生部23および正弦波と三角波を
比較する波形比較部24により構成されている。
るための第2図の正弦波近似波形発生制御路5の一相分
の詳細を示したものであり、波形発生制御部21と、電
圧可変・周波数可変の正弦波発生部22と、電圧固定・
周波数可変の三角波発生部23および正弦波と三角波を
比較する波形比較部24により構成されている。
波形発生制御部21は指令周波数に対応した参照波周波
数と電圧を決定し、それを正弦波発生部22に指示する
と同時に、三角波発生部23に対しては搬送波周波数を
指示する。通常、搬送波電圧の値は固定される。波形比
較部24は、正弦波発生部9から出力される正弦波と三
角波発生部23から出力される三角波の電圧を比較し、
第4図(B)に実線で示すようなパルス列を発生する。
数と電圧を決定し、それを正弦波発生部22に指示する
と同時に、三角波発生部23に対しては搬送波周波数を
指示する。通常、搬送波電圧の値は固定される。波形比
較部24は、正弦波発生部9から出力される正弦波と三
角波発生部23から出力される三角波の電圧を比較し、
第4図(B)に実線で示すようなパルス列を発生する。
このパルス列か第2図のトランジスタ・ブリッジ4に供
給され、PWM制御が行なわれることになる。
給され、PWM制御が行なわれることになる。
[発明が解決しようとする課題]
上述した従来のインバータ装置は、あくまで正弦波に近
似した波形の交流電圧を出力するものであり、実際に出
力される電圧波形の中には参照波以外の高調波成分が多
く含まれている。
似した波形の交流電圧を出力するものであり、実際に出
力される電圧波形の中には参照波以外の高調波成分が多
く含まれている。
高調波成分のうち、特に低周波域の成分はモータ効率の
低下、機械振動、騒音等の問題を誘起する。
低下、機械振動、騒音等の問題を誘起する。
第5図(A)は従来のインバータ装置の出力の電圧スペ
クトルの一例として、参照波を10H2,搬送波を2.
010 Hz s G照波ト搬送波の振幅比率(第4
図のb / a )を0.1にとった場合を示す。同図
のように、可聴周波数域(通常、十数kHz以下)に多
くの高レベル成分を有し、これが機械振動およびそれに
起因する騒音の発生要因となっている。
クトルの一例として、参照波を10H2,搬送波を2.
010 Hz s G照波ト搬送波の振幅比率(第4
図のb / a )を0.1にとった場合を示す。同図
のように、可聴周波数域(通常、十数kHz以下)に多
くの高レベル成分を有し、これが機械振動およびそれに
起因する騒音の発生要因となっている。
本発明は、上記の問題を解決するためになされたもので
、正弦波近似PWM方式のインバタ装置の出力に含まれ
る高レベルの高調波成分を極力減少させ、機械振動およ
び騒音の問題を緩和できるインバータ装置を提供するこ
とを目的とする。
、正弦波近似PWM方式のインバタ装置の出力に含まれ
る高レベルの高調波成分を極力減少させ、機械振動およ
び騒音の問題を緩和できるインバータ装置を提供するこ
とを目的とする。
[課題を解決するための手段]
本発明は上記の課題を解決するため、搬送波として三角
波、参照波として正弦波をそれぞれ用い、これらを比較
演算して得たパルス列により直流電圧をパルス幅変調し
て正弦波近似波形の交流電圧を得る、いわゆる正弦波近
似PWM方式のインバータ装置において、搬送波周波数
を参照波周期内で時系列的に変化させる手段を有するこ
とを特徴とする。
波、参照波として正弦波をそれぞれ用い、これらを比較
演算して得たパルス列により直流電圧をパルス幅変調し
て正弦波近似波形の交流電圧を得る、いわゆる正弦波近
似PWM方式のインバータ装置において、搬送波周波数
を参照波周期内で時系列的に変化させる手段を有するこ
とを特徴とする。
[作 用コ
搬送波周波数を従来の正弦波近似方式のインバータ装置
のように参照波周波数(インバータ出力基本波成分)に
対応させて固定すると、搬送波周波数の整数倍の高調波
成分が高レベルで誘起される。
のように参照波周波数(インバータ出力基本波成分)に
対応させて固定すると、搬送波周波数の整数倍の高調波
成分が高レベルで誘起される。
これに対し、本発明のように搬送波周波数を参照波周期
内で変化させると、搬送波成分がある帯域内でスペクト
ラム拡散することになり、これによって原理上は完全に
取除くことが不可能な高調波成分もスペクトラム拡散す
るため、高調波成分の各スペクトルのレベルは効果的に
低減される。
内で変化させると、搬送波成分がある帯域内でスペクト
ラム拡散することになり、これによって原理上は完全に
取除くことが不可能な高調波成分もスペクトラム拡散す
るため、高調波成分の各スペクトルのレベルは効果的に
低減される。
[実施例]
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第1図
は本発明の一実施例のインバータ装置における正弦波近
似波形発生制御回路5第2図参照)の−相分の詳細な構
成を示すブロック図である。
は本発明の一実施例のインバータ装置における正弦波近
似波形発生制御回路5第2図参照)の−相分の詳細な構
成を示すブロック図である。
第1図に示す正弦波近似波形発生制御回路は、スペクト
ラム拡散波形発生部11と、電圧可変・周波数可変の正
弦波発生部12と、電圧固定・周波数帯域可変の三角波
形発生部13および正弦波と三角波とを比較する波形比
較部14により構成されている。
ラム拡散波形発生部11と、電圧可変・周波数可変の正
弦波発生部12と、電圧固定・周波数帯域可変の三角波
形発生部13および正弦波と三角波とを比較する波形比
較部14により構成されている。
この正弦波近似波形発生制御路5を除くインバータ装置
の構成および動作は、基本的に従来の技術の項で説明し
た通りである。すなわち、第2図に示すインバータ装置
において、交流電源1から供給される交流電圧は整流ブ
リ1.ジ2によって直流に整流され、さらに平滑用コン
デンサ3により平滑されて安定した直流電圧となる。こ
の直流電圧はトランジスタ・ブリッジ4に供給される。
の構成および動作は、基本的に従来の技術の項で説明し
た通りである。すなわち、第2図に示すインバータ装置
において、交流電源1から供給される交流電圧は整流ブ
リ1.ジ2によって直流に整流され、さらに平滑用コン
デンサ3により平滑されて安定した直流電圧となる。こ
の直流電圧はトランジスタ・ブリッジ4に供給される。
正弦波近似波形発生制御回路5は、トランジスターブリ
ッジ4の3組の上下トランジスタを交互にオン/オフさ
せるパルス列を発生する。これにより、周波数指令信号
入力端6に与えられる周波数を有する三相の交流電圧が
出力端7に出力される。
ッジ4の3組の上下トランジスタを交互にオン/オフさ
せるパルス列を発生する。これにより、周波数指令信号
入力端6に与えられる周波数を有する三相の交流電圧が
出力端7に出力される。
既に述べたように、パルス幅変調(PWM)により正弦
波近似波形を発生する方法としては、第4図に示すよう
な三角波比較PWMと呼ばれる制御方法が多く用いられ
ており、本発明においても三角波比較PWMを用いてい
る。
波近似波形を発生する方法としては、第4図に示すよう
な三角波比較PWMと呼ばれる制御方法が多く用いられ
ており、本発明においても三角波比較PWMを用いてい
る。
次に、第1図に示す本実施例の正弦波近似波形発生制御
回路について説明する。第1図において、スペクトラム
拡散波形発生制御部11は指令周波数に対応した参照波
周波数と電圧を決定し、正弦波発生部12にそれを指示
する。また、スペクトラム拡散波形発生制御部11は同
時に三角波発生部13に対しては、下記の規則■■に従
ってスペクトラム拡散した三角波を発生するように制御
を行なう。
回路について説明する。第1図において、スペクトラム
拡散波形発生制御部11は指令周波数に対応した参照波
周波数と電圧を決定し、正弦波発生部12にそれを指示
する。また、スペクトラム拡散波形発生制御部11は同
時に三角波発生部13に対しては、下記の規則■■に従
ってスペクトラム拡散した三角波を発生するように制御
を行なう。
■ 参照波周期TRに対して十分に短い一定のタイムス
ロットT毎に周波数fn (nはスロット番号)を割
り当てる。
ロットT毎に周波数fn (nはスロット番号)を割
り当てる。
■ 各タイムスロットでは等周波数間隔に並んだに個の
周波数fl、f2.f3.・・・、 fkのうち、一
つの周波数を選定し、発生頻度を均一にとるようにする
。
周波数fl、f2.f3.・・・、 fkのうち、一
つの周波数を選定し、発生頻度を均一にとるようにする
。
以上から、三角波発生部13の出力P (t)は次式(
1)により表わされる。
1)により表わされる。
P (t) −Σ a U7 (t−nT) S
(2r f n t)n−寛 ・・・(1) a :三角波の振幅(一定) Ut (t) : 1 (0<t≦T)0(t≦0
.t>T) S(2πfnt):振幅が11周波数がfnの三角波 式(1)に関連して、参照波周期Tllとタイムスロッ
トTとの間には、次式(2)の関係がある。
(2r f n t)n−寛 ・・・(1) a :三角波の振幅(一定) Ut (t) : 1 (0<t≦T)0(t≦0
.t>T) S(2πfnt):振幅が11周波数がfnの三角波 式(1)に関連して、参照波周期Tllとタイムスロッ
トTとの間には、次式(2)の関係がある。
TR=kT ・・・(2)即ち
、T、をTに対して十分大きくとるためには、kを十分
大きい値とすることが、スペクトラムを平担かつ低レベ
ルに拡散させるための必要条件となる。
、T、をTに対して十分大きくとるためには、kを十分
大きい値とすることが、スペクトラムを平担かつ低レベ
ルに拡散させるための必要条件となる。
波形比較部14は正弦波発生部12がら出力される正弦
波と、三角波発生部13がら出力されるスペクトラム拡
散した、つまり時間間隔T毎に周波数が変化する三角波
とを比較し、第4図(B)に示すようなパルス列を発生
する。このパルス列が第2図のトランジスタ・ブリッジ
4に供給され、トランジスタ・ブリッジ4において直流
電圧がスイッチングされてパルス幅変調されることによ
り、出力端7より正弦波近似波形の三相交流電圧が出力
される。
波と、三角波発生部13がら出力されるスペクトラム拡
散した、つまり時間間隔T毎に周波数が変化する三角波
とを比較し、第4図(B)に示すようなパルス列を発生
する。このパルス列が第2図のトランジスタ・ブリッジ
4に供給され、トランジスタ・ブリッジ4において直流
電圧がスイッチングされてパルス幅変調されることによ
り、出力端7より正弦波近似波形の三相交流電圧が出力
される。
第5図(A)は、従来の正弦波近似方式によるインバー
タ装置の出力の電圧スペクトル(電圧振幅と周波数の関
係)を示している。こ二ては、インバータ装置の出力周
波数(参照波周波数に等しい)を10Hz、電圧振幅比
(第4図のb / a )を0.1とし、また搬送波周
波数は2.010Hzに固定している。
タ装置の出力の電圧スペクトル(電圧振幅と周波数の関
係)を示している。こ二ては、インバータ装置の出力周
波数(参照波周波数に等しい)を10Hz、電圧振幅比
(第4図のb / a )を0.1とし、また搬送波周
波数は2.010Hzに固定している。
これに対し、第5図(B)は本発明の実施例によるイン
バータ装置の出力の電圧スペクトルを示したものであり
、インバータ装置の出力周波数10Hz、電圧振幅比0
.1は第5図(A)と同じ条件とし、搬送周波数は1,
890Hzから2,160H7まで30Hz間隔で10
81類に変化させた場合の一周期分の平均の電圧スペク
トルを示している。
バータ装置の出力の電圧スペクトルを示したものであり
、インバータ装置の出力周波数10Hz、電圧振幅比0
.1は第5図(A)と同じ条件とし、搬送周波数は1,
890Hzから2,160H7まで30Hz間隔で10
81類に変化させた場合の一周期分の平均の電圧スペク
トルを示している。
第5図(B)においては、第5図(A)と比較して明ら
かなように、従来問題となっていた高レベルの高調波は
全て1/10以下に圧縮されている。また、図では必ず
しも明らかでないが、各スペクトル線は従来1本であっ
たものか本発明の実施例では10本となっており、スペ
クトラム拡散の効果が示されている〇 尚、上記の実施例においては正弦波近似波形発生回路5
で搬送波としての三角波と、参照波としての正弦波を比
較演算してノマルス列を発生したが、比較演算を予め行
なって得られたパルス列の情報をディジタルメモリ等に
より記憶しておき、それを読み出してパルス列を発生し
てもよい。
かなように、従来問題となっていた高レベルの高調波は
全て1/10以下に圧縮されている。また、図では必ず
しも明らかでないが、各スペクトル線は従来1本であっ
たものか本発明の実施例では10本となっており、スペ
クトラム拡散の効果が示されている〇 尚、上記の実施例においては正弦波近似波形発生回路5
で搬送波としての三角波と、参照波としての正弦波を比
較演算してノマルス列を発生したが、比較演算を予め行
なって得られたパルス列の情報をディジタルメモリ等に
より記憶しておき、それを読み出してパルス列を発生し
てもよい。
その他、本発明は要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。
実施することができる。
[発明の効果]
以上説明したように、本発明によれば正弦波近似PWM
インバータ装置において搬送波周波数を参照波周期内で
時系列的に変化させ、搬送波(三角波)のスペクトラム
を拡散させることによって、インバータ装置の出力に含
まれる高レベルの高調波成分を減少させることか可能と
なり、機械振動および騒音の問題を緩和することができ
る。
インバータ装置において搬送波周波数を参照波周期内で
時系列的に変化させ、搬送波(三角波)のスペクトラム
を拡散させることによって、インバータ装置の出力に含
まれる高レベルの高調波成分を減少させることか可能と
なり、機械振動および騒音の問題を緩和することができ
る。
第1図は本発明の一実施例における正弦波近似波形発生
制御回路のブロック図、第2図は正弦波近似PWMイン
バータ装置の一般的な構成を示すブロック図、第3図は
第2図のインバータ装置の電圧と周波数の関係を示す図
、第4図は正弦波−三角波比較法の原理を説明するため
の図、第5図は従来の技術によるインバータ装置出力の
電圧スペクトルと本発明の実施例によるインバータ装置
出力の電圧スペクトルを比較して示す図、第6図は従来
の正弦波近似PWMインバータ装置における正弦波近似
波形発生制御回路のブロック図である。 1・・・交流電源、2・・・整流ブリッジ、3・・・平
滑用コンデンサ、4・・・トランジスタ・ブリッジ、5
・・・正弦波近似波形発生制御回路、6・・・周波数指
令信号入力端、7・・・トランジスタ・ブリッジ出力端
、11・・・スペクトラム拡散波形発生制御部、12・
・・正弦波発生部、13・・・三角波発生部、14・・
・波形比較部。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第 図 第4 図
制御回路のブロック図、第2図は正弦波近似PWMイン
バータ装置の一般的な構成を示すブロック図、第3図は
第2図のインバータ装置の電圧と周波数の関係を示す図
、第4図は正弦波−三角波比較法の原理を説明するため
の図、第5図は従来の技術によるインバータ装置出力の
電圧スペクトルと本発明の実施例によるインバータ装置
出力の電圧スペクトルを比較して示す図、第6図は従来
の正弦波近似PWMインバータ装置における正弦波近似
波形発生制御回路のブロック図である。 1・・・交流電源、2・・・整流ブリッジ、3・・・平
滑用コンデンサ、4・・・トランジスタ・ブリッジ、5
・・・正弦波近似波形発生制御回路、6・・・周波数指
令信号入力端、7・・・トランジスタ・ブリッジ出力端
、11・・・スペクトラム拡散波形発生制御部、12・
・・正弦波発生部、13・・・三角波発生部、14・・
・波形比較部。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第 図 第4 図
Claims (1)
- 搬送波として三角波、参照波として正弦波をそれぞれ用
い、これらを比較演算して得たパルス列により直流電圧
をパルス幅変調することにより正弦波近似波形の交流電
圧を得るインバータ装置において、搬送波周波数を参照
波周期内で時系列的に変化させる手段を有することを特
徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2098439A JPH04268A (ja) | 1990-04-13 | 1990-04-13 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2098439A JPH04268A (ja) | 1990-04-13 | 1990-04-13 | インバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04268A true JPH04268A (ja) | 1992-01-06 |
Family
ID=14219810
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2098439A Pending JPH04268A (ja) | 1990-04-13 | 1990-04-13 | インバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04268A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1912323A2 (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-16 | Nissan Motor Company Limited | Power converter and power conversion method |
-
1990
- 1990-04-13 JP JP2098439A patent/JPH04268A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1912323A2 (en) * | 2006-10-13 | 2008-04-16 | Nissan Motor Company Limited | Power converter and power conversion method |
EP1912323A3 (en) * | 2006-10-13 | 2010-02-24 | Nissan Motor Company Limited | Power converter and power conversion method |
US7729146B2 (en) | 2006-10-13 | 2010-06-01 | Nissan Motor Co., Ltd. | Power converter control and power conversion method |
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