JPH04268A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はインバータ装置に係り、特に冷却機器、産業機
器等における電動機の可変速駆動に用いられる正弦波近
似ＰＷＭ方式のインバータ装置に関する。

［従来の技術］ 誘導電動機、ブラシレスＤＣモータ等の可変速駆動に使
用されるインバータ装置の一方式として、正弦波近似Ｐ
ＷＭ（パルス幅変調）Ｘ式％式％ 第２図は、正弦近似ＰＷＭ方式のインバータ装置の基本
構成を示したものであり、１は交流電源、２は整流ブリ
ッジ、３は平滑用コンデンサ、４はトランジスタ・ブリ
ッジ、５は正弦波近似波形発生制御回路、６は周波数指
令信号入力端、７はインバータ装置内のトランジスタ・
ブリッジ４の出力端である。

このインバータ装置の動作は、次の通りである。交流電
源１から供給される交流電圧は整流ブリッジ２によって
直流に整流され、さらに平滑用コンデンサ３により平滑
されて安定した直流電圧となる。この直流電圧は、トラ
ンジスタ・ブリッジ４に供給される。正弦波近似波形発
生制御回路５は、トランジスタ・ブリッジ４の３組の上
下トランジスタを交互にオン／オフさせるパルス列を発
生する。これにより、周波数指令信号入力端６に与えら
れる周波数を何する正弦波近似波形の三相交流電圧が出
力端７に出力される。

第２図に示したインバータ装置によって誘導電動機やブ
ラシレスＤＣモータを可変速駆動する場合、一般に第３
図に示すように周波数と電圧（インバータ出力電圧）の
比を一定に制御することが多い。これは電動機を効率よ
く運転するためで、広く採用されている。このような制
御を実現するため、正弦波近似波形発生制御回路５ては
トランジスタ・ブリッジ４を制御して、トランジスタ・
ブリッジ４に印加された直流電圧をパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）することにより、出力端７から正弦波近似波形とし
て出力される出力電圧の周波数と、直流電圧に対する電
圧比率を制御する。

この場合、ＰＷＭには一般に、第４図に示すような三角
波比較ＰＷＭと呼ばれる方式が多く採用されている。こ
れは第４図（Ａ）に示すように二角波と正弦波とを比較
することにより、第４図（Ｂ）に実線で示すパルス列を
生成し、このパルス列で直流電圧のＰＷＭを行なって出
力電圧と周波数を制御する方法である。この方法では、
第４図（Ａ）に示すように、参照波と搬送波の電圧比率
（ｂ　／　ａ　）および周波数を変化させることにより
、第４図（Ｂ）に点線で示すような正弦波近似波形か得
られる。

第６図は、第４図の三角波比較Ｐ　Ｗ　Ｍ方式を実現す
るための第２図の正弦波近似波形発生制御路５の一相分
の詳細を示したものであり、波形発生制御部２１と、電
圧可変・周波数可変の正弦波発生部２２と、電圧固定・
周波数可変の三角波発生部２３および正弦波と三角波を
比較する波形比較部２４により構成されている。

波形発生制御部２１は指令周波数に対応した参照波周波
数と電圧を決定し、それを正弦波発生部２２に指示する
と同時に、三角波発生部２３に対しては搬送波周波数を
指示する。通常、搬送波電圧の値は固定される。波形比
較部２４は、正弦波発生部９から出力される正弦波と三
角波発生部２３から出力される三角波の電圧を比較し、
第４図（Ｂ）に実線で示すようなパルス列を発生する。

このパルス列か第２図のトランジスタ・ブリッジ４に供
給され、ＰＷＭ制御が行なわれることになる。

［発明が解決しようとする課題］ 上述した従来のインバータ装置は、あくまで正弦波に近
似した波形の交流電圧を出力するものであり、実際に出
力される電圧波形の中には参照波以外の高調波成分が多
く含まれている。

高調波成分のうち、特に低周波域の成分はモータ効率の
低下、機械振動、騒音等の問題を誘起する。

第５図（Ａ）は従来のインバータ装置の出力の電圧スペ
クトルの一例として、参照波を１０Ｈ２，搬送波を２．
　０１０　Ｈｚ　ｓ　Ｇ照波ト搬送波の振幅比率（第４
図のｂ　／　ａ　）を０．１にとった場合を示す。同図
のように、可聴周波数域（通常、十数ｋＨｚ以下）に多
くの高レベル成分を有し、これが機械振動およびそれに
起因する騒音の発生要因となっている。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたもので
、正弦波近似ＰＷＭ方式のインバタ装置の出力に含まれ
る高レベルの高調波成分を極力減少させ、機械振動およ
び騒音の問題を緩和できるインバータ装置を提供するこ
とを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明は上記の課題を解決するため、搬送波として三角
波、参照波として正弦波をそれぞれ用い、これらを比較
演算して得たパルス列により直流電圧をパルス幅変調し
て正弦波近似波形の交流電圧を得る、いわゆる正弦波近
似ＰＷＭ方式のインバータ装置において、搬送波周波数
を参照波周期内で時系列的に変化させる手段を有するこ
とを特徴とする。

［作　用コ 搬送波周波数を従来の正弦波近似方式のインバータ装置
のように参照波周波数（インバータ出力基本波成分）に
対応させて固定すると、搬送波周波数の整数倍の高調波
成分が高レベルで誘起される。

これに対し、本発明のように搬送波周波数を参照波周期
内で変化させると、搬送波成分がある帯域内でスペクト
ラム拡散することになり、これによって原理上は完全に
取除くことが不可能な高調波成分もスペクトラム拡散す
るため、高調波成分の各スペクトルのレベルは効果的に
低減される。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。第１図
は本発明の一実施例のインバータ装置における正弦波近
似波形発生制御回路５第２図参照）の−相分の詳細な構
成を示すブロック図である。

第１図に示す正弦波近似波形発生制御回路は、スペクト
ラム拡散波形発生部１１と、電圧可変・周波数可変の正
弦波発生部１２と、電圧固定・周波数帯域可変の三角波
形発生部１３および正弦波と三角波とを比較する波形比
較部１４により構成されている。

この正弦波近似波形発生制御路５を除くインバータ装置
の構成および動作は、基本的に従来の技術の項で説明し
た通りである。すなわち、第２図に示すインバータ装置
において、交流電源１から供給される交流電圧は整流ブ
リ１．ジ２によって直流に整流され、さらに平滑用コン
デンサ３により平滑されて安定した直流電圧となる。こ
の直流電圧はトランジスタ・ブリッジ４に供給される。

正弦波近似波形発生制御回路５は、トランジスターブリ
ッジ４の３組の上下トランジスタを交互にオン／オフさ
せるパルス列を発生する。これにより、周波数指令信号
入力端６に与えられる周波数を有する三相の交流電圧が
出力端７に出力される。

既に述べたように、パルス幅変調（ＰＷＭ）により正弦
波近似波形を発生する方法としては、第４図に示すよう
な三角波比較ＰＷＭと呼ばれる制御方法が多く用いられ
ており、本発明においても三角波比較ＰＷＭを用いてい
る。

次に、第１図に示す本実施例の正弦波近似波形発生制御
回路について説明する。第１図において、スペクトラム
拡散波形発生制御部１１は指令周波数に対応した参照波
周波数と電圧を決定し、正弦波発生部１２にそれを指示
する。また、スペクトラム拡散波形発生制御部１１は同
時に三角波発生部１３に対しては、下記の規則■■に従
ってスペクトラム拡散した三角波を発生するように制御
を行なう。

■　参照波周期ＴＲに対して十分に短い一定のタイムス
ロットＴ毎に周波数ｆｎ　　（ｎはスロット番号）を割
り当てる。

■　各タイムスロットでは等周波数間隔に並んだに個の
周波数ｆｌ、ｆ２．ｆ３．・・・、　　ｆｋのうち、一
つの周波数を選定し、発生頻度を均一にとるようにする
。

以上から、三角波発生部１３の出力Ｐ　（ｔ）は次式（
１）により表わされる。

Ｐ　（ｔ）　　−Σ　ａ　Ｕ７　　（ｔ−ｎＴ）　　Ｓ
　（２ｒ　ｆ　ｎ　　ｔ）ｎ−寛 ・・・（１） ａ　　　：三角波の振幅（一定） Ｕｔ　（ｔ）　　　：　１　（０＜ｔ≦Ｔ）０（ｔ≦０
．ｔ＞Ｔ） Ｓ（２πｆｎｔ）：振幅が１１周波数がｆｎの三角波 式（１）に関連して、参照波周期Ｔｌｌとタイムスロッ
トＴとの間には、次式（２）の関係がある。

ＴＲ＝ｋＴ　　　　　　　　　　　　・・・（２）即ち
、Ｔ、をＴに対して十分大きくとるためには、ｋを十分
大きい値とすることが、スペクトラムを平担かつ低レベ
ルに拡散させるための必要条件となる。

波形比較部１４は正弦波発生部１２がら出力される正弦
波と、三角波発生部１３がら出力されるスペクトラム拡
散した、つまり時間間隔Ｔ毎に周波数が変化する三角波
とを比較し、第４図（Ｂ）に示すようなパルス列を発生
する。このパルス列が第２図のトランジスタ・ブリッジ
４に供給され、トランジスタ・ブリッジ４において直流
電圧がスイッチングされてパルス幅変調されることによ
り、出力端７より正弦波近似波形の三相交流電圧が出力
される。

第５図（Ａ）は、従来の正弦波近似方式によるインバー
タ装置の出力の電圧スペクトル（電圧振幅と周波数の関
係）を示している。こ二ては、インバータ装置の出力周
波数（参照波周波数に等しい）を１０Ｈｚ、電圧振幅比
（第４図のｂ　／　ａ　）を０．１とし、また搬送波周
波数は２．０１０Ｈｚに固定している。

これに対し、第５図（Ｂ）は本発明の実施例によるイン
バータ装置の出力の電圧スペクトルを示したものであり
、インバータ装置の出力周波数１０Ｈｚ、電圧振幅比０
．１は第５図（Ａ）と同じ条件とし、搬送周波数は１，
８９０Ｈｚから２，１６０Ｈ７まで３０Ｈｚ間隔で１０
８１類に変化させた場合の一周期分の平均の電圧スペク
トルを示している。

第５図（Ｂ）においては、第５図（Ａ）と比較して明ら
かなように、従来問題となっていた高レベルの高調波は
全て１／１０以下に圧縮されている。また、図では必ず
しも明らかでないが、各スペクトル線は従来１本であっ
たものか本発明の実施例では１０本となっており、スペ
クトラム拡散の効果が示されている〇 尚、上記の実施例においては正弦波近似波形発生回路５
で搬送波としての三角波と、参照波としての正弦波を比
較演算してノマルス列を発生したが、比較演算を予め行
なって得られたパルス列の情報をディジタルメモリ等に
より記憶しておき、それを読み出してパルス列を発生し
てもよい。

その他、本発明は要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば正弦波近似ＰＷＭ
インバータ装置において搬送波周波数を参照波周期内で
時系列的に変化させ、搬送波（三角波）のスペクトラム
を拡散させることによって、インバータ装置の出力に含
まれる高レベルの高調波成分を減少させることか可能と
なり、機械振動および騒音の問題を緩和することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例における正弦波近似波形発生
制御回路のブロック図、第２図は正弦波近似ＰＷＭイン
バータ装置の一般的な構成を示すブロック図、第３図は
第２図のインバータ装置の電圧と周波数の関係を示す図
、第４図は正弦波−三角波比較法の原理を説明するため
の図、第５図は従来の技術によるインバータ装置出力の
電圧スペクトルと本発明の実施例によるインバータ装置
出力の電圧スペクトルを比較して示す図、第６図は従来
の正弦波近似ＰＷＭインバータ装置における正弦波近似
波形発生制御回路のブロック図である。 １・・・交流電源、２・・・整流ブリッジ、３・・・平
滑用コンデンサ、４・・・トランジスタ・ブリッジ、５
・・・正弦波近似波形発生制御回路、６・・・周波数指
令信号入力端、７・・・トランジスタ・ブリッジ出力端
、１１・・・スペクトラム拡散波形発生制御部、１２・
・・正弦波発生部、１３・・・三角波発生部、１４・・
・波形比較部。 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 第 図 第４ 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 搬送波として三角波、参照波として正弦波をそれぞれ用
   い、これらを比較演算して得たパルス列により直流電圧
   をパルス幅変調することにより正弦波近似波形の交流電
   圧を得るインバータ装置において、搬送波周波数を参照
   波周期内で時系列的に変化させる手段を有することを特
   徴とするインバータ装置。