JPH04250707A - Modulation circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To send frequency and phase information of a carrier without sending the carrier used for synchronization detection at a receiver side in time division multiplex in a modulator of a carrier suppression orthogonal amplitude modulation signal. CONSTITUTION:A carrier used for synchronization detection of an intermediate frequency stage of a demodulator is subject to 1/n frequency division by a 1/n frequency divider circuit 7 so that the carrier is located within a sent base band, two orthogonal base band signals inputted from input terminals 1, 11 are subject to time division multiplex, and a delay circuit 6 is inserted so that the leading of the carrier waveform and that of the 1/n frequency division waveform are made coincident in multiplier circuits 4, 14 to implement carrier suppression amplitude modulation thereby implementing the carrier suppression orthogonal amplitude modulation.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

【０００１】0001

【産業上の利用分野】本発明は搬送波抑圧直交振幅変調
信号を生成する変調回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a modulation circuit for generating a carrier-suppressed quadrature amplitude modulation signal.

【０００２】0002

【従来の技術】近年、アメリカにおいて現行地上ＴＶ放
送の空きチャンネルを使用して、現行ＮＴＳＣ方式と互
換性を有しないサイマル放送を行うことが計画されてい
る。その一方式に搬送波抑圧直交振幅変調方式を使用す
るものがあり、この方式で伝送された信号の搬送波を受
信機側で高精度に再生し復調を行う技術が必要とされて
いる。このためには、抑圧された搬送波を再生するため
の情報を何等かの方法を用いて伝送する必要がある。2. Description of the Related Art Recently, in the United States, it has been planned to use vacant channels of current terrestrial TV broadcasting to conduct simulcasting that is not compatible with the current NTSC system. One of these methods uses a carrier suppression quadrature amplitude modulation method, and there is a need for a technique for highly accurately reproducing and demodulating the carrier wave of a signal transmitted using this method on the receiver side. For this purpose, it is necessary to use some method to transmit information for regenerating the suppressed carrier wave.

【０００３】現在、搬送波抑圧直交振幅変調方式で伝送
されているよく知られた信号にＮＴＳＣ方式ＴＶ信号の
色信号がある。これは、３．５８ＭＨｚの色副搬送波を
Ｒ−Ｙ（赤色差信号：赤原色信号と輝度信号との差信号
）およびＢ−Ｙ（青色差信号：青原色信号と輝度信号と
の差信号）の２つの直交軸に分解した色信号で搬送波抑
圧直交振幅変調して伝送し、受信機側では水平帰線消去
期間に時分割多重された３．５８ＭＨｚのカラーバース
ト信号を基準信号として色副搬送波を再生して復調を行
っている。[0003]Currently, a well-known signal transmitted using the carrier suppression quadrature amplitude modulation method is a color signal of an NTSC TV signal. This converts the 3.58 MHz color subcarrier into R-Y (red difference signal: the difference signal between the red primary color signal and the luminance signal) and B-Y (blue difference signal: the difference signal between the blue primary color signal and the luminance signal). The color signals separated into two orthogonal axes are carrier suppressed orthogonally amplitude modulated and transmitted, and the receiver side uses the 3.58 MHz color burst signal time-division multiplexed during the horizontal blanking period as a reference signal to transmit the color subcarrier. is played back and demodulated.

【０００４】以下図面を参照しながら、上述した従来の
変調回路について説明する。（図２）は従来の変調回路
のブロック図を示すものである。（図２）において、２
０は輝度信号入力端子、２１はローパスフィルタ（ＬＰ
Ｆ）、２２は合成回路、２３はＲ−Ｙ信号入力端子、３
０はＢ−Ｙ信号入力端子、２４および３１はＬＰＦ、２
５および３２は乗算回路、２６および２７は移相回路、
２８はゲート回路、２９は発振器、３３は合成回路、３
４はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３５は合成回路、
３６はＡＭ変調回路、３７はＡＭ変調信号出力端子であ
る。The above-mentioned conventional modulation circuit will be explained below with reference to the drawings. (FIG. 2) shows a block diagram of a conventional modulation circuit. In (Figure 2), 2
0 is a luminance signal input terminal, 21 is a low-pass filter (LP
F), 22 is a synthesis circuit, 23 is an R-Y signal input terminal, 3
0 is a BY signal input terminal, 24 and 31 are LPFs, 2
5 and 32 are multiplication circuits, 26 and 27 are phase shift circuits,
28 is a gate circuit, 29 is an oscillator, 33 is a synthesis circuit, 3
4 is a band pass filter (BPF), 35 is a synthesis circuit,
36 is an AM modulation circuit, and 37 is an AM modulation signal output terminal.

【０００５】以上のように構成された変調回路について
、以下にその動作を説明する。まず、端子２３から入力
されたＲ−Ｙ信号はＬＰＦ２４で０．５ＭＨｚに帯域制
限され、乗算回路２５に入力される。一方、発振器２９
では色副搬送波３．５８ＭＨｚを出力するが、その位相
は基準位相に対して１８０度移相している。発振器２９
の出力は移相回路２７で１８０度移相されて基準位相と
なり、さらに移相回路２６で９０度移相されて乗算回路
２５に入力される。従って、乗算回路２５では基準位相
に対して９０度移相した色副搬送波をＲ−Ｙ信号で搬送
波抑圧振幅変調する。The operation of the modulation circuit configured as described above will be explained below. First, the RY signal input from the terminal 23 is band-limited to 0.5 MHz by the LPF 24 and input to the multiplier circuit 25 . On the other hand, the oscillator 29
In this case, a color subcarrier wave of 3.58 MHz is output, but its phase is shifted by 180 degrees with respect to the reference phase. Oscillator 29
The output is phase-shifted by 180 degrees in the phase shift circuit 27 to become a reference phase, further phase-shifted by 90 degrees in the phase shift circuit 26, and input to the multiplication circuit 25. Therefore, the multiplication circuit 25 performs carrier suppression amplitude modulation on the color subcarrier phase-shifted by 90 degrees with respect to the reference phase using the RY signal.

【０００６】また、端子３０から入力されたＢ−Ｙ信号
はＬＰＦ３１で０．５ＭＨｚに帯域制限され、乗算回路
３２に入力される。乗算回路３２のもう一方の入力端子
には、位相回路２７を経て基準位相となった色副搬送波
が入力される。従って、乗算回路３２では基準位相の色
副搬送波をＢ−Ｙ信号で搬送波抑圧振幅変調する。乗算
回路２５および３２の出力は直交する搬送波を搬送波抑
圧振幅変調したものであり、これを合成回路３３で合成
することにより、搬送波抑圧直交振幅変調信号が得られ
る。ＢＰＦ３４では合成回路３３の出力を３．５８ＭＨ
ｚ±０．５ＭＨｚに帯域制限して、合成回路３５に出力
する。Further, the BY signal inputted from the terminal 30 is band-limited to 0.5 MHz by the LPF 31 and inputted to the multiplier circuit 32 . The other input terminal of the multiplication circuit 32 receives the color subcarrier that has passed through the phase circuit 27 and has become the reference phase. Therefore, the multiplication circuit 32 performs carrier suppression amplitude modulation on the reference phase color subcarrier using the BY signal. The outputs of the multiplier circuits 25 and 32 are orthogonal carrier waves subjected to carrier wave suppression amplitude modulation, and by combining these in a combining circuit 33, a carrier wave suppressed orthogonal amplitude modulation signal is obtained. In BPF34, the output of synthesis circuit 33 is 3.58MH
The band is limited to z±0.5 MHz and output to the synthesis circuit 35.

【０００７】一方、端子２０から入力された輝度信号は
ＬＰＦ２１で４．２ＭＨｚに帯域制限されて、合成回路
２２に入力される。またゲート回路２８は水平帰線消去
期間中の一定期間のみオンとなって発振器２９の出力を
通過させ、合成回路２２に出力する。On the other hand, the luminance signal input from the terminal 20 is band-limited to 4.2 MHz by the LPF 21 and input to the synthesis circuit 22 . Further, the gate circuit 28 is turned on only for a certain period during the horizontal blanking period, passes the output of the oscillator 29, and outputs it to the combining circuit 22.

【０００８】従って、合成回路２２では基準位相から１
８０度移相した色副搬送波が、カラーバースト信号とし
て輝度信号に時分割多重で重畳されることになる。合成
回路２２の出力は合成回路３５に出力され、搬送波抑圧
直交振幅変調された色信号と合成されてＮＴＳＣ方式カ
ラーＴＶ信号が得られる。合成回路３５の出力によりＡ
Ｍ変調回路３６でＡＭ変調を行い、端子３７にＡＭ変調
されたＮＴＳＣ方式カラーＴＶ信号を出力する。（例え
ば、「ＮＨＫカラーテレビ教科書」（上）　　日本放送
出版協会　　１８〜２０ページ）Therefore, in the synthesis circuit 22, 1
The color subcarrier phase-shifted by 80 degrees is time-division multiplexed onto the luminance signal as a color burst signal. The output of the combining circuit 22 is output to a combining circuit 35, where it is combined with a color signal subjected to carrier suppression quadrature amplitude modulation to obtain an NTSC color TV signal. A by the output of the combining circuit 35
An M modulation circuit 36 performs AM modulation, and outputs an AM modulated NTSC color TV signal to a terminal 37. (For example, "NHK Color TV Textbook" (Part 1) Japan Broadcasting Publishing Association, pages 18-20)

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、同期検波に使用する搬送波と周波数およ
び位相が一致したパイロット搬送波を時分割多重で伝送
する必要があるために、搬送波抑圧変調方式ではあるが
周期的に一定時間搬送波が発生するので、特に通信・放
送分野などで他のチャンネルへの妨害抑圧の点から送信
電力を抑えたい場合には不都合を生じるという問題点を
有していた。[Problems to be Solved by the Invention] However, in the above configuration, it is necessary to transmit a pilot carrier wave whose frequency and phase match those of the carrier wave used for synchronous detection by time division multiplexing. However, since a carrier wave is periodically generated for a certain period of time, there is a problem in that it is inconvenient when it is desired to suppress transmission power in order to suppress interference to other channels, especially in the communication and broadcasting fields.

【００１０】本発明は上記問題点に鑑み、同期検波に使
用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送せずに、受
信機内でパイロット搬送波を高精度に再生し搬送波抑圧
直交振幅変調信号を復調することを可能とする変調信号
を生成する変調回路を提供するものである。In view of the above-mentioned problems, the present invention aims to regenerate a pilot carrier wave with high precision within a receiver and demodulate a carrier-suppressed quadrature amplitude modulation signal without transmitting the pilot carrier wave used for coherent detection by time division multiplexing. The present invention provides a modulation circuit that generates a modulation signal that enables the following.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに本発明の復調回路は、搬送波抑圧直交振幅変調信号
の２つの直交する軸のベースバンド信号に、受信機側で
同期検波に用いる搬送波をｎ分周したパイロット信号を
、この搬送波とパイロット信号の波形の立ち上がり時刻
を一致させて時分割多重した後、搬送波抑圧直交振幅変
調するという構成を備えたものである。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, the demodulation circuit of the present invention uses baseband signals of two orthogonal axes of a carrier-suppressed quadrature amplitude modulation signal for synchronous detection on the receiver side. A pilot signal obtained by frequency-dividing a carrier wave by n is time-division multiplexed by matching the rise times of the waveforms of the carrier wave and the pilot signal, and then subjected to carrier suppression orthogonal amplitude modulation.

【００１２】0012

【作用】本発明は上記した構成によって、同期検波に使
用するパイロット搬送波を時分割多重で伝送せずに、パ
イロット搬送波の周波数および位相情報を伝送すること
ができる。従って、復調器側では内部の発振器で再生さ
れた搬送波と伝送された信号の抑圧された搬送波との位
相誤差を検出し、この情報を発振器に帰還することによ
り位相誤差を零にすることができるので、送信側で抑圧
された搬送波の周波数および位相を精度よく再生し、搬
送波抑圧直交振幅変調信号を復調することができる。According to the present invention, with the above-described configuration, the frequency and phase information of the pilot carrier can be transmitted without transmitting the pilot carrier used for synchronous detection by time division multiplexing. Therefore, on the demodulator side, the phase error can be reduced to zero by detecting the phase error between the carrier wave reproduced by the internal oscillator and the suppressed carrier wave of the transmitted signal, and feeding this information back to the oscillator. Therefore, it is possible to accurately reproduce the frequency and phase of the suppressed carrier wave on the transmitting side and demodulate the carrier suppressed quadrature amplitude modulation signal.

【００１３】[0013]

【実施例】以下本発明の一実施例の復調回路について、
図面を参照しながら説明する。（図１）は本発明の一実
施例における復調回路のブロック図を示すものである。 （図１）において、１はＩ軸の変調信号入力端子、１１
はＱ軸の変調信号入力端子、２および１２はＬＰＦ、３
および１３は合成回路、４および１４は乗算回路、５は
ゲート回路、６は遅延回路、７はｎ分周回路、８は発振
器、９および１０は移相回路、１５は合成回路、１６は
ＢＰＦ、１７は搬送波抑圧直交振幅変調信号出力端子で
ある。[Embodiment] The following is a demodulation circuit according to an embodiment of the present invention.
This will be explained with reference to the drawings. (FIG. 1) shows a block diagram of a demodulation circuit in one embodiment of the present invention. (Fig. 1), 1 is the I-axis modulation signal input terminal, 11
is a Q-axis modulation signal input terminal, 2 and 12 are LPFs, 3
and 13 is a synthesis circuit, 4 and 14 are multiplication circuits, 5 is a gate circuit, 6 is a delay circuit, 7 is an n-divider circuit, 8 is an oscillator, 9 and 10 are phase shift circuits, 15 is a synthesis circuit, and 16 is a BPF , 17 are carrier suppressed orthogonal amplitude modulation signal output terminals.

【００１４】以上のように構成された復調回路について
、以下（図１）を用いてその動作を説明する。The operation of the demodulation circuit configured as described above will be explained below using (FIG. 1).

【００１５】端子１から入力されたベースバンド信号は
、ＬＰＦ２で所定の帯域に帯域制限された後、合成回路
３に出力される。また、発振器８は復調器側の中間周波
段で同期検波に用いる搬送波と同じ周波数の発振出力を
出力する。ｎ分周回路７ではこの発振器８の出力を、伝
送するベースバンド信号帯域に収まるように適当にｎを
設定して分周する。遅延回路６ではｎ分周回路７の出力
を時間τだけ遅延させる。時間τの量については後で説
明する。遅延回路６の出力はゲート回路５に入力される
。ゲート回路５はベースバンド信号の水平帰線消去期間
または垂直帰線消去期間など、有効情報を伝送していな
い時間にのみオンとなり、遅延回路６の出力を合成回路
３と移相回路９に出力する。The baseband signal input from the terminal 1 is band-limited to a predetermined band by the LPF 2 and then output to the synthesis circuit 3. Further, the oscillator 8 outputs an oscillation output having the same frequency as a carrier wave used for synchronous detection at an intermediate frequency stage on the demodulator side. The n frequency divider circuit 7 divides the frequency of the output of the oscillator 8 by appropriately setting n so that it falls within the baseband signal band to be transmitted. The delay circuit 6 delays the output of the n-divider circuit 7 by a time τ. The amount of time τ will be explained later. The output of the delay circuit 6 is input to the gate circuit 5. The gate circuit 5 is turned on only during times when valid information is not being transmitted, such as during the horizontal blanking period or vertical blanking period of the baseband signal, and outputs the output of the delay circuit 6 to the combining circuit 3 and the phase shift circuit 9. do.

【００１６】従って、合成回路３では端子１から入力さ
れたベースバンド信号とｎ分周した発振器８の出力が時
分割多重されることになる。乗算回路４では合成回路３
と発振器８の出力が乗算される。また遅延回路６の遅延
時間τは、ｎ分周回路７，遅延回路６，ゲート回路５，
合成回路３を通過して乗算回路４に入力される発振器８
のｎ分周された出力波形と、直接乗算回路８に入力され
る発振器８の出力波形の立ち上がり時刻が乗算回路４に
おいて一致するように設定する。Therefore, in the synthesis circuit 3, the baseband signal input from the terminal 1 and the output of the oscillator 8 whose frequency has been divided by n are time-division multiplexed. In the multiplier circuit 4, the synthesis circuit 3
is multiplied by the output of the oscillator 8. Further, the delay time τ of the delay circuit 6 is determined by the n frequency divider circuit 7, the delay circuit 6, the gate circuit 5,
Oscillator 8 that passes through synthesis circuit 3 and is input to multiplication circuit 4
The output waveform frequency-divided by n and the rise time of the output waveform of the oscillator 8 directly input to the multiplication circuit 8 are set so that they match in the multiplication circuit 4.

【００１７】すなわち、発振器８の発振信号をｃｏｓ（
ω０・ｔ）　とすると、乗算回路４における発振器８の
ｎ分周された出力信号はｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）　とな
る。乗算回路４ではこの２信号の乗算が行われ、その結
果は次式で表現できる。That is, the oscillation signal of the oscillator 8 is converted to cos(
ω0·t), then the output signal of the oscillator 8 in the multiplier circuit 4 whose frequency is divided by n becomes cos(ω0·t/n). The multiplication circuit 4 multiplies these two signals, and the result can be expressed by the following equation.

【００１８】 　　　　ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ）・ｃｏｓ（ω０・ｔ）
　　＝（１／２）［ｃｏｓ（（１＋１／ｎ）ω０・ｔ）
＋ｃｏｓ（（１−１／ｎ）ω０・ｔ）］　　　　　　・
・・（１）搬送波周波数成分ω０が抑圧され、搬送波抑
圧振幅変調が行われる。cos(ω0・t/n)・cos(ω0・t)
=(1/2)[cos((1+1/n)ω0・t)
+cos((1-1/n)ω0・t)] ・
...(1) The carrier wave frequency component ω0 is suppressed, and carrier wave suppression amplitude modulation is performed.

【００１９】次に、端子１１から入力されたベースバン
ド信号は、ＬＰＦ１２で所定の帯域に帯域制限された後
、合成回路１３に出力される。また発振器８のｎ分周さ
れた出力は、ゲート回路５がオンのときのみ移相回路９
で復調時の基準信号として適切な位相に移相されて、合
成回路１３に入力される。合成回路１３では合成回路３
と同時刻に同時間ベースバンド信号にｎ分周した発振器
８の出力が合成される。合成回路１３の出力は乗算回路
１４に出力され、乗算回路１４では、移相回路１０で９
０度移相された発振器８の出力と合成回路１３の出力と
が乗算される。Next, the baseband signal input from the terminal 11 is band-limited to a predetermined band by the LPF 12 and then output to the synthesis circuit 13. Further, the n-divided output of the oscillator 8 is output to the phase shift circuit 9 only when the gate circuit 5 is on.
The signal is phase-shifted to an appropriate phase as a reference signal during demodulation, and is input to the synthesis circuit 13. In synthesis circuit 13, synthesis circuit 3
At the same time, the output of the oscillator 8 whose frequency has been divided by n is combined with the baseband signal at the same time. The output of the synthesis circuit 13 is output to the multiplication circuit 14, and in the multiplication circuit 14, the phase shift circuit 10 outputs 9
The output of the oscillator 8 whose phase has been shifted by 0 degrees and the output of the synthesis circuit 13 are multiplied.

【００２０】ここで、９０度移相回路の出力はｓｉｎ（
ω０・ｔ）であり、乗算回路１４における発振器８のｎ
分周された出力信号は、移相回路９の位相量をθとすれ
ばｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ＋θ）となる。乗算回路１４で
はこの２信号の乗算が行われ、その結果は次式で表現で
きる。Here, the output of the 90 degree phase shift circuit is sin(
ω0・t), and n of the oscillator 8 in the multiplier circuit 14
The frequency-divided output signal becomes cos(ω0·t/n+θ), where θ is the phase amount of the phase shift circuit 9. The multiplication circuit 14 multiplies these two signals, and the result can be expressed by the following equation.

【００２１】 　　　　ｃｏｓ（ω０・ｔ／ｎ＋θ）・ｓｉｎ（ω０・
ｔ）　　＝（１／２）［ｓｉｎ（（１＋１／ｎ）ω０・
ｔ＋θ）＋ｓｉｎ（（１−１／ｎ）ω０・ｔ−θ）］　
　・・・（２）同様に搬送波周波数成分ω０が抑圧され
、搬送波抑圧振幅変調が行われる。cos(ω0・t/n+θ)・sin(ω0・
t) = (1/2) [sin ((1+1/n)ω0・
t+θ)+sin((1-1/n)ω0・t-θ)]
(2) Similarly, carrier wave frequency component ω0 is suppressed, and carrier wave suppression amplitude modulation is performed.

【００２２】互いに９０度の位相差を有する搬送波によ
り、搬送波抑圧振幅変調された乗算回路４および１４の
出力は合成回路１５において合成されて、搬送波抑圧直
交振幅変調信号となる。そしてＢＰＦ１６により所定の
帯域に帯域制限されて端子１７に出力される。The outputs of the multiplier circuits 4 and 14, which have been subjected to carrier suppression amplitude modulation using carrier waves having a phase difference of 90 degrees from each other, are combined in a combining circuit 15 to form a carrier suppression quadrature amplitude modulation signal. The signal is then band-limited to a predetermined band by the BPF 16 and output to the terminal 17.

【００２３】以上のように本実施例によれば、伝送する
ベースバンド帯域内に収まるように復調器の中間周波段
の同期検波に使用する搬送波を分周して、２つの直交す
る軸のベースバンド信号に時分割多重し、搬送波抑圧振
幅変調を行う乗算回路において搬送波波形と搬送波のｎ
分周波形の立ち上がり時刻が一致するように遅延回路を
挿入して搬送波抑圧直交振幅変調を行うことにより、抑
圧された搬送波の周波数および位相を復調器側で再現す
る情報を伝送することができる。As described above, according to this embodiment, the carrier wave used for synchronous detection in the intermediate frequency stage of the demodulator is frequency-divided so that it falls within the baseband band to be transmitted, and the base frequency of the two orthogonal axes is divided. In a multiplication circuit that performs time division multiplexing on a band signal and performs carrier suppression amplitude modulation, the carrier waveform and n of the carrier wave are
By inserting a delay circuit and performing carrier suppression quadrature amplitude modulation so that the rise times of the frequency-divided waveforms match, it is possible to transmit information that reproduces the frequency and phase of the suppressed carrier wave on the demodulator side.

【００２４】また発振器８の発振周波数ｆｏ　は、復調
器側の中間周波段で同期検波に用いる搬送波ｆｉ　と同
じ周波数としたが、ｎ分周回路７の分周比ｎを変えるこ
とにより他の周波数に設定してもよい。例えば、ｆｏ　
＝２ｆｉ　の場合は分周比ｎ’＝２ｎとし、ｆｏ　＝（
１／２）ｆｉ　の場合は分周比ｎ’＝（１／２）ｎとす
ればよい。Although the oscillation frequency fo of the oscillator 8 was set to be the same as the carrier wave fi used for synchronous detection at the intermediate frequency stage on the demodulator side, other frequencies can be set by changing the frequency division ratio n of the n frequency divider circuit 7. It may be set to For example, fo
= 2fi, the frequency division ratio n' = 2n, and fo = (
1/2)fi, the frequency division ratio n'=(1/2)n may be used.

【００２５】また第１の移相回路の移相量を１８０度と
した場合は、例えば、受信した搬送波抑圧直交振幅変調
信号と電圧制御発振器出力とを掛け合わせる第１の乗算
回路と、前記電圧制御発振器出力を９０度移相した信号
と前記搬送波抑圧直交振幅変調信号とを掛け合わせる第
２の乗算回路と、前記第１の乗算回路および前記第２の
乗算回路の出力を合成する合成回路と、前記電圧制御発
振器出力をｎ分周する分周回路と、前記合成回路出力と
前記分周回路出力とを掛け合わせる第３の乗算回路と、
前記第３の乗算回路出力をベースバンド信号中に時分割
多重されたパイロット信号が存在している期間はそのま
ま通過させ、前記パイロット信号が存在していない期間
は存在していた期間の電圧を保持して、前記電圧制御発
振器に制御電圧を出力するホールド回路とで構成する復
調回路を用いて、抑圧された搬送波の周波数および位相
を再生して高精度な復調が可能となる。Further, when the phase shift amount of the first phase shift circuit is set to 180 degrees, for example, a first multiplier circuit that multiplies the received carrier suppressed quadrature amplitude modulation signal and the output of the voltage controlled oscillator; a second multiplier circuit that multiplies a signal obtained by shifting the controlled oscillator output by 90 degrees and the carrier-suppressed quadrature amplitude modulation signal; and a synthesis circuit that synthesizes the outputs of the first multiplier circuit and the second multiplier circuit. , a frequency dividing circuit that divides the output of the voltage controlled oscillator by n, and a third multiplier circuit that multiplies the output of the combining circuit and the output of the frequency dividing circuit;
The output of the third multiplier circuit is passed through as is during a period when a time-division multiplexed pilot signal is present in the baseband signal, and during a period when the pilot signal is not present, the voltage of the period during which the pilot signal was present is held. Then, by using a demodulation circuit including a hold circuit that outputs a control voltage to the voltage controlled oscillator, the frequency and phase of the suppressed carrier wave can be regenerated, thereby making it possible to perform highly accurate demodulation.

【００２６】[0026]

【発明の効果】以上のように本発明は、伝送するベース
バンド帯域内に収まるように復調器の中間周波段の同期
検波に使用する搬送波を分周して、２つの直交する軸の
ベースバンド信号に時分割多重し、搬送波抑圧振幅変調
を行う乗算回路において搬送波波形と搬送波のｎ分周波
形の立ち上がり時刻が一致するように遅延回路を挿入し
て搬送波抑圧直交振幅変調を行うことにより、抑圧され
た搬送波の周波数および位相を復調器側で再現する情報
を伝送することができる。従って、受信機側では同期検
波に用いる搬送波を時分割多重で伝送することなく、送
信側で抑圧された搬送波の周波数および位相を精度よく
再生し、搬送波抑圧直交振幅変調信号を復調することが
できる。As described above, the present invention divides the carrier wave used for synchronous detection in the intermediate frequency stage of the demodulator so that it falls within the baseband band to be transmitted, and divides the carrier wave into two orthogonal axes basebands. In the multiplication circuit that time-division multiplexes the signal and performs carrier suppression amplitude modulation, a delay circuit is inserted so that the rise times of the carrier waveform and the n-frequency waveform of the carrier wave coincide, and carrier suppression quadrature amplitude modulation is performed. It is possible to transmit information that reproduces the frequency and phase of the carrier wave on the demodulator side. Therefore, on the receiver side, the frequency and phase of the carrier wave suppressed on the transmitting side can be regenerated with high accuracy, and the carrier suppressed quadrature amplitude modulation signal can be demodulated, without transmitting the carrier wave used for synchronous detection by time division multiplexing. .

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

【図１】本発明の一実施例における復調回路のブロック
図である。FIG. 1 is a block diagram of a demodulation circuit in one embodiment of the present invention.

【図２】従来の復調回路のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a conventional demodulation circuit.

【符号の説明】 １　　Ｉ軸の変調信号入力端子 ２，１２　　ＬＰＦ ３，１３，１５　　合成回路 ４，１４　　乗算回路 ５　　ゲート回路 ６　　遅延回路 ７　　ｎ分周回路 ８　　発振器 ９，１０　　移相回路 １１　　Ｑ軸の変調信号入力端子 １６　　ＢＰＦ[Explanation of symbols] 1 I-axis modulation signal input terminal 2,12 LPF 3, 13, 15 Synthesis circuit 4,14 Multiplication circuit 5 Gate circuit 6 Delay circuit 7 n frequency divider circuit 8 Oscillator 9,10 Phase shift circuit 11 Q-axis modulation signal input terminal 16　BPF

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】　　発振器と、前記発振器出力をｎ分周す
る分周回路と、前記分周回路出力を遅延する遅延回路と
、前記遅延回路出力と第１の変調信号とを合成する第１
の合成回路と、前記第１の合成回路出力と前記発振器出
力を乗算する第１の乗算回路と、前記遅延回路出力を移
相する第１の移相回路と、前記第１の移相回路出力と第
２の変調信号とを合成する第２の合成回路と、前記発振
器出力を９０度移相する第２の移相回路と、前記第２の
合成回路出力と前記第２の移相回路出力とを乗算する第
２の乗算回路と、前記第１の乗算回路出力と前記第２の
乗算回路出力とを合成する第３の合成回路とで構成し、
前記遅延回路の遅延時間は前記第１の乗算回路で乗算さ
れる前記発振器出力とｎ分周された前記発振器出力の波
形の立ち上がり時刻を一致させるように設定することを
特徴とする変調回路。1. An oscillator, a frequency divider circuit that divides the oscillator output by n, a delay circuit that delays the output of the frequency divider circuit, and a first modulation signal that combines the output of the delay circuit and a first modulation signal.
a first multiplication circuit that multiplies the output of the first synthesis circuit and the output of the oscillator, a first phase shift circuit that shifts the phase of the output of the delay circuit, and an output of the first phase shift circuit. and a second modulation signal, a second phase shift circuit that shifts the phase of the oscillator output by 90 degrees, and an output of the second synthesis circuit and an output of the second phase shift circuit. and a third combining circuit that combines the output of the first multiplication circuit and the output of the second multiplication circuit,
A modulation circuit characterized in that the delay time of the delay circuit is set so that the rise time of the waveform of the oscillator output multiplied by the first multiplier circuit and the waveform of the oscillator output frequency-divided by n coincide with each other. 【請求項２】　　第１の移相回路は１８０度移相回路で
あることを特徴とする請求項１記載の変調回路。2. The modulation circuit according to claim 1, wherein the first phase shift circuit is a 180 degree phase shift circuit. 【請求項３】　　発振器の発振周波数は受信機の同期検
波に使用する再生搬送波周波数に等しいことを特徴とす
る請求項１記載の変調回路。3. The modulation circuit according to claim 1, wherein the oscillation frequency of the oscillator is equal to the recovered carrier frequency used for synchronous detection of the receiver.