JPH04242332A - マルチパス伝送路の遅延時間の測定方法及び測定システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えばデジタル無線通
信において問題となるマルチパス伝送路における、マル
チパス遅延時間特性を測定するための方法及び測定シス
テムに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、高速デジタル無線通信回線のマル
チパス伝送路の解析においては、一般に、マルチパス伝
送路のインパルス応答に相当するマルチパス遅延プロフ
ィールが測定され、このマルチパス遅延プロフィールを
測定する方法として、（１）無変調の搬送波信号の周波
数を掃引することによって伝送路の周波数特性を直接に
測定する方法（以下、第１の従来の方法という。）、（
２）鋭いインパルス状の波形を有する信号で変調された
広帯域信号を送受信することによって、時間領域で直接
に当該伝送路のインパルス応答を測定する方法（以下、
第２の従来の方法という。）、（３）送信側で搬送波信
号を疑似雑音符号系列信号（以下、ＰＮ系列信号という
。）で直接に変調して拡散することによって得られる信
号を送信し、受信側で受信された信号と、送信側と同様
に受信側で発生されたＰＮ系列信号との相関をとり、こ
れによって当該ＰＮ系列信号の鋭い自己相関特性を利用
して逆拡散することによって当該伝送路の遅延プロフィ
ールを測定する方法（以下、第３の従来の方法という。 ）などが用いられている。

【０００３】例えば、屋内のような複雑な伝搬環境の解
析に必要な高い遅延時間分解能と、所望の耐雑音性を得
るためには、上記第１の従来の方法では広い周波数範囲
にわたって搬送波信号の周波数を掃引する必要があり、
また、上記第２の従来の方法では、非常に高いピーク電
力を有しかつ非常に短いパルス幅を有するパルスの信号
で変調された広帯域信号を用いる必要があり、いずれの
場合においても、電波法上の制約を受けるという問題点
があった。さらに、上記第１と第２の従来の方法では、
測定周波数帯域内で運用されている他の無線局からの干
渉を受けやすいという問題点があった。

【０００４】これに対して上記第３の従来の方法では、
ＰＮ系列信号を用いる周波数の拡散によってより微弱な
送信電力密度で遅延プロフィールを測定することができ
、また、他の無線局からの送信される電波による干渉の
影響を受けにくいという利点がある。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記第
３の従来の方法においては、直接に得られる遅延プロフ
ィールの遅延時間の分解能は、ＰＮ系列信号のチップレ
ートにより制限される。すなわち、ＰＮ系列信号のチッ
プ時間長よりも短い時間間隔で到来する複数のマルチパ
ス波の遅延時間を分離して測定することができないとい
う問題点があった。

【０００６】本発明の第１の目的は以上の問題点を解決
し、上述の従来の方法に比較して高い遅延時間分解能で
、特に上記ＰＮ系列信号のチップ時間長よりも高い遅延
時間分解能で、マルチパス伝送路の遅延時間の測定を行
なうことができる測定方法を提供することにある。

【０００７】また、本発明の第２の目的は以上の問題点
を解決し、上述の従来の方法を用いた測定システムに比
較して高い遅延時間分解能で、特に上記ＰＮ系列信号の
チップ時間長よりも高い遅延時間分解能で、マルチパス
伝送路の遅延時間の測定を行なうことができる測定シス
テムを提供することにある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本願の第１の発明に係る
マルチパス伝送路の遅延時間の測定方法は、送信側にお
いて搬送波を送信疑似雑音符号系列信号で変調した送信
信号を送信し、受信側において上記送信信号を受信して
受信信号とし、上記搬送波の周波数と同一の周波数を有
する局部発振信号を、上記送信疑似雑音符号系列信号の
系列と同一の系列を有する受信疑似雑音符号系列信号で
変調した信号で変調した信号と、上記受信された受信信
号との相互相関関数値を計算することによって送受信間
のマルチパス伝送路における各パスの遅延時間を測定す
る測定方法において、上記搬送波及び上記局部発振信号
の周波数を同一に保持しかつ所定の周波数範囲で掃引さ
せ、上記計算された相互相関関数値を所定の時間間隔で
サンプリングして離散的な遅延時間に対する相互相関関
数値を計算し、上記計算された離散的な遅延時間に対す
る相互相関関数値を所定の複数の遅延時間を離散化して
並べることによって第１のデータベクトルを求め、上記
第１のデータベクトルが存在する第１の部分空間と上記
第１のデータベクトルが存在しない第２の部分空間とが
直交することを利用して上記マルチパス伝送路の経路数
を計算し、上記送受信間を直結して予め計算される上記
相互相関関数値を上記各パスの所定の複数の遅延時間を
離散化して並べることによって第２のデータベクトルを
求め、上記第２のデータベクトルが存在する第３の部分
空間と上記第２のデータベクトルが存在しない第４の部
分空間とが直交することを利用しかつ上記計算された経
路数に基づいて上記各パスの遅延時間を計算することを
特徴とする。

【０００９】また、本願の第２の発明に係るマルチパス
伝送路の遅延時間の測定システムは、送信側において搬
送波を送信疑似雑音符号系列信号で変調した送信信号を
送信し、受信側において上記送信信号を受信して受信信
号とし、上記搬送波の周波数と同一の周波数を有する局
部発振信号を、上記送信疑似雑音符号系列信号の系列と
同一の系列を有する受信疑似雑音符号系列信号で変調し
た信号で変調した信号と、上記受信された受信信号との
相互相関関数値を計算することによって送受信間のマル
チパス伝送路における各パスの遅延時間を測定する測定
システムにおいて、上記搬送波及び上記局部発振信号の
周波数を同一に保持しかつ所定の周波数範囲で掃引させ
る周波数掃引手段と、上記計算された相互相関関数値を
所定の時間間隔でサンプリングして離散的な遅延時間に
対する相互相関関数値を計算し、上記計算された離散的
な遅延時間に対する相互相関関数値を所定の複数の遅延
時間を離散化して並べることによって第１のデータベク
トルを求め、上記第１のデータベクトルが存在する第１
の部分空間と上記第１のデータベクトルが存在しない第
２の部分空間とが直交することを利用して上記マルチパ
ス伝送路の経路数を計算し、上記送受信間を直結して予
め計算される上記相互相関関数値を上記各パスの所定の
複数の遅延時間を離散化して並べることによって第２の
データベクトルを求め、上記第２のデータベクトルが存
在する第３の部分空間と上記第２のデータベクトルが存
在しない第４の部分空間とが直交することを利用しかつ
上記計算された経路数に基づいて上記各パスの遅延時間
を計算する計算手段とを備えたことを特徴とする。

【００１０】

【作用】以上のように構成することにより、従来の測定
方法又は測定システムにおいて、上記搬送波及び上記局
部発振信号の周波数を同一に保持しかつ所定の周波数範
囲で掃引させる。一方、上記計算された相互相関関数値
を所定の時間間隔でサンプリングして離散的な遅延時間
に対する相互相関関数値を計算し、上記計算された離散
的な遅延時間に対する相互相関関数値を所定の複数の遅
延時間を離散化して並べることによって第１のデータベ
クトルを求め、上記第１のデータベクトルが存在する第
１の部分空間と上記第１のデータベクトルが存在しない
第２の部分空間とが直交することを利用して上記マルチ
パス伝送路の経路数を計算する。次いで、上記送受信間
を直結して予め計算される上記相関関数値を上記各パス
の所定の複数の遅延時間を離散化して並べることによっ
て第２のデータベクトルを求め、上記第２のデータベク
トルが存在する第３の部分空間と上記第２のデータベク
トルが存在しない第４の部分空間とが直交することを利
用しかつ上記計算された経路数に基づいて上記各パスの
遅延時間を計算する。

【００１１】従って、上述の従来の方法に比較して高い
遅延時間分解能で、特に上記ＰＮ系列信号のチップ時間
長よりも高い遅延時間分解能で、上記マルチパス伝送路
の各パスの遅延時間の測定を行なうことができる。

【００１２】

【実施例】以下、図面を参照して本発明による実施例に
ついて説明する。

【００１３】図１は、本発明の一実施例であるデジタル
無線通信回線のマルチパス伝送路の遅延プロフィールを
測定するための測定システムのブロック図である。

【００１４】本実施例の測定システムは、送信機１と受
信機２とから構成され、上記第３の従来の方法を用いる
測定システムに比較し、（１）送信機１の搬送波信号発
生器１２で発生される搬送波信号の周波数と、受信機２
の局部発振信号発生器２５で発生される局部発振信号の
周波数とを同一に保持しかつ所定の周波数範囲で掃引し
、また、（２）送信機１においては、搬送波をＰＮ系列
信号で平衡変調した平衡変調信号を送信信号として送信
し、一方、受信機２においては、送信機１において発生
される平衡変調信号と同様の平衡変調信号を発生し、送
信機１から受信される送信信号と上記発生された平衡変
調信号との相互相関関数値を相関器２３において計算し
、次いで、遅延プロフィール計算部２７において、上記
相互相関関数値をサンプリングして種々の遅延時間に対
する相互相関関数値、すなわち上記マルチパスの無線伝
送路のインパルス応答に相当する遅延プロフィールを計
算し、さらに、高分解能遅延プロフィール計算部２８に
おいて、上記計算された遅延プロフィールに基づいて、
詳細後述するように、高分解能の遅延プロフィールのデ
ータを計算し、計算された高分解能の遅延プロフィール
のデータをディスプレイ２９に出力して当該高分解能の
遅延プロフィールを表示させることを特徴としている。

【００１５】図１の送信機１において、搬送波信号発生
器１２は、所定の無線周波数を有する正弦波信号である
搬送波を発生しかつその無線周波数を所定の周波数範囲
で離散的に掃引した搬送波信号を平衡変調器１３に出力
する。ＰＮ系列信号発生器１１は、正のピークレベルと
負のピークレベルの絶対値が同一であるバイポーラのＰ
Ｎ系列信号を発生し、平衡変調器１３に出力する。平衡
変調器１３は、搬送波信号発生器１２によって発生され
る搬送波信号を、ＰＮ系列信号発生器１１によって発生
されるＰＮ系列信号で平衡変調して、２相ＰＳＫ波の平
衡変調信号を発生し、当該平衡変調信号を帯域通過フィ
ルタ１４を介して送信アンテナ１５から受信アンテナ２
１に向けて送信する。なお、帯域通過フィルタ１４は、
上記平衡変調信号のメインローブ及びほとんどのサイド
ローブを通過させるが、搬送波の周波数から十分に離れ
たスプリアス周波数成分を除去するために設けられてい
る。

【００１６】一方、受信機２において、受信アンテナ２
１は、送信アンテナ１５から送信された後互いに遅延時
間の異なる複数の無線伝送路からなるマルチパスの無線
伝送路を介して伝搬する送信信号を受信し、当該受信さ
れた送信信号（以下、受信信号という。）を、帯域通過
フィルタ１４と同様の信号通過周波数特性を有する帯域
通過フィルタ２２を介して相関器２３の第１の入力端子
に出力する。

【００１７】ＰＮ系列信号発生器２４は、ＰＮ系列信号
発生器１１によって発生されるＰＮ系列信号と同一のＰ
Ｎ系列信号を発生し、平衡変調器２６に出力する。なお
、詳細後述するように、種々の遅延時間τｋ（ｋ＝１，
２，…，Ｋ）に対する相互相関関数値を成分とするデー
タベクトルＺを測定するために、ＰＮ系列信号発生器２
４によって発生されるＰＮ系列信号のクロック周波数ｆ
ｃ＋Δｆを、ＰＮ系列信号発生器１１によって発生され
るＰＮ系列信号のクロック周波数ｆｃに比較し、それら
の差Δｆ≪ｆｃの条件のもとで、わずかに異ならせてい
る。また、局部発振信号発生器２５は、搬送波信号発生
器１２によって発生される搬送波信号と同一の無線周波
数を有しかつ上記搬送波信号と同期して同一の周波数範
囲でその周波数が離散的に掃引された、正弦波信号であ
る局部発振信号を発生し、当該局部発振信号を平衡変調
器２６に出力する。なお、搬送波信号発生器１２と局部
発振信号発生器２５はそれぞれＰＬＬ回路を備えて構成
される。平衡変調器２６は、局部発振信号をＰＮ系列信
号で平衡変調して、上記平衡変調器１３から出力される
平衡変調信号と同様の平衡変調信号を相関器２３の第２
の入力端子に出力する。

【００１８】さらに、相関器２３は、それぞれ第１と第
２の入力端子に入力される受信信号と平衡変調信号に基
づいて相互相関関数値を計算し、計算された相互相関関
数値のデータを遅延プロフィール計算部２７に出力する
。遅延プロフィール計算部２７（以下、単に計算部２７
と略す。）は、公知の通り、入力される相互相関関数値
のデータをサンプリングして種々の遅延時間に対する相
互相関関数値、すなわち上記マルチパスの無線伝送路の
インパルス応答に相当する遅延プロフィールを計算し、
当該遅延プロフィールのデータを、本発明に係る高分解
能遅延プロフィール計算部２８（以下、単に計算部２８
と略す。）に出力する。計算部２８は、入力される遅延
プロフィールのデータに基づいて、詳細後述するように
、高分解能の遅延プロフィールのデータを計算し、計算
された高分解能の遅延プロフィールのデータをディスプ
レイ２９に出力して当該高分解能の遅延プロフィールを
表示させる。

【００１９】さらに、以下、上記計算部２７と計算部２
８の動作について詳細に説明にする。なお、本実施例に
おいて、搬送波信号及び局部発振信号の周波数ｆｌを、
ｆ１からｆＬまで離散的に掃引させるものとし、ここで
、Ｌは２以上の自然数である。

【００２０】離散的に掃引される各周波数ｆｌにおいて
、上記相関器２３から出力される相互相関関数値は、送
信機１のＰＮ系列信号発生器１１が発生するＰＮ系列信
号と、受信機２のＰＮ系列信号発生器２４が発生するＰ
Ｎ系列信号との時間的なシフト量τの種々の値に対して
測定される。ここで、シフト量τは、送信機１で発生さ
れるＰＮ系列信号を基準として定義され、詳細後述する
ように、マルチパス無線伝送路における遅延時間に対応
している。また、上述のように、ＰＮ系列信号発生器２
４によって発生されるＰＮ系列信号のクロック周波数ｆ
ｃ＋Δｆを、ＰＮ系列信号発生器１１によって発生され
るＰＮ系列信号のクロック周波数ｆｃに比較し、Δｆ≪
ｆｃの条件のもとで、わずかに異ならせているので、両
ＰＮ系列信号のクロック周波数の差Δｆによって上記シ
フト量τが観測時刻ｔの経過とともに変化し、上記相関
器２３から出力される相互相関関数値は上記遅延プロフ
ィールｚ（τ）として測定される。すなわち、観測時刻
ｔ＝０において、上記シフト量を０とすると、次の「数
１」の関係が成立する。

【００２１】

【数１】

【００２２】従って、観測時刻ｔの経過に伴って、相関
器２３の出力から、遅延プロフィールｚ（ｔ・Δｆ／ｆ
ｃ）が測定される。

【００２３】計算部２７は、入力される相互相関関数値
のデータを離散的な観測時刻ｔｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ
）においてサンプリングする。このサンプリングによっ
て、次の「数２」によって表される離散的なシフト量τ
ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）に対する遅延プロフィールｚ
（τｋ）を計算することができ、当該遅延プロフィール
ｚ（τｋ）のデータを計算部２８に出力する。

【００２４】

【数２】

【００２５】次いで、計算部２８は、計算部２７から入
力される遅延プロフィールｚ（τｋ）のデータに基づい
て、これらの自然数Ｋ個の遅延プロフィールｚ（τｋ）
のデータを、遅延時間τを離散化して並べて得られるデ
ータベクトルＺ＝［ｚ（τ１），ｚ（τ２），…，ｚ（
τＫ）］ｔから、まず、次の「数３」で表される、デー
タベクトルＺについての平均的な共分散行列Ｒを計算す
る。

【００２６】

【数３】

【００２７】ここで、Ｚ（ｆｌ）は搬送波信号及び局部
発振信号の周波数ｆｌにおいて計算部２７の出力から得
られる遅延プロフィールのデータベクトルであり、また
、†は当該ベクトルに対して複素共役の転置を行なうこ
と、すなわち当該ベクトルのエルミート共役を行うこと
を示す。

【００２８】いま、当該測定システムにおいて、測定誤
差及び増幅器等の熱雑音を無視すると、そのようにして
得られたデータベクトルＺの自由度はマルチパスの伝送
路の経路の数Ｍ（＜Ｋ）に等しい。すなわち、データベ
クトルが存在するのは、Ｋ次元空間中のＭ次元の部分空
間内に限られる。従って、以下、このＭ次元部分空間を
信号部分空間と呼び、これに直交する信号部分空間の補
空間、すなわち（Ｋ−Ｍ）次元の部分空間を雑音部分空
間と呼ぶ。これら２つの直交する部分空間は、上記共分
散行列Ｒの固有値解析によって次のように決定すること
ができる。

【００２９】すなわち、上記共分散行列Ｒの一般化固有
値方程式は次の「数４」で与えられ、計算部２８は、「
数４」における自然数Ｋ個の一般化固有値λｉと固有ベ
クトルｅｉ（ｉ＝１，２，…，Ｋ）を計算する。

【００３０】

【数４】

【００３１】ここで、行列Ｒ０は、送信機１と受信機２
とを直結して予め得られる共分散行列である。

【００３２】次いで、計算部２８は、上記計算されたＫ
個の一般化固有値λｉを小さいものから順に並べた後、
上記計算された一般化固有値λｉが１よりも十分に大き
い、当該一般化固有値λｉの数Ｍを求める。ここで、当
該測定システムの信号対雑音比が十分に高い場合、上記
計算されたＫ個の一般化固有値λｉを小さいものから順
に並べると、最初の自然数（Ｋ−Ｍ）個の一般化固有値
λｉの値はほぼ１となり、一方、残りの自然数Ｍ個の一
般化固有値λｉの値は１よりも十分に大きくなる。すな
わち、一般化固有値λｉの値は次の「数５」及び「数６
」で表され、上記自然数Ｍは、マルチパスの伝送路の経
路の数に対応する。

【００３３】

【数５】

【００３４】

【数６】

【００３５】このとき、λｉ≫１なる自然数Ｍ個の一般
化固有値に対応するＭ個の固有値ベクトルｅｉ（ｉ＝Ｋ
−Ｍ＋１，Ｋ−Ｍ＋２，…，Ｋ）によって形成される空
間が上述の信号部分空間であり、λｉ≒１なる残りの（
Ｋ−Ｍ）個の一般化固有値に対応する固有値ベクトルｅ
ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｋ−Ｍ）によって形成される空間
が上述の雑音部分空間である。

【００３６】さらに、計算部２８は、上記雑音部分空間
を形成する（Ｋ−Ｍ）個の固有ベクトルｅｉ（ｉ＝１，
２，…，Ｋ−Ｍ）を用いて、次の「数７」を用いて高分
解能の遅延プロフィールの相対電力Ｓ（τ）を計算し、
上記計算された高分解能の遅延プロフィールの相対電力
Ｓ（τ）のデータをディスプレイ２９に出力して、遅延
プロフィールを表示させるとともに、上記計算された高
分解能の遅延プロフィールの相対電力Ｓ（τ）のデータ
のうち所定の相対電力以上の鋭いピークを求め、各ピー
クの相対遅延時間τの差を計算することによって、各パ
スの遅延時間差τｐを計算し、当該計算された遅延時間
差τｐのデータを上記ディスプレイ２９に出力して表示
させる。

【００３７】

【数７】

【００３８】ここで、Ｒｄ（τ）は送信機１と受信機２
とを直結して予め得られる上記遅延プロフィール計算部
２７の出力ｒ（τ）から、次の「数８」で与えられるベ
クトルである。

【００３９】

【数８】

【００４０】当該測定システムにおいて、信号対雑音比
が十分に大きい場合は、「数７」で計算される高分解能
の遅延プロフィールの相対電力Ｓ（τ）は自然数Ｍ個の
鋭いピークを持ち、各ピークを与える相対遅延時間τか
ら各パスの遅延時間を計算することができる。これは以
下の理由による。

【００４１】各パスの相対的な遅延時間をＴ１，Ｔ２，
…，ＴＭとしたとき、上記データベクトルＺは、上述の
ように測定誤差及び増幅器等の熱雑音を無視すると、ベ
クトルＲｄ（Ｔ１），Ｒｄ（Ｔ２），…，Ｒｄ（ＴＭ）
のＭ個のベクトルの線形結合で次の「数９」で表される
。

【００４２】

【数９】

【００４３】ここで、αｊ（ｊ＝１，２，…，Ｍ）はマ
ルチパス伝送路の各パスの伝送路特性に依存した複素係
数である。従って、各ベクトルＲｄ（Ｔｊ）は上記信号
部分空間に属するベクトルとなり、上記雑音部分空間と
直交する。すなわち、各ベクトルＲｄ（Ｔｊ）は上記雑
音部分空間を形成する固有ベクトルｅｉ（ｉ＝１，２，
…，Ｋ−Ｍ）と直交する。従って、上記「数７」の分母
中の内積Ｒｄ（τ）ｔ・ｅｉは、遅延時間τが各パスの
経路の遅延時間Ｔｊと一致するときのみ、ほぼ０となり
、上記「数７」で計算される高分解能の遅延プロフィー
ルの相対電力Ｓ（τ）において鋭いピークとなって現れ
る。

【００４４】以上の実施例において、説明の便宜上、相
関器２３と計算部２７と計算部２８とを異なるブロック
で図示しかつそれらの動作を説明しているが、実際上、
これらのブロックは、マイクロコンピュータなどの中央
演算処理装置などで構成される。

【００４５】図２は、図１に図示した本実施例の測定シ
ステムで測定され実線で図示された遅延プロフィール特
性１００と、上記第３の従来の方法で測定され点線で図
示された遅延プロフィール特性１１０とを相対電力表示
で示すグラフである。なお、この実験例において、搬送
波信号及び局部発振信号の中心周波数を２．３３５ＧＨ
ｚとし、この中心周波数を中心として±２０ＭＨｚの周
波数範囲において離散的に設定した等間隔５点の周波数
について掃引し、また、ＰＮ系列信号として、チップレ
ートが３０Ｍｃｈｉｐｓ／ｓｅｃ．すなわちチップ時間
長Ｔｃが３３．３ｎｓｅｃ．のｍ系列のＰＮ系列信号を
用い、さらに、電気長差が５．６ｍの２本の同軸ケーブ
ルを並列に接続して形成されたマルチパスの疑似伝送路
を用いた。

【００４６】この場合において遅延時間差は１８．７ｎ
ｓｅｃ．（＝０．５６Ｔｃ）であるため、図２から明ら
かなように上記第３の従来の方法では上記マルチパスの
疑似伝送路の各同軸ケーブルを伝搬した２波を分離する
ことができなかった。しかしながら、本実施例の測定シ
ステムを用いて高分解能の遅延プロフィールを測定する
ことによって、上記２波の遅延時間が当該遅延プロフィ
ール特性上で２つの鋭いピークとなって現れ、この２つ
のピークの遅延時間差は実際の遅延時間差１８．７ｎｓ
ｅｃ．（＝０．５６Ｔｃ）と良く一致している。

【００４７】以上述べたように本発明に係る本実施例の
測定システムを用いることによって、上述の従来の方法
に比較して高い遅延時間分解能で、特に上記ＰＮ系列信
号のチップ時間長よりも高い遅延時間分解能で、マルチ
パス伝送路の各パスの遅延時間の測定を行なうことがで
きる。

【００４８】以上の実施例においては、マルチパスの無
線伝送路の遅延時間の測定システムについて述べている
が、本発明はこれに限らず、有線伝送路の遅延時間の測
定、アンテナや電磁波回路の測定、及びパルス圧縮レー
ダなどに広く適用することができる。なお、本発明を上
記パルス圧縮レーダに適用したときは、本実施例におけ
る送信機１と受信機２とが同一の場所に設置される。

【００４９】以上の実施例において、送信機１の搬送波
信号発生器１２は、送信信号の無線周波数を有する搬送
波信号を発生しているが、本発明はこれに限らず、公知
の通り、送信信号の無線周波数よりも低い所定の中間周
波数の信号を発生し、この中間周波数の信号をＰＮ系列
信号で平衡変調した後、当該平衡変調信号を無線周波数
に周波数変換し、上記周波数変換した信号を増幅し又は
増幅しないで送信信号として送信アンテナ１５から送信
するようにしてもよい。また、同様に、受信機２におい
て受信信号を上記無線周波数よりも低い所定の中間周波
数に周波数変換した後、相関器２３によって相互相関関
数値を計算するようにしてもよい。この場合、平衡変調
器２６から出力される平衡変調信号の周波数を上記中間
周波数に合致させる必要がある。

【００５０】以上の実施例において、平衡変調器１３，
２６はそれぞれ、搬送波信号発生器１２，局部発振信号
発生器２５によって発生される搬送波信号，局部発振信
号を、ＰＮ系列信号発生器１１，２４によって発生され
るＰＮ系列信号で平衡変調して、２相ＰＳＫ波の平衡変
調信号を発生させているが、本発明はこれに限らず、多
相ＰＳＫなどの他の位相変調方式又は周波数変調方式を
用いてもよい。

【００５１】

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、搬
送波を疑似雑音符号系列信号で変調した信号を用いてマ
ルチパス伝送路の各パスの遅延時間を測定する従来の方
法において、搬送波及び局部発振信号の周波数を同一に
保持しかつ周波数掃引させ、計算された相互相関関数値
を時間間隔でサンプリングして離散的な遅延時間に対す
る相互相関関数値を計算し、当該相互相関関数値を複数
の遅延時間を離散化して並べて求めた第１のデータベク
トルに基づいてマルチパス伝送路の経路数を計算し、送
受信間を直結して予め計算される相互相関関数値を各パ
スの複数の遅延時間を離散化して並べて求めた第２のデ
ータベクトルと上記計算された経路数に基づいて各パス
の遅延時間を計算するので、上述の従来の方法に比較し
て高い遅延時間分解能で、特に上記ＰＮ系列信号のチッ
プ時間長よりも高い遅延時間分解能で、上記マルチパス
伝送路の各パスの遅延時間の測定を行なうことができる
という利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】　　本発明の一実施例であるデジタル無線通信
回線のマルチパス伝送路の遅延プロフィールを測定する
ための測定システムのブロック図である。

【図２】　　図１の測定システムで測定された遅延プロ
フィール特性と、上記第３の従来の方法で測定された遅
延プロフィール特性とを示すグラフである。

【符号の説明】

１…送信機、２…受信機、１１…ＰＮ系列信号発生器、
１２…搬送波信号発生器、１３…平衡変調器、１５…送
信アンテナ２１…受信アンテナ、２３…相関器、２４…
ＰＮ系列信号発生器、２５…局部発振信号発生器、２６
…平衡変調器、２７…遅延プロフィール計算部、２８…
高分解能遅延プロフィール計算部。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　送信側において搬送波を送信疑似雑音
   符号系列信号で変調した送信信号を送信し、受信側にお
   いて上記送信信号を受信して受信信号とし、上記搬送波
   の周波数と同一の周波数を有する局部発振信号を、上記
   送信疑似雑音符号系列信号の系列と同一の系列を有する
   受信疑似雑音符号系列信号で変調した信号と、上記受信
   された受信信号との相互相関関数値を計算することによ
   って送受信間のマルチパス伝送路における各パスの遅延
   時間を測定する測定方法において、上記搬送波及び上記
   局部発振信号の周波数を同一に保持しかつ所定の周波数
   範囲で掃引させ、上記計算された相互相関関数値を所定
   の時間間隔でサンプリングして離散的な遅延時間に対す
   る相互相関関数値を計算し、上記計算された離散的な遅
   延時間に対する相互相関関数値を所定の複数の遅延時間
   を離散化して並べることによって第１のデータベクトル
   を求め、上記第１のデータベクトルが存在する第１の部
   分空間と上記第１のデータベクトルが存在しない第２の
   部分空間とが直交することを利用して上記マルチパス伝
   送路の経路数を計算し、上記送受信間を直結して予め計
   算される上記相互相関関数値を上記各パスの所定の複数
   の遅延時間を離散化して並べることによって第２のデー
   タベクトルを求め、上記第２のデータベクトルが存在す
   る第３の部分空間と上記第２のデータベクトルが存在し
   ない第４の部分空間とが直交することを利用しかつ上記
   計算された経路数に基づいて上記各パスの遅延時間を計
   算することを特徴とするマルチパス伝送路の遅延時間の
   測定方法。
2. 【請求項２】　　送信側において搬送波を送信疑似雑音
   符号系列信号で変調した送信信号を送信し、受信側にお
   いて上記送信信号を受信して受信信号とし、上記搬送波
   の周波数と同一の周波数を有する局部発振信号を、上記
   送信疑似雑音符号系列信号の系列と同一の系列を有する
   受信疑似雑音符号系列信号で変調した信号と、上記受信
   された受信信号との相互相関関数値を計算することによ
   って送受信間のマルチパス伝送路における各パスの遅延
   時間を測定する測定システムにおいて、上記搬送波及び
   上記局部発振信号の周波数を同一に保持しかつ所定の周
   波数範囲で掃引させる周波数掃引手段と、上記計算され
   た相互相関関数値を所定の時間間隔でサンプリングして
   離散的な遅延時間に対する相互相関関数値を計算し、上
   記計算された離散的な遅延時間に対する相互相関関数値
   を所定の複数の遅延時間を離散化して並べることによっ
   て第１のデータベクトルを求め、上記第１のデータベク
   トルが存在する第１の部分空間と上記第１のデータベク
   トルが存在しない第２の部分空間とが直交することを利
   用して上記マルチパス伝送路の経路数を計算し、上記送
   受信間を直結して予め計算される上記相互相関関数値を
   上記各パスの所定の複数の遅延時間を離散化して並べる
   ことによって第２のデータベクトルを求め、上記第２の
   データベクトルが存在する第３の部分空間と上記第２の
   データベクトルが存在しない第４の部分空間とが直交す
   ることを利用しかつ上記計算された経路数に基づいて上
   記各パスの遅延時間を計算する計算手段とを備えたこと
   を特徴とするマルチパス伝送路の遅延時間の測定システ
   ム。