JPH0419795B2 - - Google Patents
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- JPH0419795B2 JPH0419795B2 JP59219416A JP21941684A JPH0419795B2 JP H0419795 B2 JPH0419795 B2 JP H0419795B2 JP 59219416 A JP59219416 A JP 59219416A JP 21941684 A JP21941684 A JP 21941684A JP H0419795 B2 JPH0419795 B2 JP H0419795B2
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- current
- signal
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- winding
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
- H02M7/53803—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53806—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
-
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は電源に係り、特にパワー・トランスに
直接バルク電圧が印加されるスイツチング電源に
関する。
直接バルク電圧が印加されるスイツチング電源に
関する。
［従来技術］
従来、種々の負荷に対して電力を供給するため
にスイツチング電源を使用するこたと周知であ
る。従来技術によるスイツチング電源は、入力コ
イル即ち巻線及び出力巻線を有するパワー・トラ
ンスを具備している。入力巻線には電気エネルギ
をトランスに与えるために電圧が供給される。ブ
リツジ構成又は２スイツチ・プツシユプル構成の
スイツチング回路が入力巻線に接続される。入力
巻線に生じる電圧の方向を制御することによつて
磁束の方向が切換えられる。これが、出力巻線の
電圧に反映する。電圧は整流され負荷に供給され
る。帰還エラー電圧はスイツチング回路を駆動す
るパルス幅変調信号を発生するのに使用される。
にスイツチング電源を使用するこたと周知であ
る。従来技術によるスイツチング電源は、入力コ
イル即ち巻線及び出力巻線を有するパワー・トラ
ンスを具備している。入力巻線には電気エネルギ
をトランスに与えるために電圧が供給される。ブ
リツジ構成又は２スイツチ・プツシユプル構成の
スイツチング回路が入力巻線に接続される。入力
巻線に生じる電圧の方向を制御することによつて
磁束の方向が切換えられる。これが、出力巻線の
電圧に反映する。電圧は整流され負荷に供給され
る。帰還エラー電圧はスイツチング回路を駆動す
るパルス幅変調信号を発生するのに使用される。
このような従来技術による電源、特にダブルエ
ンデツド直接結合型は、不安定で最終的には誤動
作が生じてしまう欠点がある。この欠点は、高い
能動負荷に対して使用されるときに顕著である。
この問題は、トランスが飽和しているときに生ず
る。磁束密度Ｂ及び／又は保磁力Ｈがトランスを
製造するのに使用される磁性材の安定範囲を越え
たときに飽和が生じ、磁化電流Imが公称値から
減少する。
ンデツド直接結合型は、不安定で最終的には誤動
作が生じてしまう欠点がある。この欠点は、高い
能動負荷に対して使用されるときに顕著である。
この問題は、トランスが飽和しているときに生ず
る。磁束密度Ｂ及び／又は保磁力Ｈがトランスを
製造するのに使用される磁性材の安定範囲を越え
たときに飽和が生じ、磁化電流Imが公称値から
減少する。
この飽和の問題を解決するために従来種々の方
法がとられている。第１の従来方法は、２つのス
イツチのそれぞれの電流を直接感知し、この感知
信号をスイツチ・ターンオフ信号を制御するのに
使用するものである。この技術は、電流バランス
又は電流モード技術と指称される。電流は、ラン
プ即ちのこぎり波形を有し、基準電圧と比較され
る。この目的は、スイツチ電流を等しく保ち、磁
化電流Ｉの直流成分を間接的に０に保つことであ
る。この技術は種々の問題を生じさせる。基本的
に、バイポーラ・スイツチはオン時間のかなりの
部分を占める可能性のある予測不可能なターンオ
フ時間を有する。従つて、制御装置によつて予測
された電流と真のピーク・スイツチ電流とは互い
に全く異なつたものとはなつてしまい、その結
果、直流成分がImに付加され飽和が生じる。
法がとられている。第１の従来方法は、２つのス
イツチのそれぞれの電流を直接感知し、この感知
信号をスイツチ・ターンオフ信号を制御するのに
使用するものである。この技術は、電流バランス
又は電流モード技術と指称される。電流は、ラン
プ即ちのこぎり波形を有し、基準電圧と比較され
る。この目的は、スイツチ電流を等しく保ち、磁
化電流Ｉの直流成分を間接的に０に保つことであ
る。この技術は種々の問題を生じさせる。基本的
に、バイポーラ・スイツチはオン時間のかなりの
部分を占める可能性のある予測不可能なターンオ
フ時間を有する。従つて、制御装置によつて予測
された電流と真のピーク・スイツチ電流とは互い
に全く異なつたものとはなつてしまい、その結
果、直流成分がImに付加され飽和が生じる。
飽和の問題に対する対応策の１つとして、かな
りのターン電流（NI）積オフセツトに耐えられ
るコアにギヤツプが形成されたトランスを使用す
る方法があるが、これは、より大きく且つ高価な
磁気要素及びスイツチング素子を必要とし、効率
が低下してしまう。第２に、負荷電流の変動が、
フイルタを通したとしても、一次側に影響を与え
てしまう。この影響により生じる電流は磁化電流
の変化と区別できない。負荷状態に帰因する変化
が生じているときにスイツチ電流の等化が行われ
ると、バランス技術によつてImにオフセツトが
生じ、この結果、飽和の問題が生じる。一般に大
きな値を有し典型例ではフイードバツクに基く制
御電圧（Vc）の変動は、例えさらに大きなNIオ
フセツトを必要としていてもスイツチ電流に変化
を生じさせる。このため、特大のギヤツプが形成
されたトランス、特大のスイツチ及び精密設計の
フイルタを必要とする。この技術の一例は、
Proceedings、Power Electronics Specialist
Conference、1981、pp.29−38、IEEEの
“Analysis of the Stafic Chracteristcs and
Dynamic Response of Push−Pull Swiching
Converters Operating in the Current
Programmed Mode”という題名の論文に記載
されている。
りのターン電流（NI）積オフセツトに耐えられ
るコアにギヤツプが形成されたトランスを使用す
る方法があるが、これは、より大きく且つ高価な
磁気要素及びスイツチング素子を必要とし、効率
が低下してしまう。第２に、負荷電流の変動が、
フイルタを通したとしても、一次側に影響を与え
てしまう。この影響により生じる電流は磁化電流
の変化と区別できない。負荷状態に帰因する変化
が生じているときにスイツチ電流の等化が行われ
ると、バランス技術によつてImにオフセツトが
生じ、この結果、飽和の問題が生じる。一般に大
きな値を有し典型例ではフイードバツクに基く制
御電圧（Vc）の変動は、例えさらに大きなNIオ
フセツトを必要としていてもスイツチ電流に変化
を生じさせる。このため、特大のギヤツプが形成
されたトランス、特大のスイツチ及び精密設計の
フイルタを必要とする。この技術の一例は、
Proceedings、Power Electronics Specialist
Conference、1981、pp.29−38、IEEEの
“Analysis of the Stafic Chracteristcs and
Dynamic Response of Push−Pull Swiching
Converters Operating in the Current
Programmed Mode”という題名の論文に記載
されている。
別の技術においては、トランスの一次側（セン
タ・タツプのみ）の直流入力端子に直列にインダ
クタが接続される。れにより一次電流が一定に保
たれた、トランスの安定が維持される。この場
合、インダクタに貯蔵されたエネルギの非損失結
合が問題である。結合インダクタ中の漏洩によつ
てスイツチにスパイクが生じる。漏洩は、また、
特に電力が200ワツト以上の装置において変動率
と効率に問題を生じさせる。緩衝合（snubber）
は、効率脈動率及び変動率に悪影響を与える。実
際の結合インダクタは漏れインダクタンスを増大
させる絶縁設計の絶縁設計の要求を満たさなけれ
ばならず、インダクタは高価となる。反射負荷電
流はImオフセツトを生じさせる。負荷に関連し
た問題のかわりに、部品公差によるオフセツト電
流が流れ、トラスはＢ−Ｈループの一端で動作す
る。飽和電流を制限するインダクタはスイツチン
グ周波数における出力電圧リプルを増加させる。
この技術に関するより詳細な説明は、Power
Electronics Specialist Confoerence、1981、
pp.204−212、IEEEに掲載された“Push−Pull
Cunemt−Fed Multiple−Output Requlated
Wide−Input−Range DC／DC Power
Converter with Only One Inductor and with
０ to 100％Switch Duty Ratio：Operation
at Duty Ratio Below 50％”という論文を参照
されたい。
タ・タツプのみ）の直流入力端子に直列にインダ
クタが接続される。れにより一次電流が一定に保
たれた、トランスの安定が維持される。この場
合、インダクタに貯蔵されたエネルギの非損失結
合が問題である。結合インダクタ中の漏洩によつ
てスイツチにスパイクが生じる。漏洩は、また、
特に電力が200ワツト以上の装置において変動率
と効率に問題を生じさせる。緩衝合（snubber）
は、効率脈動率及び変動率に悪影響を与える。実
際の結合インダクタは漏れインダクタンスを増大
させる絶縁設計の絶縁設計の要求を満たさなけれ
ばならず、インダクタは高価となる。反射負荷電
流はImオフセツトを生じさせる。負荷に関連し
た問題のかわりに、部品公差によるオフセツト電
流が流れ、トラスはＢ−Ｈループの一端で動作す
る。飽和電流を制限するインダクタはスイツチン
グ周波数における出力電圧リプルを増加させる。
この技術に関するより詳細な説明は、Power
Electronics Specialist Confoerence、1981、
pp.204−212、IEEEに掲載された“Push−Pull
Cunemt−Fed Multiple−Output Requlated
Wide−Input−Range DC／DC Power
Converter with Only One Inductor and with
０ to 100％Switch Duty Ratio：Operation
at Duty Ratio Below 50％”という論文を参照
されたい。
別の方法は磁束アナログ制御方法である。この
方法は、Proceeding of Powercon ８、pp.D−
１、１−D1、15、Power Concepts、Inc.の“Ａ
New Pulsewidth Modulation Method
Inherently Maintains Output Transformer
Flux Balance”という題名の論文に掲載されて
いる。この方法では、各方向の磁束変化が正確に
バランスすれば、トランスは飽和しないという前
提の下に、スイツチ・タイミングの制御に磁束の
アナログ信号が使用される。磁束のアナログ信号
は、パワー・トランスの補助巻線の電圧を積分す
ることによつて導出される。この技術の１つの問
題は、実際の積分合が直流及び低周波で完全に動
作しないため、不定積分によつて別の一定エラー
が生じることである。これを補償するために、ピ
ーク・スイツチ電流の差異を検出する回路を付加
し、この検出結果は、ピーク電流を等化するよう
にスイツチ時間を修正するように積分器に与えら
れる。この技術は、二次側からの反射による同一
次側の負荷電流についての上述の問題を除いて有
効である。前述のように、反射はトランスを飽和
させる。従つて、磁化電流をスイツチ周波数にお
ける最大反射交流負荷電流より非常に大きくする
必要があるので、コアにギヤツプが形成されたト
ランスや特別の出力フイルタを必要とする。
方法は、Proceeding of Powercon ８、pp.D−
１、１−D1、15、Power Concepts、Inc.の“Ａ
New Pulsewidth Modulation Method
Inherently Maintains Output Transformer
Flux Balance”という題名の論文に掲載されて
いる。この方法では、各方向の磁束変化が正確に
バランスすれば、トランスは飽和しないという前
提の下に、スイツチ・タイミングの制御に磁束の
アナログ信号が使用される。磁束のアナログ信号
は、パワー・トランスの補助巻線の電圧を積分す
ることによつて導出される。この技術の１つの問
題は、実際の積分合が直流及び低周波で完全に動
作しないため、不定積分によつて別の一定エラー
が生じることである。これを補償するために、ピ
ーク・スイツチ電流の差異を検出する回路を付加
し、この検出結果は、ピーク電流を等化するよう
にスイツチ時間を修正するように積分器に与えら
れる。この技術は、二次側からの反射による同一
次側の負荷電流についての上述の問題を除いて有
効である。前述のように、反射はトランスを飽和
させる。従つて、磁化電流をスイツチ周波数にお
ける最大反射交流負荷電流より非常に大きくする
必要があるので、コアにギヤツプが形成されたト
ランスや特別の出力フイルタを必要とする。
別の従来方法においては、一次側を駆動するス
ツチが標準的パルス幅変調（PWM）態様で基本
的に制御される。この方法は、平等にギヤツプが
形成されたＦ−Ｅコア及び特別の巻線を介してコ
アの飽和を直接感知する。コアの飽和を示す情報
は飽和の問題を解決するようスイツチング時間を
修正するのに使用される。ギヤツプの形成された
トランスは、寸法、重量、コスト及び効率の点で
問題がある。特に、特別に製作されたトランスは
高価であり用途が狭い。エア・ギヤツプを形成す
ると、大きな磁化電流が流れる。この技術の詳細
については、Unitrcde Power Supply Design
Senimar、1980（Unitrade Corporation、
Lexington、Maxxachusetts）の“Detecting
Impending Core Saturation in Switched−
Mode Power Converters”という題名の論文を
参照されたい。
ツチが標準的パルス幅変調（PWM）態様で基本
的に制御される。この方法は、平等にギヤツプが
形成されたＦ−Ｅコア及び特別の巻線を介してコ
アの飽和を直接感知する。コアの飽和を示す情報
は飽和の問題を解決するようスイツチング時間を
修正するのに使用される。ギヤツプの形成された
トランスは、寸法、重量、コスト及び効率の点で
問題がある。特に、特別に製作されたトランスは
高価であり用途が狭い。エア・ギヤツプを形成す
ると、大きな磁化電流が流れる。この技術の詳細
については、Unitrcde Power Supply Design
Senimar、1980（Unitrade Corporation、
Lexington、Maxxachusetts）の“Detecting
Impending Core Saturation in Switched−
Mode Power Converters”という題名の論文を
参照されたい。
［発明が解決しようとする問題点］
前述の説明から明らかなように、従来技術は、
いずれも、飽和を検出するために特別の複雑なト
ランスを使用するか、又は一次電流Ipを測定する
方法を基礎とするものである。動作の所要モード
では、磁化電流Imは一次電流Ipより非常に小さ
く、従来技術ではImの正確な見積値を得ること
ができず、実際のものより非常に大きな値と定め
てしまう欠点がある。
いずれも、飽和を検出するために特別の複雑なト
ランスを使用するか、又は一次電流Ipを測定する
方法を基礎とするものである。動作の所要モード
では、磁化電流Imは一次電流Ipより非常に小さ
く、従来技術ではImの正確な見積値を得ること
ができず、実際のものより非常に大きな値と定め
てしまう欠点がある。
本発明の目的は、従来可能であつたよりも効率
のよいスイツチング電源を提供することにある。
のよいスイツチング電源を提供することにある。
本発明の別の目的は、トランスが飽和レベルよ
り下に維持されるようにパワー・トランジスタの
電流を切換えるスイツチング電源を提供すること
にある。
り下に維持されるようにパワー・トランジスタの
電流を切換えるスイツチング電源を提供すること
にある。
［問題点を解決するための手段］
本発明は次のような構成により、上記目的を達
成する。
成する。
一次巻線１０及び二次巻線１２が設けられたコ
アを有するパワー・トランスと、 所定周期の制御パルスに対応して前記一次巻線
に流れる電流を正負双方向に交互に切換えるため
に前記一次巻線に接続されたスイツチング素子１
６，SWA，SWBと、 前記コアに設けられた感知巻線３６により得ら
れる信号を前記周期毎に積分して前記パワー・ト
ランスの全磁束に相当する第１信号を生成する積
分手段Ｒ１，Ｃ２，Ｍ１と、 前記二次巻線に結合され、該二次巻線を流れる
電流を検出する電流検出手段５０，５２と、 前記電流検出手段に接続された電圧発生手段Ｒ
７と、 前記二次巻線の電圧を監視して、前記スイツチ
ング素子がオフ状態のときのみ前記電圧発生手段
を電流が流れるように制御し、それによつて前記
パワー・トランスを流れる磁化電流Imに比例し
た電圧VIMを前記電圧発生手段に発生させるよう
にしたオフセツト検出手段Ｒ５，Ｒ６，５４，５
６と、 前記オフセツト検出手段の出力電圧VIMに対応
する第２信号VIOSを生成する手段Ｃ３、Ｃ４，Ｄ
３，Ｄ４，Ｒ８，Ｒ９と、 前記第２信号を前記積分手段Ｍ１の入力側にお
いて前記第１信号に加えて複合信号VFLUXを生成
する手段４８と、 前記複合信号を上下一対の基準電圧VEFC，VREF
と比較し、前記スイツチング素子を駆動させる一
連の制御信号を生成し、それによつて前記パワ
ー・トランスが飽和レベル以下で動作するように
した手段Ｍ１，Ｍ２，６２，６４、 とを備えたスイツチング電源。
アを有するパワー・トランスと、 所定周期の制御パルスに対応して前記一次巻線
に流れる電流を正負双方向に交互に切換えるため
に前記一次巻線に接続されたスイツチング素子１
６，SWA，SWBと、 前記コアに設けられた感知巻線３６により得ら
れる信号を前記周期毎に積分して前記パワー・ト
ランスの全磁束に相当する第１信号を生成する積
分手段Ｒ１，Ｃ２，Ｍ１と、 前記二次巻線に結合され、該二次巻線を流れる
電流を検出する電流検出手段５０，５２と、 前記電流検出手段に接続された電圧発生手段Ｒ
７と、 前記二次巻線の電圧を監視して、前記スイツチ
ング素子がオフ状態のときのみ前記電圧発生手段
を電流が流れるように制御し、それによつて前記
パワー・トランスを流れる磁化電流Imに比例し
た電圧VIMを前記電圧発生手段に発生させるよう
にしたオフセツト検出手段Ｒ５，Ｒ６，５４，５
６と、 前記オフセツト検出手段の出力電圧VIMに対応
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３，Ｄ４，Ｒ８，Ｒ９と、 前記第２信号を前記積分手段Ｍ１の入力側にお
いて前記第１信号に加えて複合信号VFLUXを生成
する手段４８と、 前記複合信号を上下一対の基準電圧VEFC，VREF
と比較し、前記スイツチング素子を駆動させる一
連の制御信号を生成し、それによつて前記パワ
ー・トランスが飽和レベル以下で動作するように
した手段Ｍ１，Ｍ２，６２，６４、 とを備えたスイツチング電源。
スイツチング素子で制御されるパワー・トラン
スの一次巻線の電流は正負双方向に変化する。こ
の一次巻線に加えられる全磁束に相当する第１信
号を感知巻線と積分手段により検出する。一方パ
ワー・トランスの二次巻線を流れる電流を電流検
出手段で検出し、この磁化電流Imに相当する電
流をオフセツト検出手段により上記スイツチング
素子がオフ状態のときのみ電圧に変換し、第２信
号VIOSとして取出す。この第２信号を第１信号生
成用積分手段の入力側に加えて積分し、複合信号
VFLUXを生成する。そしてこの複合信号と上下一
対の基準信号VEFC，VREFの比較により、上記スイ
ツチング素子の制御信号を生成する。上記一対の
スイツチング素子の特性のばらつきのために正負
方向における磁化電流Imに誤差（オフセツト）
を生じたとき、複合信号が増加もしくは減少して
基準信号とクロスするまでの時間に差を生じる。
すなわち、スイツチング素子の特性のばらつきに
より、正負いずれか一方の側のスイツチング素子
に対応する磁化電流が大きい側にオフセツトして
いるとき、複合信号が基準信号とクロスするまで
の時間がオフセツト相当分だけ他方の側より短く
なり、従つて、一方の側のスイツチング素子のオ
ン時間が他方の側より短くなるように制御され
る。このようにして、磁化電流の正負いずれのオ
フセツトも常に最小になるように維持制御され
る。その結果、常に換言すると正負いずれのサイ
クルにおいても、パワー・トランスを不飽和状態
で使用することができる。
スの一次巻線の電流は正負双方向に変化する。こ
の一次巻線に加えられる全磁束に相当する第１信
号を感知巻線と積分手段により検出する。一方パ
ワー・トランスの二次巻線を流れる電流を電流検
出手段で検出し、この磁化電流Imに相当する電
流をオフセツト検出手段により上記スイツチング
素子がオフ状態のときのみ電圧に変換し、第２信
号VIOSとして取出す。この第２信号を第１信号生
成用積分手段の入力側に加えて積分し、複合信号
VFLUXを生成する。そしてこの複合信号と上下一
対の基準信号VEFC，VREFの比較により、上記スイ
ツチング素子の制御信号を生成する。上記一対の
スイツチング素子の特性のばらつきのために正負
方向における磁化電流Imに誤差（オフセツト）
を生じたとき、複合信号が増加もしくは減少して
基準信号とクロスするまでの時間に差を生じる。
すなわち、スイツチング素子の特性のばらつきに
より、正負いずれか一方の側のスイツチング素子
に対応する磁化電流が大きい側にオフセツトして
いるとき、複合信号が基準信号とクロスするまで
の時間がオフセツト相当分だけ他方の側より短く
なり、従つて、一方の側のスイツチング素子のオ
ン時間が他方の側より短くなるように制御され
る。このようにして、磁化電流の正負いずれのオ
フセツトも常に最小になるように維持制御され
る。その結果、常に換言すると正負いずれのサイ
クルにおいても、パワー・トランスを不飽和状態
で使用することができる。
本発明の一態様においては、感知装置は、二次
巻線に結合された抵抗及びコイルを含む。パワ
ー・スイツチがオフ状態にうるときのみ抵抗中に
電流が流れることができる。これにより、複合信
号の値が磁化電流Imの真の値を示すことが保証
される。
巻線に結合された抵抗及びコイルを含む。パワ
ー・スイツチがオフ状態にうるときのみ抵抗中に
電流が流れることができる。これにより、複合信
号の値が磁化電流Imの真の値を示すことが保証
される。
本発明は、従来のように一次巻線電流を使用す
ることなくトランスの正、負両方向の磁化電流を
直接感知し、オフセツト信号の形成に利用するも
のであるから、磁化電流の見積り誤りによつてト
ランスを飽和させることがない。
ることなくトランスの正、負両方向の磁化電流を
直接感知し、オフセツト信号の形成に利用するも
のであるから、磁化電流の見積り誤りによつてト
ランスを飽和させることがない。
［実施例］
第１図は本発明によるスイツチング電源の一実
施例を示す。この電源は、一磁巻線１０及び二次
巻線１２を有するパワー・トランスを具備してい
る。一次巻線１０のセンタ・タツプは導体１４を
介してVBULKという記号が付された電圧源に接続
されている。
施例を示す。この電源は、一磁巻線１０及び二次
巻線１２を有するパワー・トランスを具備してい
る。一次巻線１０のセンタ・タツプは導体１４を
介してVBULKという記号が付された電圧源に接続
されている。
スイツチング装置１６は、一次巻線１０に接続
されている。スイツチング装置１６は、電流が一
次巻線中を双方向に流れるように電流を切換え、
その結果、巻線に電圧が発生する。一次巻線に流
れる電流を制御するのに例えばブリツジのような
複数のスイツチング素子を使用できるが、好まし
い実施例では、スイツチング装置１６は、スイツ
チＡ（SWA）及びスイツチＢ（SWB）として示さ
れた一対のパワー・トランジスタから成る。一対
のパワー・トランジスタは、各エミツタが共通接
地レベルに接続され各ベースが導体１８及び２０
を介してベース駆動回路２２に接続されるプツシ
ユプル態様で接続される。ベース駆動回路２２
は、導体２６及び２８を介して制御回路２４から
供給される制御信号を受けてこれらの信号を増幅
し、パワー・トランジスタSWA及びSWBのスイ
ツチの位相がずれるごとに増幅信号を導体１８及
び２０を介してトランジスタSWA及びAWBの
ベースに供給する増幅型回路である。ベース駆動
回路２２は一般的な回路なのでここでは詳細に説
明しない。
されている。スイツチング装置１６は、電流が一
次巻線中を双方向に流れるように電流を切換え、
その結果、巻線に電圧が発生する。一次巻線に流
れる電流を制御するのに例えばブリツジのような
複数のスイツチング素子を使用できるが、好まし
い実施例では、スイツチング装置１６は、スイツ
チＡ（SWA）及びスイツチＢ（SWB）として示さ
れた一対のパワー・トランジスタから成る。一対
のパワー・トランジスタは、各エミツタが共通接
地レベルに接続され各ベースが導体１８及び２０
を介してベース駆動回路２２に接続されるプツシ
ユプル態様で接続される。ベース駆動回路２２
は、導体２６及び２８を介して制御回路２４から
供給される制御信号を受けてこれらの信号を増幅
し、パワー・トランジスタSWA及びSWBのスイ
ツチの位相がずれるごとに増幅信号を導体１８及
び２０を介してトランジスタSWA及びAWBの
ベースに供給する増幅型回路である。ベース駆動
回路２２は一般的な回路なのでここでは詳細に説
明しない。
第１図に示された電源の出力部は、二次巻線１
２を含む。導体３０は二次巻線１２のセンタ・タ
ツプを負電位出力端子に接続する。電流感知装置
３２は二次巻線の出力に接続されている。後述す
るように、電流感知装置３２はトランスの磁化電
流Imを示す信号を発生し、該信号を導体３４を
介して制御回路２４に供給する。
２を含む。導体３０は二次巻線１２のセンタ・タ
ツプを負電位出力端子に接続する。電流感知装置
３２は二次巻線の出力に接続されている。後述す
るように、電流感知装置３２はトランスの磁化電
流Imを示す信号を発生し、該信号を導体３４を
介して制御回路２４に供給する。
パワー・トランスの全磁束を示す信号は感知巻
線３６によつて発生される。この信号は導体３８
を介して制御回路２４に供給される。感知巻線３
６、電流感知装置３２及び制御回路２４は、トラ
ンスの全磁束を示す第１電気信号と、磁化電流を
示す第２電気信号とを発生する。（電流感知装置
３２及び制御回路２４の具体的構成については後
述する。）制御回路の積分器（後述）は第１及び
第２電気信号双方を積分して複合信号を発生す
る。複合信号は180度位相がずれた二相クロツク
信号によつてゲートされ、これによりパルス幅変
調信号が発生される。パルス幅変調信号は導体２
６及び２８を介してベース駆動回路２２に供給さ
れてここで増幅され、導体１８及び２０を介して
トランジスタSWA及びSWBのベースに供給され
る。
線３６によつて発生される。この信号は導体３８
を介して制御回路２４に供給される。感知巻線３
６、電流感知装置３２及び制御回路２４は、トラ
ンスの全磁束を示す第１電気信号と、磁化電流を
示す第２電気信号とを発生する。（電流感知装置
３２及び制御回路２４の具体的構成については後
述する。）制御回路の積分器（後述）は第１及び
第２電気信号双方を積分して複合信号を発生す
る。複合信号は180度位相がずれた二相クロツク
信号によつてゲートされ、これによりパルス幅変
調信号が発生される。パルス幅変調信号は導体２
６及び２８を介してベース駆動回路２２に供給さ
れてここで増幅され、導体１８及び２０を介して
トランジスタSWA及びSWBのベースに供給され
る。
電流感知装置３２の出力はダイオードＤ１及び
Ｄ２に供給される。ダイオードＤ１及びＤ２は、
電流感知装置３２から出力された信号を変調即ち
整流する。整流された信号はLC回路を介して負
荷に供給される。導体４０は正出力端子をフイー
ドバツク・エラー回路４２に接続する。フイード
バツク・エラー回路４２は、導体４０のフイード
バツク信号と基準信号とを関連付け、導体４４に
エラー信号を発生する。導体４４のエラー信号は
制御回路２４に供給され、トランジスタSWA及
びSWBを制御するのに使用されるパルス幅変調
パルスを形成するのに使用される。
Ｄ２に供給される。ダイオードＤ１及びＤ２は、
電流感知装置３２から出力された信号を変調即ち
整流する。整流された信号はLC回路を介して負
荷に供給される。導体４０は正出力端子をフイー
ドバツク・エラー回路４２に接続する。フイード
バツク・エラー回路４２は、導体４０のフイード
バツク信号と基準信号とを関連付け、導体４４に
エラー信号を発生する。導体４４のエラー信号は
制御回路２４に供給され、トランジスタSWA及
びSWBを制御するのに使用されるパルス幅変調
パルスを形成するのに使用される。
第２図は、トランジスタSWA及びSWB（第１
図）を制御するパルス幅変調信号を発生する制御
回路の具体例を示す。説明を簡単にするために、
第２図の構成要素中第１図と同一のものには同一
の参照番号が付されている。トランスの磁束を同
知する感知巻線３６は、演算増幅器Ｍ１、抵抗Ｒ
１及びコンテンサＣ２によつて構成される積分器
に接続されている。コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１と
演算増幅器Ｍ１の反転入力端子との間に接続され
て交流結合器として作用し、感知巻線３６の出力
を積分器に与える。抵抗Ｒ２は演算増幅器Ｍ１の
反転入力端子と出力端子との間に接続され、演増
幅器Ｍ１に対する直流安定器として作用する。さ
らに、抵抗Ｒ２は積分器の極を原点から移動させ
る。
図）を制御するパルス幅変調信号を発生する制御
回路の具体例を示す。説明を簡単にするために、
第２図の構成要素中第１図と同一のものには同一
の参照番号が付されている。トランスの磁束を同
知する感知巻線３６は、演算増幅器Ｍ１、抵抗Ｒ
１及びコンテンサＣ２によつて構成される積分器
に接続されている。コンデンサＣ１は抵抗Ｒ１と
演算増幅器Ｍ１の反転入力端子との間に接続され
て交流結合器として作用し、感知巻線３６の出力
を積分器に与える。抵抗Ｒ２は演算増幅器Ｍ１の
反転入力端子と出力端子との間に接続され、演増
幅器Ｍ１に対する直流安定器として作用する。さ
らに、抵抗Ｒ２は積分器の極を原点から移動させ
る。
２つの信号VG及びVISOが発生され、それぞれ導
体４６及び４８を介して供給される。導体４８の
信号は演算増幅器Ｍ１の反転入力端子に供給さ
れ、導体４６の信号は演算増幅器Ｍ１の非反転入
力端子に供給される。コア及び巻線５２を有する
変流器（Ixfmr）５０がトランスの二次巻線１２
に接続されている。変流器５０は、トランスのコ
アの磁化電流Imに等価な電流を発生するための
ものである。磁化電流Imは適当に制御されない
とどんどん増加して最終的にトランスに損害を与
えてしまう。磁化電流を示す電流は電圧VIMに変
換され、抵抗R10を介して再び電流に変換され演
算増幅器Ｍ１の反転入端子に供給される。磁化電
流Imは、トランジスタSWA及びSWBがオフ状
態のときのみ測定される。どちらかのトランジス
が導通しているとき、二次巻線１２の出力が、ダ
イオードＤ１及びＤ２、インダクタＬ並びにコン
デンサＣを介してVOUTとして出力される。
体４６及び４８を介して供給される。導体４８の
信号は演算増幅器Ｍ１の反転入力端子に供給さ
れ、導体４６の信号は演算増幅器Ｍ１の非反転入
力端子に供給される。コア及び巻線５２を有する
変流器（Ixfmr）５０がトランスの二次巻線１２
に接続されている。変流器５０は、トランスのコ
アの磁化電流Imに等価な電流を発生するための
ものである。磁化電流Imは適当に制御されない
とどんどん増加して最終的にトランスに損害を与
えてしまう。磁化電流を示す電流は電圧VIMに変
換され、抵抗R10を介して再び電流に変換され演
算増幅器Ｍ１の反転入端子に供給される。磁化電
流Imは、トランジスタSWA及びSWBがオフ状
態のときのみ測定される。どちらかのトランジス
が導通しているとき、二次巻線１２の出力が、ダ
イオードＤ１及びＤ２、インダクタＬ並びにコン
デンサＣを介してVOUTとして出力される。
巻線（コイル）５２は抵抗Ｒ７に接続されてい
る。トランジスタSWA及びSWBがオフ状態のと
きに、抵抗Ｒ７が測定電圧VIMを発生する。電流
回路制御装置５４は抵抗Ｒ６を介して二次巻線１
２の一端に接続されている。別の電流回路制御装
置５６は抵抗Ｒ５を介して二次巻線１２の他端に
接続されている。電流回路制御装置５４及び５６
は、二次巻線１２の電圧を監視し、電圧が生じた
ときに短絡状態となつて抵抗Ｒ７に電流を流さな
いようにする。従つて、電圧VIMは発生しない。
しかし、トランジスタSWA及びSWBがオフ状態
のときには抵抗Ｒ７に電流が流れ電圧VIMが発生
する。このような２つの電流回路制御装置を使用
することにより二次巻線１２の端子電圧の正側と
負側を監視できる。
る。トランジスタSWA及びSWBがオフ状態のと
きに、抵抗Ｒ７が測定電圧VIMを発生する。電流
回路制御装置５４は抵抗Ｒ６を介して二次巻線１
２の一端に接続されている。別の電流回路制御装
置５６は抵抗Ｒ５を介して二次巻線１２の他端に
接続されている。電流回路制御装置５４及び５６
は、二次巻線１２の電圧を監視し、電圧が生じた
ときに短絡状態となつて抵抗Ｒ７に電流を流さな
いようにする。従つて、電圧VIMは発生しない。
しかし、トランジスタSWA及びSWBがオフ状態
のときには抵抗Ｒ７に電流が流れ電圧VIMが発生
する。このような２つの電流回路制御装置を使用
することにより二次巻線１２の端子電圧の正側と
負側を監視できる。
好ましい実施例においては、電流回路制御装置
５４及び５６は一般的な光アイソレータである。
これらのアイソレータはダイオードとトランジス
タを含み、ダイオードが導通すると、トランジス
タがターン・オンして短絡回路を形成し、抵抗Ｒ
７に流れる電流を迂回させる。抵抗Ｒ７に流れる
電流を制御するのに他の素子を使用できるのはも
ちろんである。この実施例で光アイソレータが使
用されたのは、それらの絶縁特性と、パワー・ト
ランスの二次電圧が削減するまでアイソレータが
オン状態を維持することとによる。この特性は、
パワー・トランジスタの蓄積時間（Tstg）が予
測不可能であることを考慮すると非常に便利なも
のである。ただし、例えばパワーMOSFETのよ
うな素子を使用する電源において、Tstgが問題
なければ、光アイソレータの代わりにバイポー
ラ・トランジスタを使用できる。ダイオードＤ３
及びＤ４並びにコンデンサＣ３及びＣ４はピーク
検出器を構成する。この機能は、例えば集積化ピ
ーク検出器のような他の回路でも得ることができ
る。
５４及び５６は一般的な光アイソレータである。
これらのアイソレータはダイオードとトランジス
タを含み、ダイオードが導通すると、トランジス
タがターン・オンして短絡回路を形成し、抵抗Ｒ
７に流れる電流を迂回させる。抵抗Ｒ７に流れる
電流を制御するのに他の素子を使用できるのはも
ちろんである。この実施例で光アイソレータが使
用されたのは、それらの絶縁特性と、パワー・ト
ランスの二次電圧が削減するまでアイソレータが
オン状態を維持することとによる。この特性は、
パワー・トランジスタの蓄積時間（Tstg）が予
測不可能であることを考慮すると非常に便利なも
のである。ただし、例えばパワーMOSFETのよ
うな素子を使用する電源において、Tstgが問題
なければ、光アイソレータの代わりにバイポー
ラ・トランジスタを使用できる。ダイオードＤ３
及びＤ４並びにコンデンサＣ３及びＣ４はピーク
検出器を構成する。この機能は、例えば集積化ピ
ーク検出器のような他の回路でも得ることができ
る。
抵抗Ｒ７はダイオードＤ３及びＤ４に接続され
ている。ダイオードＤ３とＤ４は逆極性（即ち逆
方向に導通するよう）に接続されている。基準電
圧VGがコンデンサＣ３を介してダイオードＤ３
のカソードに印加されるとともにコンデンサＣ４
を介してダイオードＤ４のアノードに印加され
る。基準電圧VGは、以下、人工的接地電位であ
るものとして説明する。一対の抵抗Ｒ８及びＲ９
は分圧器を構成するように直列に接続されてい
る。この分圧器はダイオードＤ３のカソードとダ
イオードＤ４のアノードとに接続され、正、負方
向の磁化電流に相当する第２信号VIOSを発生す
る。
ている。ダイオードＤ３とＤ４は逆極性（即ち逆
方向に導通するよう）に接続されている。基準電
圧VGがコンデンサＣ３を介してダイオードＤ３
のカソードに印加されるとともにコンデンサＣ４
を介してダイオードＤ４のアノードに印加され
る。基準電圧VGは、以下、人工的接地電位であ
るものとして説明する。一対の抵抗Ｒ８及びＲ９
は分圧器を構成するように直列に接続されてい
る。この分圧器はダイオードＤ３のカソードとダ
イオードＤ４のアノードとに接続され、正、負方
向の磁化電流に相当する第２信号VIOSを発生す
る。
抵抗Ｒ３及びＲ４から成る分圧器は、信号
VREF、導体４４のエラー制御信号VEFC，VG並び
に導体５８及び６０の２つの出力信号を組合せ
る。導体５８の信号は比較器Ｍ２の正端子に供給
され、導体６０の信号は比較器Ｍ３の負端子に供
給される。比較器Ｍ３の正端子は演算増幅器Ｍ１
の出力端子に接続され、比較器Ｍ２の負端子も演
算増幅器Ｍ１の出力端子に接続されている。比較
器Ｍ２及びＭ３の出力はANDゲート６２及び６
４によつてクロツク・パルスＡ及びＢとの論理積
がとられる。導体２６及び２８に出力される
ANDゲート６２及び６４の出力信号は、パワ
ー・トランジスタを駆動するのに使用される。
VREF、導体４４のエラー制御信号VEFC，VG並び
に導体５８及び６０の２つの出力信号を組合せ
る。導体５８の信号は比較器Ｍ２の正端子に供給
され、導体６０の信号は比較器Ｍ３の負端子に供
給される。比較器Ｍ３の正端子は演算増幅器Ｍ１
の出力端子に接続され、比較器Ｍ２の負端子も演
算増幅器Ｍ１の出力端子に接続されている。比較
器Ｍ２及びＭ３の出力はANDゲート６２及び６
４によつてクロツク・パルスＡ及びＢとの論理積
がとられる。導体２６及び２８に出力される
ANDゲート６２及び６４の出力信号は、パワ
ー・トランジスタを駆動するのに使用される。
第３図は第２図の回路の各部に発生する信号波
形を示する。これらの信号は、パワー・トランス
が飽和点より低いレベルで動作するように第１図
のパワー・トランジスタSWA及びSWBを駆動す
るのに使用される。破線で示す信号電圧VFLUXは、
トランスの磁束の見積値電圧と磁化電流オフセツ
トを示す電圧VIOSとを組合わせたものである。連
続線は本発明を適用しないときの電圧値を示す。
すなわち、破線と連続線との差がVIOSの効果を示
す。
形を示する。これらの信号は、パワー・トランス
が飽和点より低いレベルで動作するように第１図
のパワー・トランジスタSWA及びSWBを駆動す
るのに使用される。破線で示す信号電圧VFLUXは、
トランスの磁束の見積値電圧と磁化電流オフセツ
トを示す電圧VIOSとを組合わせたものである。連
続線は本発明を適用しないときの電圧値を示す。
すなわち、破線と連続線との差がVIOSの効果を示
す。
VREFで示された下の水平線は第２図の電圧VREF
を示し、VEFCで示された上の水平線はエラー・フ
イードバツク制御信号を示す。VEFC以上の信号の
オーバシユートはトランジスタSWA及びSWBの
蓄積時間に帰因するものである。
を示し、VEFCで示された上の水平線はエラー・フ
イードバツク制御信号を示す。VEFC以上の信号の
オーバシユートはトランジスタSWA及びSWBの
蓄積時間に帰因するものである。
２番目及び３番目に示された信号は、複合磁束
信号をゲートするのに使用される位相のずれた２
つのクロツク・パルスＡ及びＢである。４番目及
び５番目に示された信号は、パワー・トランジス
タSWA及びSWBをスイツチングするのに使用さ
れる変調されたパルスである。これらのパルスの
幅は１番目に示された破線の信号と連続線の信号
とでは異なることに留意されたい。
信号をゲートするのに使用される位相のずれた２
つのクロツク・パルスＡ及びＢである。４番目及
び５番目に示された信号は、パワー・トランジス
タSWA及びSWBをスイツチングするのに使用さ
れる変調されたパルスである。これらのパルスの
幅は１番目に示された破線の信号と連続線の信号
とでは異なることに留意されたい。
上記実施例において、R3＝R4とすると、VGに
対してVEFC＝−VREFが成立する。
対してVEFC＝−VREFが成立する。
VFLUX＝K1∫t1 t0ETdt＋K2
（K1及びK2は定数）なので、K2＝０で且つVS
（感知巻線の電圧）がトラスのコア電圧Ｅに比例
するならば、VFLUXはトランスの総磁束に比例す
る。
（感知巻線の電圧）がトラスのコア電圧Ｅに比例
するならば、VFLUXはトランスの総磁束に比例す
る。
クロツク・パルスＡ及びＢは180度位相がずれ
且つ一定周波数で動作するので、トランジスタ
SWA又はSWBのどちらかが付勢される。
且つ一定周波数で動作するので、トランジスタ
SWA又はSWBのどちらかが付勢される。
VFLUXがVREF又はVFECと交差するまでトランジ
スタはオン状態を維持する。交差が生じた時点
で、比較器Ｍ２又はＭ３が状態を変化させトラン
ジスタをターンオフする。
スタはオン状態を維持する。交差が生じた時点
で、比較器Ｍ２又はＭ３が状態を変化させトラン
ジスタをターンオフする。
このようにして、パワー・パルスが接続されて
いる間の磁束の変化は正方向と負方向で同じにな
る（磁束が正方向に変化するか負方向に変化する
かトランジスタSWA及びSWBのうちどちらをオ
ンにするかによつて決まる）。トランスへの入力
電圧が大きく変化しても、トランスに印加される
磁束は制御された値におさえられる。同様に、ト
ランジスタSWA及びSWBが非常に異なつた蓄積
時間Tstgを有していても、非常に小さな一定の
オフセツトしか生じない。実際に、Imオフセツ
ト制御の効果により磁束オフセツトはほとんど０
である。
いる間の磁束の変化は正方向と負方向で同じにな
る（磁束が正方向に変化するか負方向に変化する
かトランジスタSWA及びSWBのうちどちらをオ
ンにするかによつて決まる）。トランスへの入力
電圧が大きく変化しても、トランスに印加される
磁束は制御された値におさえられる。同様に、ト
ランジスタSWA及びSWBが非常に異なつた蓄積
時間Tstgを有していても、非常に小さな一定の
オフセツトしか生じない。実際に、Imオフセツ
ト制御の効果により磁束オフセツトはほとんど０
である。
積分器（第２図）がトランスの磁束の正確測定
値を出力するには、長期間の磁束を知る必要があ
る。磁束と磁化電流ImとはトランスのＢ−Ｈ曲
線によつて直接関連付けられている。さらに、
Imの平均値が０ならば、磁束の平均値も０であ
る。磁化電流オフセツトに相当する電圧VIOSは、
積分器の出力が入力に比例して一様に増加又は減
少するように積分器に入力される。このようにし
て、積分器の出力の一方向（正）の移行期間は
（第３図の１番目に破線で示すように）、短くな
り、逆方向（負）の移行期間は長くなる。この例
は、トランジスタSWAを経てトランスに電流の
流れる期間が長く、従つてトランスの飽和を生じ
る可能性が高い場合である。本発明によれば、第
３図の４番、５番目に示すとおり、パワー・トラ
ンジスタSWAのオン時間が短く、SWBのオン時
間が長くなるように修正されるので、トランスの
飽和は防止される。逆の場合、SWAのオン時間
が長くなるように修正されることは言うまでもな
い。これにより、トランスの両方向に印加される
磁束量は等しくなる。このようにトランジスタ
SWA、SWBのオン時間を磁化電流のオフセツト
に応じて増減修正することによつて磁束及びIm
オフセツトは０に低下する。このオフセツト動作
はVIOSがVGに対して０になるまで継続する。
値を出力するには、長期間の磁束を知る必要があ
る。磁束と磁化電流ImとはトランスのＢ−Ｈ曲
線によつて直接関連付けられている。さらに、
Imの平均値が０ならば、磁束の平均値も０であ
る。磁化電流オフセツトに相当する電圧VIOSは、
積分器の出力が入力に比例して一様に増加又は減
少するように積分器に入力される。このようにし
て、積分器の出力の一方向（正）の移行期間は
（第３図の１番目に破線で示すように）、短くな
り、逆方向（負）の移行期間は長くなる。この例
は、トランジスタSWAを経てトランスに電流の
流れる期間が長く、従つてトランスの飽和を生じ
る可能性が高い場合である。本発明によれば、第
３図の４番、５番目に示すとおり、パワー・トラ
ンジスタSWAのオン時間が短く、SWBのオン時
間が長くなるように修正されるので、トランスの
飽和は防止される。逆の場合、SWAのオン時間
が長くなるように修正されることは言うまでもな
い。これにより、トランスの両方向に印加される
磁束量は等しくなる。このようにトランジスタ
SWA、SWBのオン時間を磁化電流のオフセツト
に応じて増減修正することによつて磁束及びIm
オフセツトは０に低下する。このオフセツト動作
はVIOSがVGに対して０になるまで継続する。
ループは積分器から最大90度の位相シフトを有
するので、無条件に安定である。IMオフセツト
発生にこのループを必要とする原因としては、パ
ワー・トランジスタの蓄積時間の不均衡、パワ
ー・トランジスタの電圧降下の不均衡、トランス
ハ一次巻線の結合の不均衡、並びに積分器の演算
増幅器のオフセツト電圧及びバイアス電流をあげ
ることができる。これらの原因は基本的に静的な
ものである。従つて、このループは動的負荷電流
のような原因に対処する必要はなく、Imの中間
値は動作状態に無関係に０に非常に近い値に維持
される。同様な理由から、（Im−オフセツト・ル
ープ）の利得は重要な問題ではない。
するので、無条件に安定である。IMオフセツト
発生にこのループを必要とする原因としては、パ
ワー・トランジスタの蓄積時間の不均衡、パワ
ー・トランジスタの電圧降下の不均衡、トランス
ハ一次巻線の結合の不均衡、並びに積分器の演算
増幅器のオフセツト電圧及びバイアス電流をあげ
ることができる。これらの原因は基本的に静的な
ものである。従つて、このループは動的負荷電流
のような原因に対処する必要はなく、Imの中間
値は動作状態に無関係に０に非常に近い値に維持
される。同様な理由から、（Im−オフセツト・ル
ープ）の利得は重要な問題ではない。
パワー・トランジスタがオフ状態のときに磁化
電流Imが測定されるので、該電流の真の値を測
定することができる。
電流Imが測定されるので、該電流の真の値を測
定することができる。
上述のように制御される電源は、優秀なオープ
ン・ループ・レギユレータ特性を有する。トラン
スのコア電圧のボルト秒（ETdt）積分は、タイミ
ング遅延に帰因するエラーを除いて各パルスの持
続時間中直接一定に保持される。これにより、一
定の平均入力電圧が平均化出力フイルタに与えら
れる。レギレーシヨン偏差は直列出力素子（二次
巻線、整流器、インダクタ）の実効直列抵抗に帰
因するものである。一次巻線損失は、一般のパル
ス幅変調制御装置に付加されるフイージ・フオワ
ード回路と異なりレギユレーシヨンに影響を与え
ない。フイードバツクの必要性は非常に低減され
るのでこれを除去することができ、直接出力感知
を必要とせず且つ低い利得でレギユレーシヨン及
び安定度を改良できる。これにより回路設計及び
回路部品の選択が容易となり、高価な絶縁された
電力及びフイードバツク要素の数を低減できる。
ン・ループ・レギユレータ特性を有する。トラン
スのコア電圧のボルト秒（ETdt）積分は、タイミ
ング遅延に帰因するエラーを除いて各パルスの持
続時間中直接一定に保持される。これにより、一
定の平均入力電圧が平均化出力フイルタに与えら
れる。レギレーシヨン偏差は直列出力素子（二次
巻線、整流器、インダクタ）の実効直列抵抗に帰
因するものである。一次巻線損失は、一般のパル
ス幅変調制御装置に付加されるフイージ・フオワ
ード回路と異なりレギユレーシヨンに影響を与え
ない。フイードバツクの必要性は非常に低減され
るのでこれを除去することができ、直接出力感知
を必要とせず且つ低い利得でレギユレーシヨン及
び安定度を改良できる。これにより回路設計及び
回路部品の選択が容易となり、高価な絶縁された
電力及びフイードバツク要素の数を低減できる。
［発明の効果］
本発明は、従来のように特殊な部品を使用する
ものではないので、重量及びコストの面で有利で
ある。また、本発明は、従来のように一次巻線電
流を制御に使用するものではなく、磁化電流を使
用してスイツチング・トランジスタを制御する
か、見積違いによつてトランスを飽和させること
はない。
ものではないので、重量及びコストの面で有利で
ある。また、本発明は、従来のように一次巻線電
流を制御に使用するものではなく、磁化電流を使
用してスイツチング・トランジスタを制御する
か、見積違いによつてトランスを飽和させること
はない。
第１図は本発明によるスイツチング電源の一実
施例を示すブロツク図、第２図は第１図の電源の
具体例を示す回路図、第３図は第２図の各部の信
号を示す波形図である。 １０……一次巻線、１２……二次巻線、１６…
…スイツチング装置、２２……ベース駆動回路、
２４……制御回路、３２……電流感知装置。
施例を示すブロツク図、第２図は第１図の電源の
具体例を示す回路図、第３図は第２図の各部の信
号を示す波形図である。 １０……一次巻線、１２……二次巻線、１６…
…スイツチング装置、２２……ベース駆動回路、
２４……制御回路、３２……電流感知装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一次巻線及び二次巻線が設けられたコアを有
するパワー・トランスと、 所定周期の制御パルスに応答して前記一次巻線
に流れる電流を正負双方向に交互に切換えるため
に前記一次巻線に接続されたスイツチング素子
と、 前記コアに設けられた感知巻線により得られる
信号を前記周期毎に積分して前記パワー・トラン
スの全磁束に相当する第１信号を生成する積分手
段と、 前記二次巻線に結合され、該二次巻線を流れる
電流を検出する電流検出手段と、 前記電流検出手段に接続された電圧発生手段
と、 前記二次巻線の電圧を監視して、前記スイツチ
ング素子がオフ状態のときのみ前記電圧発生手段
を電流が流れるように制御し、それによつて前記
パワー・トランスを流れる磁化電流Imに比例し
た電圧VIMを前記電圧発生手段に発生させるよう
にしたオフセツト検出手段と、 前記オフセツト検出手段の出力電圧VIMに対応
する第２信号VIOSを生成する手段と、 前記第２信号を前記積分手段の入力側において
前記第１信号に加えて複合信号VFLUXを生成する
手段と、 前記複合信号を上下一対の基準電圧VEFC，VREF
と比較し、前記スイツチング素子を動作させる一
連の制御信号を生成し、それによつて前記パワ
ー・トランスが飽和レベル以下で動作するように
した手段、 とを備えたスイツチング電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US584195 | 1984-02-27 | ||
| US06/584,195 US4584635A (en) | 1984-02-27 | 1984-02-27 | Flux centering and power control for high frequency switching power |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60183970A JPS60183970A (ja) | 1985-09-19 |
| JPH0419795B2 true JPH0419795B2 (ja) | 1992-03-31 |
Family
ID=24336296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59219416A Granted JPS60183970A (ja) | 1984-02-27 | 1984-10-20 | スイツチング電源 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4584635A (ja) |
| EP (1) | EP0155369B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60183970A (ja) |
| DE (1) | DE3472514D1 (ja) |
Families Citing this family (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3472867D1 (en) * | 1984-02-29 | 1988-08-25 | Ibm | Power switching circuit |
| US4725937A (en) * | 1985-01-08 | 1988-02-16 | Westinghouse Electric Corp. | Low power dissipation analog current loop output circuit |
| KR900001136B1 (ko) * | 1985-03-31 | 1990-02-27 | 가부시키가이샤 도시바 | 전화교환기용 전원장치 |
| GB2203873B (en) * | 1987-04-07 | 1991-04-03 | Possum Controls Ltd | Control system |
| US4858094A (en) * | 1988-10-18 | 1989-08-15 | Allied-Signal Inc. | Switched mode power supply with improved load regulation |
| US4969081A (en) * | 1989-01-09 | 1990-11-06 | Sundstrand Corporation | Inverter switch current sensor with shoot-through current limiting |
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| KR970702527A (ko) * | 1995-02-16 | 1997-05-13 | 요트.게.아. 롤페즈 | 저항값에 의한 제어 신호로 저항값을 변환하는 디바이스 및, 그런 다비이스를 포함한 전기 장치(Device for converting a resistance value into a control signal which depends on the resistance value, and electrical apparatus comprising such a device) |
| DE19524963A1 (de) * | 1995-07-08 | 1997-01-09 | Bosch Gmbh Robert | Schaltnetzteil mit B-Steuerung |
| US5629616A (en) * | 1995-07-13 | 1997-05-13 | Performance Conrols, Inc. | Circuit for measuring current in class-d amplifiers |
| US7269034B2 (en) | 1997-01-24 | 2007-09-11 | Synqor, Inc. | High efficiency power converter |
| US7768371B2 (en) * | 1998-02-05 | 2010-08-03 | City University Of Hong Kong | Coreless printed-circuit-board (PCB) transformers and operating techniques therefor |
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| WO2000033095A1 (en) | 1998-11-30 | 2000-06-08 | Mts Systems Corporation | Circuit with improved dynamic response for measuring current in pulse width modulated amplifiers |
| US5969955A (en) * | 1998-12-29 | 1999-10-19 | General Electric Company | Push-pull power converter with crowbar circuit for very fast output voltage turn-off |
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| US6534967B1 (en) | 2000-09-25 | 2003-03-18 | Mts Systems Corporation | Dual totem current sensor for measuring load current in an H-bridge power stage |
| US6577111B1 (en) * | 2001-09-06 | 2003-06-10 | Abb Technology Ag | Controlling magnetizing current in a transformer by comparing the difference between first and second positive peak values of the magnetizing current with a threshold |
| JP2004015900A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Omron Corp | プッシュプル回路方式の電力変換装置 |
| JP4318174B2 (ja) * | 2003-12-11 | 2009-08-19 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US20060192550A1 (en) * | 2005-02-25 | 2006-08-31 | Sandquist David A | Current sensor with magnetic toroid single frequency detection scheme |
| US9238140B2 (en) * | 2006-08-25 | 2016-01-19 | Cochlear Limited | Current leakage detection |
| JP5149686B2 (ja) * | 2008-04-24 | 2013-02-20 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及びそれを用いた放電灯点灯装置、並びに車両用前照灯装置 |
| US20100274319A1 (en) * | 2009-04-28 | 2010-10-28 | Cochlear Limited | Current leakage detection for a medical implant |
| US8588911B2 (en) | 2011-09-21 | 2013-11-19 | Cochlear Limited | Medical implant with current leakage circuitry |
| US10199950B1 (en) | 2013-07-02 | 2019-02-05 | Vlt, Inc. | Power distribution architecture with series-connected bus converter |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1069177A (en) * | 1976-07-21 | 1980-01-01 | Gte Lenkurt Electric (Canada) Ltd. | Constant current series-switching regulator |
| US4017786A (en) * | 1976-07-26 | 1977-04-12 | Ncr Corporation | Transformer saturation control circuit for a high frequency switching power supply |
| US4150424A (en) * | 1978-04-04 | 1979-04-17 | International Telephone And Telegraph Corporation | Dynamic current balancing for power converters |
| US4315303A (en) * | 1979-12-13 | 1982-02-09 | Real Gas & Electric Company, Inc. | DC Converter |
| US4322817A (en) * | 1980-12-29 | 1982-03-30 | Gte Automatic Electric Labs Inc. | Switching regulated pulse width modulated push-pull converter |
| US4352153A (en) * | 1981-03-11 | 1982-09-28 | Ncr Corporation | Regulated converter with volt-balancing control circuit |
-
1984
- 1984-02-27 US US06/584,195 patent/US4584635A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-10-20 JP JP59219416A patent/JPS60183970A/ja active Granted
- 1984-12-04 DE DE8484114673T patent/DE3472514D1/de not_active Expired
- 1984-12-04 EP EP84114673A patent/EP0155369B1/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0155369A1 (en) | 1985-09-25 |
| DE3472514D1 (en) | 1988-08-04 |
| US4584635A (en) | 1986-04-22 |
| EP0155369B1 (en) | 1988-06-29 |
| JPS60183970A (ja) | 1985-09-19 |
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