JPH04119082A - Frequency characteristic improvement circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To suppress the deterioration of S/N, and to emphasize the high frequency band of an FM signal, and to improve a frequency characteristic through simple configuration by making the high frequency band component of the inputted FM signal into the signal of constant amplitude. CONSTITUTION:An amplification circuit 2 inputs its output voltage Vout as negative input, and inputs input voltage Vin from an input terminal 1 as positive input, and outputs the difference voltage of those after converting it into a current. This output current is converted into the voltage Vout by a capacitor 3, and is outputted from an output terminal 5. Here, the circuit 2 and the capacitor 3 constitute an LPF to damp the high frequency band component of the input voltage Vin. A limiter circuit 4 inputs the output voltage Vout of the circuit 2 as the positive input, and inputs the input voltage Vin from the input terminal 1 as the negative input, and limits the difference voltage to the constant amplitude, and supplies it to the other end of the capacitor 3. The output voltage of the circuit 4 is added to the output voltage of the LPF consisting of the circuit 2 and the capacitor 3 as the high frequency band component. Namely, the circuit 4 operates as a variable gain circuit. Thus, an inversion phenomenon can be prevented, and the S/N at the flat part of the picture is improved, and the circuit suitable to be made into an IC can be realized.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、ＶＴＲの再生信号の処理などに用いて好適な
回路に係わり、特に、周波数変調された信号（以下、Ｆ
Ｍ信号という）を処理する周波数特性改善回路に関する
。Detailed Description of the Invention [Field of Industrial Application] The present invention relates to a circuit suitable for processing a reproduced signal of a VTR, and particularly relates to a circuit suitable for processing a reproduced signal of a VTR.
This invention relates to a frequency characteristic improvement circuit that processes an M signal.

［従来の技術］ 輝度信号をＦＭ信号として記録再生するＶＴＲのような
磁気記録再生装置においては、磁気ヘッドなどの特性に
よって高周波領域の減衰が生じ、これによって画像の輪
郭部を表わす再生ＦＭ信号の高域成分が減衰する。再生
ＦＭ信号をＦＭ復調するに際しては、リミッタ回路によ
って予め再生ＦＭ信号を一定振幅の信号とするが、上記
のように再生ＦＭ信号に高域成分の減衰があると、その
キャリアの振幅が小さくなり、リミッタ回路において、
このキャリアの振幅が小さい部分でキャリアがゼロクロ
スレベルと交差せず、キャリアのゼロクロス欠落が生ず
る。このようなリミッタ回路の出力ＦＭ信号をパルスカ
ウント検波方式のＦＭ復調回路で復調すると、キャリア
のゼロクロス欠落が生じた部分の復調信号の波形は輪郭
を表わすレベルが急峻に変化するエツジにパルス状ノイ
ズが重畳されたものとなり、いわゆる反転現象が生ずる
。[Prior Art] In a magnetic recording and reproducing device such as a VTR that records and reproduces a luminance signal as an FM signal, attenuation occurs in the high frequency region due to the characteristics of the magnetic head, and this causes the reproduction FM signal representing the contour of the image to be attenuated. High frequency components are attenuated. When performing FM demodulation of a reproduced FM signal, the reproduced FM signal is made into a signal with a constant amplitude in advance by a limiter circuit, but if the reproduced FM signal has attenuation of high-frequency components as described above, the amplitude of its carrier becomes smaller. , in the limiter circuit,
In this portion where the amplitude of the carrier is small, the carrier does not cross the zero-crossing level, and zero-crossing loss of the carrier occurs. When the output FM signal of such a limiter circuit is demodulated by an FM demodulation circuit using a pulse count detection method, the waveform of the demodulated signal in the part where the zero-crossing loss of the carrier has occurred will have pulse-like noise at the edge where the level representing the contour changes sharply. are superimposed, and a so-called inversion phenomenon occurs.

かかる反転現象を防止するためには、ＦＭ信号をリミッ
タ回路に供給する前に、このＦＭ信号の減衰した高域成
分を強調すればよい。In order to prevent such an inversion phenomenon, the attenuated high-frequency components of the FM signal may be emphasized before the FM signal is supplied to the limiter circuit.

また、反転現象を防止する他の方法が特開平１−３２５
９０号公報に記載されている。これは、再生ＦＭ信号か
らキャリア成分のみを抽出し、そのゼロクロス点をリミ
ッタ回路で検出してこれらゼロクロス点毎にパルスを生
成し、これらパルスを再生ＦＭ信号の波形のピーク点毎
に重畳するものであって、かかる再生ＦＭ信号をリミッ
タ回路に供給して、減衰された高域成分に対しては、重
畳されたパルスによってキャリアのゼロクロス点が検出
できるようにしたものである。In addition, another method for preventing the reversal phenomenon is disclosed in Japanese Patent Application Laid-open No. 1-325.
It is described in Publication No. 90. This extracts only the carrier component from the reproduced FM signal, detects its zero-crossing points with a limiter circuit, generates pulses at each zero-crossing point, and superimposes these pulses at each peak point of the waveform of the reproduced FM signal. The reproduced FM signal is supplied to a limiter circuit, and the zero-crossing point of the carrier can be detected by the superimposed pulse for the attenuated high-frequency component.

［発明が解決しようとする課題］ ところで、再生ＦＭ信号には、これが磁気テープから再
生されるときなどでノイズ混入する。そこで、上記のよ
うに減衰された再生ＦＭ信号を単に強調すると、ノイズ
も強調されてしまい、復調信号のＳ／Ｎが劣化してしま
うという問題がある。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, noise is mixed into the reproduced FM signal when it is reproduced from a magnetic tape. Therefore, if the attenuated reproduced FM signal is simply emphasized as described above, noise will also be emphasized, resulting in a problem that the S/N of the demodulated signal will deteriorate.

また、上記特公平１−３２り９０号公報に記載される技
術では、反転現象のために必要の回路の構成が複雑で大
規模なものとなる。Furthermore, in the technique described in Japanese Patent Publication No. 1-32-90, the circuit configuration necessary for the inversion phenomenon is complicated and large-scale.

最近では、ビデオ機器の高画質化が進み、このために、
ＶＴＲでは、ＦＭキャリア周波数を高くして変調幅を広
げたハイバント方式が普及してきている。たとえば、８
ミリビデオでの高画質化を図るために変調周波数を高く
した方式をみると、同期信号部分で５　、７　Ｍ　Ｈｚ
、１００％白レベルで７　、７　Ｍ　Ｈｚであるが、黒
から白へ変化する画像の輪郭部では最高１０．１ＭＨｚ
にもなる。Recently, the image quality of video equipment has increased, and for this reason,
In VTRs, a high band system in which the FM carrier frequency is raised to widen the modulation width is becoming popular. For example, 8
Looking at methods that increase the modulation frequency to achieve high image quality in millivideo, the synchronization signal part has a frequency of 5 to 7 MHz.
, 7.7 MHz at 100% white level, but up to 10.1 MHz at the edge of the image where it changes from black to white.
It also becomes.

このようにキャリア周波数が高くなると１反転現象が益
々大きな問題となってくる。As the carrier frequency increases in this way, the one-inversion phenomenon becomes an increasingly serious problem.

本発明の目的は、かかる問題を解消し、Ｓ／Ｎの劣化を
抑圧してＦＭ信号の高域を強調することができるように
した回路構成が簡単な周波数特性改善回路を提供するこ
とにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a frequency characteristic improvement circuit with a simple circuit configuration that can eliminate such problems, suppress S/N deterioration, and emphasize the high frequency range of an FM signal. .

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために１本発明は、入力されたＦＭ
信号の帯域を制限するフィルタ回路と、該入力されたＦ
Ｍ信号と該フィルタ回路から出力されるＦＭ信号との差
信号を振幅制限するリミッタ回路と、該フィルタ回路か
ら出力されるＦＭ信号と該リミッタ回路の出力信号との
加算手段とで構成する。[Means for Solving the Problem] In order to achieve the above object, one aspect of the present invention is to
A filter circuit that limits the signal band and the input F
It consists of a limiter circuit that limits the amplitude of the difference signal between the M signal and the FM signal output from the filter circuit, and means for adding the FM signal output from the filter circuit and the output signal of the limiter circuit.

［作用］ リミッタ回路は、入力されたＦＭ信号とフィルタ回路か
ら出力される帯域制限されたＦＭ信号との差である該入
力されたＦＭ信号の高域成分を一定振幅の信号にする。[Operation] The limiter circuit converts the high frequency component of the input FM signal, which is the difference between the input FM signal and the band-limited FM signal output from the filter circuit, into a signal with a constant amplitude.

このように、リミッタ回路から出力される高域成分の振
幅は一定であるから、リミッタ回路に入力される高域成
分の振幅が小さくなる程リミッタ回路の利得が大きくな
る。つまり、このリミッタ回路は入力信号に応じて利得
が変化する増幅回路として動作する。In this way, since the amplitude of the high frequency component output from the limiter circuit is constant, the gain of the limiter circuit increases as the amplitude of the high frequency component input to the limiter circuit becomes smaller. In other words, this limiter circuit operates as an amplifier circuit whose gain changes depending on the input signal.

そこで、画像の輪郭部のように、大きく減衰して小振幅
となった高域成分では、リミッタ回路の利得が大きくな
り、このリミッタ回路の出力信号とフィルタ回路から出
力されるＦＭ信号との加算信号は高域が強調されたこと
になる。Therefore, for high-frequency components that are greatly attenuated and have small amplitudes, such as the contours of an image, the gain of the limiter circuit becomes large, and the output signal of the limiter circuit is added to the FM signal output from the filter circuit. This means that the high frequencies of the signal are emphasized.

また、入力されたＦＭ信号の高域成分のうちの画像の平
坦な部分を表わす成分は輪郭部を表わす高域成分に比べ
て振幅が大きいため、この平坦部を表わす高域成分に対
してはリミッタ回路の利得は小さい。したがって、ＦＭ
信号の平坦部を表わす高域成分はあまり強調されず、そ
こに混入したノイズも小さく抑えられる。Furthermore, among the high-frequency components of the input FM signal, the component representing the flat part of the image has a larger amplitude than the high-frequency component representing the contour. The gain of the limiter circuit is small. Therefore, F.M.
The high-frequency components representing the flat portion of the signal are not emphasized much, and the noise mixed therein is also suppressed.

画面上では、輪郭部に比べ、平坦部での方がノイズが視
覚的に目立つ。このため、本発明によると、反転が防止
されるとともに、Ｓ／Ｎが改善されることになる。On the screen, noise is visually more noticeable in flat areas than in contour areas. Therefore, according to the present invention, inversion is prevented and S/N is improved.

［実施例］ 以下５本発明の実施例を図面によって説明する。[Example] Hereinafter, five embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１図は本発明による周波数特性改善回路の一実施例を
示すブロック図であって、１は入力端子、２は入力電圧
を電流に変換する増幅回路、３はコンデンサ、４はリミ
ッタ回路、５は出力端子である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention, in which 1 is an input terminal, 2 is an amplifier circuit that converts an input voltage into a current, 3 is a capacitor, 4 is a limiter circuit, and 5 is the output terminal.

同図において、増幅回路２の出力端子はコンデンサ３の
一端と出力端子５とに接続されている。In the figure, an output terminal of an amplifier circuit 2 is connected to one end of a capacitor 3 and an output terminal 5.

また、増幅回路２はその出力電圧Ｖ。、ｔを負入力とし
、図示しない記録媒体からの再生ＦＭ信号である入力端
子１からの入力電圧■、Ｉｌを正入力とする差動入力端
子を備えており、これらの差電圧を電流に変換して出力
する。この出力電流はコンデンサ３によって電圧■。ｕ
ｔに変換され、出力端子５から出力される。Further, the amplifier circuit 2 has its output voltage V. , t as negative inputs, and input voltages from input terminal 1 that are reproduced FM signals from a recording medium (not shown) as positive inputs, and these differential voltages are converted into current. and output it. This output current is reduced to voltage ■ by capacitor 3. u
t and output from the output terminal 5.

ここで、増幅回路２とコンデンサ３とは入力電圧■、ｌ
ｌｌの高域成分を減衰する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
を構成しており、その入出力特性を第２図に実線ａとし
て示す。Here, the amplifier circuit 2 and capacitor 3 have input voltages ■, l
A low pass filter (LPF) that attenuates the high frequency components of ll.
The input/output characteristics are shown as a solid line a in FIG.

リミッタ回路４は増幅回路２の出力電圧Ｖ。、。The limiter circuit 4 is the output voltage V of the amplifier circuit 2. ,.

を正入力とし、入力端子１からの入力電圧■五。を負入
力とする差動入力端子を有しており、これらの差電圧を
一定振幅に制限してコンデンサ３の他端に供給する。こ
のリミッタ回路４の出力電圧は、コンデンサ３のバイア
スを変化させることにより、増幅回路２とコンデンサ３
とからなるＬＰＦの出力電圧に高域成分として加算され
る。すなわち、出力端子５に得られる出力電圧Ｖ。ｍ＋
は、このＬＰＦの出力電圧にリミッタ回路４の出力電圧
が加算されたものである。is the positive input, and the input voltage from input terminal 1 is ■5. It has a differential input terminal that takes as a negative input, and the differential voltage between these is limited to a constant amplitude and is supplied to the other end of the capacitor 3. The output voltage of the limiter circuit 4 can be adjusted between the amplifier circuit 2 and the capacitor 3 by changing the bias of the capacitor 3.
It is added as a high frequency component to the output voltage of the LPF consisting of. That is, the output voltage V obtained at the output terminal 5. m+
is the output voltage of the limiter circuit 4 added to the output voltage of this LPF.

いま、増幅回路２の差電圧を電流に変換する変換利得を
ｇｍｘ、コンデンサ３の容量をＣ１、リミッタ回路４の
利得をＫとすると、出力電圧ｖｏいは次のように表わさ
れる。Now, assuming that the conversion gain for converting the differential voltage of the amplifier circuit 2 into a current is gmx, the capacitance of the capacitor 3 is C1, and the gain of the limiter circuit 4 is K, the output voltage vo is expressed as follows.

この式（１）により、伝達関数Ｇ（ｊω）は次の式で表
わされる。Based on this equation (1), the transfer function G(jω) is expressed by the following equation.

（但し、ω。＝ｇｍ□／Ｃ□、ω：入力電圧■、ｏの角
周波数、ω。：角共振周波数） ここで、リミッタ回路４は２人力の差電圧を振幅制限し
、一定振幅の電圧として出力する。このために、リミッ
タ回路４の利得には、この差電圧が小さい程大きくなり
、逆に、この差電圧が大きい程小さくなる。すなわち、
リミッタ回路４は可変利得回路として動作する。(However, ω.=gm□/C□, ω: input voltage ■, angular frequency of o, ω.: angular resonance frequency) Here, the limiter circuit 4 limits the amplitude of the voltage difference between the two human forces, and maintains a constant amplitude. Output as voltage. For this reason, the gain of the limiter circuit 4 increases as this differential voltage becomes smaller, and conversely, as this differential voltage increases, it decreases. That is,
The limiter circuit 4 operates as a variable gain circuit.

そこで、いま、入力される差電圧が充分大きく、Ｋ＜１
とすると、上記式（２）は次のようになる。Therefore, if the input voltage difference is sufficiently large and K<1
Then, the above equation (2) becomes as follows.

０°　　　　　　　　・・・・・（２′）Ｇ（ｊ・”’
ｊｃｖ＋ｕ。0° ・・・・・・(2′)G(j・”'
jcv+u.

これは第２図の実線ａで示すようなローパスフィルタ特
性を表わしている。すなわち入力電圧ｖ、＋１の高域成
分の振幅が大きい場合しこけ、この高域成分に加算され
るリミッタ回路４の出力電圧はほとんど無視できるもの
であり、出力端子５には、増幅回路２とコンデンサ３と
からなるＬＰＦの出力電圧Ｖ。ｌＬｔが得られることに
なる。This represents a low-pass filter characteristic as shown by the solid line a in FIG. In other words, if the amplitude of the high-frequency component of the input voltage v, +1 is large, the output voltage of the limiter circuit 4 that is added to this high-frequency component can be almost ignored, and the output terminal 5 is connected to the amplifier circuit 2 and Output voltage V of the LPF consisting of capacitor 3. lLt will be obtained.

また、Ｋ＝１の場合には、上記式（２）は次のようにな
る。Moreover, in the case of K=1, the above equation (2) becomes as follows.

これは式（２′）で表わされる特性の逆特性であり、ω
〉ω。なる高域での利得として第２図の破線すで示すよ
うな高域強調の特性となる。This is the inverse characteristic of the characteristic expressed by equation (2'), and ω
〉ω. As a result of the gain in the high frequency range, the characteristic of high frequency emphasis is obtained as shown by the broken line in FIG.

リミッタ回路４の入力差電圧は入力電圧Ｖ、。の高域成
分の大きさに比例する。したがって、この実施例では、
入力電圧ｖ、、の高域成分の振幅が小さくなるにつれて
高域での利得が増大し、高域がより強調されることにな
る。また、入力電圧■、ゎの高域成分の振幅が大きくな
るにつれて高域での利得が減少し、高域強調が弱まる。The input difference voltage of the limiter circuit 4 is the input voltage V,. is proportional to the size of the high frequency component of Therefore, in this example:
As the amplitude of the high-frequency component of the input voltage v, , decreases, the gain in the high-frequency range increases, and the high-frequency range becomes more emphasized. Furthermore, as the amplitude of the high frequency component of the input voltages ■ and wa increases, the gain in the high frequency range decreases, and the high frequency emphasis becomes weaker.

そこで、画像の輪郭部では、映像信号がプリエンファシ
スされてＦＭ変調されているため、入力端子１から再生
ＦＭ信号のキャリアがより高い周波数になって減衰が大
きいが、この場合、リミッタ回路４の利得Ｋが１に近く
なって高域での利得が増大し、出力端子５に得られる再
生ＦＭ信号のキャリアが強調されることになる。これに
より。Therefore, in the contour part of the image, the video signal is pre-emphasized and FM modulated, so the carrier of the reproduced FM signal from the input terminal 1 has a higher frequency and is greatly attenuated. The gain K becomes close to 1, the gain in the high range increases, and the carrier of the reproduced FM signal obtained at the output terminal 5 is emphasized. Due to this.

反転現象が防止できる。Reversal phenomenon can be prevented.

また、画像の平坦部では、輪郭部よりもキャリアは低く
て減衰が少ないが、この場合には、再生ＦＭ信号の高域
での利得が小さくなって強調が弱まる。この結果、高域
でのノイズも小さく抑えられることになり、画像の視覚
的に目立つ平坦部でのＳ／Ｎが改善されることになる。Further, in flat parts of the image, the carrier is lower and attenuation is less than in contour parts, but in this case, the gain in the high frequency range of the reproduced FM signal becomes small and the emphasis is weakened. As a result, noise in high frequencies is also suppressed to a small level, and the S/N ratio in visually noticeable flat parts of the image is improved.

しかも、第１図に示す構成によると、ＩＣに内蔵するの
に困難なインダクタ（コイル）が用いられていないから
、ＩＣ化が容易であるし、そのＩＣ回路の製造に際して
生ずるコンデンサ、抵抗などの素子の値のバラツキも増
幅回路２の利得を調整することによって吸収することが
でき、結局。Moreover, the configuration shown in Figure 1 does not use an inductor (coil) that is difficult to incorporate into an IC, so it is easy to integrate it into an IC, and it also eliminates the need for capacitors, resistors, etc. that are generated during the manufacture of the IC circuit. Variations in element values can also be absorbed by adjusting the gain of the amplifier circuit 2.

この実施例はＩＣ化に適したものとなっている。This embodiment is suitable for IC implementation.

第３図は第１図に示した実施例の具体的な回路構成の一
例を示す回路図であって、Ｑ１〜Ｑ　Ｌ　４はトランジ
スタ、Ｒ１−Ｒ４は抵抗、Ｄ□、Ｄ２はダイオード、Ａ
工〜Ａ５は電流源、■１〜ｖ３は電圧源であり、第１図
に対応する部分には同一符号をつけている。FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a specific circuit configuration of the embodiment shown in FIG. 1, in which Q1 to QL4 are transistors, R1 to R4 are resistors, D and D2 are diodes,
1 to A5 are current sources, and 1 to V3 are voltage sources, and parts corresponding to those in FIG. 1 are given the same reference numerals.

同図において、増幅回路２はダイオードＱ０〜Ｑ９、抵
抗Ｒ１，Ｒ２、電流源へ〇、Ａ２および電圧源Ｖ、、Ｖ
２によって構成されている。In the same figure, the amplifier circuit 2 includes diodes Q0 to Q9, resistors R1 and R2, current sources 〇, A2, and voltage sources V, , V
It is composed of 2.

トランジスタＱ工＋Ｑｚは、夫々のエミッタが抵抗Ｒ１
，Ｒ２を介して電流源Ａ１に接続され、差動対を構成し
ている。トランジスタＱ１のベースには、入力端子１か
らの入力電圧Ｖ　ｉ　ｎが印加され、トランジスタＱ２
のベースには、出力端子５に得られる高力電圧Ｖ。、が
印加される。The emitter of each transistor Q + Qz is resistor R1
, R2 to the current source A1, forming a differential pair. An input voltage V in from input terminal 1 is applied to the base of transistor Q1, and transistor Q2
At the base of , there is a high voltage V obtained at the output terminal 5. , is applied.

トランジスタＱ３．Ｑ、も差動対を構成しており、これ
らのエミッタがともにトランジスタＱ２のコレクタに接
続されている。また、トランジスタＱｓ＋Ｑ６も差動対
を構成しており、これらのエミッタがともに電流源Ａ２
に接続されている。トランジスタＱ３．Ｑ、のエミッタ
には電圧源■□からの一定の電源電圧■Ｂ工が印加され
ており、トランジスタＱ、、Ｑ５のエミッタには可変の
電圧源■２からの電源電圧ｖｃが印加されている。トラ
ンジスタＱ４のコレクタはＰＮＰ形のトランジスタＱ７
のコレクタに、トランジスタＱ、のコレクタはＰＮＰ形
のトランジスタＱ、のコレクタに夫々接続されており、
トランジスタＱ７のベースはトランジスタＱ８のベース
とコレクタとに接続されている。Transistor Q3. Q also constitutes a differential pair, and their emitters are both connected to the collector of transistor Q2. In addition, transistors Qs+Q6 also constitute a differential pair, and both of their emitters are connected to current source A2.
It is connected to the. Transistor Q3. A constant power supply voltage ■B from a voltage source ■□ is applied to the emitter of Q, and a power supply voltage vc from a variable voltage source ■2 is applied to the emitters of transistors Q, Q5. . The collector of transistor Q4 is PNP type transistor Q7.
The collector of the transistor Q is connected to the collector of the PNP type transistor Q, respectively.
The base of transistor Q7 is connected to the base and collector of transistor Q8.

したがって、トランジスタＱ、、Ｑ、はカレントミラー
を構成しており、トランジスタＱ７のコレクタにトラン
ジスタＱ、のコレクタ電流にほぼ等しい電流が流れる。Therefore, transistors Q, , Q, constitute a current mirror, and a current approximately equal to the collector current of transistor Q flows through the collector of transistor Q7.

トランジスタＱ４．　Ｑ７のコレクタがトランジスタＱ
９のベースに接続されている。Transistor Q4. The collector of Q7 is transistor Q
It is connected to the base of 9.

なお、トランジスタロ工ｌ　Ｑ３１０６のコレクタとト
ランジスタの７．ＱＩＩのエミッタに電圧源Ｖ。In addition, the collector of the transistor I Q3106 and the transistor 7. A voltage source V is applied to the emitter of QII.

の一定電源電圧ＶＣＣが印加されている。A constant power supply voltage VCC is applied.

ここで、電流源Ａ２の電流値を■、とすると、電流源へ
〇の電流値を２工□とする。また、トランジスタＱ、、
Ｑ、の電流の分流比率とトランジスタＱｓｔＱ、の電流
の分流比率はほぼ等しいようにしている。Here, if the current value of the current source A2 is ``■'', then the current value of 〇 to the current source is 2 hours □. Also, the transistor Q...
The current diversion ratio of transistor Q and the current diversion ratio of transistor QstQ are made approximately equal.

リミッタ回路４はトランジスタＱ１□〜Ｑ１゜、抵抗Ｒ
３，Ｒ４、ダイオードＤ□、Ｄ２および電流源Ａ、。Limiter circuit 4 consists of transistors Q1□~Q1゜, resistor R
3, R4, diode D□, D2 and current source A.

Ａ５で構成されている。It is made up of A5.

トランジスタロ工ｚｔＱ工、は、夫々のエミッタがとも
に電流源Ａ４に接続され、差動対を構成している。トラ
ンジスタＱ□ｚｔＱ□３のコレクタには、夫々抵抗Ｒ□
、Ｒ４を介して電圧ｇ　Ｖ　３から電源電圧ＶＣＣが印
加されているが、これらコレクタ間に互いに逆極性で並
列にダイオ−ドロ工、Ｄ２が接続されている。トランジ
スタＱ４２のベースに出力端子５に得られる高力電圧Ｖ
。、ｔが印加され、トランジスタロ工、のベースに入力
端子１からの入力電圧ｖ、ｎが印加される。The emitters of the transistors zt and Q are both connected to the current source A4, forming a differential pair. A resistor R□ is connected to the collector of each transistor Q□ztQ□3.
, R4 are applied with the power supply voltage VCC from the voltage gV3, and a diode drawer D2 is connected in parallel between these collectors with opposite polarities. The high voltage V obtained at the output terminal 5 at the base of the transistor Q42
. , t are applied, and input voltages v, n from the input terminal 1 are applied to the base of the transistor.

トランジスタロ工、のコレクタはトランジスタＱ１４の
ベースに接続されている。このトランジスタＱユ、のコ
レクタには電圧源ｖ３から電源電圧ＶＣＣが印加され、
そのエミッタは、電流源Ａ５に接続されているとともに
、コンデンサ３を介してトランジスタＱ、のベースに接
続されている。The collector of transistor Q14 is connected to the base of transistor Q14. A power supply voltage VCC is applied to the collector of this transistor QU from a voltage source v3,
Its emitter is connected to a current source A5 and via a capacitor 3 to the base of a transistor Q.

トランジスタＱ９は、そのコレクタに電圧源Ｖ。Transistor Q9 has a voltage source V at its collector.

から電源電圧ＶＣＣが印加され、また、そのエミッタが
、ダイオード接続された２つのトランジスタロ工。、Ｑ
□□を介し、電流源Ａ３と出力端子５とに接続されてい
る。The power supply voltage VCC is applied to the two transistors whose emitters are diode-connected. ,Q
It is connected to the current source A3 and the output terminal 5 via □□.

次に、増幅回路２の動作について説明する。Next, the operation of the amplifier circuit 2 will be explained.

いま、入力電圧■、ｏと出力電圧Ｖ。、どの差電圧をΔ
Ｖ、トランジスタＱ□＋Ｑｚのエミッタ抵抗を等しくｒ
＠、抵抗Ｒ□、Ｒ２の抵抗値を等しくＲ８とすると、ト
ランジスタＱ２のコレクタ電流Δ■は次のように表わさ
れる。Now, the input voltage ■, o and the output voltage V. , which differential voltage is Δ
V, the emitter resistance of transistor Q□+Qz is equal to r
Assuming that the resistance values of the resistors R□ and R2 are equal to R8, the collector current Δ■ of the transistor Q2 is expressed as follows.

Δ■＝　　ΔＶ ２　（ＲＥ＋　ｒ。、　　　　　　−＝−＜３）ここで
、トランジスタＱ、、　Ｑ、の電流分流比率をαとする
と、トランジスタＱ２のコレクタ電流Δ■はこの比率で
トランジスタＱ４のコレクタ側に分流され、かつ電流源
Ａ１の電流が２Ｉ、に対して電流１１ＪＸＡ２の電流が
■、であるから、トランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタの
接続点から得られる増幅回路２の出力電流Ｉ０は、 Δ■ ＩＱ””　２（Ｒ）：＋　ｒＪ　　　　　”””（４）
となる。したがって、増幅回路２の変換利得ｇ１□は次
式で表わされる。Δ■ = ΔV 2 (RE+ r., -=-<3) Here, if the current shunting ratio of transistors Q, Q, is α, then the collector current Δ■ of transistor Q2 is on the collector side of transistor Q4 at this ratio. Since the current of the current source A1 is 2I and the current of the current 11JXA2 is 2, the output current I0 of the amplifier circuit 2 obtained from the connection point of the collectors of the transistors Q, Q, is Δ■ IQ"" 2 (R): + rJ """ (4)
becomes. Therefore, the conversion gain g1□ of the amplifier circuit 2 is expressed by the following equation.

■ロ　　　　　　　　α ΔＶ　　２　（ＲＥ十ｒｅ）　　　”””（５）この変
換利得ｇｍ工を上記式（１）に代入して伝達関数Ｇ（ｊ
ω）を求めると、 となる。これは、フィルタ固有の特性を示すパラメータ
である角共振周波数ω。を、 ω・”　（ＲＥ＋　ｒｅ）’　Ｃｓ　　　　　　　・・
・・・・（７）としたときの上記式（２）と同じものと
なる。■B α ΔV 2 (RE) ””” (5) Substituting this conversion gain gm into the above equation (1), the transfer function G(j
ω), we get . This is the angular resonance frequency ω, which is a parameter that indicates the unique characteristics of the filter. ω・” (RE+ re)' Cs ・・
...It is the same as the above formula (2) when (7) is set.

式（６）　、　（７）から明らかなように、第３図に示
す回路をＩＣ化する場合、コンデンサ３の容量Ｃ４や抵
抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値Ｒ０にバラツキがあって。As is clear from equations (6) and (7), when the circuit shown in FIG. 3 is integrated into an IC, there are variations in the capacitance C4 of the capacitor 3 and the resistance value R0 of the resistors R1 and R2.

回路の特性にバラツキが生ずる。しかし、差動対をなす
トランジスタＱ３．Ｑ、の電流分流比α、トランジスタ
Ｑ、、Ｑ５の電流分流比率αを調整することにより、こ
れら容量Ｃ１，抵抗値ＲＥのバラツキを吸収することが
でき、角共振周波数ω。が所望の一定値になるようにす
ることができる。つまり、このことは、式（５）により
、増幅回路２の変換利得ｇ０□を調整可能とするもので
あり、これは電圧源ｖ２の電源電圧Ｖｃを可変とするこ
とによって達成できる。Variations occur in circuit characteristics. However, transistors Q3. By adjusting the current shunt ratio α of transistors Q, and the current shunt ratio α of transistors Q, , Q5, it is possible to absorb variations in the capacitance C1 and resistance value RE, and increase the angular resonance frequency ω. can be set to a desired constant value. That is, this makes it possible to adjust the conversion gain g0□ of the amplifier circuit 2 using equation (5), and this can be achieved by making the power supply voltage Vc of the voltage source v2 variable.

第４図は第１図に示した実施例の具体的な回路構成の他
の例を示す回路図であって、Ｑ工、はトランジスタ、Ｒ
６は抵抗、Ｄ、、Ｄ４はダイオード、Ａ６は電流源、■
４は電圧源であり、第３図に対応する部分には同一符号
をつけている。FIG. 4 is a circuit diagram showing another example of the specific circuit configuration of the embodiment shown in FIG.
6 is a resistor, D4 is a diode, A6 is a current source, ■
4 is a voltage source, and parts corresponding to those in FIG. 3 are given the same reference numerals.

同図において、増幅回路２は第３図の増幅回路２と同し
回路構成をなし、でいる。In the figure, an amplifier circuit 2 has the same circuit configuration as the amplifier circuit 2 in FIG. 3.

リミッタ回路４はトランジスタＱ１５．抵抗Ｒｓ＋ダイ
オードＤｆｆｌＤ４１電流ｇＡ、および電圧源■。Limiter circuit 4 includes transistor Q15. Resistor Rs + diode DfflD41 current gA, and voltage source ■.

で構成されている。It is made up of.

抵抗Ｒ９はトランジスタＱ□の負荷抵抗をなすものであ
って、トランジスタロ工のコレクタに接続されている。The resistor R9 serves as a load resistance for the transistor Q□, and is connected to the collector of the transistor Q□.

トランジスタＱ１のコレクタと抵抗Ｒ６との接続点はト
ランジスタロ工、のベースに接続され、このベースと電
圧源■、との間に互いに逆極性で並列に２つのダイオー
ドＤ３．Ｄ４が設けられている。トランジスタロ工、の
コレクタには電圧源■３から電源電圧■ｃｃが印加され
、そのエミッタは、電流源Ａ、に接続されるとともに、
コンデンサ３を介してトランジスタＱ、のベースに接続
されている。The connection point between the collector of the transistor Q1 and the resistor R6 is connected to the base of the transistor Q1, and two diodes D3. D4 is provided. A power supply voltage cc is applied from a voltage source 3 to the collector of the transistor, and its emitter is connected to a current source A.
It is connected to the base of a transistor Q via a capacitor 3.

第１図では、リミッタ回路４での入力電圧Ｖ、ｌ。In FIG. 1, the input voltages V, l at the limiter circuit 4.

と出力電圧■。１ｔとの入力差電圧は増幅回路２での入
力差電圧の逆極性のものである。第４図においては、ト
ランジスタＱ、、Ｑ、のコレクタ電流は互いに逆極性の
上記差電圧に比例していることから、リミッタ回路４の
入力差電圧を抵抗Ｒ１で得るようにしている。これによ
り、第３図でのトランジスタロ工ｚ＋Ｑｘ３や抵抗Ｒ，
，Ｒ４，電流源Ａ４などが不要となり、素子数が削減で
きる。and output voltage■. The input difference voltage with respect to 1t is of the opposite polarity to the input difference voltage in the amplifier circuit 2. In FIG. 4, since the collector currents of the transistors Q, Q, are proportional to the differential voltages having opposite polarities, the input differential voltage of the limiter circuit 4 is obtained by the resistor R1. As a result, the transistor resistance z+Qx3 and the resistance R in FIG.
, R4, current source A4, etc. are no longer required, and the number of elements can be reduced.

抵抗Ｒ９で得られる差電圧はダイオードＤ、　、　Ｄ４
で振幅が一定に制限され、トランジスタＱ１６．コンデ
ンサ３を介して増幅回路２の出力電圧と加算され、トラ
ンジスタＱ、のベースに供給される。The differential voltage obtained by the resistor R9 is the voltage difference obtained by the diodes D, , D4
The amplitude is limited to a constant value by transistors Q16. It is added to the output voltage of the amplifier circuit 2 via the capacitor 3, and is supplied to the base of the transistor Q.

なお、これらダイオードＤ、、Ｄ４と第３図のダイオー
ドＤ１．Ｄ、のオン状態での端子間電圧が全て等しいと
すると、ダイオードＤ３．Ｄ４によって振幅制限された
トランジスタＱ□５のベースでの信号電圧の振幅は、第
３図におけるダイオードＤｉ。Note that these diodes D, , D4 and the diodes D1 . If the voltages across the terminals of diodes D3. The amplitude of the signal voltage at the base of transistor Q□5, amplitude limited by D4, is the same as that of diode Di in FIG.

Ｄ２によって振幅制限されたトランジスタロ工、のベー
スでの信号電圧の振幅のほぼ２倍となる。これは、ダイ
オードＤ□〜Ｄ４のオン時の端子間電圧をＤＦとすると
、第３図では、リミッタレベルが０±”／２ＤＦである
のに対し、第４図ではＶＢｚ±Ｄｐとなるからである。This is approximately twice the amplitude of the signal voltage at the base of the transistor, which is amplitude limited by D2. This is because if the voltage between the terminals of the diodes D□ to D4 when they are on is DF, the limiter level in Fig. 3 is 0±''/2DF, whereas in Fig. 4 it is VBz±Dp. be.

第５図は第１図に示した実施例の具体的な回路構成のさ
らに他の例を示す回路図であって、Ｒ６゜Ｒ７は抵抗で
あり、第３図に対応する部分には同一符号をつけている
。FIG. 5 is a circuit diagram showing still another example of the specific circuit configuration of the embodiment shown in FIG. 1, in which R6 and R7 are resistors, and parts corresponding to those in FIG. is attached.

同図において、リミッタ回路は第３図でのリミッタ回路
４と同じ回路構成をなしているが、増幅回路２としては
抵抗６を用いている。また、差動対をなす一方のトラン
ジスタＱ１２には、出力電圧ｖｏｉｔとして抵抗Ｒ５か
らの電圧が印加されるので、他方の入力電圧Ｖ、。が供
給されるトランジスタｑｔｉのベースにも、差動対のオ
フセット電圧補償用として抵抗Ｒ５と等しい抵抗値の抵
抗Ｒ７が接続されている。In the figure, the limiter circuit has the same circuit configuration as the limiter circuit 4 in FIG. 3, but a resistor 6 is used as the amplifier circuit 2. Further, since the voltage from the resistor R5 is applied as the output voltage voit to one transistor Q12 forming the differential pair, the input voltage V of the other one. A resistor R7 having a resistance value equal to that of the resistor R5 is also connected to the base of the transistor qti which is supplied with the resistor R5 for compensating the offset voltage of the differential pair.

この具体例での伝達関数Ｇ（ｊω）は、抵抗Ｒ６の抵抗
値をＲとすると、 で表わされ、角共振周波数ω。は、 ωｏ＝ｗ　　　　　　　　　・・・・・（９）である。The transfer function G(jω) in this specific example is expressed as follows, where R is the resistance value of the resistor R6, and the angular resonance frequency ω. is ωo=w (9).

この具体例では、ＩＣ製造時での素子のバラツキが比較
的小さく、許容できる場合には素子バラツキの調整手段
が不要である。また、素子数も第３図に示した具体例に
比へて大幅に低減できる。In this specific example, if the variations in the elements during IC manufacturing are relatively small and tolerable, there is no need for means for adjusting the variations in the elements. Furthermore, the number of elements can be significantly reduced compared to the specific example shown in FIG.

第６図は本発明による周波数特性改善回路の他の実施例
を示すブロック図であって、６は増幅回路、７はコンデ
ンサであり、第１図に対応する部分には同一符号をつけ
ている。FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention, in which 6 is an amplifier circuit, 7 is a capacitor, and parts corresponding to those in FIG. 1 are given the same reference numerals. .

同図において、増幅回路２．コンデンサ３およびリミッ
タ回路４は第１図に示した実施例の構成をなしており、
これと出力端子５との間に、増幅回路２と同一機能の増
幅回路６とコンデンサ７とからなるＬＰＦを設け、２次
フィルタ回路としている。入力端子１の入力電圧をＶ、
、、出力端子５に得られる出力電圧をＶ。ｍｔ、増幅回
路２の出力電圧をＶ′とすると、増幅回路２とリミッタ
回路４の入力は、互いに逆極性であるが、入力電圧Ｖ、
１１と出力電圧■。、どの差電圧であり、増幅回路６の
入力は増幅回路２の出力電圧Ｖ′と出力端子５での出力
電圧Ｖ。、どの差電圧である。In the figure, amplifier circuit 2. The capacitor 3 and the limiter circuit 4 have the configuration of the embodiment shown in FIG.
An LPF consisting of an amplifier circuit 6 having the same function as the amplifier circuit 2 and a capacitor 7 is provided between this and the output terminal 5 to form a secondary filter circuit. The input voltage of input terminal 1 is V,
, , the output voltage obtained at the output terminal 5 is V. mt, and the output voltage of the amplifier circuit 2 is V', the inputs of the amplifier circuit 2 and the limiter circuit 4 have opposite polarities, but the input voltage V,
11 and output voltage■. , which differential voltage is the input of the amplifier circuit 6 between the output voltage V' of the amplifier circuit 2 and the output voltage V at the output terminal 5. , which is the differential voltage.

そこで、いま、増幅回路２，６の変換利得を夫々ｇ　ｍ
ｘ　＋　ｇ　ｍｚ、コンデンサ３，７の容量を夫々Ｃ１
゜Ｃ２とすると、 Ｖ’　”（Ｖａｎ　Ｖｏｕｔ）’■（：、　＋（Ｖｏｕ
ｔ　Ｖ、ｎ）’Ｋ　・−・（１０）であるから、 伝達関数Ｇ（ｊω）は次のように表ね される。Therefore, now the conversion gains of amplifier circuits 2 and 6 are g m
x + g mz, the capacitance of capacitors 3 and 7 is C1
Assuming ゜C2, V' ”(Van Vout)'■(:, +(Vou
Since t V,n)'K (10), the transfer function G(jω) is expressed as follows.

入力電圧■、。の高域成分の振幅が大きく、リミッタ回
路３の利得ＫがＫ＜１のときには１式（１２）は、第７
図の実線ａで示す２次ローパスフィルタ特性を表わし、
入力電圧Ｖ、ｌ、の高域成分の振幅が小さくなって利得
Ｋが１に近づくと、第７図の破線すで示すように、角共
振周波数ω。でピークとなる特性を表わすことになる。Input voltage ■. When the amplitude of the high frequency component is large and the gain K of the limiter circuit 3 is K<1, Equation 1 (12) becomes the seventh
Represents the second-order low-pass filter characteristic shown by the solid line a in the figure,
When the amplitude of the high-frequency component of the input voltage V, l becomes small and the gain K approaches 1, the angular resonance frequency ω increases as shown by the broken line in FIG. This indicates a characteristic with a peak at .

そこで、入力電圧ＶＨとしての再生ＦＭ信号のキャリア
周波数の上限近傍に角共振周波数ω。を設定することに
より、ＦＭキャリア周波数帯域内での強調ができるし、
この帯域よりも高い周波数のノイズを抑圧できる。勿論
、この実施例においても、第１図に示した実施例と同様
、画像の輪郭部に生じやすい反転現象を防止することが
できるし、画像の平坦部でのＳ／Ｎが改善される。また
。Therefore, the angular resonance frequency ω is near the upper limit of the carrier frequency of the reproduced FM signal as the input voltage VH. By setting , it is possible to emphasize within the FM carrier frequency band,
Noise at frequencies higher than this band can be suppressed. Of course, in this embodiment as well, as in the embodiment shown in FIG. 1, it is possible to prevent the inversion phenomenon that tends to occur in the contour parts of the image, and the S/N ratio in the flat parts of the image is improved. Also.

インダクタを用いないので、ＩＣ化に適したものとなっ
ている。しかも、第１図に示した実施例に比べ、高域強
調が大きいという効果も得られる。Since no inductor is used, it is suitable for IC implementation. Furthermore, compared to the embodiment shown in FIG. 1, an effect of greater high-frequency emphasis can be obtained.

第８図は本発明による周波数特性改善回路のさらに他の
実施例を示すブロック図であって、８は加算回路であり
、第６図に対応する部分には同一符号をつけている。FIG. 8 is a block diagram showing still another embodiment of the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention, in which 8 is an adder circuit, and parts corresponding to those in FIG. 6 are given the same reference numerals.

第６図に示した実施例は、リミッタ回路４の出力電圧を
増幅回路２とコンデンサ３によるＬＰＦの出力電圧に加
算したが、第８図においては、リミッタ回路４の出力電
圧を、増幅回路２，６とコンデンサ３，７からなる２次
ＬＰＦの出力信号と加算回路８で加算するようにしたも
のである。ここで、入力端子１の入力電圧をＶ　、ｎ、
出力端子５での出力電圧を■。０、増幅回路２，６の出
力電圧を夫々Ｖ１．　Ｖ、とすると、増幅回路２，４の
入力は、互いに逆極性であるが、入力電圧Ｖ、ｏと増幅
回路６の出力電圧ｖ２との差電圧であり、増幅回路６の
入力は増幅回路２の呂力電圧Ｖ工と増幅回路６の出力電
圧ｖ２の差電圧である。In the embodiment shown in FIG. 6, the output voltage of the limiter circuit 4 is added to the output voltage of the LPF formed by the amplifier circuit 2 and the capacitor 3, but in FIG. , 6 and the output signal of a secondary LPF consisting of capacitors 3 and 7 in an adder circuit 8. Here, the input voltage of input terminal 1 is V, n,
The output voltage at output terminal 5 is ■. 0, the output voltages of the amplifier circuits 2 and 6 are respectively set to V1. V, the inputs of the amplifier circuits 2 and 4 have opposite polarities, but are the difference voltage between the input voltage V,o and the output voltage v2 of the amplifier circuit 6, and the input of the amplifier circuit 6 is the voltage difference between the input voltage V,o and the output voltage v2 of the amplifier circuit 6. This is the difference voltage between the output voltage V of the amplifier circuit 6 and the output voltage v2 of the amplifier circuit 6.

そこで、増幅回路２，６の変換利得を夫々ｇｍｔ＋ｇＩ
Ｉ２、コンデンサ３，７の容量をＣ１，Ｃ２とすると、 Ｖｔ＝（Ｖｉｎ　ｖｚ）”　ｊｃｉ＋ｃｔ　　　　　、
、、、、、（１：３）Ｖ２＝（ＶニーＶ２）・＝−一　
　　　　　・・・・・（１４）コωＣ２ Ｖ６ｍｔ＝（Ｖ、−Ｖ、、１）−に＋Ｖ、　　　　　−
−−−−、（Ｉｓ）であるから、この実施例の伝達関数
Ｇ（ｊω）のように表わされる。Therefore, the conversion gains of amplifier circuits 2 and 6 are gmt+gI, respectively.
When I2 and the capacitance of capacitors 3 and 7 are C1 and C2, Vt=(Vin vz)" jci+ct,
,,,,,(1:3)V2=(V knee V2)・=-1
...(14) ωC2 V6mt=(V, -V,, 1) - +V, -
-----, (Is), it is expressed as the transfer function G(jω) of this embodiment.

は次 ここで、リミッタ回路４の利得ＫがＫ＜１のときには、
式（ＩＣ）は、第９図の実線ａで示すように、２次ＬＰ
Ｆの特性を表わしており、Ｋが１に近くなると、式（１
６）は、第９図の破ｇｂで示すように。Here, when the gain K of the limiter circuit 4 is K<1,
As shown by the solid line a in FIG.
It expresses the characteristics of F, and when K approaches 1, the formula (1
6) as shown by broken gb in FIG.

高域が強調された特性を表わすことになる。This represents a characteristic in which the high range is emphasized.

したがって、この実施例においても、先の各実施例と同
様に、画像の輪郭部での反転防止効果や画像の平坦部で
のＳ／Ｎ改善効果が得られる。Therefore, in this embodiment, as in the previous embodiments, it is possible to obtain the effect of preventing inversion in the contour portion of the image and the effect of improving the S/N in the flat portion of the image.

なお、この実施例では、第６図に示した実施例はどの急
峻な高域強調が得られないが、式（１６）において、リ
ミッタ回路４の利得には分子の項にしか影響を与えない
ので、利得Ｋによる位相変化を小さく抑えることができ
るという効果が得られる。In addition, in this embodiment, although the embodiment shown in FIG. 6 cannot obtain the sharp high-frequency emphasis, in equation (16), the gain of the limiter circuit 4 is affected only in the numerator term. Therefore, the effect that the phase change due to the gain K can be suppressed to a small value can be obtained.

第１０図は本発明による周波数特性改善回路を用いたＶ
ＴＲの再生信号処理回路系の一例を示すブロック図であ
って、９は磁気ヘッド、１０はプリアンプ、１１はＢＰ
Ｆ　（バンドパスフィルタ）、１２は色信号再生処理回
路、１３は出力端子、１４はトラップ回路、１５はＡＧ
Ｃ（自動利得制御）回路、１６はモード判別回路、１７
．１８は周波数特性改善回路、１９は輝度信号再生処理
回路、２０は出力端子であり、前出図面に対応する部分
には同一符号をつけて重複する説明を省略する。FIG. 10 shows a V using the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention.
1 is a block diagram showing an example of a reproduced signal processing circuit system of a TR, in which 9 is a magnetic head, 10 is a preamplifier, and 11 is a BP.
F (band pass filter), 12 is a color signal reproduction processing circuit, 13 is an output terminal, 14 is a trap circuit, 15 is AG
C (automatic gain control) circuit, 16 is a mode discrimination circuit, 17
．． 18 is a frequency characteristic improvement circuit, 19 is a luminance signal reproduction processing circuit, and 20 is an output terminal. Portions corresponding to those in the previous drawings are given the same reference numerals and redundant explanations will be omitted.

同図において、図示しない磁気テープには、周波数変調
された輝度信号（以下、ＦＭ輝度信号という）と低域に
変換されたクロマ信号（以下、低域変換クロマ信号とい
う）との混合信号が記録されており、この混合信号が磁
気ヘッド９によって再生される。この再生信号は、プリ
アンプ１０で増幅された後、ＢＰＦＩＩとトラップ回路
１４とに供給される。ＢＰＦＩ　ｌでは再生信号から低
域変換クロマ信号が分離される。この低域変換クロマ信
号は色信号再生処理回路１２に供給され、周波数変換な
どの処理がなされて標準方式の帯域のクロマ信号となり
、出力端子１３から出力される。In the figure, a mixed signal of a frequency-modulated luminance signal (hereinafter referred to as FM luminance signal) and a chroma signal converted to a low frequency band (hereinafter referred to as low-frequency converted chroma signal) is recorded on a magnetic tape (not shown). This mixed signal is reproduced by the magnetic head 9. This reproduced signal is amplified by the preamplifier 10 and then supplied to the BPF II and the trap circuit 14. In the BPFI I, a low frequency converted chroma signal is separated from the reproduced signal. This low-frequency converted chroma signal is supplied to the color signal reproduction processing circuit 12, where it undergoes processing such as frequency conversion and becomes a standard band chroma signal, which is output from the output terminal 13.

一方、トラップ回路１４では、再生信号からＦＭｌ！１
度信号が分信号れる。このＦＭ、！ｉ度偵号は、ＡＧＣ
回路１５で振幅が一定とされた後、周波数特性改善回路
１７．１８で夫々処理され、輝度信号再生処理回路１９
で復調などの処理がなされてベースバンドの輝度信号が
得られる。この輝度信号は出力端子２０から出力される
。On the other hand, the trap circuit 14 uses the reproduced signal as FMl! 1
The degree signal becomes the minute signal. This FM! I degree reconnaissance is AGC
After the amplitude is made constant in the circuit 15, it is processed in the frequency characteristic improvement circuits 17 and 18, and the luminance signal reproduction processing circuit 19
Processing such as demodulation is performed at , and a baseband luminance signal is obtained. This luminance signal is output from the output terminal 20.

この再生信号処理回路系では、２つの周波数特性改善回
路１．７．１８が用いられており１周波数特性改善回路
１７は第１図に示した実施例とし、周波数特性改善回路
１８は第６図に示した実施例としている。したがって、
ＦＭ輝度信号は、周波数特性改善回路１７により、第２
図に示した特性で高域強調とＳ／Ｎ改善の処理がなされ
、さらに、周波数特性改善回路１８により、第７図で示
した特性で高域強調とＳ／Ｎ改善の処理がなされる。In this reproduced signal processing circuit system, two frequency characteristic improvement circuits 1, 7, and 18 are used.One frequency characteristic improvement circuit 17 is the embodiment shown in FIG. 1, and the frequency characteristic improvement circuit 18 is the embodiment shown in FIG. The example shown in FIG. therefore,
The FM luminance signal is converted to a second signal by the frequency characteristic improvement circuit 17.
High frequency enhancement and S/N improvement processing is performed with the characteristics shown in the figure, and furthermore, high frequency enhancement and S/N improvement processing is performed by the frequency characteristic improvement circuit 18 with the characteristics shown in FIG.

このような処理に際しては、磁気テープの種類や記録レ
ベルの差などに応じて再生ＦＭ輝度信号の振幅が変動す
ると、この振幅変動に応じて周波数特性改善回路１７．
１８でのリミッタ回路４の利得Ｋが変動し、これら周波
数特性改善回路１７゜１８の伝達関数が変動する。そこ
で、常に所望の高域強調特性が得られるようにするため
に、再生ＦＭ輝度信号を、その振幅をＡＧＣ回路１５で
一定にした後、周波数特性改善回路１７．１８で処理す
るようにしている。In such processing, when the amplitude of the reproduced FM luminance signal changes depending on the type of magnetic tape, the difference in recording level, etc., the frequency characteristic improvement circuit 17.
The gain K of the limiter circuit 4 at 18 varies, and the transfer functions of these frequency characteristic improvement circuits 17 and 18 vary. Therefore, in order to always obtain the desired high-frequency emphasis characteristic, the amplitude of the reproduced FM luminance signal is made constant by the AGC circuit 15, and then processed by the frequency characteristic improvement circuits 17 and 18. .

また、１つの周波数特性改善回路では所望の高域強調特
性が得られなくとも、図示するように、２つの周波数特
性改善回路１７．１８を用い、これらの強調する帯域を
ずらせるなどすることにより、所望の強調特性が得られ
るようにすることができる。勿論３個以上の周波数特性
改善回路を用いるようにしてもよい。Furthermore, even if the desired high-frequency emphasis characteristic cannot be obtained with one frequency characteristic improvement circuit, it can be achieved by using two frequency characteristic improvement circuits 17 and 18 and shifting the bands to be emphasized, as shown in the figure. , it is possible to obtain desired enhancement characteristics. Of course, three or more frequency characteristic improvement circuits may be used.

一方、高画質化のためにＦＭ輝度信号のキャリア周波数
を高くしたハイバンド方式のＶＴＲでは、従来の低いキ
ャリア周波数（ローバンド方式）でも記録、再生できる
ようにしたものが多い。このようなＶＴＲに対しては、
ハイバント方式のものとローバンド方式のものとの再生
で、周波数特性改善回路１７．１８の強調帯域を変える
ことができるようにすることが必要である。On the other hand, many high-band type VTRs in which the carrier frequency of the FM luminance signal is raised to improve picture quality are capable of recording and reproducing even with the conventional low carrier frequency (low-band type). For such VTRs,
It is necessary to be able to change the emphasis band of the frequency characteristic improvement circuits 17 and 18 between high band and low band reproduction.

そこで、ここでは、モート判別回路１６でＡＧＣ回路１
５の出力ＦＭ輝度信号のキャリア帯域を検出してハイバ
ンド方式かローバンド方式かを判別し、その判別結果に
応じて周波数特性改善回路１７．１８での増幅回路２，
６の変換利得を切り換えて角共振周波数ω。を切り換え
るようにする。Therefore, here, in the mote discrimination circuit 16, the AGC circuit 1
5 detects the carrier band of the output FM luminance signal to determine whether it is a high band method or a low band method, and according to the determination result, the amplifier circuit 2, in the frequency characteristic improvement circuit 17.18.
The angular resonance frequency ω is changed by switching the conversion gain of 6. so that it can be switched.

なお、モード判別回路１６としては、ハイバンド方式と
ローバンド方式の記録再生が可能な従来のＶＴＲにおい
て使用されるＦＭ復調回路の切換えのためのモード判別
回路を用いることができる。Note that as the mode discrimination circuit 16, a mode discrimination circuit for switching between FM demodulation circuits used in a conventional VTR capable of recording and reproducing in a high band method and a low band method can be used.

また、第１ｏ図では、第１図に示した周波数特性改善回
路と第６図に示した周波数特性改善回路とを組み合わせ
たが、他の異種の周波数特性改善回路を組み合わせるよ
うにしてもよいし、同種の周波数特性改善回路を複数個
組み合わせるようにしてもよい。勿論光の各実施例のう
ちの１つだけで所望の強調特性が得られれば、それのみ
を用いればよい。In addition, in FIG. 1o, the frequency characteristic improvement circuit shown in FIG. 1 and the frequency characteristic improvement circuit shown in FIG. 6 are combined, but other different types of frequency characteristic improvement circuits may be combined. , a plurality of frequency characteristic improvement circuits of the same type may be combined. Of course, if only one of the light embodiments provides the desired enhancement characteristics, then only that one need be used.

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、画像の輪郭部を
表わすＦＭ信号の高域成分は強調され。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, the high-frequency components of the FM signal representing the contours of an image are emphasized.

画像の平坦部を表わすＦＭ信号の高域成分は強調が弱め
られるので、前者の高域成分の減衰が補償されて輪郭部
での反転現象が防止できるし、平坦部でのノイズが抑圧
さ九てＳ／Ｎが改善できる。Since the emphasis on the high-frequency components of the FM signal representing the flat areas of the image is weakened, the attenuation of the former high-frequency components is compensated for and the inversion phenomenon at the contour areas can be prevented, and noise in the flat areas can be suppressed. The S/N ratio can be improved.

また、構成素子としてインダクタを必要とせず、しかも
、素子のバラツキを増幅回路の利得を調整することによ
って吸収できるので、ＩＣ化が容易となる。Further, since an inductor is not required as a component, and variations in the elements can be absorbed by adjusting the gain of the amplifier circuit, it is easy to integrate the device into an IC.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明による周波数特性改善回路の一実施例を
示すブロック図、第２図はその特性図。 第３図〜第５図は夫々第１図に示した実施例の具体的な
回路構成の例を示す回路図、第６図は本発明による周波
数特性改善回路の他の実施例を示すブロック図、第７図
はその特性図、第８図は本発明による周波数特性改善回
路のさらに他の実施例を示すブロック図、第９図はその
特性図、第１０図は本発明による周波数特性改善回路を
用いたＶＴＲの再生信号処理回路系の一例を示すブロッ
ク図である。 ２・・・・・・増幅回路、３・・・・・・コンデンサ、
４・・・・・・リミッタ回路、６・・・・・増幅回路、
７・・・・・・コンデンサ、８・・・・・・加算回路。 第 曹 図 第２図 ノロ１　シｇε　１ドと 第３ｔ！１ 第４図 第５図 第６図 第８図 第９図 周″Ｓ校FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a frequency characteristic improvement circuit according to the present invention, and FIG. 2 is a characteristic diagram thereof. 3 to 5 are circuit diagrams showing examples of specific circuit configurations of the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 6 is a block diagram showing another embodiment of the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention. , FIG. 7 is a characteristic diagram thereof, FIG. 8 is a block diagram showing still another embodiment of the frequency characteristic improvement circuit according to the present invention, FIG. 9 is a characteristic diagram thereof, and FIG. 10 is a frequency characteristic improvement circuit according to the present invention. 1 is a block diagram showing an example of a reproduced signal processing circuit system of a VTR using a VTR. 2...Amplification circuit, 3...Capacitor,
4...Limiter circuit, 6...Amplification circuit,
7...Capacitor, 8...Addition circuit. Figure 2 Noro 1 Sigε 1d and 3rd t! 1 Fig. 4 Fig. 5 Fig. 6 Fig. 8 Fig. 9

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、ＦＭ信号を入力信号とし該入力信号の信号電圧を信
号電流に変換する増幅回路と、該増幅回路の出力端子に
一端が接続され該信号電流を信号電圧に変換するコンデ
ンサとからなるフィルタ回路と、 該フィルタ回路の出力信号と該入力信号との差信号を振
幅制限し、該コンデンサの他端に供給するリミッタ回路 とを備えたことを特徴とする周波数特性改善回路。 ２、請求項１において、 前記増幅回路は、信号電圧の電流への変換利得が可変で
あることを特徴とする周波数特性改善回路。 ３、請求項１において、 前記増幅回路は抵抗からなることを特徴とする周波数特
性改善回路。 ４、ＦＭ信号を入力信号とし該入力信号の信号電圧を信
号電流に変換して出力する第１の増幅回路と、該第１の
増幅回路の出力端子に一端が接続され該信号電流を信号
電圧に変換する第１のコンデンサとからなる第１のフィ
ルタ回路と、該第１のフィルタ回路の出力信号を入力信
号とし該入力信号の信号電圧を信号電流に変換して出力
する第２の増幅回路と、該第２の増幅回路の出力端子に
一端が接続され該第２の増幅回路から出力される該信号
電流を信号電圧に変換する第２のコンデンサとからなる
第２のフィルタ回路と、 該第２のフィルタ回路の出力信号と該第１のフィルタ回
路の入力信号との差信号を振幅制限し、該第１のコンデ
ンサの他端に供給するリミッタ回路 とを備えたことを特徴とする周波数特性改善回路。 ５、ＦＭ信号を入力信号とし該入力信号の信号電圧を信
号電流に変換して出力する第１の増幅回路と、該第１の
増幅回路の出力端子に一端が接続され該信号電流を信号
電圧に変換する第１のコンデンサとからなる第１のフィ
ルタ回路と、該第１のフィルタ回路の出力信号を入力信
号とし該入力信号の信号電圧を信号電流に変換して出力
する第２の増幅回路と、該第２の増幅回路の出力端子に
一端が接続され該第２の増幅回路から出力される該信号
電流を信号電圧に変換する第２のコンデンサとからなる
第２のフィルタ回路と、 該第２のフィルタ回路の出力信号と該第１のフィルタ回
路の入力信号との差信号を振幅制限して出力するリミッ
タ回路と、 該第２のフィルタ回路の出力信号と該リミッタ回路の出
力信号とを加算する加算回路 とを備えたことを特徴とする周波数特性改善回路。 ６、請求項４または５において、 前記第１、第２の増幅回路は、信号電圧の信号電流への
変換利得が可変であることを特徴とする周波数特性改善
回路。 ７、請求項４または５において、 前記第１、第２の増幅回路の少なくともいずれか一方が
抵抗からなることを特徴とする周波数特性改善回路。 ８、請求項１、２、３、４、５、６または７記載の周波
数特性改善回路のいずれか１種が複数個もしくはいずれ
か複数種が所定個数ずつ直列に組み合わされ、組み合わ
された該周波数特性改善回路における前記フィルタ回路
の角共振周波数が所定に設定されてなることを特徴とす
る周波数特性改善回路。 ９、請求項２または６記載の周波数特性改善回路のいず
れか一方が所定個数もしくは双方が所定個数ずつ直列に
組み合わされてなり、 入力する前記ＦＭ信号はキャリア周波数帯域を異にする
複数種あつて、 異なるキャリア周波数帯域の入力ＦＭ信号毎に、組み合
わされる該周波数特性改善回路における前記フィルタ回
路の角共振周波数を変化させることを特徴とする周波数
特性改善回路。[Claims] 1. An amplifier circuit that takes an FM signal as an input signal and converts the signal voltage of the input signal into a signal current; one end is connected to the output terminal of the amplifier circuit and converts the signal current into a signal voltage. A frequency characteristic improvement circuit comprising: a filter circuit including a capacitor; and a limiter circuit that limits the amplitude of a difference signal between the output signal of the filter circuit and the input signal and supplies the amplitude to the other end of the capacitor. . 2. The frequency characteristic improvement circuit according to claim 1, wherein the amplifier circuit has a variable gain for converting signal voltage into current. 3. The frequency characteristic improvement circuit according to claim 1, wherein the amplification circuit comprises a resistor. 4. A first amplifier circuit that takes an FM signal as an input signal and converts the signal voltage of the input signal into a signal current and outputs it; one end is connected to the output terminal of the first amplifier circuit and converts the signal current into a signal voltage. a first filter circuit consisting of a first capacitor that converts the signal into a signal; and a second amplifier circuit that takes the output signal of the first filter circuit as an input signal and converts the signal voltage of the input signal into a signal current and outputs the signal current. and a second capacitor having one end connected to the output terminal of the second amplifier circuit and converting the signal current output from the second amplifier circuit into a signal voltage; A frequency limiter circuit that limits the amplitude of a difference signal between the output signal of the second filter circuit and the input signal of the first filter circuit and supplies the same to the other end of the first capacitor. Characteristic improvement circuit. 5. A first amplifier circuit that takes an FM signal as an input signal and converts the signal voltage of the input signal into a signal current and outputs it; one end is connected to the output terminal of the first amplifier circuit and converts the signal current into a signal voltage. a first filter circuit consisting of a first capacitor that converts the signal into a signal; and a second amplifier circuit that takes the output signal of the first filter circuit as an input signal and converts the signal voltage of the input signal into a signal current and outputs the signal current. and a second capacitor having one end connected to the output terminal of the second amplifier circuit and converting the signal current output from the second amplifier circuit into a signal voltage; a limiter circuit that amplitude-limits and outputs a difference signal between the output signal of the second filter circuit and the input signal of the first filter circuit; and the output signal of the second filter circuit and the output signal of the limiter circuit. A frequency characteristic improvement circuit comprising: an addition circuit for adding . 6. The frequency characteristic improvement circuit according to claim 4 or 5, wherein the first and second amplifier circuits have variable conversion gains from signal voltage to signal current. 7. The frequency characteristic improvement circuit according to claim 4 or 5, wherein at least one of the first and second amplifier circuits is made of a resistor. 8. A plurality of any one type of frequency characteristic improvement circuit according to claim 1, 2, 3, 4, 5, 6 or 7, or a predetermined number of each of the plurality of types are combined in series, and the combined frequency A frequency characteristic improvement circuit characterized in that the angular resonance frequency of the filter circuit in the characteristic improvement circuit is set to a predetermined value. 9. A predetermined number of either one of the frequency characteristic improvement circuits according to claim 2 or 6 or a predetermined number of both of the frequency characteristic improvement circuits are combined in series, and the input FM signals are of a plurality of types having different carrier frequency bands. , A frequency characteristic improvement circuit characterized in that the angular resonance frequency of the filter circuit in the combined frequency characteristic improvement circuit is changed for each input FM signal of a different carrier frequency band.