JPH0410318B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はPWMインバータ等の周波数変換器に
より誘導電動機を制御する制御装置に係り、特に
高速なトルク制御を行う有効なベクトル制御方式
を採用した誘導電動機の制御装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a control device that controls an induction motor using a frequency converter such as a PWM inverter, and particularly relates to an induction motor that uses an effective vector control method to perform high-speed torque control. The present invention relates to a control device for an electric motor.

〔従来技術〕[Prior art]

従来から、誘導電動機を直流機と同じ様な高速
トルク制御する方式として、ベクトル制御方式が
既に確立されている。これは、誘導電動機の高速
制御系から得られる角速度ω_Mと滑り角周波数ω_S
との加算処理から周波数変換器のインバータ周波
数ω₁を得、磁束制御系から得られる二次磁束
（φ′₂）、励磁電流I_n並びにベクトル制御の基本式I₂
＝K_g・ω_S・φ′₂（K_qは定数）を用いて二次電流I₂
を求め、更に、上記I₂、I_nとの比を求め、これか
らθ₁＝tan^-1（I₂／I_n）成る処理より一次電流位相
θ₁を得、又、上記I_nと（I₂／I_n）²とからI_n√１＋
（I₂／I_n）²成る処理をして一次電流の振幅I₁を得る
ベクトル演算をマイクロコンピユータ等を使用し
てデジタル処理することにより求めて行うもので
ある。この様なベクトル制御方式では、上記のベ
クトル演算結果得られる一次電流の振幅I₁、位相
θ₁、インバータ周波数（一次電流角周波数）ω₁
に対応した電流指令（基準）信号（交流信号）で
あるI₁sin（∫ω₁dt＋θ₁）を瞬時（数μS以内）に求
める必要がある。 Conventionally, a vector control method has been established as a method for controlling the high-speed torque of an induction motor in the same way as a DC motor. This is the angular velocity ω _M and slip angular frequency ω _S obtained from the high-speed control system of the induction motor.
_{The inverter} frequency ω ₁ of the frequency converter is obtained from the addition process _with
= K _g・ω _S・φ′ ₂ (K _q is a constant) to calculate the secondary current I ₂
Further, the ratio between I ₂ and I _n is obtained, and from this, the primary current phase θ ₁ is obtained by processing θ ₁ = tan ^-1 (I ₂ /I _n ), and the ratio between I _n and (I ₂ /I _n ) ² and from I _n √1+
(I ₂ /I _n ) ² is performed to obtain the amplitude I ₁ of the primary current. Vector calculation is performed by digital processing using a microcomputer or the like. In such a vector control method, the amplitude I ₁ , phase θ ₁ , and inverter frequency (primary current angular frequency) ω ₁ of the primary current obtained as the result of the above vector calculation are
I ₁ sin (∫ω ₁ dt + θ ₁ ), which is a current command (reference) signal (AC signal) corresponding to the current command (reference) signal, must be found instantaneously (within several μS).

ところで、上記電流指令信号を得る時間が遅れ
ると、それだけ電流制御系に位相遅れが生じ、誘
導電動機の高速トルク制御が出来なくなる。しか
も、周波数変換器のインバータの周波数が高くな
ると上記電流基準信号を求める時間が、電流制御
系の動作時間に対する割合を相対的に増す為、上
記の位相遅れはインバータ周波数が高くなればな
るほど大きくなり、インバータの運転周波数、即
ち誘導電動機の可変速範囲が限定され、１：300
以上も要求される様なサーボシステムには不適当
となる問題点がある。従つて、誘導電動機の高速
トルク制御を行い且つ可変速範囲を広くとる為に
はベクトル制御演算結果に対応した電流指令信号
を出来るだけ高速に演算することが重要な要因と
なる。 By the way, if the time for obtaining the current command signal is delayed, a phase lag occurs in the current control system, making it impossible to perform high-speed torque control of the induction motor. Furthermore, as the frequency of the inverter of the frequency converter increases, the time required to obtain the current reference signal increases relative to the operating time of the current control system, so the phase delay described above increases as the inverter frequency increases. , the operating frequency of the inverter, that is, the variable speed range of the induction motor, is limited to 1:300.
There are also problems that make it unsuitable for a servo system that requires the above. Therefore, in order to perform high-speed torque control of the induction motor and widen the variable speed range, it is important to calculate the current command signal corresponding to the vector control calculation result as quickly as possible.

しかし、上記の要求仕様に適した電流指令信号
を得るには、インバータ角周波数ω₁を高速に加
算する回路（∫ω₁dtを求める回路）と上記加算処
理の結果と一次電流位相θ₁を加算する加減算器が
必要となり、少くとも２つ以上の加（減）算器を
備えなければならない。又、∫ω₁dtの演算を高速
に行う為に、ω₁の大きな領域では１サイクル区
間即ち2T₁の間、上記の加減算器及びそのデータ
を格納するレジスタをオーバーフローさせない様
なビツト数を確保しなければならず、大きなビツ
ト容量を持つ少くとも２つ以上の加減算器及びそ
れに付随した構成部品が必要となり制御装置を高
騰させる問題点がある。 However, in order to obtain a current command signal suitable for the above required specifications, a circuit that adds the inverter angular frequency ω ₁ at high speed (a circuit that calculates ∫ω ₁ dt) and the result of the above addition process and the primary current phase θ ₁ are required. An adder/subtractor for addition is required, and at least two or more adders/subtractors must be provided. In addition, in order to perform the calculation of ∫ω ₁ dt at high speed, in the large region of ω ₁ , a number of bits is secured so that the above adder/subtractor and the register storing its data do not overflow during one cycle period, that is, 2T ₁ . Therefore, at least two adders/subtracters with a large bit capacity and associated components are required, which poses a problem of increasing the cost of the control device.

以上の問題点を具体的に述べると、例えばω₁
を12ビツト（2¹²）とし、上記積分演算時間Δtを
5μSとした時、最大200Hzのインバータ周波数ω₁
を得る為には少くとも20ビツト（2¹²×１／200× １／５×10^-6＝2¹⁵、5³）以上の加算演算可能な加 （減）算器及び加算データを格納するレジスタが
それぞれ２個以上必要となる。又、加算処理を三
角函数の周期性を考えて１サイクル区間（2T₁）
で行わず、π或はπ／２までとした場合、１サイ
クル分の三角函数の値を得る為の複雑な制御回路
が必要となる問題点がある。又、この場合必要な
ビツト数が低減したとしても２ビツト分（上記具
体例では20ビツトであるから18ビツト）しか低減
効果がなくむしろ演算処理時間は増加する為、当
初の電流指令信号を高速に得ると云う目的に反す
ることになる。また、誘導電動機を正転から逆転
又は逆転から正転に切替える際、あるいは正転又
は逆転から一旦停止して同一方向に再回転させる
際に、インバータの電流位相又は電圧位相が不連
続に変化すると、シヨツクが発生するおそれがあ
る。 To describe the above problems in detail, for example, ω ₁
is 12 bits (2 ¹² ), and the above integral calculation time Δt is
Inverter frequency ω ₁ up to 200Hz at 5μS
In order to obtain at least 20 bits (2 ¹² × 1/200 × 1/5 × 10 ^-6 = 2 ¹⁵ , 5 ³ ) or more, an adder (subtractor) that can perform addition operations and a register that stores the addition data are required. Two or more of each are required. Also, considering the periodicity of trigonometric functions, the addition process is performed in one cycle period (2T ₁ ).
If the value is not calculated by π or π/2, there is a problem in that a complicated control circuit is required to obtain the value of the trigonometric function for one cycle. Also, in this case, even if the number of required bits is reduced, the reduction effect will only be by 2 bits (18 bits since it is 20 bits in the above specific example), and the calculation processing time will increase, so the initial current command signal may be This would go against the purpose of obtaining a profit. In addition, when switching the induction motor from forward rotation to reverse rotation or from reverse rotation to forward rotation, or when stopping from forward rotation or reverse rotation and rotating it again in the same direction, if the current phase or voltage phase of the inverter changes discontinuously. , a shock may occur.

〔発明の目的〕[Purpose of the invention]

本発明の目的は、上記の欠点を解消し、正転／
逆転又は起動／停止の切替えをシヨツクレスで行
なうことが可能な誘導電動機の制御装置を提供す
ることにある。 The purpose of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks and to
An object of the present invention is to provide a control device for an induction motor that can perform reverse rotation or start/stop switching without a shock.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

本発明は、加減算手段と該加減算手段の演算結
果である磁束位相指令値が格納される記憶手段を
有し、与えられるインバータ角周波数指令値と回
転方向指令とを所定周期で取り込み、回転方向指
令に応じて前記記憶手段に格納されている前回周
期の磁束位相指令値にインバータ角周波数指令値
と前記所定周期との積をとつて得られる値を加減
算し、該演算結果により前記記憶手段の磁束位相
指令値を書き換える磁束位相演算手段と、前記記
憶手段に格納されている磁束位相指令値に基づい
てインバータの出力交流電力制御指令に係る三角
関数波形を生成する波形生成手段と、を含んで誘
導電動機の制御装置を構成したものである。 The present invention has an addition/subtraction means and a storage means in which a magnetic flux phase command value which is the calculation result of the addition/subtraction means is stored, and receives the given inverter angular frequency command value and rotation direction command at a predetermined period, A value obtained by multiplying the inverter angular frequency command value and the predetermined period is added or subtracted from the magnetic flux phase command value of the previous cycle stored in the storage means according to the calculation result, and the magnetic flux of the storage means is adjusted based on the calculation result. A magnetic flux phase calculation means for rewriting a phase command value, and a waveform generation means for generating a trigonometric function waveform related to an output AC power control command of the inverter based on the magnetic flux phase command value stored in the storage means. This constitutes a control device for an electric motor.

このような構成とすることにより、正転／逆転
又は起動／停止の切換えに際し、切換え後の磁束
位相指令値は、記憶手段に格納されている切換え
前の位相を起点として入力されるインバータ角周
波数指令値に応じて変化していくことになる。し
たがつて、切換えに際しての磁束位相指令値の変
化が連続的に増又は減されるので、誘導電動機は
シヨツクレスで正転／逆転又は起動／停止される
ことになる。 With this configuration, when switching between normal rotation/reverse rotation or start/stop, the magnetic flux phase command value after switching is the inverter angular frequency input starting from the phase before switching stored in the storage means. It will change depending on the command value. Therefore, since the change in the magnetic flux phase command value upon switching is continuously increased or decreased, the induction motor can be rotated forward/reverse or started/stopped without a shock.

また、本発明は、インバータ角周波数指令値と
電流位相指令値と電流振幅指令値と回転方向指令
が一旦格納される第１の記憶手段と、加減算手段
と該加減算手段の演算結果である磁束位相指令値
が格納される第２の記憶手段を有し、前記第１の
記憶手段からインバータ角周波数指令値と回転方
向指令とを所定周期で取り込み、回転方向指令に
応じて前記第２の記憶手段に格納されている前回
周期の磁束位相指令値にインバータ角周波数指令
値と前記所定周期との積をとつて得られる値を加
減算し、該演算結果により前記記憶手段の磁束位
相指令値を書き換える磁束位相演算手段と、前記
加減算手段を時分割で共有し、前記第１の記憶手
段から電流位相指令値を所定周期で取り込み、前
記第２の記憶手段に格納されている今回周期の磁
束位相指令値に加減算してインバータ電流位相指
令値を求めるインバータ電流位相演算手段と、該
インバータ電流位相指令値を所定周期で取り込
み、該位相指令値に対応する三角函数データに変
換する波形生成手段と、前記第１の記憶手段から
電流振幅指令値を所定周期で取り込み、前記波形
生成手段から出力される三角函数データに乗算し
てインバータ電流指令値を演算する電流指令値演
算手段と、を含んで誘導電動機の制御装置を構成
したものである。 The present invention also provides a first storage means in which an inverter angular frequency command value, a current phase command value, a current amplitude command value, and a rotation direction command are temporarily stored, an addition/subtraction means, and a magnetic flux phase that is the calculation result of the addition/subtraction means. a second storage means in which command values are stored; the inverter angular frequency command value and the rotational direction command are fetched from the first storage means at a predetermined period; A magnetic flux that adds or subtracts a value obtained by multiplying the inverter angular frequency command value and the predetermined period to the magnetic flux phase command value of the previous cycle stored in the storage means, and rewrites the magnetic flux phase command value in the storage means based on the calculation result. The phase calculation means and the addition/subtraction means are shared in a time-sharing manner, and the current phase command value is fetched from the first storage means at a predetermined period, and the magnetic flux phase command value of the current cycle is stored in the second storage means. an inverter current phase calculation means for calculating an inverter current phase command value by adding and subtracting the inverter current phase command value; current command value calculating means for calculating an inverter current command value by fetching a current amplitude command value from the storage means of 1 at a predetermined period and multiplying the current amplitude command value by the trigonometric function data output from the waveform generating means; This constitutes a control device.

このように構成することにより、前述に正転／
逆転等の切換えがシヨツクレスで行なえる他、磁
束位相Σω₁Δtとインバータ電流位相Σω₁Δt＋θ₁の
演算を同一の加減算手段を用いて、時分割で行な
うようにしていることから、大きなビツト容量を
要する加減算手段が１つですみ、ハードで構成し
たとすれば、構成が簡単かつ低価格のものとする
ことが可能である。 With this configuration, normal rotation/
Switching such as reversal can be performed without a shock, and the magnetic flux phase Σω ₁ Δt and inverter current phase Σω ₁ Δt+θ ₁ are calculated in a time-division manner using the same addition/subtraction means, which allows for a large bit capacity. Only one addition/subtraction means is required, and if it is constructed from hardware, the construction can be simple and inexpensive.

なお、前記磁束位相演算手段と前記インバータ
電流位相演算手段と前記波形生成手段と前記電流
指令値演算手段を駆動する前記所定周期は変更可
能であることが望ましい。これによれば、所望の
可変速度の範囲を調整することができる。 It is preferable that the predetermined period for driving the magnetic flux phase calculation means, the inverter current phase calculation means, the waveform generation means, and the current command value calculation means can be changed. According to this, the desired variable speed range can be adjusted.

また、前記インバータ電流位相演算手段は求め
たインバータ電流位相指令値を一旦格納するレジ
スタを有してなり、該レジスタは電気角2πに相
当する大きさにすることが望ましい。 Further, the inverter current phase calculation means has a register for temporarily storing the determined inverter current phase command value, and it is desirable that the register has a size corresponding to an electrical angle of 2π.

これによれば、三角函数波形を読み出すインバ
ータ電流位相指令値が自動的に2π又は零ラジア
ンでリセツトされる。 According to this, the inverter current phase command value for reading out the trigonometric function waveform is automatically reset to 2π or zero radian.

また、前記磁束位相演算手段と前記インバータ
電流位相演算手段と前記波形生成手段と前記電流
指令値演算手段が順次駆動するものとされ、該一
順の動作期間内に回転停止指令が入力されても、
該一順の動作が終了するまで回転停止に係る処理
を禁止するようにすることが望ましい。これによ
れば、最終的に求められる電流指令値の基礎とな
つたインバータ角周波数指令値などの入力データ
の同期をとることができる。 Further, the magnetic flux phase calculation means, the inverter current phase calculation means, the waveform generation means, and the current command value calculation means are driven sequentially, and even if a rotation stop command is input within the operation period of the one order, ,
It is desirable to prohibit processing related to rotation stop until the operation in this sequence is completed. According to this, it is possible to synchronize input data such as the inverter angular frequency command value that is the basis of the finally determined current command value.

以下本発明の原理について説明する。先ず、マ
イクロコンピユータにより以下に示す式で与えら
れるベクトル演算処理を行う。その結果得られる
一次電流位相θ₁、インバータ角周波数ω₁、一次
電流の振幅I₁の各データは上記マイクロコンピユ
ータの周辺回路となるデジタル制御回路（ここで
は電流指令回路と称する）に転送され、ここで電
流制御系の電流指令信号が演算される。 The principle of the present invention will be explained below. First, a microcomputer performs vector arithmetic processing given by the formula shown below. The resulting data of primary current phase θ ₁ , inverter angular frequency ω ₁ , and primary current amplitude I ₁ are transferred to a digital control circuit (herein referred to as a current command circuit) that is a peripheral circuit of the microcomputer. Here, a current command signal for the current control system is calculated.

i₁ ^*＝i₁e^j〓^1t ……(1) 但し、ω₁＝ω_M＋ω_S ……(2) ｜i₁｜＝I₁＝√²＋² ₂ ……(3) φ₂′＝MI_n／１＋TS ……(4) 但し、Ｔは二次時定数、Ｍは相互インダクタン
ス、Ｓは微分演算子を示している。 i ₁ ^* = i ₁ e ^j 〓 ^1t ……(1) However, ω ₁ = ω _M + ω _S ……(2) ｜i ₁ ｜=I ₁ =√ ² + ² ₂ ……(3) φ ₂ ′ =MI _n /1+TS (4) where T is a quadratic time constant, M is mutual inductance, and S is a differential operator.

I₂＝Kq・ωs・φ₂′ ……(5) 但し、K_qはモータ定数から定まる定数、 θ₁＝tan^-1（I₂／I_n） ……(6) 電流指令信号を演算する上記電流指令回路の概
要構成は次の様になる。即ち、電流指令回路は、
電動機の回転角に対応する磁束位相（インバータ
電流位相又は電圧位相に相関する）Σω₁Δt（ラジ
アン）を求める積分処理と、位相θ₁の加減算処理
（符号付演算）を同一の加（減）算器で行う構成
を採る。この様な１台の加（減）算器で行う構成
は、以下の様なものである。即ち、１台の加
（減）算器とその結果を格納するレジスタ
（TEMReg）とω₁の積分結果を一時格納するレジ
スタ（ADDReg）とが備えられ、以下の様な動
作によつて演算を実行するものである。 I ₂ = Kq・ωs・φ ₂ ′ ...(5) However, K _q is a constant determined from the motor constant, θ ₁ = tan ^-1 (I ₂ /I _n ) ...(6) Calculate the current command signal The general configuration of the above current command circuit is as follows. That is, the current command circuit is
The integral process to obtain the magnetic flux phase (correlated to the inverter current phase or voltage phase) Σω ₁ Δt (radians) corresponding to the rotation angle of the motor and the addition/subtraction process (signed operation) of the phase θ ₁ are performed in the same addition (subtraction). The structure is implemented using a calculator. The configuration using one such adder (subtractor) is as follows. That is, it is equipped with one adder (subtractor), a register (TEMReg) that stores the result, and a register (ADDReg) that temporarily stores the integration result of ω ₁ , and performs calculations by the following operations. It is something to be carried out.

インバータ電流（又は電圧）位相の角度演算
（∫ω₁t＋θ₁）を行うサイクル過程の最初の段階で、
上記ADDRegに格納されている１サイクル処理
前の演算結果であるデータΣω₁Δtと、今回のベク
トル演算の結果得られたω₁′と、上記加減算器を
コントロールする加減算指令（ω₁の符号と対応）
に応じて積分演算（Σω₁±ω₁′）Δtを行う。この
結果便宜的にΣω₁Δtと書き換えて、一旦
TEMRegに格納し、その後上記ADDRegに格納
する処理を実行する。この段階で新たに得られた
ADDRegの内容（Σω₁Δt）と、ベクトル演算の
結果得られている一次電流位相θ₁とを加減指令
（θ₁の符号に対応）に応じて上記加減算器で加減
算（Σω₁Δt±θ₁）する。この結果を上記
TEMRegに転送し、１サイクル過程の最後の段
階で上記演算の結果得られた角度に対応した三角
函数のデータを求める。この三角函数のデータは
Ｄ／Ａ変換器によりアナログ量に変換され、この
値にベクトル演算の結果得られる一次電流の振幅
I₁を乗じて電流指令信号が求められる。 At the first stage of the cycle process where the angle calculation (∫ω ₁ t + θ ₁ ) of the inverter current (or voltage) phase is performed,
The data Σω ₁ Δt that is the calculation result before one cycle processing stored in the ADDReg above, ω ₁ ' obtained as a result of the current vector calculation, and the addition/subtraction command (sign and sign of ω ₁₎ that controls the above adder/subtractor. correspondence)
Integral calculation (Σω ₁ ±ω ₁ ′)Δt is performed according to . For convenience, we rewrite this result as Σω ₁ Δt, and then
Store it in TEMReg, and then execute the process of storing it in ADDReg above. Newly obtained at this stage
The content of ADDReg (Σω ₁ Δt) and the primary current phase θ ₁ obtained as a result of vector calculation are added or subtracted by the above adder/subtractor (Σω ₁ Δt±θ ₁ ) according to the addition/subtraction command (corresponding to the sign of θ ₁ ). )do. This result above
The data is transferred to TEMReg, and at the final stage of one cycle, trigonometric function data corresponding to the angle obtained as a result of the above calculation is obtained. This trigonometric function data is converted into an analog quantity by a D/A converter, and the amplitude of the primary current obtained as a result of vector calculation is added to this value.
The current command signal is obtained by multiplying by _I1 .

上記の様に電流指令回路は１台の加減算器を用
いて上記の様な２系統の加減算を行わなければな
らない為、これら２系統の加減算を時分割で行う
構成を採つている。この為、ステージ信号発生回
路を設け、これから再生するステージ信号により
周辺部品及び１台の加減算器をコントロールして
時分割処理を行わせている。尚、このステージ信
号発生回路に誘導電動機の起動、停止回路を付加
することにより、起動、停止及び正転、逆転の切
換をソフトで行わせることが可能となる。 As mentioned above, since the current command circuit must perform the above-mentioned two systems of addition and subtraction using one adder/subtractor, it is configured to perform the addition and subtraction of these two systems in a time-sharing manner. For this purpose, a stage signal generation circuit is provided, and the peripheral components and one adder/subtractor are controlled by the stage signal to be reproduced to perform time-division processing. By adding a circuit for starting and stopping the induction motor to this stage signal generation circuit, it becomes possible to start, stop, and switch between forward and reverse rotation using software.

〔発明の実施例〕[Embodiments of the invention]

以下本発明の一実施例を第１図乃至第６図に従
つて説明する。第１図は本発明の誘導電動機の制
御装置の一実施例の演算処理構成図を示したもの
であり、図中Ａ側はマイクロコンピユータ処理に
よるベクトル演算処理部分で、図中Ｂ側はベクト
ル演算結果から電流基準信号を演算するハード処
理部分である。先ずＡで示したマイクロコンピユ
ータ処理部について説明するが、これは既に周知
のものである為その概略を説明するに止める。こ
のＡ部は速度制御系（ASR）３０の出力値を発
明の原理の所で述べた(5)式から得られる滑り角周
波数ω_S（∝I₂／φ′₂）とすることにより、マイクロ
コンピユータでベクトル演算する回路である。こ
のベクトル演算処理過程を説明すると、上記の
ω_Sは一旦上下限リミツタ処理３１を通して乗算
処理３２に入力される。この乗算処理３２では上
下限リミツタ処理３１を通つたω_Sに係数Ｋを乗
じ二次電流I₂を得る。この二次電流I₂は除算処理
３３に入力される。一方、誘導電動機の角周波数
ω_Mに、磁束指令処理３４、減算処理１０４、減
速制御補償処理３５、励磁電流I_n−磁束φ′₂処理
３６の各処理から成る磁束制御処理を行つて、励
磁電流I_nを求め、このI_nを更に上限リミツタ（絶
対値）処理３７に通し、求まつた励磁電流指令I_n
を前記除算処理３３に入力する。この除算処理３
３では、前記二次電流I₂とI_nとの比である変数
（I₂／I_n）を求め、これをルート函数テーブル処
理３８に入力する。このルート函数テーブル処理
３８では、I_nをルート函数データ√１＋（_{2 n}）
²に乗ずる処理をして発明の原理の所で述べた(3)
式に相当する演算を行つて一次電流指令I₁が求め
られる。又、前記変数（I₂／I_n）は逆正接テーブ
ル処理３９に入力され、ここで二次電流I₂と励磁
電流I_nとの成す角θ₁、即ち一次電流位相θ₁が求め
られる。更に、誘導電動機の角速度ω_Mと上述し
た上下限リミツタ処理３１の出力である滑り角周
波数ω_Sとが加算器１０５にて加算され、インバ
ータの一次周波数（インバータ周波数）ω₁が求
められる。この様にしてマイクロコンピユータ処
理Ａのベクトル演算結果により得られる一次電流
の振幅I₁及び位相θ₁、インバータ周波数ω₁をハー
ド処理Ｂで示した電流指令回路に転送する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 6. Fig. 1 shows a calculation processing block diagram of one embodiment of the induction motor control device of the present invention, in which side A in the figure is a vector calculation processing part performed by a microcomputer, and side B in the figure is a vector calculation processing part. This is a hardware processing part that calculates a current reference signal from the results. First, the microcomputer processing section indicated by A will be explained, but since this is already well known, only its outline will be explained. This part A is a microcontroller by setting the output value of the speed control system (ASR) 30 to the slip angle frequency ω _S (∝I ₂ /φ′ ₂ ) obtained from equation (5) described in the principle of the invention. This is a circuit that performs vector calculations on a computer. To explain this vector calculation process, the above ω _S is once input to the multiplication process 32 through the upper and lower limiter process 31 . In this multiplication process 32, ω _S passed through the upper and lower limiter process 31 is multiplied by a coefficient K to obtain a secondary current I ₂ . This secondary current I ₂ is input to the division process 33. On the other hand, magnetic flux control processing consisting of magnetic flux command processing 34, subtraction processing 104, deceleration control compensation processing 35, and exciting current I _n -magnetic flux φ' ₂ processing 36 is performed on the angular frequency ω _{M of} the induction motor, and excitation is performed. The current I _n is determined, and this I _n is further passed through an upper limiter (absolute value) processing 37 to obtain the excitation current command I _n
is input to the division processing 33. This division process 3
In step 3, a variable (I ₂ /I _n ) which is the ratio between the secondary current I ₂ and I _n is obtained and inputted into the root function table processing 38 . In this root function table processing 38, I _n is converted into root function data √1 + ( _{2 n} )
As described in the principle of the invention by multiplying by ² (3)
The primary current command I ₁ is obtained by performing calculations corresponding to the formula. Further, the variable (I ₂ /I _n ) is input to the arctangent table processing 39, where the angle θ ₁ formed by the secondary current I ₂ and the exciting current I _n , that is, the primary current phase θ ₁ is determined. Furthermore, the angular velocity ω _M of the induction motor and the slip angular frequency ω _S which is the output of the upper/lower limit limiter processing 31 described above are added in an adder 105 to obtain the primary frequency (inverter frequency) ω ₁ of the inverter. In this way, the amplitude I ₁ and phase θ ₁ of the primary current and the inverter frequency ω ₁ obtained from the vector calculation results of microcomputer processing A are transferred to the current command circuit shown in hardware processing B.

電流指令回路内では、積分処理４０にて、前記
ω₁を一定時間間隔Δtで加算してΣω₁Δtを求める。
このΣω₁Δtは更に加算器４１にて上記θ₁と加算さ
れΣω₁Δt＋θ₁が求められる。このΣω₁Δt＋θ₁は正
弦処理４２と余弦処理４３に入力され、ここで入
力された角度に対応した正弦値及び余弦値が求め
られ、これ等の値に上記I₁が乗ぜられてI₁sin
（Σω₁Δt＋θ₁）とI₁cos（Σω₁Δt＋θ₁）とが求め
ら
れ、これ等の値から３相電流指令処理４４でI^* _U、
I^* _V、I^* _Wの３相電流指令信号が得られる。これ等の
３相指令信号は３相の一次電流と比較されPWM
信号に変換されインバータのゲート信号となる。 In the current command circuit, in an integration process 40, ω ₁ is added at a constant time interval Δt to obtain Σω ₁ Δt.
This Σω ₁ Δt is further added to the above-mentioned θ ₁ in an adder 41 to obtain Σω ₁ Δt+θ ₁ . This Σω ₁ Δt + θ ₁ is input to the sine processing 42 and cosine processing 43, where the sine and cosine values corresponding to the input angle are determined, and these values are multiplied by the above I ₁ to obtain I ₁ sin
(Σω ₁ Δt+θ ₁ ) and I ₁ cos (Σω ₁ Δt+θ ₁ ) are obtained, and from these values, I ^* _U ,
Three-phase current command signals of I ^* _V and I ^* _W are obtained. These 3-phase command signals are compared with the 3-phase primary currents and PWM
It is converted into a signal and becomes the gate signal of the inverter.

第２図は第１図で示した本実施例の制御装置処
理過程を実際に適用した本発明の誘導電動機の制
御装置の一実施例を示すブロツク図である。電力
変換部は、交流電源５０をコンバータ５１で直流
に変換し、この直流をバランスコンデンサ５２、
発電制御ユニツト５３を介してPWMインバータ
５４に入力し、ここで所定の周波数、電流、位相
を有する交流に変換されて誘導電動機５５に供給
される。 FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the control device for an induction motor according to the present invention to which the processing process of the control device of the present embodiment shown in FIG. 1 is actually applied. The power conversion unit converts an AC power source 50 into DC using a converter 51, and converts this DC into a balance capacitor 52,
The signal is input to the PWM inverter 54 via the power generation control unit 53, where it is converted into alternating current having a predetermined frequency, current, and phase, and is supplied to the induction motor 55.

一方、前記PWMインバータ５４を制御する制
御装置部は、ベクトル演算処理を行うマイクロプ
ロセツサ５６により算出された一次電流の振幅
I₁、インバータ（角）周波数ω₁、一次電流位相θ₁
がレジスタ、メモリ等のアドレスを生成するアド
レスデコーダ５７に入力され、このアドレスデコ
ーダ５７の出力側は、前記マイクロプロセツサ５
６の演算処理結果データを一時的に格納するエリ
アを提供するRAM５８２相電流指令信号を作り
これを３相電流指令信号に変換しこれと各相の指
令信号と一次電流とを比較しPWM信号を発生す
る電流指令回路５９、サブルーチンやメインプロ
グラム等のプログラムを格納するEPROM６０、
速度指令６１等のアナログ量をデジタル量に変換
するAD変換器６２、誘導電動機５５に連結され
ている速度検出器（エンコーダ）６３により検出
された誘導電動機５５の速度を演算し且つ
EPROM６０内のプログラムを起動する信号を発
生するタスク管理及び速度計測回路６４に接続さ
れている。又、データバス６５にはマイクロプロ
セツサ５６、RAM５８、EPROM６０、AD変
換器６２、タスク管理及び速度計測回路６４、及
び電流指令回路５９が接続されている。電流指令
回路５９により発生されるPWM信号はゲート駆
動回路６６に入力されて増幅され、この増幅され
たPWM信号はPWMインバータ５４のゲート回
路に入力される。PWMインバータ５４の出力電
流は電流検出器６７で検出されて電流指令回路５
９に入力されている。この電流指令回路５９には
回転指令Ａも入力されている。又、バラストコン
デンサ５２、発電制御ユニツト５３、ゲート駆動
回路６６にはバラストコンデンサ５２の電圧が所
定の値を超えた場合発電ユニツト５３にゲート信
号を送つて発電制動を行う発電制動制御回路６８
が接続されている。尚、第２図のマイクロプロセ
ツサ５６部が第１図のマイクロコンピユータ処理
部Ａに相当し、電流指令回路５９が第１図のハー
ド処理Ｂに相当している。 On the other hand, the control device section that controls the PWM inverter 54 uses the amplitude of the primary current calculated by the microprocessor 56 that performs vector calculation processing.
I ₁ , inverter (angular) frequency ω ₁ , primary current phase θ ₁
is input to an address decoder 57 that generates addresses of registers, memories, etc., and the output side of this address decoder 57 is connected to the microprocessor 5.
A RAM 58 that provides an area to temporarily store the calculation result data of step 6 creates a two-phase current command signal, converts it to a three-phase current command signal, compares this with the command signal of each phase and the primary current, and generates a PWM signal. A generated current command circuit 59, an EPROM 60 that stores programs such as subroutines and main programs,
An AD converter 62 converts an analog quantity such as a speed command 61 into a digital quantity, and calculates the speed of the induction motor 55 detected by a speed detector (encoder) 63 connected to the induction motor 55.
It is connected to a task management and speed measurement circuit 64 that generates a signal to start the program in EPROM 60. Also connected to the data bus 65 are a microprocessor 56, a RAM 58, an EPROM 60, an AD converter 62, a task management and speed measurement circuit 64, and a current command circuit 59. The PWM signal generated by the current command circuit 59 is input to the gate drive circuit 66 and amplified, and this amplified PWM signal is input to the gate circuit of the PWM inverter 54. The output current of the PWM inverter 54 is detected by the current detector 67 and the current command circuit 5
9 is entered. Rotation command A is also input to this current command circuit 59 . Furthermore, the ballast capacitor 52, the power generation control unit 53, and the gate drive circuit 66 include a dynamic braking control circuit 68 that sends a gate signal to the power generation unit 53 to perform dynamic braking when the voltage of the ballast capacitor 52 exceeds a predetermined value.
is connected. The microprocessor 56 section in FIG. 2 corresponds to the microcomputer processing section A in FIG. 1, and the current command circuit 59 corresponds to the hardware processing section B in FIG.

第３図は第２図で示した電流指令回路５９の具
体的構成例であり、この第３図の回路が本発明の
ポイントとなつており、以下この第３図を中心に
第４図乃至第６図を用いて電流指令回路の構成及
び動作について説明する。前述したベクトル演算
結果データω₁、θ₁、I₁はマイクロプロセツサ５６
によつて第３図のPIA７０内のレジスタに転送さ
れる。この時、８ビツトのマイクロプロセツサを
使用したとすると、上記の２データω₁、θ₁が２
バイトになるため、その転送タイミングは上位、
下位データが確定した状態でレジスタ７５に転送
されるようにする。すなわち、マイクロプロセツ
サ側から第４図に示す転送信号Ｐ１６，Ｐ１５を
電流指令回路内に送出して、この期間に発生した
レジスタFREReg及びPHARegへの転送信号
FRERegST及びPHARegSTを禁止する。この
禁止するタイミングは第４図に破線で示してい
る。又、電流振幅値I₁を格納するレジスタ７１に
転送するタイミング信号CREFRegSTも同様に
信号Ｐ１７により禁止される。尚、前記レジスタ
７５は角周波数格納レジスタFREReg、電流位相
格納レジスタPHARegから成り、又、転送信号
Ｐ１５，Ｐ１６のＨレベル区間は上記のマイクロ
プロセツサからPIA７０に転送している期間を示
している。 FIG. 3 shows a specific configuration example of the current command circuit 59 shown in FIG. 2, and the circuit in FIG. 3 is the key point of the present invention. The configuration and operation of the current command circuit will be explained using FIG. 6. The vector operation result data ω ₁ , θ ₁ , I ₁ mentioned above are processed by the microprocessor 56.
is transferred to a register in PIA 70 in FIG. At this time, if an 8-bit microprocessor is used, the above two data ω ₁ and θ ₁ will be 2
Since it is a byte, the transfer timing is upper,
The lower data is transferred to the register 75 in a fixed state. That is, the transfer signals P16 and P15 shown in FIG. 4 are sent from the microprocessor side into the current command circuit, and the transfer signals to the registers FREReg and PHAReg generated during this period are
Prohibit FRERegST and PHARegST. The timing of this prohibition is shown by a broken line in FIG. Furthermore, the timing signal CREFRegST for transferring the current amplitude value I ₁ to the register 71 is also inhibited by the signal P17. The register 75 is composed of an angular frequency storage register FREReg and a current phase storage register PHAReg, and the H level period of the transfer signals P15 and P16 indicates the period during which they are transferred from the microprocessor to the PIA 70.

上記の様なタイミングでレジスタFRERegに転
送されたデータω₁は、FREReg出力コントロー
ル信号FRERegCNTのＬレベル信号で加減算器
７６に転送される。この時、角度格納レジスタ
ADDReg７８に格納されている１サイクル処理
前の角度Σω₁Δtが第４図のTEMRegSTのＡの部
分の信号（TEMRegストローブ信号）で前記加
減算器７６に転送され、この為、加減算器７６で
は今回のインバータ角周波数ω′₁の符号に応じて
１サイクル処理前の角度Σω₁Δtに対する加減算処
理を行い、この結果得られるデータ（Σω₁±ω′₁）
ΔtをΣω₁″ΔtとしてレジスタTEMReg７７に格納
する。このデータΣω₁″Δtは第４図のADDRegス
トローブ信号ADDRegSTのＢの区間（Ｌレベル
でADDReg７８に格納される。 The data ω ₁ transferred to the register FREReg at the above-mentioned timing is transferred to the adder/subtractor 76 by the L level signal of the FREReg output control signal FRERegCNT. At this time, the angle storage register
The angle Σω ₁ Δt stored in ADDReg 78 before one cycle processing is transferred to the adder/subtractor 76 by the signal of part A of TEMRegST in FIG. Addition and subtraction processing is performed to the angle Σω 1 Δt before one cycle processing according to the sign of the inverter angular frequency ω _{′ 1} , and the resulting data (Σω ₁ ±ω′ ₁ )
Δt is stored in the register TEMReg77 as Σω ₁ ″Δt. This data Σω ₁ ″Δt is stored in the ADDReg 78 in the B period (L level) of the ADDReg strobe signal ADDRegST in FIG.

次に、PIA７０に格納されている電流位相デー
タθ₁をレジスタ７５のPHARegにPHARegスト
ローブ信号PHARegSTのＨレベルの区間で転送
する。更に、PHA出力コントロール信号
PHARegCNTのＬレベルでこのθ₁を加減算器７
６に出力し、前述の加減算器７６の演算結果であ
るΣω₁″Δtにθ₁の符号に応じてθ₁を加減算する処
理を行う。この結果はTEMReg出力コントロー
ル信号TEMRegST（ＣのＬレベル）でレジスタ
７７のTEMRegに格納される。このレジスタ７
７に格納されたΣω₁″Δt±θ₁のデータは正弦及び
余弦函数データ格納メモリ７９によつて三角函数
データに変換され、更にこの変換されたデータは
Ｄ／Ａ変換器ストローブ信号DACOST（Ｌレベ
ル）でＤ／Ａ変換器８０に転送され、ここで、上
記データは３角函数のアナログ量に変換される。
このアナログ量はPIA７０からCREFRegに転送
格納されている電流振幅データI₁をDA変換器７
３でアナログ量に変換して得られるI_REFと乗算さ
れて、I_REFsin（Σω₁″t＋θ₁）、I_REFcos（Σω₁″t
±θ₁）
の２相信号となる。これ等２相信号は変換回路８
１で３相電流指令信号I_U、I_V、I_Wに変換され、こ
れが比較器８２で第２図の電流検出器６７の検出
負荷電流I_LU、I_LV、I_LWと比較されてPWM信号に
なり、このPWA信号は第２図のゲート駆動回路
６６に導入され、この結果得られる信号でPWM
インバータ５４を駆動し可変周波数の交流電源が
得られる。 Next, the current phase data θ ₁ stored in the PIA 70 is transferred to the PHAReg of the register 75 during the H level section of the PHAReg strobe signal PHARegST. Additionally, the PHA output control signal
Add/subtractor 7 adds this θ ₁ at the L level of PHARegCNT.
6 and adds or subtracts θ ₁ to Σω ₁ ″Δt, which is the calculation result of the adder/subtractor 76 mentioned above, according to the sign of θ _1. This result is output to the TEMReg output control signal TEMRegST (L level of C). This register 7 is stored in TEMReg of register 77.
The data of Σω ₁ ″Δt±θ ₁ stored in 7 is converted into trigonometric function data by the sine and cosine function data storage memory 79, and this converted data is further applied to the D/A converter strobe signal DACOST (L level) to a D/A converter 80, where the data is converted into an analog quantity of a triangular function.
This analog amount is transferred from PIA70 to CREFReg, and the stored current amplitude data _I1 is transferred to DA converter 7.
3 is multiplied by I _REF obtained by converting it to an analog quantity, and I _REF sin (Σω ₁ ″t + θ ₁ ), I _REF cos (Σω ₁ ″t
± _θ1 )
This is a two-phase signal. These two-phase signals are converted by the conversion circuit 8
1, it is converted into three-phase current command signals I _U , I _V , I _W , which are compared with the load currents I _LU , I _LV , I _LW detected by the current detector 67 in FIG. 2 in a comparator 82 to generate a PWM signal. This PWA signal is introduced into the gate drive circuit 66 in FIG. 2, and the resulting signal is used to drive PWM.
By driving the inverter 54, a variable frequency AC power source is obtained.

ここで、加（減）算器７６の動作を再述する
と、先ず加算器７６にはADDReg７８に格納さ
れている１サイクル前のインバータ角周波数の加
算結果であるΣω₁Δtを取込み、このΣω₁Δtに現在
のサイクルのインバータ角周波数ω′₁をFREReg
から取込み、これらを加減算して（Σω₁±ω′₁）
Δtを得、これを便宜的にΣω₁″Δtとしてレジスタ
TEMReg７７に格納すると共にADDReg７８に
格納する。次に、加減算器７６は先程と加減算結
果であるΣω₁″Δtに現サイクルの電流位相データ
θ₁をPHARegから取込んで加減算してΣω₁″Δt±
θ₁を得る。この計算が終ると加減算器７６は
ADDReg７８に入つているΣω₁″Δtを取込み、こ
れに次のサイクルのインバータ角周波数を加算す
ると云う動作を繰返す。即ち加算器７６はΣω₁Δt
±ω′₁Δtと云う加算と（Σω₁±ω′₁）Δt＋θ₁と云
う
加算とを時分割で行つており、この際ADDReg
７８に加算結果即ち（Σω₁±ω′₁）Δtを一旦記憶
させて前記２つの加減算を時分割で行つている。
尚、第３図の符号７２に示したステージ信号発生
回路は、第３図のレジスタ７５、加減算器７６、
TEMReg７７、ADDReg７８、DA変換器８０
等の各機器の動作タイミングを司るステージ信号
STを発生するもので、マイクロプロセツサ５６
のイネーブル信号Ｅ〜、回転指令（オン、オフ）Ｒ
等を入力してステージ信号STを発生するもので
ある。 Here, to restate the operation of the adder (subtractor) 76, first, the adder 76 receives Σω ₁ Δt, which is the addition result of the inverter angular frequencies one cycle before stored in the ADDReg 78, and this Σω ₁ FREReg the inverter angular frequency ω′ ₁ of the current cycle to Δt
Add and subtract these from (Σω ₁ ±ω′ ₁ )
Obtain Δt and conveniently register it as Σω ₁ ″Δt
It is stored in TEMReg77 and also in ADDReg78. Next, the adder/subtractor 76 takes in the current phase data θ ₁ of the current cycle from PHAReg and adds or subtracts it to Σω ₁ ″Δt, which is the result of addition and subtraction from the previous one, to obtain Σω ₁ ″Δt±
Obtain θ ₁ . When this calculation is completed, the adder/subtractor 76
The operation of fetching Σω ₁ ″Δt stored in ADDReg 78 and adding the inverter angular frequency of the next cycle to it is repeated. In other words, the adder 76 receives Σω ₁ Δt
The addition ±ω′ ₁ Δt and the addition (Σω ₁ ±ω′ ₁ )Δt+θ ₁ are performed in a time-sharing manner, and in this case, ADDReg
The addition result, ie, (Σω ₁ ±ω′ ₁ )Δt, is temporarily stored in 78, and the above two additions and subtractions are performed in a time-sharing manner.
Note that the stage signal generation circuit indicated by reference numeral 72 in FIG. 3 includes the register 75, the adder/subtractor 76, and
TEMReg77, ADDReg78, DA converter 80
Stage signals that control the operation timing of each device such as
This is the one that generates ST, and the microprocessor 56
enable signal E~, rotation command (on, off) R
etc., to generate the stage signal ST.

第５図は第３図に示したステージ信号発生回路
７２に起動、停止回路を付加した詳細構成例であ
る。第６図で示した回転指令S₀がラツチ８０のＤ
端子にＨレベルになつて入力された時、マイクロ
プロセツサ５６から発生される起動停止許可指令
ｇがＨレベルになつてラツチ８０のＣ端子に入力
されていると、この信号ｇにより外部から与えら
れる信号S₀をラツチしてS₀′なる起動信号をＱ端
子から発生する。この信号S₀′はラツチ８１のＤ
端子に入力され、このラツチ８１のＣ端子にはマ
イクロプロセツサ５６から出力されているイネー
ブル信号Ｅ〜が入力されており、前記信号S₀がこの
イネーブル信号Ｅ〜の立上りに同期した信号S₁とな
つてＱ端子から出力される。この信号S₁はラツチ
８２のＤ端子に入力されると共にアンドゲート８
３の一方の入力端子に入力される。ラツチ８２で
はＣ端子に入力されるイネーブル信号Ｅ〜と信号S₁
から信号Ｅ〜の立上りに同期した信号Ｓ〜₂をＱ端子
から出力する。この信号Ｓ〜₂は前記ゲート８３の
他方の入力端子に入力され、このアンドゲート８
３にて信号S₁とＳ〜₂との論理積がとられて信号S₃
がオアゲート８４の一方の入力端子に出力され
る。このオアゲート８４の他方の入力端子にはシ
フトレジスタ８５の最終段の出力信号STC１１
をフイードバツクした信号が入力され、このオア
ゲート８４にて前記信号S₃と信号STC１１との
論理和がとられその結果がアンドゲート８６の一
方の入力端子に出力される。このアンドゲート８
６の他方の入力端子にはラツチ８１の出力である
信号S₁が入力され、オアゲート８４の出力信号と
この起動指令信号S₁との論理積をとつて得られる
信号STCINφをシフトレジスタ８５のＩ端子に
出力する。この信号STCINφはシフトレジスタ
８５の起動制御信号であり、シフトレジスタ８５
のＣ端子に入力されるイネーブル信号Ｅ〜に基づい
て、この信号STCINφから得られる12段構成の
第４図に示すシフトレジスタの出力信号STCφ〜
STC１１がシフトレジスタ８５のＱ端子から出
力される。これら出力信号STCφ〜STC１１は第
３図の各部で行われる各処理の割付を行う。従つ
て、第４図の場合イネーブル信号Ｅ〜の周期が2M
Hzの時、１サイクルの処理時間（12ステージ信号
によつて処理される時間）は6μSとなる。 FIG. 5 shows a detailed configuration example in which a start/stop circuit is added to the stage signal generation circuit 72 shown in FIG. 3. The rotation command S ₀ shown in FIG. 6 is D of the latch 80.
When the start/stop permission command g generated from the microprocessor 56 goes to the H level and is input to the C terminal of the latch 80, this signal g causes the start/stop permission command g to be input from the outside. A starting signal S _{0 '} is generated from the Q terminal by latching the signal S ₀ . This signal S ₀ ' is connected to D of latch 81.
The enable signal E~ output from the microprocessor 56 is input to the C terminal of this latch 81, and the signal _S0 is synchronized with the signal _S1 synchronized with the rise of the enable signal E~. is output from the Q terminal. This signal _S1 is input to the D terminal of the latch 82 and the AND gate 8
It is input to one input terminal of 3. In the latch 82, the enable signal E~ input to the C terminal and the signal _S1
A signal S~ ₂ synchronized with the rise of signal E~ is output from the Q terminal. This signal S~ ₂ is input to the other input terminal of the gate 83, and the AND gate 8
At step 3, the AND of the signals _S1 and S~ ₂ is taken and the signal _S3 is obtained.
is output to one input terminal of the OR gate 84. The other input terminal of this OR gate 84 is connected to the output signal STC11 of the final stage of the shift register 85.
The OR gate 84 performs a logical sum on the signal _S3 and the signal STC11, and outputs the result to one input terminal of an AND gate 86. This and gate 8
The signal S ₁ which is the output of the latch 81 is input to the other input terminal of the latch 81 , and the signal STCINφ obtained by ANDing the output signal of the OR gate 84 and this activation command signal S ₁ is input to the I of the shift register 85 . Output to the terminal. This signal STCINφ is an activation control signal for the shift register 85.
Based on the enable signal E~ input to the C terminal of
STC11 is output from the Q terminal of shift register 85. These output signals STCφ to STC11 are used to allocate each process performed in each section in FIG. Therefore, in the case of Fig. 4, the period of the enable signal E~ is 2M.
At Hz, the processing time for one cycle (the time processed by the 12-stage signal) is 6 μS.

ところで、前記起動停止許可信号ｇはマイクロ
プロセツサ５６のソフトで誘導電動機５５の速度
の大小関係に応じて起動及び停止条件を決定し、
その結果出力される信号である。例えばマイクロ
プロセツサ５６のソフトがスタートしてから、回
路内の各レジスタが初期設定される迄禁止信号
（第６図のｇのＬレベル）を発生し、レジスタ内
のデータが確定した後許可区間１で示す信号を数
サイクル発生し、誘導電動機５５の速度が所定の
大きさにある期間は指令禁止区間（信号ｇのＬレ
ベル）を発生し、起動停止指令の取込みを禁止す
る。これは通常の運転モードで信号ｇを指令許可
状態（Ｈレベル）にしておくと、外部指令S₀の誤
操作によつて誘導電動機５５が高速で駆動中に停
止指令を受付けてしまう場合があるからである。 By the way, the starting/stopping permission signal g is determined by the software of the microprocessor 56 according to the magnitude relationship of the speed of the induction motor 55, and the starting and stopping conditions are determined.
This is the signal output as a result. For example, after the software of the microprocessor 56 starts, a prohibition signal (L level in g in Fig. 6) is generated until each register in the circuit is initialized, and after the data in the register is determined, a permission period is generated. A signal indicated by 1 is generated for several cycles, and during a period when the speed of the induction motor 55 is at a predetermined level, a command prohibition section (L level of signal g) is generated, and the reception of a start/stop command is prohibited. This is because if the signal g is set to the command permission state (H level) in the normal operation mode, a stop command may be accepted while the induction motor 55 is driving at high speed due to incorrect operation of the external command _S0 . It is.

許可区間には例えば誘導電動機５５の速度が
2RPM位の停止するのに支障のない低速度に到達
したら発生する信号である。上記の信号ｇ及びS₀
に形成される停止指令が入ると、ステージ信号は
１サイクルモード経過して、即ち第４図のSTC
１１の信号が発生してからステージ信号を停止
し、常に電流指令信号の連続性を維持する様にし
てある。この為、誘導電動機５５は停止した時と
同一の位相から起動することが出来、正転／逆転
の切換及び起動停止をシヨツクレスで行うことが
出来る。 For example, the speed of the induction motor 55 is in the permitted section.
This signal is generated when the vehicle reaches a low speed of about 2 RPM that is safe to stop. The above signals g and S ₀
When a stop command is input, the stage signal passes through one cycle mode, that is, the STC in
The stage signal is stopped after the signal No. 11 is generated, and the continuity of the current command signal is always maintained. Therefore, the induction motor 55 can be started from the same phase as when it was stopped, and switching between forward and reverse rotation and starting and stopping can be performed without a shock.

本実施例によれば、マイクロプロセツサ５６の
ベクトル演算の結果得られるインバータ（角）周
波数ω₁、一次電流振幅I₁、一次電流位相θ₁をハー
ド構成の電流指令回路５９のレジスタ７５及び
CREFReg７１に転送し、電流指令回路５９では
１台の加算器７６で先ず∫ω₁dtに相当する（Σω₁
±ω′₁）Δtの加算を前サイクルの角度演算結果が
格納されているADDReg７８を使用して行い、
次のタイミングで∫ω₁dt＋θ₁に相当する（Σω₁±
ω′₁）Δt＋θの加算をステージ信号発生回路７２
から発生されるステージ信号STCφ〜STC１１に
よる各部品の動作割付けにより時分割で行うこと
により、ベクトル演算結果から電流制御系の電流
指令信号を高速に演算し得る効果がある。従つ
て、電流制御系に位相遅れがなく、誘導電動機５
５の高速トルク制御が可能となると共に、インバ
ータ５４の運転周波数、即ち誘導電動機５５の速
度範囲を容易に１：300以上の広範囲とすること
が出来、線形性も低速域、高速域に無関係に補償
し得る効果がある。又、前記加算を１台の加算器
７６でステージ信号を使用して時分割で行つて電
流指令信号を得る構成の為、加算（減算）対象が
増加してもビツト数の多い加算器を増加させる必
要がないので、電流指令回路５９の構成が簡略化
して、安価な装置で電流指令信号を高速演算し得
ると云う効果がある。更に、ステージ信号発生回
路７２に誘導電動機５５の起動停止回路を付加す
ることにより、誘導電動機５６の正転、逆転及び
起動、停止をシヨツクレスに行う効果もある。 According to this embodiment, the inverter (angular) frequency ω ₁ , primary current amplitude I ₁ , and primary current phase θ ₁ obtained as a result of vector calculation by the microprocessor 56 are input to the register 75 of the current command circuit 59 having a hardware configuration.
It is transferred to CREF Reg 71, and in the current command circuit 59, one adder 76 first calculates the value corresponding to ∫ω ₁ dt (Σω ₁
±ω′ ₁ ) Addition of Δt is performed using ADDReg78, which stores the angle calculation result of the previous cycle,
At the next timing, it corresponds to ∫ω ₁ dt + θ ₁ (Σω ₁ ±
ω′ ₁ ) The addition of Δt+θ is performed by the stage signal generation circuit 72.
By performing the time division operation by assigning the operations of each component using the stage signals STCφ to STC11 generated from the stage signals STCφ to STC11, there is an effect that the current command signal of the current control system can be calculated at high speed from the vector calculation result. Therefore, there is no phase delay in the current control system, and the induction motor 5
5, high-speed torque control is possible, and the operating frequency of the inverter 54, that is, the speed range of the induction motor 55, can be easily set over a wide range of 1:300 or more, and the linearity is independent of low speed and high speed ranges. There is a compensating effect. Furthermore, since the above-mentioned addition is performed in a time-division manner using stage signals in one adder 76 to obtain the current command signal, even if the number of addition (subtraction) targets increases, it is not necessary to increase the number of adders with a large number of bits. Since there is no need to do this, the configuration of the current command circuit 59 is simplified, and the current command signal can be calculated at high speed with an inexpensive device. Furthermore, by adding a starting/stopping circuit for the induction motor 55 to the stage signal generation circuit 72, there is an effect that the induction motor 56 can be rotated forward, reversed, started, and stopped in a shockless manner.

尚、上記実施例では、インバータ周波数ω₁を
マイクロプロセツサ５６にて誘導電動機５５の角
速度ω_M及び滑り角周波数ω_Sを加算して求め、そ
の結果を電流指令回路５９内のω₁のデータを格
納する専用のレジスタFRERegに転送したが、前
記ω_Mとω_Sとを分離して電流指令信号を得る場合
でも、上記２データを格納するレジスタを付加
し、ステージ信号の割付を行うだけで上記実施例
と同様に１台の加減算器７６を使用して電流指令
信号を同様に高速に得ることが出来る。 In the above embodiment, the inverter frequency ω ₁ is determined by the microprocessor 56 by adding the angular velocity ω _M of the induction motor 55 and the slip angular frequency ω _S , and the result is used as the data of ω ₁ in the current command circuit 59. is transferred to the dedicated register FREReg for storing ω M and ω S, but even if the current command signal is obtained by separating ω _M and ω _S , just add a register to store the above two data and assign the stage signals. Similarly to the above embodiment, the current command signal can be obtained at high speed by using one adder/subtractor 76.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上記述した如く本発明の誘導電動機の制御装
置によれば、正転／逆転又は起動／停止の切換え
に際し、切り換え後の磁束位相指令値は、記憶手
段に格納されている切換え前の位相を起点として
入力されるインバータ角周波数指令値に応じて変
化していくことになる。したがつて、切換えに際
しての磁束位相指令値の変化が連続的に増又は減
されるので、誘導電動機はの正転／逆転又は起
動／停止の切替えをシヨツクレスで行なうことが
できる。 As described above, according to the induction motor control device of the present invention, when switching between normal rotation/reverse rotation or start/stop, the magnetic flux phase command value after switching starts from the phase before switching stored in the storage means. It will change according to the inverter angular frequency command value input as . Therefore, since the change in the magnetic flux phase command value upon switching is continuously increased or decreased, the induction motor can be switched between normal rotation/reverse rotation or starting/stopping without a shock.

また、磁束位相とインバータ電流位相の演算を
同一の加減算手段を用いて、時分割で行なうよう
にしたものによれば、大きなビツト容量を要する
加減算手段が１つですみ、ハードで構成した場
合、簡単かつ低価格のものとすることが可能であ
る。 In addition, if the magnetic flux phase and the inverter current phase are calculated in a time-division manner using the same addition/subtraction means, only one addition/subtraction means requiring a large bit capacity is required, and if configured with hardware, It can be made simple and inexpensive.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の誘導電動機の制御装置の一実
施例の処理過程を示す構成図、第２図は第１図に
示した処理過程を実現する本発明の誘導電動機の
制御装置の一実施例を示すブロツク図、第３図は
第２図で示した電流指令回路の具体例を示したブ
ロツク図、第４図は第３図の電流指令回路の動作
を示すタイムチヤート図、第５図は第３図で示し
たステージ信号発生回路の具体例を示したブロツ
ク図、第６図は第５図に示したステージ信号発生
回路の起動、停止指令を示すタイムチヤート図で
ある。 ５４……PWMインバータ、５５……誘導電動
機、５６……マイクロプロセツサ、５９……電流
指令回路、７１……CREFReg、７５……レジス
タ、７６……加減算器、７７……TEMReg、７
８……ADDReg、７９……正弦及び余弦関数デ
ータ格納メモリ。 FIG. 1 is a block diagram showing the process of an embodiment of the induction motor control device of the present invention, and FIG. 2 is an implementation of the induction motor control device of the present invention that realizes the process shown in FIG. FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of the current command circuit shown in FIG. 2, FIG. 4 is a time chart showing the operation of the current command circuit shown in FIG. 3, and FIG. 5 is a block diagram showing an example. 6 is a block diagram showing a specific example of the stage signal generation circuit shown in FIG. 3, and FIG. 6 is a time chart showing start and stop commands for the stage signal generation circuit shown in FIG. 5. 54...PWM inverter, 55...Induction motor, 56...Microprocessor, 59...Current command circuit, 71...CREFReg, 75...Register, 76...Adder/subtractor, 77...TEMReg, 7
8...ADDReg, 79...Sine and cosine function data storage memory.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 加減算手段と該加減算手段の演算結果である
磁束位相指令値が格納される記憶手段を有し、与
えられるインバータ角周波数指令値と回転方向指
令とを所定周期で取り込み、回転方向指令に応じ
て前記記憶手段に格納されている前回周期の磁束
位相指令値にインバータ角周波数指令値と前記所
定周期との積をとつて得られる値を加減算し、該
演算結果により前記記憶手段の磁束位相指令値を
書き換える磁束位相演算手段と、前記記憶手段に
格納されている磁束位相指令値に基づいてインバ
ータの出力交流電力制御指令に係る三角関数波形
を生成する波形生成手段と、を含んでなる誘導電
動機の制御装置。 ２ インバータ角周波数指令値と電流位相指令値
と電流振幅指令値と回転方向指令が一旦格納され
る第１の記憶手段と、 加減算手段と該加減算手段の演算結果である磁
束位相指令値が格納される第２の記憶手段を有
し、前記第１の記憶手段からインバータ角周波数
指令値と回転方向指令とを所定周期で取り込み、
回転方向指令に応じて前記第２の記憶手段に格納
されている前回周期の磁束位相指令値にインバー
タ角周波数指令値と前記所定周期との積をとつて
得られる値を加減算し、該演算結果により前記記
憶手段の磁束位相指令値を書き換える磁束位相演
算手段と、 前記加減算手段を時分割で共有し、前記第１の
記憶手段から電流位相指令値を所定周期で取り込
み、前記第２の記憶手段に格納されている今回周
期の磁束位相指令値に加減算してインバータ電流
位相指令値を求めるインバータ電流位相演算手段
と、 該インバータ電流位相指令値を所定周期で取り
込み、該位相指令値に対応する三角函数データに
変換する波形生成手段と、 前記第１の記憶手段から電流振幅指令値を所定
周期で取り込み、前記波形生成手段から出力され
る三角函数データに乗算してインバータ電流指令
値を演算する電流指令値演算手段と、 を含んでなる誘導電動機の制御装置。 ３ 前記磁束位相演算手段と前記インバータ電流
位相演算手段と前記波形生成手段と前記電流指令
値演算手段を駆動する前記所定周期が変更可能で
あることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
の誘導電動機の制御装置。 ４ 前記インバータ電流位相演算手段は求めたイ
ンバータ電流位相指令値を一旦格納するレジスタ
を有してなり、該レジスタは電気角2πに相当す
る大きさに形成されたことを特徴とする特許請求
の範囲第２項記載の誘導電動機の制御装置。 ５ 前記磁束位相演算手段と前記インバータ電流
位相演算手段と前記波形生成手段と前記電流指令
値演算手段が順次駆動するものとされ、該一順の
動作期間内に回転停止指令が入力されても、該順
一の動作が終了するまで回転停止に係る処理を禁
止することを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載の誘導電動機の制御装置。[Scope of Claims] 1. It has an addition/subtraction means and a storage means in which a magnetic flux phase command value which is the calculation result of the addition/subtraction means is stored, and takes in the given inverter angular frequency command value and rotation direction command at a predetermined period, A value obtained by multiplying the inverter angular frequency command value by the predetermined period is added or subtracted from the magnetic flux phase command value of the previous cycle stored in the storage means in accordance with the rotation direction command, and the calculation result is used to add or subtract the value obtained by multiplying the inverter angular frequency command value by the predetermined period. magnetic flux phase calculation means for rewriting a magnetic flux phase command value of the means; and waveform generation means for generating a trigonometric function waveform related to an output AC power control command of the inverter based on the magnetic flux phase command value stored in the storage means. A control device for an induction motor comprising: 2. A first storage means in which an inverter angular frequency command value, a current phase command value, a current amplitude command value, and a rotation direction command are temporarily stored, an addition/subtraction means, and a magnetic flux phase command value which is the calculation result of the addition/subtraction means. a second storage means, which receives an inverter angular frequency command value and a rotation direction command from the first storage means at a predetermined period;
A value obtained by multiplying the inverter angular frequency command value by the predetermined period is added to or subtracted from the magnetic flux phase command value of the previous cycle stored in the second storage means in accordance with the rotation direction command, and the calculation result is calculated. magnetic flux phase calculation means for rewriting the magnetic flux phase command value in the storage means; and the addition/subtraction means are shared in a time-sharing manner, and the current phase command value is fetched from the first storage means at a predetermined period, and the second storage means an inverter current phase calculation means for calculating an inverter current phase command value by adding and subtracting the current cycle's magnetic flux phase command value stored in the current cycle; a waveform generating means for converting into functional data; and a current for calculating an inverter current command value by fetching a current amplitude command value from the first storage means at a predetermined period and multiplying it by the trigonometric function data output from the waveform generating means. A control device for an induction motor, comprising: a command value calculation means; 3. The predetermined period for driving the magnetic flux phase calculation means, the inverter current phase calculation means, the waveform generation means, and the current command value calculation means is changeable. Control device for induction motor. 4. Claims characterized in that the inverter current phase calculation means includes a register for temporarily storing the determined inverter current phase command value, and the register is formed to have a size corresponding to an electrical angle of 2π. 2. A control device for an induction motor according to item 2. 5. The magnetic flux phase calculation means, the inverter current phase calculation means, the waveform generation means, and the current command value calculation means are driven sequentially, and even if a rotation stop command is input within the operation period of the one order, 3. The control device for an induction motor according to claim 2, wherein processing related to stopping rotation is prohibited until the first operation is completed.