JPH0399549A - Radio equipment for digital communication - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To miniaturize a radio machine for digital communication of the orthogonal modulation/demodulation system by sharing a carrier wave oscillator and a bidirectional mixer at the time of transmission and reception. CONSTITUTION:At the time of transmission, the I vector and the Q vector outputted from an IQ vector generator 10 are inputted to bidirectional mixers 42 and 44 through switches 48 and 50. They are subjected to orthogonal modulation by carrier waves having 90 deg. phase difference from a hybrid 14 and are supplied to an antenna 24 through a switch 52, a power amplifier 20, and a switch 22. At the time of reception, they are inputted to mixers 42 and 44 from an antenna 24 through the switch 22, the power amplifier 26, and the switch 52. Demodulated I and Q vectors are fed back to a carrier wave oscillator 46 through switches 48 and 50, and phases of carrier waves are adjusted there. The demodulation output is supplied to an FF 40 through hard limiters 36 and 38 to obtain reception data.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、直交変復調方式のディジタル通信用無線機に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a digital communication radio using orthogonal modulation and demodulation.

［従来の技術］゛ 従来から、ディジタル通信用無線機としては、例えばヘ
テロダイン方式によるディジタル通信用無線機や、直交
変復調方式によるディジタル通信用無線機が知られてい
る。[Prior Art] Conventionally, as digital communication radio equipment, for example, a heterodyne type digital communication radio equipment and an orthogonal modulation/demodulation type digital communication radio equipment are known.

一般に、前者においては中間周波数段が必要であるため
、前者に比べ小型化及び低消費電力かが可能な後者のデ
ィジタル通信用無線機が多く用いられている。Generally, since the former requires an intermediate frequency stage, the latter type of digital communication radio is often used because it can be smaller and consume less power than the former.

第３図には、後者の動作原理が示されている。FIG. 3 shows the latter operating principle.

この図に示されるディジタル通信用無線機の動作原理は
、いずれも直交変復調方式に係るものである。すなわち
、送信時には、送信データを例えばエベクトル（Ｉｎ　
　Ｐｈａｓｅ　　Ｖｅｃｔｏｒ）及びＱベクトル（Ｑｕ
ａｄｒａｔｕｒｅ　　Ｐｈａｓｅ　　Ｖｅｃｔｏｒ）に
分解し、微送波により直接変調して送信する。逆に受信
時には、受信波を搬送波により直接復調してＩベクトル
及びＱベクトルに分解し、さらに該Ｉベクトル及びＱベ
クトルから受信データを抽出する、というように、送受
信データを直接変復調することが可能な方式である。The operating principle of the digital communication radio shown in this figure is all related to orthogonal modulation and demodulation. That is, at the time of transmission, the transmission data is e.g.
Phase Vector) and Q vector (Qu
phase vector), directly modulated using fine transmission waves, and transmitted. Conversely, during reception, it is possible to directly modulate and demodulate the transmitted and received data by directly demodulating the received wave using a carrier wave, decomposing it into I vectors and Q vectors, and further extracting received data from the I vectors and Q vectors. It is a method.

第３図（ａ）においては、いわゆるＭＳＫ方式の原理が
示されている。この図においては、マークが（１）、ス
ペースが（０）により、それぞれ示されている。すなわ
ち、この図に示されるＭＳＫ方式は、直交するＩベクト
ル及びＱベクトルから構成される平面上において、マー
ク時にπ／２だけスペース時に−π／２だけ、位相がシ
フトするように、■ベクトル及びＱベクトルを発生させ
る方式である。In FIG. 3(a), the principle of the so-called MSK method is shown. In this figure, marks are indicated by (1) and spaces are indicated by (0). That is, in the MSK method shown in this figure, on a plane composed of orthogonal I vectors and Q vectors, the ■ vector and This method generates a Q vector.

又、第３図（ｂ）に示されるＢＰＳＫ方式は、マークと
スペースで位相がπだけ異なる方式であって、第３図（
Ｃ）に示されるＱＰＳＫ方式は、２ビツトのデータがそ
れぞれπ／２だけ位相が異なる方式である。又、第３図
（ｄ）に示される８−ＰＳＫ方式は、３ビツトのデータ
がそれぞれπ／４だけ位相が異なる方式であり、第３図
（ｅ）に示される１６−ＱＡＭ方式は、４ビツトのデー
タが１ベクトル及びＱベクトルにより構成される平面上
においてマトリクス状に配置された１６個の点にそれぞ
れ対応する方式である。In addition, the BPSK method shown in FIG. 3(b) is a method in which the phases of marks and spaces differ by π, and as shown in FIG.
The QPSK method shown in C) is a method in which 2 bits of data differ in phase by π/2. Furthermore, in the 8-PSK method shown in FIG. 3(d), the 3-bit data differs in phase by π/4, and in the 16-QAM method shown in FIG. 3(e), the phase differs by π/4. This is a method in which bit data corresponds to 16 points arranged in a matrix on a plane made up of one vector and a Q vector.

第３図に示される直交変復調方式のうち、ＭＳＫ方式に
よるディジタル通信用無線機の構成が、第４図に示され
ている。この図に示される構成は、例えば「移動通信の
基礎」　（奥村善久　他著、電子通信学会）１５３頁に
示されるものと同様の構成である。Among the orthogonal modulation and demodulation methods shown in FIG. 3, the configuration of a digital communication radio using the MSK method is shown in FIG. The configuration shown in this figure is, for example, similar to that shown in "Fundamentals of Mobile Communications" (by Yoshihisa Okumura et al., Institute of Electronics and Communication Engineers), page 153.

この図に示されるディジタル通信用無線機の送信部は、
送信データに基づきＩベクトル及びＱベクトルを発生さ
せるＩＱベクトル発生器１０と、周波数ｆ。の搬送波を
発振させるシンセサイザ等の搬送波発振器１２と、分岐
された一方が他方に比べ９０’位相が異なるように、該
搬送波発振器１２の出力を分岐するハイブリッド１４と
、ＩＱベクトル発生器１２から出力されるＩベクトル及
びＱベクトルをそれぞれ取り込んで、ハイブリッド１４
の出力と混合して出力するミキサ１６及び１８と、該ミ
キサ１６及び１８の出力を取り込んで電力増幅する電力
増幅器２０と、から構成されている。The transmitting section of the digital communication radio shown in this figure is
an IQ vector generator 10 that generates an I vector and a Q vector based on transmission data, and a frequency f. A carrier wave oscillator 12 such as a synthesizer that oscillates a carrier wave, a hybrid 14 that branches the output of the carrier wave oscillator 12 such that one branched out has a 90' phase difference from the other, and a carrier wave output from the IQ vector generator 12. The hybrid 14
The mixers 16 and 18 mix the outputs of the mixers 16 and 18, and a power amplifier 20 takes in the outputs of the mixers 16 and 18 and amplifies the power thereof.

すなわち、前記ＩＱベクトル発生器１０に送信データが
入力されると、第３図（ａ）に示されるような原理に基
づいてＩベクトル及びＱベクトルが発生出力され、ミキ
サ１６及び工８にそれぞれ入力される。一方で、前記搬
送波発振器１２において発振された搬送波は、ハイブリ
ッド１４により分岐された上でミキサ１６及び１８にそ
れぞれ入力される。ここで、前記ミキサ１６及び１８に
それぞれ入力されるハイブリッド１４の出力は、該ハイ
ブリッド１４からミキサー６に入力される搬送波の位相
に比べ、ミキサー８に入力される搬送波の位相が９０°
移相した搬送波であるため、ミキサー６及び１８におけ
る搬送波との混合により、■ベクトル及びＱベクトルは
それぞれ同位相の送信波に変換される。That is, when transmission data is input to the IQ vector generator 10, an I vector and a Q vector are generated and output based on the principle shown in FIG. be done. On the other hand, the carrier wave oscillated by the carrier wave oscillator 12 is branched by a hybrid 14 and then input to mixers 16 and 18, respectively. Here, the output of the hybrid 14 input to the mixers 16 and 18, respectively, has a carrier wave input to the mixer 8 whose phase is 90° compared to the phase of the carrier wave input from the hybrid 14 to the mixer 6.
Since they are phase-shifted carrier waves, by mixing with the carrier waves in the mixers 6 and 18, the {circle around (2)} vector and the Q vector are converted into transmission waves having the same phase.

この送信波はさらに電力増幅器２０によって増幅され、
切換スイッチ２２を介してアンテナ２４に供給され、外
部に送信される。This transmitted wave is further amplified by a power amplifier 20,
The signal is supplied to the antenna 24 via the changeover switch 22 and transmitted to the outside.

また、第４図に示されるディジタル通信用無線機の受信
部は、アンテナ２４及び切換スイッチ２２を介して供給
される受信波を電力増幅する電力増幅器２６と、前記搬
送波発振器１２と同様に周波数ｆ　の搬送波を発振する
搬送波発振器２８と、該搬送波発振器２８の出力を前記
ハイブリッド１４と同゛様に分岐出力するハイブリッド
３０と、電力増幅器２６から供給される受信波とハイブ
リッド３０から供給される搬送波とをそれぞれ混合して
Ｉベクトル及びＱベクトルをそれぞれ生成するミキサ３
２及び３４と、該ミキサ３２及び３４の出力を波型整形
するハードリミッタ３６及び３８と、該ハードリミッタ
３６及び３８の出力から受信データを抽出するＤフリッ
プフロップ４０と、から構成されている。Further, the reception section of the digital communication radio shown in FIG. A carrier wave oscillator 28 that oscillates a carrier wave, a hybrid 30 that branches out the output of the carrier wave oscillator 28 in the same manner as the hybrid 14, and a received wave supplied from the power amplifier 26 and a carrier wave supplied from the hybrid 30. A mixer 3 that generates an I vector and a Q vector by mixing the
2 and 34, hard limiters 36 and 38 that waveform shape the outputs of the mixers 32 and 34, and a D flip-flop 40 that extracts received data from the outputs of the hard limiters 36 and 38.

まず、前記アンテナ２４及び切換スイッチ２２を介して
受信波が電力増幅器２６に供給されると、該電力増幅器
２６からは、増幅された受信波が出力され、前記ミキサ
３２及び３４に供給される。First, when a received wave is supplied to the power amplifier 26 via the antenna 24 and the changeover switch 22, the power amplifier 26 outputs the amplified received wave and is supplied to the mixers 32 and 34.

ここで、前記ミキサ３２及び３４には、前述の送信部と
同様に、それぞれ９０″位相の異なる送信波が入力され
ているため、それぞれのミキサ３２及び３４から出力さ
れる信号は９０″位相の異なるＩベクトル及びＱベクト
ルである。このようにして得られたＩベクトル及びＱベ
クトルはハードリミタ３６及び３８においてそれぞれ波
型整形され、ハードリミッタ３６の出力がＤフリップフ
ロップ４０のＤ端子に、ハードリミッタ３８の出力が該
Ｄフリップフロップ４０のＣＫ端子にそれぞれ入力され
、該Ｄフリップフロップ４０のＱ端子からは、受信に係
るデータ、すなわち受信データが出力される。Here, the mixers 32 and 34 are inputted with transmission waves having 90" phases different from each other, as in the above-mentioned transmitting section. Therefore, the signals outputted from the respective mixers 32 and 34 have a 90" phase. Different I vectors and Q vectors. The I vector and Q vector obtained in this way are waveform-shaped by hard limiters 36 and 38, respectively, and the output of the hard limiter 36 is connected to the D terminal of the D flip-flop 40, and the output of the hard limiter 38 is connected to the D terminal of the D flip-flop 40. CK terminal of the D flip-flop 40, and data related to reception, that is, received data, is output from the Q terminal of the D flip-flop 40.

このように、第４図に示される従来例においては、直交
変復調方式であるＭＳＫ方式を用いたため、送信データ
を直接変調して送信し、一方で受信波を直接復調して受
信データを得ることが可能である。In this way, in the conventional example shown in FIG. 4, since the MSK method, which is an orthogonal modulation and demodulation method, is used, the transmitted data is directly modulated and transmitted, while the received wave is directly demodulated to obtain the received data. is possible.

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような構成を有する従来のディジタ
ル通信用無線機においては、送信部と受信部をそれぞれ
別個に設けなければならず、回路の小型化及び安価化が
困難である等の問題点があった。[Problems to be Solved by the Invention] However, in conventional digital communication radios having such a configuration, the transmitting section and the receiving section must be provided separately, making it difficult to reduce the size and cost of the circuit. There were problems such as difficulty.

本発明は、このような問題点を解決することを課題とし
てなされたものであり、小型かつ安価な直交変復調方式
のディジタル通信用無線機を提供することを目的とする
。The present invention was made to solve these problems, and an object of the present invention is to provide a compact and inexpensive orthogonal modulation/demodulation digital communication radio.

［課題を解決するための手段］ 前記目的を達成するために本発明は、送信時には、ベク
トル発生手段により送信データを分解して得られる所定
個数のベクトルをそれぞれ取り込み、このベクトルによ
り搬送波を直接変調して出力し、受信時には、搬送波に
より受信波を直接復調して所定個数のベクトルに分解し
、受信データ抽出手段に出力する所定個数の双方向性ミ
キサと、送信時には、ベクトル発生手段を双方向性ミキ
サに接続し、受信時には、受信データ抽出手段を双方向
性ミキサに接続する切換スイッチと、受信時に搬送波発
振器から出力される搬送波の位相を受信波の位相に一致
させる搬送波位相調整手段とを有することを特徴とする
。[Means for Solving the Problems] In order to achieve the above object, the present invention has a method that, at the time of transmission, takes in a predetermined number of vectors obtained by decomposing transmission data by a vector generation means, and directly modulates a carrier wave with these vectors. At the time of reception, the received wave is directly demodulated by a carrier wave, decomposed into a predetermined number of vectors, and outputted to the received data extraction means.When transmitting, the vector generation means is bidirectionally demodulated. a changeover switch that connects the received data extraction means to the bidirectional mixer during reception, and a carrier wave phase adjustment means that matches the phase of the carrier wave output from the carrier wave oscillator with the phase of the received wave during reception. It is characterized by having.

［作用］ 本発明のディジタル通信用無線機においては、搬送波発
振器及び双方向性ミキサが、送信時及び受信時において
共用される。[Function] In the digital communication radio of the present invention, the carrier wave oscillator and the bidirectional mixer are shared during transmission and reception.

すなわち、送信時には、ベクトル発生手段から出力され
る所定個数のベクトルが、切換スイッチを介して所定個
数の双方向性ミキサにそれぞれ入力され、搬送波発振器
から出力される搬送波により直接変調されて送信される
。That is, at the time of transmission, a predetermined number of vectors output from the vector generation means are respectively input to a predetermined number of bidirectional mixers via a changeover switch, and are directly modulated by a carrier wave output from a carrier wave oscillator and then transmitted. .

一方、受信時には、前記搬送波発振器から出力される搬
送波により、前記双方向性ミキサにおいて受信波が直接
復調され、所定個数のベクトルが生成される。この所定
個数のベクトルは、それぞれ切換スイッチを介して搬送
波位相調整手段に入力され、前記搬送波発振器から出力
される搬送波の位相が受信波の位相に一致させられる。On the other hand, during reception, the received wave is directly demodulated in the bidirectional mixer using the carrier wave output from the carrier wave oscillator, and a predetermined number of vectors are generated. The predetermined number of vectors are each input to a carrier wave phase adjusting means via a changeover switch, and the phase of the carrier wave output from the carrier wave oscillator is made to match the phase of the received wave.

そして、受信波と位相が一致した搬送波による直接復調
の結果得られる所定個数のベクトルが受信データ抽出手
段に供給され、該受信データ抽出手段により受信データ
が抽出される。Then, a predetermined number of vectors obtained as a result of direct demodulation using a carrier wave whose phase matches that of the received wave is supplied to the received data extraction means, and the received data is extracted by the received data extraction means.

このように、本発明のディジタル通信用無線機において
は、搬送波発振器及び双方向性ミキサが、送受信時にお
いて共用される。In this way, in the digital communication radio of the present invention, the carrier wave oscillator and the bidirectional mixer are shared during transmission and reception.

［実施例コ 以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する
。なお、第４図に示される従来例と同様の構成には、同
一の符号を付し、説明を省略する。[Embodiments] Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described based on the drawings. Note that the same components as those of the conventional example shown in FIG. 4 are given the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.

第１図には、本発明の一実施例であって、ＭＳＫ方式を
用いたディジタル通信用無線機の構成が示されている。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, and shows the configuration of a digital communication radio using the MSK system.

この図においては、送信時にはＩベクトル又はＱベクト
ル及び搬送波を取り込んで送信波を出力し、受信時には
受信波及び搬送波を取り込んでＩベクトル又はＱベクト
ルを出力するダブルバランスドミキサ等の双方向性のミ
キサ４２及び４４と、周波数ｆ　の搬送波を発振し、さ
らに受信時においてミキサ４２及び４４の出力に基づき
搬送波の位相を調整する搬送波発振器４６と、ミキサ４
２及び４４との接続をＩＱベクトル発生器２０とノ＼−
トリミッタ３６及び３８との間で切り替える切換スイッ
チ４８及び５０とが設けられている。また、ミキサ４２
及び４４との接続を電力増幅器２０と２６の間で切換え
る切換スイッチ５２も設けられている。This figure shows a bidirectional mixer such as a double-balanced mixer that takes in an I vector or Q vector and a carrier wave and outputs a transmitted wave when transmitting, and takes in a received wave and carrier wave and outputs an I vector or Q vector when receiving. mixers 42 and 44; a carrier wave oscillator 46 that oscillates a carrier wave of frequency f; and further adjusts the phase of the carrier wave based on the outputs of mixers 42 and 44 during reception;
2 and 44 are connected to the IQ vector generator 20 and
Changeover switches 48 and 50 are provided to switch between the limiters 36 and 38. Also, mixer 42
A changeover switch 52 is also provided for switching the connection between the power amplifiers 20 and 44 between the power amplifiers 20 and 26.

送信時においては、本発明の特徴に係る切換スイッチ４
８及び５０がＴ側に入れられているため、ＩＱベクトル
発生器１０から出力される夏ベクトル及びＱベクトルが
、同様に本発明の特徴に係る双方向性のミキサ４２及び
４４にそれぞれ入力される。このとき、前記ミキサ４２
及び４４においては、第４図に示される従来例と同様に
７１イブリツド１４から出力されるそれぞれ９０″位相
の異なった搬送波によりＩベクトル及びＱベクトルがそ
れぞれ直接変調され、Ｔ側に倒された切換スイッチ５２
　　Ｗ力増幅器２０．Ｔ側に倒された切換スイッチ２２
を介してアンテナ２４に送信波が供給され、外部への送
信が行われる。At the time of transmission, the changeover switch 4 according to the feature of the present invention
8 and 50 are input to the T side, the summer vector and Q vector output from the IQ vector generator 10 are similarly input to the bidirectional mixers 42 and 44, respectively, according to the features of the present invention. . At this time, the mixer 42
and 44, the I vector and the Q vector are directly modulated by carrier waves output from the 71 hybrid 14 with different phases of 90'', respectively, as in the conventional example shown in FIG. switch 52
W power amplifier 20. Changeover switch 22 turned to T side
A transmission wave is supplied to the antenna 24 via the antenna 24, and transmission to the outside is performed.

一方で、受信時には、アンテナ２４により受信された受
信波が、Ｒ側に倒された切換スイッチ２２　電力増幅器
２６、Ｒ側に倒された切換スイッチ５２を介してミキサ
４２及び４４に入力される。On the other hand, during reception, the received waves received by the antenna 24 are input to the mixers 42 and 44 via the changeover switch 22 and power amplifier 26 turned to the R side, and the changeover switch 52 turned to the R side.

前記ミキサ４２及び４４においては、ハイブリッド１４
から出力されるそれぞれ位相が９０”異なった搬送波に
より受信波の直接復調が行われ、それぞれＩベクトル及
びＱベクトルが出力される。In the mixers 42 and 44, the hybrid 14
Direct demodulation of the received wave is performed using the carrier waves output from the carrier waves, each having a phase difference of 90'', and an I vector and a Q vector are output, respectively.

このＩベクトル及びＱベクトルは、Ｒ側に倒された切換
スイッチ４８及び５０を介して本発明の特徴に係る搬送
波発振器４６に帰還入力される。この搬送波発振器４６
においては、後述するように搬送波の位相の調整が行わ
れ、受信波と同一の位相を有する搬送波が前記ハイブリ
ッド１４に出力される。従って、前記ミキサ４２及び４
４から発せられるＩベクトル及びＱベクトルは、受信波
と同一の位相を有する搬送波により直接復調されたベク
トルとなり、それぞれ前記ハードリミッタ３６及び３８
による波型整形が行われた上で、Ｄフリップフロップ４
０に供給され、該Ｄフリップフロップ４０からの受信デ
ータが出力される。The I vector and Q vector are fed back into the carrier wave oscillator 46, which is a feature of the present invention, via the changeover switches 48 and 50 which are turned to the R side. This carrier wave oscillator 46
, the phase of the carrier wave is adjusted as described later, and a carrier wave having the same phase as the received wave is output to the hybrid 14. Therefore, the mixers 42 and 4
The I vector and Q vector emitted from the hard limiters 36 and 38 are vectors that are directly demodulated by a carrier wave having the same phase as the received wave, and are transmitted through the hard limiters 36 and 38, respectively.
After waveform shaping is performed by D flip-flop 4
0, and the received data from the D flip-flop 40 is output.

第２図には、前記搬送波発振器４６の詳細な構成が示さ
れている。FIG. 2 shows a detailed configuration of the carrier wave oscillator 46.

第２図に示される搬送波発振器４６は、いわゆるコスタ
ス（Ｃｏｓｔａｓ）法による位相調整を行う発振器であ
る。The carrier wave oscillator 46 shown in FIG. 2 is an oscillator that performs phase adjustment using the so-called Costas method.

この図においては、前記搬送波発振器４６は、周波数ｆ
　の搬送波を出力するシンセサイザ５４を含んでいる。In this figure, the carrier wave oscillator 46 has a frequency f
It includes a synthesizer 54 that outputs a carrier wave.

また、前記シンセサイザ５４は、基準発振器５６と、該
基準発振器５６の出力を所定のチャネル間隔に相当する
周波数ｆ。まで分周する分周器５８と、該分周器５８の
出力を取り込んで誤差信号を出力する位相比較器６０と
、該位相比較器６０から出力される誤差信号を１ベクト
ル及びＱベクトルに基づき生成される誤差信号と加算す
る加算器６２と、該加算器６２の出力を平滑化するＬＰ
Ｆ６４と、該ＬＰＦ６４の出力に基づき搬送波を発振出
力するＶＣＯ６１３と、該ＶＣ０６Ｂから出力される搬
送波を周波数ｆ。まで分周するプリスケーラ６８及びプ
ログラマブルカウンタ７Ｇと、を含んでいる。Further, the synthesizer 54 includes a reference oscillator 56 and an output of the reference oscillator 56 at a frequency f corresponding to a predetermined channel interval. A frequency divider 58 that divides the frequency up to An adder 62 that adds the generated error signal, and an LP that smoothes the output of the adder 62.
F64, a VCO 613 that oscillates and outputs a carrier wave based on the output of the LPF 64, and a carrier wave output from the VC06B at a frequency f. It includes a prescaler 68 and a programmable counter 7G.

すなわち、基準発振器５６により発振された信号は、分
周器５８において所定周波数ｆｏまで分周される。一方
でＶＣＯ６６により発振出力された搬送波は、プリスケ
ーラ６８及びプログラマブルカウンタ７０により同じ周
波数ｆ。まで分周される。このようにして得られた２種
類の周波数ｆｏの信号は、位相比較器６０においてその
位相が比較され、その差に応じた信号、すなわち誤差信
号が該位相比較器６０から出力される。この位相比較器
６０の出力に係る誤差信号は、後述のエベクトル及びＱ
ベクトルによる誤差信号と加算器６２において加算され
、ＬＰＦ６４に入力される。That is, the signal oscillated by the reference oscillator 56 is frequency-divided by the frequency divider 58 to a predetermined frequency fo. On the other hand, the carrier wave oscillated and outputted by the VCO 66 is set to the same frequency f by the prescaler 68 and the programmable counter 70. The frequency is divided up to The phases of the signals of the two types of frequencies fo obtained in this way are compared in the phase comparator 60, and a signal corresponding to the difference, that is, an error signal, is output from the phase comparator 60. The error signal related to the output of this phase comparator 60 is the evector and Q
It is added to the vector error signal in the adder 62 and input to the LPF 64.

前記ＬＰＦ　６４においては、加算器６２から出力され
る加算信号が平滑され、さらにこの平滑された誤差信号
は、前記ＶＣ０６６に供給され、該ＶＣＯ６６の発振周
波数、すなわちｆ　が制御される。In the LPF 64, the summed signal output from the adder 62 is smoothed, and this smoothed error signal is further supplied to the VC066 to control the oscillation frequency of the VCO66, that is, f.sub.2.

また、前記加算器６２に供給されるＩベクトル及びＱベ
クトルに基づく誤差信号は、ミキサ７２゜加算器７４．
減算器７６、ミキサ７８．及びミキサ８０により生成さ
れる。Further, the error signal based on the I vector and the Q vector supplied to the adder 62 is sent to the mixer 72° adder 74.
Subtractor 76, mixer 78. and is generated by mixer 80.

すなわち、前記ミキサ４２及び４４から出力されるＩベ
クトル及びＱベクトルが入力されるミキサ７２の出力端
は、前記ミキサ８０の入力端に接続されている。一方で
、同様に前記ミキサ４２及び４４から出力されるＩベク
トル及びＱベクトルが入力される加算器７４及び減算器
７６は、それぞれ出力端がミキサ７８の入力端に接続さ
れており、該ミキサ７８の出力端は前記ミキサ８０の入
力端に出力されている。そして、前記ミキサ８０の出力
端は、前記シンセサイザ５４に含まれる加算器６２の入
力端に接続されている。That is, the output terminal of the mixer 72 to which the I vector and Q vector output from the mixers 42 and 44 are input is connected to the input terminal of the mixer 80. On the other hand, the adder 74 and the subtracter 76, which similarly receive the I vector and Q vector output from the mixers 42 and 44, have their respective output ends connected to the input end of the mixer 78. The output terminal of is outputted to the input terminal of the mixer 80. The output end of the mixer 80 is connected to the input end of an adder 62 included in the synthesizer 54.

受信時に、前記ミキサ４２及び４４からＩベクトル及び
Ｑベクトルが出力されると、該Ｉベクトル及びＱベクト
ルはミキサ７２．加算器７４．及び減算器７６にそれぞ
れ入力される。During reception, when the I vector and Q vector are output from the mixers 42 and 44, the I vector and Q vector are output to the mixer 72. Adder 74. and a subtracter 76, respectively.

次に、加算器７４から出力される■ベクトルとＱベクト
ルの和信号と、減算器７６から出力される！ベクトルと
Ｑベクトルの差信号とが、ミキサ７８において乗算され
、該ミキサ７８の出力が、前記ミキサ７２の出力と共に
、ミキサ８０に入力される。そして、ミキサ７２及び７
８の出力がミキサ８０において乗算され、前記シンセサ
イザ５４に含まれる加算器６２に供給される。ここで、
前記ミキサ８０から出力される信号は、受信波の位相と
ＶＣＯ６６から出力される搬送波位相とが異なっ′てい
る場合には、その差に相当する誤差信号である。従って
、前記加算器６２から出力される信号は、前述の位相比
較器６０における比較の結果得られる誤差信号と、受信
波と搬送波との移相差に係る誤差信号とが足し合わされ
た信号となり、ＶＣＯ６６から出力される搬送波の位相
は受信波の位相と等しくなる。Next, the sum signal of the ■ vector and the Q vector output from the adder 74 and the ! signal from the subtracter 76 are output. The difference signal between the vector and the Q vector is multiplied in a mixer 78, and the output of the mixer 78 is input to a mixer 80 together with the output of the mixer 72. And mixers 72 and 7
The outputs of 8 are multiplied in a mixer 80 and supplied to an adder 62 included in the synthesizer 54. here,
When the phase of the received wave and the phase of the carrier wave output from the VCO 66 are different, the signal output from the mixer 80 is an error signal corresponding to the difference. Therefore, the signal output from the adder 62 is a signal obtained by adding together the error signal obtained as a result of the comparison in the phase comparator 60 and the error signal related to the phase shift difference between the received wave and the carrier wave. The phase of the carrier wave output from is equal to the phase of the received wave.

なお、本実施例においては、搬送波発振器４６としてコ
スタス法による発振器を用いたが、例えば逓倍法、逆変
調法等によりこの発振器を構成するようにしても構わな
い。In this embodiment, an oscillator based on the Costas method is used as the carrier wave oscillator 46, but this oscillator may be constructed using, for example, a multiplication method, an inverse modulation method, or the like.

更に本実施例は、ＭＳＫ方式による構成であるが、これ
を他の直交変復調方式、例えばＢ　Ｐ　Ｓ　Ｋ。Furthermore, although this embodiment has a configuration based on the MSK system, this may be replaced with another orthogonal modulation/demodulation system, such as BPSK.

ＱＰＳＫ、多値ＰＳＫ、又は多値ＱＡＭ等の方式によっ
て構成しても構わない。この場合にも、搬送波発振器及
びミキサを送受信時で共用することが可能である。It may be configured using a method such as QPSK, multi-value PSK, or multi-value QAM. In this case as well, it is possible to share the carrier wave oscillator and mixer for transmission and reception.

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、搬送波発振器及
び双方向性ミキサが送信及び受信で共用されるため、構
成が簡略化され、小型かつ安価な直交変復調方式のディ
ジタル通信用無線機を得ることが可能となる。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, the carrier wave oscillator and the bidirectional mixer are shared for transmission and reception, so the configuration is simplified, and the digital communication using the orthogonal modulation and demodulation method is small and inexpensive. It becomes possible to obtain a wireless device for use.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は、本発明の一実施例に係るディジタル通信用無
線機の構成を示す構成図、 第２図は、本実施例における搬送波発振器の構成を示す
構成図、 第３図は、直交変復調方式を説明するためのＩＱベクト
ル平面図であって、第３図（ａ）は、ＭＳＫ方式の説明
図、第３図（ｂ）は、ＢＰＳＫ方式の説明図、第３図（
Ｃ）は、ＱＰＳＫ方式の説明図、第３図（ｄ）は、８−
ＰＳＫ方式の説明図、第３図（ｅ）は、１６−ＱＡＭ方
式の説明図、第４図は、従来のディジタル通信用無線機
の−構成を示す構成図である。 １０　・・・　ＩＱベクトル発生器 ４０　・・・　Ｄフリップフロップ ４２．４４　　・・・　双方向性ミキサ４６　・・・　
搬送波発振器 ４８．５０　　・・・　切換スイッチ ５４　・・・　シンセサイザ ６２．７４　　・・・　加算器 ７２．７８．８０　　・・・　ミキサ ７６　・・・　減算器 搬基渓鐙糾ら偽人 第２図 ５Ｋ （Ｇ） ＰＳＫ （ｂ） ＰＳＫ （Ｃ） −ＰＳＫ （ｄ） ＋６−ＱＡＭ （ｅ） 遣交友」明Ｊへ 第 図FIG. 1 is a block diagram showing the structure of a digital communication radio according to an embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the structure of a carrier wave oscillator in this embodiment. FIG. 3 is a block diagram showing the structure of a carrier wave oscillator in this embodiment. FIG. 3(a) is an explanatory diagram of the MSK method, FIG. 3(b) is an explanatory diagram of the BPSK method, and FIG.
C) is an explanatory diagram of the QPSK method, and FIG. 3(d) is an 8-
FIG. 3(e) is an explanatory diagram of the PSK system, FIG. 3(e) is an explanatory diagram of the 16-QAM system, and FIG. 4 is a configuration diagram showing the configuration of a conventional digital communication radio. 10... IQ vector generator 40... D flip-flop 42, 44... Bidirectional mixer 46...
Carrier wave oscillator 48.50...Switch 54...Synthesizer 62.74...Adder 72.78.80...Mixer 76...Subtractor 轻涙糾等实人Figure 2 5K (G) PSK (b) PSK (C) -PSK (d) +6-QAM (e) To Ming J

Claims (1)

【特許請求の範囲】 送信データを所定個数のベクトルに分解するベクトル発
生手段と、無線周波数の搬送波を発生させる搬送波発振
器と、受信波を分解して得られた所定個数のベクトルか
ら受信データを抽出する受信データ抽出手段と、を有す
るディジタル通信用無線機において、 送信時には、前記ベクトル発生手段により得られた所定
個数のベクトルをそれぞれ取り込み、このベクトルによ
り前記搬送波を直接変調して出力し、受信時には、前記
搬送波により受信波を直接復調して所定個数のベクトル
に分解し、前記受信データ抽出手段に出力する所定個数
の双方向性ミキサと、 送信時には、前記ベクトル発生手段を前記双方向性ミキ
サに接続し、受信時には、前記受信データ抽出手段を前
記双方向性ミキサに接続する切換スイッチと、 受信時に、前記搬送波発振器から出力される搬送波の位
相を受信波の位相に一致させる搬送波位相調整手段と、 を有することを特徴とするディジタル通信用無線機。[Scope of Claims] Vector generation means that decomposes transmitted data into a predetermined number of vectors, a carrier wave oscillator that generates a radio frequency carrier wave, and extraction of received data from the predetermined number of vectors obtained by decomposing received waves. A digital communication radio device having received data extracting means which, when transmitting, takes in a predetermined number of vectors obtained by the vector generating means, directly modulates the carrier wave with this vector and outputs it, and when receiving, , a predetermined number of bidirectional mixers that directly demodulate the received wave using the carrier wave, decompose it into a predetermined number of vectors, and output the vectors to the received data extraction means; and at the time of transmission, the vector generation means is connected to the bidirectional mixer. a changeover switch that connects the received data extraction means to the bidirectional mixer during reception; and a carrier wave phase adjustment means that matches the phase of the carrier wave output from the carrier wave oscillator with the phase of the received wave during reception. A radio for digital communication characterized by having the following.