JPH039477B2 - - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、周期性を有する楽音波形をデイジ
タル的に処理する場合に用いられる電子楽器の楽
音波形処理方法に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, which is used when digitally processing musical sound waveforms having periodicity.
近年、楽音波形をサンプリングしてデイジタル
サンプリングデータに変換し処理する技術が、電
子楽器の分野において広く用いられている。
In recent years, techniques for sampling musical sound waveforms, converting them into digital sampling data, and processing the data have been widely used in the field of electronic musical instruments.
ところで、このようなデータ処理技術における
最大の問題点はデータ量が膨大になることであ
り、例えば自然楽器(ピアノ等)の楽音信号をデ
イジタルサンプリングデータに変換してメモリに
記憶させる場合、このメモリの容量が極めて大き
くなる。そこで、従来からサンプリングデータの
ビツト数を圧縮する方法が各種考えられており、
例えばDM(デルタ変調)方式、ADM(適応デル
タ変調)方式、DPCM(差分パルス符号変調)方
式等が知られている。
By the way, the biggest problem with such data processing technology is that the amount of data becomes enormous.For example, when converting a musical tone signal from a natural instrument (such as a piano) into digital sampling data and storing it in memory, this memory capacity becomes extremely large. Therefore, various methods have been considered to compress the number of bits of sampling data.
For example, DM (delta modulation) method, ADM (adaptive delta modulation) method, DPCM (differential pulse code modulation) method, etc. are known.
この発明は、周期性を有する楽音波形の処理に
おいて、上述した従来の方法よりさらにデータ量
を圧縮することができる電子楽器の楽音波形処理
方法を提供することを目的としている。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument that can further compress the amount of data than the above-mentioned conventional methods in processing musical sound waveforms having periodicity.
〔問題を解決するための手段〕
第1発明:
周期性を有する楽音波形を線形予測法に基づく
第1残差信号に変換し、この変換によつて得られ
た第1残差信号と1周期または複数周期前の第1
残差信号との差を算出して第2残差信号を得、こ
の第2残差信号と所定サンプルタイム前の第2残
差信号との差を算出して処理済信号を得る。[Means for solving the problem] First invention: A musical sound waveform having periodicity is converted into a first residual signal based on a linear prediction method, and the first residual signal obtained by this conversion and one period are converted. or the first one several cycles ago
A second residual signal is obtained by calculating the difference with the residual signal, and a processed signal is obtained by calculating the difference between this second residual signal and a second residual signal obtained before a predetermined sample time.
第2発明:
周期性を有する楽音波形を線形予測法に基づく
第1残差信号に変換し、この変換によつて得られ
た第1残差信号と1周期または複数周期前の第1
残差信号との差を算出して第2残差信号を得、こ
の第2残差信号と所定サンプルタイム前の第2残
差信号との差を算出して得た処理済信号を前記楽
音波形に戻す電子楽器の楽音波形方法において、
前記処理済信号と所定サンプルタイム前の第1復
調信号との和を算出して前記第1復調信号を得、
前記第1復調信号と1周期または複数周期前の第
2復調信号との和を算出して前記第2復調信号を
得、前記第2復調信号に前記線形予測法に基づく
復調処理を行つて前記楽音波形を得る。Second invention: A musical sound waveform having periodicity is converted into a first residual signal based on a linear prediction method, and the first residual signal obtained by this conversion is combined with the first residual signal obtained by one period or a plurality of periods before.
A second residual signal is obtained by calculating the difference with the residual signal, and a processed signal obtained by calculating the difference between this second residual signal and a second residual signal before a predetermined sample time is used as the musical tone. In the musical sound waveform method for electronic musical instruments that returns it to a waveform,
calculating the sum of the processed signal and a first demodulated signal before a predetermined sample time to obtain the first demodulated signal;
The second demodulated signal is obtained by calculating the sum of the first demodulated signal and the second demodulated signal one cycle or a plurality of cycles earlier, and the second demodulated signal is subjected to demodulation processing based on the linear prediction method. Obtain a musical sound waveform.
第3発明:
楽音波形と1周期または複数周期前の被処理信
号との差を算出して第1残差信号を得、この第1
残差信号を線形予測法に基づいて第2残差信号に
変換し、この第2残差信号を処理済信号として出
力する。Third invention: A first residual signal is obtained by calculating the difference between a musical sound waveform and a signal to be processed one cycle or a plurality of cycles ago.
The residual signal is converted into a second residual signal based on a linear prediction method, and this second residual signal is output as a processed signal.
第4発明:
楽音波形と1周期または複数周期前の被処理信
号との差を算出して第1残差信号を得、この第1
残差信号に線形予測法に基づく変換を施こして得
た処理済信号を前記楽音波形に戻す電子楽器の楽
音波形方法において、前記処理済信号に前記線形
予測法に基づく復調処理を行つて第1復調信号を
得、この第1復調信号と1周期または複数周期前
の第2復調信号との和を算出して前記第2復調信
号を得、この第2復調信号を前記楽音波形として
出力する。Fourth invention: A first residual signal is obtained by calculating the difference between the musical sound waveform and the processed signal one cycle or a plurality of cycles ago, and the first residual signal is
In a musical sound waveform method for an electronic musical instrument in which a processed signal obtained by performing transformation based on a linear prediction method on a residual signal is returned to the musical sound waveform, the processed signal is subjected to demodulation processing based on the linear prediction method. 1 demodulated signal is obtained, the sum of this first demodulated signal and a second demodulated signal one cycle or a plurality of cycles earlier is calculated to obtain the second demodulated signal, and this second demodulated signal is output as the musical waveform. .
第5発明:
被処理信号を線形形予測法に基づいて第1残差
信号に変換し、この第1残差信号と、1周期また
は複数周期前の第1残差信号に係数を乗算して得
た信号との差を算出し、この算出結果を処理済信
号として出力する。Fifth invention: Converting the signal to be processed into a first residual signal based on a linear prediction method, and multiplying this first residual signal by a coefficient by a first residual signal from one cycle or a plurality of cycles earlier. The difference with the obtained signal is calculated, and the calculation result is output as a processed signal.
第6発明:
被処理信号を線形予測法に基づいて第1残差信
号に変換し、この第1残差信号と、1周期または
複数周期前の第1残差信号に係数を乗算した信号
との差を算出して得た処理済信号を前記被処理信
号に戻す電子楽器の楽音波形方法において、前記
処理済信号と、1周期または複数周期前の第1復
調信号に前記係数を乗算した信号との和を算出し
て前記第1復調信号を得、この第1復調信号に前
記線形予測法に基づく復調処理を行つて前記被処
理信号を得る。Sixth invention: A signal to be processed is converted into a first residual signal based on a linear prediction method, and this first residual signal and a signal obtained by multiplying a first residual signal one period or a plurality of periods ago by a coefficient. In a musical waveform method for an electronic musical instrument in which a processed signal obtained by calculating the difference between The sum is calculated to obtain the first demodulated signal, and the first demodulated signal is subjected to demodulation processing based on the linear prediction method to obtain the processed signal.
〔実施例〕
第1発明および第2発明に関する実施例
第1図は第1発明の実施例の構成を示すブロツ
ク図である。この図において、符号1はADC(ア
ナログ/デイジタル変換器)であり、入力端子
T1へ供給される楽音信号G(アナログ信号)を一
定時間が経過する毎にサンプリングし、次いで、
サンプリングした値をデイジタルサンプリングデ
ータSDに変換し、減算器2および線形予測回路
{以下、LPC(Lenear Predictive Coding)と称
す}3へ出力する。この場合、楽音信号Gの1周
期間におけるADC1のサンプル回数はmである。
LPC3は周知の線形予測法によつて予測値を算
出する回路であり、例えば第2図に示す回路が用
いられる。この第2図において「Z-1」は1サン
プルタイムの遅れ要素(例えば、遅延フリツプフ
ロツプ)、「M」は乗算器、「+」は加算器である。
また、乗算器Mの添え字は乗算係数(乗算される
数値)である。なお、この第2図に示す回路は、
現在のサンプリングデータに対応する予測値を過
去のデータから算出しているが、この予測値を過
去および未来のデータから算出するようにしても
よい。ただしこの場合、第1図の破線位置に遅れ
要素を挿入することが必要となる。減算器2は
ADC1の出力からLPC3の出力(予測値)を減
算し、この減算結果を第1残差データD1として
出力する。ここで、この第1残差データD1は、
サンプリングデータSDと予測値との差であると
ころから、その値はサンプリングデータSDの値
よりはるかに小さい値となり、したがつてそのビ
ツト数も少なくなる(データ圧縮が行われる)。
なお、以下、上述したLPC3および減算器2か
ら構成される回路をLPCC4と称する。[Embodiments] Embodiments of the first invention and the second invention FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the first invention. In this figure, code 1 is the ADC (Analog/Digital Converter), and the input terminal
The musical tone signal G (analog signal) supplied to T 1 is sampled every time a certain period of time elapses, and then,
The sampled values are converted into digital sampling data SD and output to a subtracter 2 and a linear predictive circuit (hereinafter referred to as LPC (Lenear Predictive Coding)) 3. In this case, the number of samples of the ADC 1 in one cycle of the musical tone signal G is m.
The LPC 3 is a circuit that calculates a predicted value using a well-known linear prediction method, and for example, the circuit shown in FIG. 2 is used. In FIG. 2, "Z -1 " is a delay element of one sample time (for example, a delay flip-flop), "M" is a multiplier, and "+" is an adder.
Further, the subscript of the multiplier M is a multiplication coefficient (a numerical value to be multiplied). The circuit shown in FIG. 2 is
Although the predicted value corresponding to the current sampling data is calculated from past data, this predicted value may be calculated from past and future data. However, in this case, it is necessary to insert a delay element at the position shown by the broken line in FIG. Subtractor 2 is
The output (predicted value) of LPC3 is subtracted from the output of ADC1, and the subtraction result is output as first residual data D1. Here, this first residual data D1 is
Since it is the difference between the sampling data SD and the predicted value, the value will be much smaller than the value of the sampling data SD, and therefore the number of bits will also be smaller (data compression is performed).
Note that, hereinafter, the circuit composed of the above-mentioned LPC 3 and subtracter 2 will be referred to as LPCC 4.
次に、1周期遅れ要素5は、第1残差データD
1を楽音信号Gの1周期間(すなわち、mサンプ
ルタイム)遅延させる回路であり、例えばmビツ
トのシフトレジスタから構成される。減算器6は
第1残差データD1から1周期遅れ要素5の出力
を減算し、この減算結果を第2残差データD2と
して出力する。ここで、楽音信号Gは周期性を有
し、したがつて、第1残差データD1も楽音信号
Gと同一の周期で変化するデータとなる。この結
果、現在の第1残差データD1の値とmサンプル
タイム前の第1残差データD1の値との差(第2
残差データD2)は第1残差データD1の値より
さらに小さな値となり、したがつて、そのビツト
数も少くなる。なお、以下、上述した1周期遅れ
要素5および減算器6によつて構成される回路を
PLPC(Periodic Lenear Predictive Coding)7
と称する。 Next, the one-cycle delayed element 5 is the first residual data D
1 by one cycle period (that is, m sample times) of the musical tone signal G, and is composed of, for example, an m-bit shift register. The subtracter 6 subtracts the output of the one-period delay element 5 from the first residual data D1, and outputs the subtraction result as second residual data D2. Here, the musical tone signal G has periodicity, and therefore, the first residual data D1 is also data that changes at the same period as the musical tone signal G. As a result, the difference between the current value of first residual data D1 and the value of first residual data D1 m sample times ago (second
The residual data D2) has a smaller value than the first residual data D1, and therefore has fewer bits. In addition, below, the circuit constituted by the one-period delay element 5 and the subtracter 6 described above will be described as follows.
PLPC (Periodic Lenear Predictive Coding) 7
It is called.
次に、遅れ要素8は第2残差データD2を1サ
ンプルタイム遅延させる回路(例えば、遅延フリ
ツプフロツプ)であり、また、減算器9は第2残
差データD2から遅れ要素8の出力を減算する回
路である。これらの遅れ要素8および減算器9か
ら構成される回路は、周知の差分パルス符号変調
方式(Differential Pulse Code Modulation;
DPCM)に基づく回路であり、第2残差データ
D2を更にデータ圧縮して出力端子T2へ供給す
る。なお、以下、この回路をDPCM10と称す
る。 Next, the delay element 8 is a circuit (for example, a delay flip-flop) that delays the second residual data D2 by one sample time, and the subtracter 9 subtracts the output of the delay element 8 from the second residual data D2. It is a circuit. The circuit composed of the delay element 8 and the subtracter 9 uses the well-known differential pulse code modulation method (Differential Pulse Code Modulation).
DPCM), which further compresses the second residual data D2 and supplies it to the output terminal T2 . Note that this circuit will be referred to as DPCM 10 hereinafter.
しかして、上述した第1図の構成によれば、
LPCC4、PLPC7、DPCM10の各々において
データ圧縮が行われ、したがつて、出力端子T2
にサンプリングデータSDよりはるかに少いビツ
ト数のデータを得ることができる。なお、上記の
各回路をアナログ回路によつて構成し、ADC1
を減算器9の出力側に挿入してもよい。このよう
に構成した方が、ADC1のビツト数が少くて済
む。また、出力端子T2から出力されたデータは、
例えばメモリに記憶され、あるいは伝送線を介し
て他所へ伝送される。 However, according to the configuration shown in FIG. 1 described above,
Data compression is performed in each of the LPCC4, PLPC7, and DPCM10, and therefore the output terminal T2
It is possible to obtain data with a much smaller number of bits than sampling data SD. In addition, each of the above circuits is configured by an analog circuit, and ADC1
may be inserted at the output side of the subtracter 9. With this configuration, the number of bits of ADC1 can be reduced. Also, the data output from output terminal T2 is
For example, it may be stored in memory or transmitted to another location via a transmission line.
次に、第3図は第2発明の実施例の構成を示す
ブロツク図であり、この図に示す回路は、第1図
の回路によつてデータ圧縮されたデータをもとの
楽音信号Gに復調する回路である。第3図におい
て、入力端子T2は圧縮されたデータが順次供給
される端子である。ここで、各データが供給され
る順序は第1図の出力端子T2から出力された時
の順序と同じであり、また、各データが供給され
る時間間隔は第1図のADC1におけるサンプリ
ング間隔と同じである。加算器12および遅れ要
素13から構成される回路は、DPCM復調回路
14であり、入力端子T3へ供給されたデータは、
このDPCM復調回路14によつて第1復調デー
タR1に変換される。なお、この第1復調データ
R1は第1図における第2残差データD2と同一
のデータである。次に、加算器15および1周期
遅れ要素16から構成される回路はPLPC復調回
路17であり、第1復調データR1を第2復調デ
ータR2に変換する。この第2復調データR2
は、第1図における第1残差データD1と同一の
データである。LPC復調回路18は、第2復調
データR2を第3復調データR3に変換する回路
であり、例えば第4図に示す回路が用いられる。
ここで、第3復調データR3はサンプリングデー
タSDと同一のデータである。そして、この第3
復調データR3がDAC(デイジタル/アナログ変
換器)19によつてアナログ信号に変換され、出
力端子T4から出力される。なお、上述した各復
調回路14,17,18の動作は、各々の構成か
ら明らかであると思われるので記載を省略する。 Next, FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the second invention, and the circuit shown in this diagram converts the data compressed by the circuit of FIG. 1 into the original musical tone signal G. This is a demodulating circuit. In FIG. 3, input terminal T2 is a terminal to which compressed data is sequentially supplied. Here, the order in which each data is supplied is the same as the order in which it is output from output terminal T2 in Figure 1, and the time interval at which each data is supplied is the sampling interval in ADC1 in Figure 1. is the same as The circuit composed of the adder 12 and the delay element 13 is the DPCM demodulation circuit 14, and the data supplied to the input terminal T3 is
This DPCM demodulation circuit 14 converts it into first demodulated data R1. Note that this first demodulated data R1 is the same data as the second residual data D2 in FIG. Next, the circuit composed of the adder 15 and the one-period delay element 16 is a PLPC demodulation circuit 17, which converts the first demodulated data R1 into second demodulated data R2. This second demodulated data R2
is the same data as the first residual data D1 in FIG. The LPC demodulation circuit 18 is a circuit that converts the second demodulation data R2 into third demodulation data R3, and for example, the circuit shown in FIG. 4 is used.
Here, the third demodulated data R3 is the same data as the sampling data SD. And this third
Demodulated data R3 is converted into an analog signal by a DAC (digital/analog converter) 19 and output from an output terminal T4 . It should be noted that the operations of the demodulation circuits 14, 17, and 18 described above are likely to be obvious from their respective configurations, so a description thereof will be omitted.
なお、第1図に示す回路において、DPCM1
0を複数段シリーズ接続すれば、よりデータ圧縮
を行うことができる。第5図にその構成例を示
す。この場合、復調系において第3図のDPCM
復調回路14が第5図のDPCM10の数と同数
必要となることは勿論である。また、第1図およ
び第3図において、mサンプルタイム遅延させる
遅れ要素5,16を用いているが、これに代えて
2mサンプルタイム(2周期)、3mサンプルタイ
ム(3周期)……遅延させる遅れ要素を用いても
よい。また、遅れ要素8,13として、2サンプ
ルタイム、3サンプルタイム……遅延させるもの
を用いてもよい。 Note that in the circuit shown in Figure 1, DPCM1
If 0 is connected in series in multiple stages, data compression can be further achieved. FIG. 5 shows an example of its configuration. In this case, in the demodulation system, the DPCM shown in Figure 3 is
Of course, the same number of demodulation circuits 14 as the number of DPCMs 10 shown in FIG. 5 are required. In addition, in FIGS. 1 and 3, delay elements 5 and 16 that delay m sample times are used, but instead of this,
2m sample time (2 cycles), 3m sample time (3 cycles)...Delay elements may be used. Further, as the delay elements 8 and 13, 2 sample times, 3 sample times, etc., which cause a delay may be used.
第3発明および第4発明に関する実施例
第6図は第3発明の実施例の構成を示すブロツ
ク図であり、この実施例においては入力端子T1
および出力端子T2間にADC1,PLPC7,LPCC
4がシリーズ接続されている。そして、ADC1
から出力されたサンプリングデータSDは、
PLPC7によつて第2残差データD11に変換さ
れ、次いでLPCC4によつて第2残差データD1
2に変換され、出力端子T2から出力される。こ
の実施例の場合、LPCC4の入力端へすでに圧縮
されたデータが供給されるので、LPCC4におけ
る演算ビツト数が少くなり、演算が容易になる。 Embodiment of the third invention and the fourth invention FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the third invention. In this embodiment, the input terminal T 1
and ADC1, PLPC7, LPCC between output terminal T2 .
4 are connected in series. And ADC1
The sampling data SD output from
It is converted into second residual data D11 by PLPC7, and then converted into second residual data D1 by LPCC4.
2 and output from output terminal T2 . In this embodiment, since already compressed data is supplied to the input end of the LPCC 4, the number of operation bits in the LPCC 4 is reduced, making the operation easier.
第7図は第4発明の実施例の構成を示すブロツ
ク図である。この実施例は第6図の回路によつて
圧縮されたデータD12を復調する回路であり、
入力端子T3および出力端子T4間に、LPC復調回
路18、PLPC復調回路17、DAC19がシリー
ズ接続されている。そして、入力端子T3へ供給
されたデータがLPC復調回路18によつて第1
復調データR11(第6図のデータD11と同
一)に変換され、次いでこのデータR11が
PLPC復調回路17によつて第2復調データR1
2(第6図のサンプリングデータSDと同一)に
変換され、DAC19によつてアナログ信号に変
換され、出力端子T4から出力される。 FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the fourth invention. This embodiment is a circuit for demodulating data D12 compressed by the circuit shown in FIG.
An LPC demodulation circuit 18, a PLPC demodulation circuit 17, and a DAC 19 are connected in series between the input terminal T3 and the output terminal T4 . Then, the data supplied to the input terminal T 3 is passed through the LPC demodulation circuit 18 to the first
It is converted into demodulated data R11 (same as data D11 in FIG. 6), and then this data R11 is
The second demodulated data R1 is generated by the PLPC demodulation circuit 17.
2 (same as the sampling data SD in FIG. 6), converted into an analog signal by the DAC 19, and output from the output terminal T4 .
第5発明および第6発明に関する実施例
第8図は第5発明の実施例の構成を示すブロツ
ク図である。この図において、入力端子T1へ印
加された楽音信号Gは、ADC1によつてデイジ
タルサンプリングデータSDに変換され、次いで
LPCC4によりデータ圧縮され、第1残差データ
D21として出力される。次いで、この第1残差
データD21が変形PLPC22により更にデータ
圧縮され、第2残差データD22として出力端子
T2を介して出力される。この回路において、変
形PLPC22は、PLPC7の1周期遅れ要素5の
入力側に乗算器23が挿入された回路であり、第
1残差データD21はこの乗算器23において乗
算係数Aが乗算された後、1周期遅れ要素5へ供
給される。ここで、乗算係数Aは「1」に近い値
の係数であり、データ圧縮効率のよい値が選択さ
れる。この乗算係数Aを第1残差データD21に
乗算する理由は次の通りである。いま、例えば第
1残差データD21が一定の増加率で増加する場
合、その増加率に対応する係数Aを第1残差デー
タD21に乗算した後1周期遅れ要素5へ供給す
れば、現在の第1残差データD21と、1周期遅
れ要素5から出力されるデータとの差が極めてわ
ずかになり、データ圧縮効率をより上げることが
可能になる。したがつて、乗算係数Aは第1残差
データD21の変化率に応じて決定すればよく、
また、時間の経過と共に遂次変化させることが望
ましい。なお、乗算器23の挿入位置は1周期遅
れ要素5の出力側でもよい。また、出力端子T2
に得られるデータを例えばメモリに記憶させる場
合は、係数Aも同時に記憶させることが必要であ
る。 Embodiment of the fifth invention and the sixth invention FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the fifth invention. In this figure, musical tone signal G applied to input terminal T1 is converted into digital sampling data SD by ADC1, and then
The data is compressed by the LPCC4 and output as first residual data D21. Next, this first residual data D21 is further compressed by the modified PLPC 22 and output as second residual data D22.
Output via T2 . In this circuit, the modified PLPC 22 is a circuit in which a multiplier 23 is inserted on the input side of the one-period delay element 5 of the PLPC 7, and the first residual data D21 is multiplied by a multiplication coefficient A in this multiplier 23. , is supplied to the one-cycle delay element 5. Here, the multiplication coefficient A is a coefficient close to "1", and a value with good data compression efficiency is selected. The reason for multiplying the first residual data D21 by the multiplication coefficient A is as follows. Now, for example, if the first residual data D21 increases at a constant rate of increase, if the first residual data D21 is multiplied by the coefficient A corresponding to the rate of increase and then supplied to the one-period delay element 5, the current The difference between the first residual data D21 and the data output from the one-cycle delayed element 5 becomes extremely small, making it possible to further improve data compression efficiency. Therefore, the multiplication coefficient A may be determined according to the rate of change of the first residual data D21,
Moreover, it is desirable to change it sequentially with the passage of time. Note that the insertion position of the multiplier 23 may be on the output side of the one-period delay element 5. In addition, output terminal T 2
For example, when storing data obtained in a memory in a memory, it is necessary to store the coefficient A at the same time.
第9図は、第6発明の実施例の構成を示すブロ
ツク図であり、この図に示す実施例は第8図の回
路によつて圧縮されたデータD22を復調する回
路である。この第9図に示す回路において、入力
端子T3へ供給されたデータは変形PLPC復調回路
25によつて第1復調データR21に変換され
る。この第1復調データR21は第8図における
第1残差データD21と、同一のデータである。
この変形PLPC復調回路25は、PLPC復調回路
17(第3図参照)の1周期遅れ要素16の出力
側(入力側でもよい)に乗算器26を挿入した回
路であり、この乗算器26によつて1周期遅れ要
素16の出力に、第8図における乗算係数Aが乗
算され、加算器15へ供給される。次に、変形
PLPC復調回路25から出力された第1復調デー
タR21はLPC復調回路18によつて第2復調
データR22に変換される。この第2復調データ
R22は第8図のサンプリングデータSDと同一
のデータである。次いでこの第2復調データR2
2がDAC19によつてアナログ信号に変換され、
出力端子T4から出力される。 FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the sixth invention, and the embodiment shown in this figure is a circuit for demodulating data D22 compressed by the circuit of FIG. In the circuit shown in FIG. 9, the data supplied to the input terminal T3 is converted by the modified PLPC demodulation circuit 25 into first demodulated data R21. This first demodulated data R21 is the same data as the first residual data D21 in FIG.
This modified PLPC demodulation circuit 25 is a circuit in which a multiplier 26 is inserted on the output side (or input side) of the one-period delay element 16 of the PLPC demodulation circuit 17 (see FIG. 3). The output of the one-period delay element 16 is then multiplied by the multiplication coefficient A in FIG. 8 and is supplied to the adder 15. Next, transform
The first demodulated data R21 output from the PLPC demodulation circuit 25 is converted into second demodulated data R22 by the LPC demodulation circuit 18. This second demodulated data R22 is the same data as the sampling data SD in FIG. Next, this second demodulated data R2
2 is converted into an analog signal by the DAC19,
Output from output terminal T4 .
上記実施例の変形
次に、上記各実施例の変形例について説明す
る。 Modifications of the above embodiments Next, modifications of the above embodiments will be described.
(A) 第10図は第8図に示す回路のADC1以降
を書き直した図であり、この図においてブロツ
ク30は第8図のLPC3を示し、またブロツ
ク31は第8図の乗算器23および1周期遅れ
要素5を示す。また、P1(z),P2(z)は各々
伝達関数であり、次式によつて表わされる。(A) FIG. 10 is a redrawn diagram of the circuit shown in FIG. 8 after ADC 1. In this diagram, block 30 represents LPC 3 of FIG. 8, and block 31 represents multiplier 23 and 1 of FIG. A period delay element 5 is shown. Further, P 1 (z) and P 2 (z) are each a transfer function, which is expressed by the following equation.
P1(z)=k
〓n=1
aoZ-n ……(1)
P2(z)=AZ-m ……(2)
この第10図に示す回路全体の伝達関数は、
{1−P1(z)}{1−P2(z)}
=1−P1(z)−P2(z)+P1(z)・P2(z)……(3
)
=1−P1(z)−P2(z){1−P1(z)} ……(4)
=1−〔P1(z){1−P2(z)}+P2(z) ……(5)
なる式により表わされる。上記(3)〜(5)式を各々忠
実に回路化すれば第11図イ〜ハに示す回路が得
られる。すなわち、第10図に示す回路は、第1
1図イ〜ハに示す回路と等価であり、したがつ
て、第10図に示す回路に代えて第11図イ〜ハ
の回路を用いても、同一のデータ圧縮効果を得る
ことができる。 P 1 (z)= k 〓 n=1 a o Z -n ……(1) P 2 (z)=AZ -m ……(2) The transfer function of the entire circuit shown in Fig. 10 is {1 -P 1 (z)} {1-P 2 (z)} = 1-P 1 (z)-P 2 (z) + P 1 (z)・P 2 (z)...(3
) =1-P 1 (z)-P 2 (z){1-P 1 (z)} ...(4) =1-[P 1 (z){1-P 2 (z)}+P 2 ( z) ...(5) It is expressed by the formula. If each of the above formulas (3) to (5) is faithfully converted into a circuit, the circuits shown in FIGS. 11A to 11C can be obtained. That is, the circuit shown in FIG.
It is equivalent to the circuits shown in FIGS. 1A to 1C, and therefore, the same data compression effect can be obtained even if the circuits in FIGS. 11A to 1C are used in place of the circuits shown in FIG. 10.
なお、上記(3)〜(5)式は一例にすぎず、他の種々
の展開式を得ることは勿論である。また、第10
図の回路に限らず、例えば第1図、第3図等の回
路においても同様の変形を考えることができる。 Note that the above equations (3) to (5) are merely examples, and it goes without saying that various other expansion equations can be obtained. Also, the 10th
Similar modifications can be made not only to the circuit shown in the figure but also to the circuits shown in FIGS. 1 and 3, for example.
(B) 第12図はPLPC7の変形例を示すブロツク
図である。この図において、入力データPD1
は1周期遅れ要素5−1〜5−Pによつて順次
遅延され、各1周期遅れ要素5−1〜5−Pの
出力に、乗算器33−1〜33−Pによつて係
数b1〜bPが乗算され、各乗算結果が加算器
34−1,34−2…によつて加算されて予測
データYDが得られる。そして、現在の入力デ
ータPD1から予測データYDが減算され、こ
れにより圧縮されたデータPD2が得られる。
この場合、係数数b1〜bPは各々「1」以下
の係数であり、かつ、
b1+b2+…+bP=1 ……(6)
なる関係がある。この第12図の構成によれ
ば、第1図等に示すPLPC4よりさらに圧縮効
率を上げることができる。なお、第13図に、
圧縮されたデータPD2をもとのデータPD1に
復調する復調回路の構成を示す。(B) FIG. 12 is a block diagram showing a modification of the PLPC7. In this figure, input data PD1
are sequentially delayed by one-period delay elements 5-1 to 5-P, and multipliers 33-1 to 33-P apply coefficients b1 to b1 to the outputs of each one-period delay elements 5-1 to 5-P. bP is multiplied, and each multiplication result is added by adders 34-1, 34-2, . . . to obtain predicted data YD. Then, the predicted data YD is subtracted from the current input data PD1, thereby obtaining compressed data PD2.
In this case, each of the coefficient numbers b1 to bP is a coefficient of "1" or less, and there is a relationship as follows: b1+b2+...+bP=1...(6). According to the configuration shown in FIG. 12, the compression efficiency can be further increased than that of the PLPC 4 shown in FIG. 1 and the like. Furthermore, in Figure 13,
The configuration of a demodulation circuit that demodulates compressed data PD2 to original data PD1 is shown.
(C) 第14図はDPCM10の変形例を示すブロ
ツク図である。第1図等に示すDPCM10は
1サンプルタイム前のデータと現在のデータと
の差をとることにより圧縮されたデータを得て
いるが、この図に示す回路においては、現在の
データと1周期前(mサンプルタイム前)のデ
ータとの差をとることにより圧縮されたデータ
を得、さらにこの処理を複数回繰返すことによ
り、圧縮効率を上げるようになつている。な
お、第15図は、第14図の回路によつて圧縮
されたデータDD2をもとのデータDD1に戻
す復調回路である。なお、第14図の回路構成
は第1図等に示したPLPC7の部分に適用する
ようにしてもよい。この場合には、第3図等に
示したPLPC復調回路17は第15図に示すよ
うに構成するものとする。(C) FIG. 14 is a block diagram showing a modification of the DPCM 10. The DPCM 10 shown in Figure 1 etc. obtains compressed data by taking the difference between the data one sample time ago and the current data. Compressed data is obtained by calculating the difference with data (m sample times ago), and this process is repeated multiple times to increase compression efficiency. Note that FIG. 15 shows a demodulation circuit that returns the data DD2 compressed by the circuit of FIG. 14 to the original data DD1. Note that the circuit configuration shown in FIG. 14 may be applied to the PLPC 7 shown in FIG. 1, etc. In this case, the PLPC demodulation circuit 17 shown in FIG. 3 etc. shall be configured as shown in FIG. 15.
(D) 第6図はPLPC7の変形例を示すブロツク図
である。入力信号が楽音信号の場合、その周期
は、実際にはビブラートや立上り部のピツチの
ゆらぎ等が原因で変化する。したがつて、圧縮
効率をより上げるためには、入力信号の周期を
検出し、この検出結果に応じてPLPC7の1周
期遅れ要素5の遅延時間を変えることが望まし
い。第16図は上記の鑑点から構成された回路
であり、入力データF1はLPCC4によつて圧
縮された後減算器40および遅れ要素5a,
5,5bへ各々供給される。この場合、遅れ要
素5aは入力されたデータをm+1サンプルタ
イム遅延させる回路であり、また遅れ要素5b
は入力されたデータをm−1サンプルタイム遅
延させる回路である。そして、各遅れ要素5
a,5,5bの出力は各々セレクタ41へ供給
される。セレクタ41は遅れ要素5a,5,5
bの各出力の内のいずれか1つを、そのセレク
タ端子SEへ供給されるデータLに基づいて選
択し、減算器40へ出力する。段数制御回路4
2は入力データF1の変化状態から同データの
周期を検出し、その検出結果に応じてセレクタ
41を制御するデータLを出力する。(D) FIG. 6 is a block diagram showing a modification of the PLPC7. When the input signal is a musical tone signal, its cycle actually changes due to fluctuations in vibrato, pitch at the rising edge, and the like. Therefore, in order to further improve the compression efficiency, it is desirable to detect the period of the input signal and change the delay time of the one-period delay element 5 of the PLPC 7 in accordance with the detection result. FIG. 16 shows a circuit constructed from the above consideration, in which the input data F1 is compressed by the LPCC 4, then the subtracter 40 and the delay element 5a,
5 and 5b, respectively. In this case, the delay element 5a is a circuit that delays input data by m+1 sample times, and the delay element 5b
is a circuit that delays input data by m-1 sample times. And each delay element 5
The outputs of a, 5, and 5b are each supplied to a selector 41. The selector 41 is the delay element 5a, 5, 5
One of the outputs of b is selected based on the data L supplied to its selector terminal SE, and is output to the subtracter 40. Stage number control circuit 4
2 detects the cycle of input data F1 from the state of change, and outputs data L for controlling the selector 41 according to the detection result.
以上の構成において、入力データF1の周期が
m+1サンプルタイムの場合は、遅れ要素5aの
出力がセレクタ41を介して減算器40へ供給さ
れ、また、入力データF1の周期がmサンプルタ
イムの場合、m−1サンプルタイムの場合は
各々、遅れ要素5,5bの出力がセレクタ41を
介して減算器40へ供給される。この結果、入力
データF1の周期が変動した場合においても、減
算器40において現在のデータから、正確に1周
期前のデータが減算され、したがつて、減算器4
0の出力データF2として圧縮効率のよいデータ
を得ることができる。 In the above configuration, when the period of the input data F1 is m+1 sample times, the output of the delay element 5a is supplied to the subtracter 40 via the selector 41, and when the period of the input data F1 is m sample times, In the case of m-1 sample times, the outputs of the delay elements 5, 5b are supplied to the subtracter 40 via the selector 41, respectively. As a result, even if the period of the input data F1 fluctuates, the data from the previous period is accurately subtracted from the current data in the subtracter 40.
Data with good compression efficiency can be obtained as the output data F2 of 0.
なお、データF2を例えばメモリに記憶させる
場合は、同時にデータLもメモリに記憶させる必
要がある。また、遅れ要素5a,5,5bおよび
セレクタ41からなる構成に代えて、RAM等を
用いてもよい。また、遅れ要素5a,5,5bの
数を増やし、m−2サンプルタイム、m+2サン
プルタイム…の遅延も可能とすれば、さらに有効
である。また、データF2を復調する復調回路の
構成を第17図に示す。 Note that when data F2 is stored in a memory, for example, data L must also be stored in the memory at the same time. Further, instead of the configuration consisting of the delay elements 5a, 5, 5b and the selector 41, a RAM or the like may be used. Furthermore, it would be even more effective if the number of delay elements 5a, 5, 5b were increased to enable delays of m-2 sample times, m+2 sample times, and so on. Further, FIG. 17 shows the configuration of a demodulation circuit that demodulates data F2.
以上説明したように、第1〜第6発明によれ
ば、楽音波形をデイジタル的に処理する場合にお
いて、処理すべきデイジタルデータのデータ量
(ビツト数)を、データ品質を劣化させることな
く従来のものより大幅に減らすことができる効果
が得られる。
As explained above, according to the first to sixth inventions, when a musical sound waveform is digitally processed, the data amount (bit number) of the digital data to be processed can be reduced using the conventional method without deteriorating the data quality. It is possible to achieve the effect of significantly reducing the amount of water used.
第1図は第1発明の実施例の構成を示すブロツ
ク図、第2図は第1図におけるLPC3の構成例
を示すブロツク図、第3図は第2発明の実施例の
構成を示すブロツク図、第4図は第3図における
LPC復調回路18の構成例を示すブロツク図、
第5図は第1図に示す実施例の変形例を示すブロ
ツク図、第6図は第3発明の実施例の構成を示す
ブロツク図、第7図は第4発明の実施例の構成を
示すブロツク図、第8図は第5発明の実施例の構
成を示すブロツク図、第9図は第6発明の実施例
の構成を示すブロツク図、第10図は第8図の
ADC1以降の部分を書き直して示したブロツク
図、第11図イ〜ハは各々第10図に示す回路の
変形例を示すブロツク図、第12図はPLPC7の
変形例を示すブロツク図、第13図は第12図の
回路によつて圧縮されたデータを復調する復調回
路の構成を示すブロツク図、第14図はDPCM
10の変形例を示すブロツク図、第15図は第1
4図の回路によつて圧縮されたデータを復調する
復調回路の構成を示すブロツク図、第16図は
PLPC7の他の変形例を示すブロツク図、第17
図は第16図に示す回路によつて圧縮されたデー
タを復調する復調回路の構成を示すブロツク図で
ある。
3……線形予測回路LPC、4……LPCC、7…
…PLPC、10……DPCM、14……DPCM復調
回路、17……PLPC復調回路、18……LPC復
調回路、22……変形PLPC、25……変形
PLPC復調回路。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the first invention, FIG. 2 is a block diagram showing an example of the configuration of LPC 3 in FIG. 1, and FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of the second invention. , Figure 4 is the same as in Figure 3.
A block diagram showing a configuration example of the LPC demodulation circuit 18,
FIG. 5 is a block diagram showing a modification of the embodiment shown in FIG. 1, FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the third invention, and FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the fourth invention. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the fifth invention, FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the sixth invention, and FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the sixth invention.
11A to 11C are block diagrams showing modified examples of the circuit shown in FIG. 10, respectively. FIG. 12 is a block diagram showing a modified example of the PLPC7, and FIG. is a block diagram showing the configuration of a demodulation circuit that demodulates data compressed by the circuit in Figure 12, and Figure 14 is a DPCM.
A block diagram showing the 10th modification, FIG. 15 is the 1st modification.
Figure 16 is a block diagram showing the configuration of a demodulation circuit that demodulates data compressed by the circuit in Figure 4.
Block diagram showing another modification of PLPC7, No. 17
This figure is a block diagram showing the configuration of a demodulation circuit that demodulates data compressed by the circuit shown in FIG. 16. 3...Linear prediction circuit LPC, 4...LPCC, 7...
...PLPC, 10...DPCM, 14...DPCM demodulation circuit, 17...PLPC demodulation circuit, 18...LPC demodulation circuit, 22...Modified PLPC, 25...Modified
PLPC demodulation circuit.
Claims (1)
の楽音波形処理方法において、 前記楽音波形を線形予測法に基づく第1残差信
号に変換し、 この変換によつて得られた第1残差信号と1周
期または複数周期前の前記第1残差信号との差を
算出して第2残差信号を得、 この第2残差信号と所定サンプルタイム前の前
記第2残差信号との差を算出して処理済信号を得
ることを特徴とする電子楽器の楽音波形処理方
法。 2 周期性を有する楽音波形を線形予測法に基づ
く第1残差信号に変換し、 この変換によつて得られた第1残差信号と1周
期または複数周期前の前記第1残差信号との差を
算出して第2残差信号を得、 この第2残差信号と所定サンプルタイム前の前
記第2残差信号との差を算出して得た処理済信号
を前記楽音波形に戻す電子楽器の楽音波形処理方
法において、 前記処理済信号と所定サンプルタイム前の第1
復調信号との和を算出して前記第1復調信号を
得、 前記第1復調信号と1周期または複数周期前の
第2復調信号との和を算出して前記第2復調信号
を得、 前記第2復調信号に前記線形予測法に基づく復
調処理を行つて前記楽音波形を得ることを特徴と
する電子楽器の楽音波形処理方法。 3 周期性を有する楽音波形を処理する電子楽器
の楽音波形処理方法において、 前記楽音波形と1周期または複数周期前の楽音
波形との差を算出して第1残差信号を得、 この第1残差信号を線形予測法に基づいて第2
残差信号に変換し、 この第2残差信号を処理済信号として出力する
ことを特徴とする電子楽器の楽音波形処理方法。 4 周期性を有する楽音波形と1周期または複数
周期前の楽音波形との差を算出して第1残差信号
を得、 この第1残差信号に線形予測法に基づく変換を
施こして得た処理済信号を前記楽音波形に戻す電
子楽器の楽音波形処理方法において、 前記処理済信号に前記線形予測法に基づく復調
処理を行つて第1復調信号を得、 この第1復調信号と1周期または複数周期前の
第2復調信号との和を算出して前記第2復調信号
を得、 この第2復調信号を前記楽音波形として出力す
ることを特徴とする電子楽器の楽音波形処理方
法。 5 周期性を有する楽音波形を処理する電子楽器
の楽音波形処理方法において、 前記楽音波形を線形予測法に基づいて第1残差
信号に変換し、 この第1残差信号と、1周期または複数周期前
の第1残差信号に係数を乗算して得た信号との差
を算出し、 この算出結果を処理済信号として出力すること
を特徴とする電子楽器の楽音波形処理方法。 6 周期性を有する楽音波形を線形予測法に基づ
いて第1残差信号に変換し、 この第1残差信号と、1周期または複数周期前
の第1残差信号に係数を乗算した信号との差を算
出して得た処理済信号を前記楽音波形に戻す電子
楽器の楽音波形処理方法において、 前記処理済信号と、1周期または複数周期前の
第1復調信号に前記係数を乗算した信号との和を
算出して前記第1復調信号を得、 この第1復調信号に前記線形予測法に基づく復
調処理を行つて前記楽音波形を得ることを特徴と
する電子楽器の楽音波形処理方法。[Claims] 1. A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument that processes a musical sound waveform having periodicity, comprising: converting the musical sound waveform into a first residual signal based on a linear prediction method; A second residual signal is obtained by calculating the difference between the first residual signal and the first residual signal one cycle or a plurality of cycles ago, and the second residual signal and the second residual signal before a predetermined sample time are calculated. A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, characterized in that a processed signal is obtained by calculating a difference with a residual signal. 2. Converting a musical sound waveform having periodicity into a first residual signal based on a linear prediction method, and combining the first residual signal obtained by this conversion with the first residual signal one cycle or a plurality of cycles earlier. A second residual signal is obtained by calculating the difference between the second residual signal and the second residual signal obtained before a predetermined sample time, and the processed signal obtained by calculating the difference is returned to the musical waveform. In the musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, the processed signal and the first signal before a predetermined sample time are
The first demodulated signal is obtained by calculating the sum of the first demodulated signal and the second demodulated signal one cycle or a plurality of cycles earlier, A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, characterized in that the musical sound waveform is obtained by performing demodulation processing on the second demodulated signal based on the linear prediction method. 3. In a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument that processes a musical sound waveform having periodicity, a first residual signal is obtained by calculating the difference between the musical sound waveform and a musical sound waveform one cycle or a plurality of cycles earlier, and the first residual signal is The residual signal is converted into a second signal based on the linear prediction method.
A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, comprising converting the second residual signal into a residual signal and outputting the second residual signal as a processed signal. 4. A first residual signal is obtained by calculating the difference between a musical sound waveform having periodicity and a musical sound waveform one cycle or multiple cycles ago, and the first residual signal is transformed based on a linear prediction method to obtain a first residual signal. In the musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument that returns a processed signal to the musical sound waveform, the processed signal is subjected to demodulation processing based on the linear prediction method to obtain a first demodulated signal, and the first demodulated signal and one cycle are Alternatively, a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, characterized in that the second demodulated signal is obtained by calculating a sum with a second demodulated signal from a plurality of periods before, and the second demodulated signal is outputted as the musical sound waveform. 5. In a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument that processes a musical sound waveform having periodicity, the musical sound waveform is converted into a first residual signal based on a linear prediction method, and the first residual signal and one period or a plurality of periods are A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, characterized in that the difference between the first residual signal before the cycle and a signal obtained by multiplying the first residual signal by a coefficient is calculated, and the calculated result is output as a processed signal. 6 A musical sound waveform having periodicity is converted into a first residual signal based on a linear prediction method, and this first residual signal and a signal obtained by multiplying the first residual signal of one period or multiple periods before by a coefficient are combined. In a musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument in which a processed signal obtained by calculating a difference between the two is returned to the musical sound waveform, the processed signal and a signal obtained by multiplying the first demodulated signal one cycle or a plurality of cycles earlier by the coefficient. A musical sound waveform processing method for an electronic musical instrument, comprising: calculating the sum of the first demodulated signal to obtain the first demodulated signal, and performing demodulation processing based on the linear prediction method on the first demodulated signal to obtain the musical sound waveform.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP59269374A JPS61146019A (en) | 1984-12-20 | 1984-12-20 | Signal processing method |
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JP59269374A JPS61146019A (en) | 1984-12-20 | 1984-12-20 | Signal processing method |
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JPH039477B2 true JPH039477B2 (en) | 1991-02-08 |
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ID=17471507
Family Applications (1)
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JPS4896280A (en) * | 1972-03-24 | 1973-12-08 |
-
1984
- 1984-12-20 JP JP59269374A patent/JPS61146019A/en active Granted
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4896280A (en) * | 1972-03-24 | 1973-12-08 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61146019A (en) | 1986-07-03 |
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