JPH0388433A - Echo canceller - Google Patents
Echo cancellerInfo
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- JPH0388433A JPH0388433A JP16165590A JP16165590A JPH0388433A JP H0388433 A JPH0388433 A JP H0388433A JP 16165590 A JP16165590 A JP 16165590A JP 16165590 A JP16165590 A JP 16165590A JP H0388433 A JPH0388433 A JP H0388433A
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Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はエコーキャンセラに関し、特に２線式全２重
ディジタルデータ伝送システムのためのエコーキャンセ
ラに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention This invention relates to echo cancellers, and more particularly to echo cancellers for two-wire full-duplex digital data transmission systems.
データ伝送システムはデータ回線終端装置（ＤＣＥ ：
Ｄａｔａ Ｃ１ｒｃｕｉｔ Ｔｅｒｍｉｎａｔｉｎｇ
Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）に連結する物理的な伝送媒体の
数により２線式と４線式とに区別される。２線式伝送シ
ステムは双方向の通信を一対の方向性を持たない伝送路
を介して行う。４線式伝送システムは片方向ずつそれぞ
れ独立した伝送路を介して通信を行う。また、データ伝
送システムは同一伝送路を使用して同時に双方向の通信
を行う全２重と、同一伝送路を時間的に分割して双方向
の通信を行う半２重とに区別てきる。長距離通信回線を
有するデータ伝送システムを構築する場合、伝送路の設
備費及び伝送効率の両面を考慮すると、２線式全２重が
４線式及び半２重に比べて有利であることは良く知られ
ている。この２線式全２重データ伝送システムは音声通
信、データ通信及びファクシミリ通信などのサービスを
提供し、通信情報をアナロク信号形式たけではなく、近
年特にディジタル信号形式で伝送するために利用されて
いる。The data transmission system is a data circuit terminating equipment (DCE:
Data C1rcuit Terminating
The 2-wire system and the 4-wire system are classified according to the number of physical transmission media connected to the equipment. A two-wire transmission system performs bidirectional communication via a pair of non-directional transmission paths. A four-wire transmission system performs communication in each direction via independent transmission paths. Further, data transmission systems can be classified into full-duplex systems, which use the same transmission path to simultaneously carry out bidirectional communications, and half-duplex systems, which perform bidirectional communications by dividing the same transmission path in time. When constructing a data transmission system with long-distance communication lines, two-wire full-duplex is more advantageous than four-wire and half-duplex when considering both transmission line equipment costs and transmission efficiency. well known. This two-wire full-duplex data transmission system provides services such as voice communication, data communication, and facsimile communication, and has recently been used to transmit communication information not only in analog signal format but also in digital signal format. .
一方、ディジタル技術の進展に伴い、電話網においても
交換機及び伝送路のティジタル化が推進され、これらの
ディジタル設備を結合した１つのティジタル通信網によ
り、電話通信、データ通信及びファクシミリ通信などの
各種通信サービスを一元的に提供しようとするティジタ
ル総合サービス網（Ｉ Ｓ Ｄ Ｎ ： Ｉｎｔｅｇｒ
ａｔｅｄ ＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗ
ｏｒｋ ）の構築が進められている。この丁ＳＤＮの構
築により、交換機及び伝送路などの設備のディジタル化
により経済化を図ることができるだけではなく、通信情
報をディジタル信号により端末から端末まで伝送するこ
とによる伝送（通信〉品質の向上を図ることができる。On the other hand, with the advancement of digital technology, the digitalization of exchanges and transmission lines in telephone networks is being promoted, and a single digital communication network that combines these digital facilities enables various communications such as telephone communication, data communication, and facsimile communication. Digital integrated service network (ISDN: Integral) that attempts to provide services in a unified manner
ated ServicesDigital Netw
ork) is currently under construction. The construction of this SDN not only makes it possible to achieve economic efficiency by digitizing equipment such as switching equipment and transmission lines, but also improves the quality of transmission (communication) by transmitting communication information from terminal to terminal using digital signals. can be achieved.
このような利点を有するＩ ＳＤＮのディジタル通信網
から多重多様なサービスを受けるためには、ユーザは２
線式全２重通信の可能なディジタル伝送路を介してこの
通信網に収容されることが上述した理由、つまり伝送路
の有効利用を図ることより好ましい。しがしながら、２
線式全２重ディジタルデータ伝送を行う場合、通信経路
に生じるエコーをディジタル信号処理技術によって消去
できるエコーキャンセラが必要となる。In order to receive multiple and diverse services from the ISDN digital communication network, which has these advantages, users must
It is more preferable to accommodate this communication network via a digital transmission line capable of wired full-duplex communication for the above-mentioned reason, that is, to make effective use of the transmission line. While I was there, 2
When wire-based full-duplex digital data transmission is performed, an echo canceller that can cancel echoes occurring in the communication path using digital signal processing technology is required.
２線式全２重ディジタルデータ伝送システムに適合する
従来のエコーキャンセラは、トランスバーサルフィルタ
による適応形ディジタルフィルタを用いて構成されてい
る。このエコーキャンセラは、適応形ディジタルフィル
タによりエコー経路の時変的な伝達特性を適応的に推定
して擬似エコー信号（エコーレプリカ）を発生し、エコ
ー経路からのエコー信号を含む遠端信号より擬似エコー
信号を差し引くことによりエコー成分を消去する。−殻
間にこの適応形フィルタのタップ係数の推定には、比較
的安定した収束が期待できる学習同定法が適用される。Conventional echo cancellers suitable for two-wire full-duplex digital data transmission systems are constructed using adaptive digital filters with transversal filters. This echo canceller generates a pseudo echo signal (echo replica) by adaptively estimating the time-varying transfer characteristics of the echo path using an adaptive digital filter. The echo component is canceled by subtracting the echo signal. - A learning identification method that can be expected to achieve relatively stable convergence is applied to estimate the tap coefficients of this adaptive filter.
このようなエコーキャンセラの一例は米国特許公報第４
，０８７，６５４号に開示されている。An example of such an echo canceller is U.S. Pat.
, No. 087,654.
しかしながら、従来のエコーキャンセラは次のような問
題を有する。すなわち、エコーキャンセラによるエコー
のインパルス応答は有限ではなく、ハイブリッド回路を
構成するハイブリットトランスのインピーダンス及び整
合用インピータンスなどにより定まる放電時定数の影響
によって指数間数的に減衰して無限に継続する。この収
れん期（エコーテール）に対応してエコーキャンセラで
消去できなかった残留エコー信号には、数１０Ｈｚ程度
以下の低周波成分が含まれ、低周波雑音となって通信品
質を劣化させることになる。このような長時間にわたっ
て残留する低周波成分を消去して必要な残留エコー抑圧
量を確保するには、通常、エコーキャンセラの適応形フ
ィルタのタップ数を６４程度もしくはそれ以上とする必
要がある。詳述すると、適応形フィルタのタップ数をＮ
とするとき残留エコー信号ｒｎは式（１）で求められる
。However, conventional echo cancellers have the following problems. That is, the echo impulse response of the echo canceller is not finite, but continues indefinitely with exponential attenuation due to the influence of the discharge time constant determined by the impedance of the hybrid transformer constituting the hybrid circuit, the matching impedance, and the like. The residual echo signal that could not be canceled by the echo canceller during this convergence period (echo tail) contains low frequency components of several tens of Hz or less, which becomes low frequency noise and deteriorates communication quality. . In order to eliminate such low frequency components that remain for a long period of time and ensure the necessary amount of residual echo suppression, it is usually necessary to set the number of taps of the adaptive filter of the echo canceller to about 64 or more. In detail, the number of taps of the adaptive filter is N
Then, the residual echo signal rn is obtained by equation (1).
ｒｎ−Σ Ａ ａ ｎ−ｈ ａ ’ （
１）ｋ−Ｎ＋１
ここで、（ａｎ ｌ ：送信シンボル
Ａ ：エコーテールの振幅
α ：エコーテールの減衰率
また、残留エコー信号ｒｎによるノイズ電力ＮＰＩＩＬ
は式（２〉で求められる。rn-Σ A a n-h a' (
1) k-N+1 Here, (an l : Transmission symbol A : Echo tail amplitude α : Echo tail attenuation rate Also, noise power NPIIL due to residual echo signal rn
is determined by equation (2).
（以下余白〉
Ｎ ｐＥ＝Ｅ （ｒ ２ｎ）
実際の伝送システムでは、２ Ｂ Ｉ Ｑ （２ｂｉ
ｎａｒｙｌｑｕａｔｅｒｎａｒｙ）のシンボルの平均送
信電力はＦ、 （ａ”ｈ）５、Ｉ’：ｌｌ −１−−ル
（１）Ｓ幅ハＡ２＝ ３ 、７ Ｘ １０’及びエコー
テールの減衰率はα−０，９６９となる。また、受信信
号電力レベルＳＰは伝送路での損失を考慮すると５Ｐ＝
０．０００５となる。(Left below) N pE=E (r 2n) In an actual transmission system, 2 B I Q (2bi
The average transmit power of the symbol (a" 0,969.Also, the received signal power level SP is 5P= considering the loss in the transmission path.
It becomes 0.0005.
Ｓ／Ｎ比を２０ｄＢ以上確保するためには、ノイズ電力
レベルはＮＰＥ＜Ｓｐ／１００＝０．０００００５とす
る必要がある。したがって、この場合は式（２〉より、
タップ数ＮはＮ〉６４としなければならない。In order to ensure an S/N ratio of 20 dB or more, the noise power level needs to be NPE<Sp/100=0.000005. Therefore, in this case, from equation (2>),
The number of taps N must be N>64.
この結果、従来のエコーキャンセラは適応形デ０
ィジタルフィルタのタップ数に比例してハードウェア規
模及び演算量の著しい増大を免れない。As a result, in the conventional echo canceller, the hardware scale and the amount of calculation inevitably increase significantly in proportion to the number of taps of the adaptive digital filter.
したがって、この発明の目的は残留エコー信号に含まれ
る低周波成分の消去を適応形ディジタルフィルタのタッ
プ数を著しく低減した簡単な構成で達成できる２線式全
２重ディジタルデータ伝送システムのためのエコーキャ
ンセラを提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide an echo control system for a two-wire full-duplex digital data transmission system that can eliminate low frequency components contained in residual echo signals with a simple configuration that significantly reduces the number of taps of an adaptive digital filter. The purpose is to provide cancellers.
この発明の他の目的はこの低周波成分を消去するための
演算量を大幅に減少できる２線式全２重ディジタルデー
タ伝送システムのためのエコーキャンセラを提供するこ
とにある。Another object of the present invention is to provide an echo canceller for a two-wire full-duplex digital data transmission system that can significantly reduce the amount of calculation required to cancel this low frequency component.
この発明の一態様による２線式全２重ディジタルデータ
伝送システムのためのエコーキャンセラは、エコー経路
がらのエコー信号を消去するために前記エコー経路の時
変的な伝達特性を適応的に推定して擬似エコー信号を発
生する複数のタップのトランスバーサルフィルタを有す
る適応形ディジタルフィルタを備える。また、このエコ
ーキャンセラは前記適応形ディジタルフィルタの後段に
並列に設けられ、前記トランスバーサルフィルタのタッ
プの数を等価的に増加し、前記擬似エコー信号のインパ
ルス応答の収れん期に対応して前記エコー信号と前記擬
似エコー信号との差分の残留エコー信号に含まれる低周
波成分のレベル抑圧を行う低周波成分抑圧手段とを備え
る。このエコーキャンセラにおいて、前記トランスバー
ザルフィルタの前記タップの数は前記収れん期を除く期
間に対応して設定されている。An echo canceller for a two-wire full-duplex digital data transmission system according to one aspect of the present invention adaptively estimates time-varying transfer characteristics of an echo path to cancel echo signals from the echo path. The adaptive digital filter includes a multi-tap transversal filter that generates a pseudo-echo signal. Further, this echo canceller is provided in parallel after the adaptive digital filter, and increases the number of taps of the transversal filter equivalently, and corresponds to the convergence period of the impulse response of the pseudo echo signal to increase the number of taps of the transversal filter. and low frequency component suppressing means for suppressing the level of low frequency components included in the residual echo signal of the difference between the signal and the pseudo echo signal. In this echo canceller, the number of taps of the transversal filter is set corresponding to a period excluding the convergence period.
第１の実施例を示す第１図を参照すると、ここには２線
式全２重ディジタルデータ伝送システムが示されている
。このディジタルデータ伝送システムにおいて、ユーザ
サイド１は加入者線宅内側の終端装置（ｎｅｔｗｏｒｋ
ｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ １ （Ｎ Ｔ １ ）：Ｃ
ＣＩＴＴ勧告〉に設けられる。このユーザサイド１は適
応形ディジタルフィルタ１１、低周波成分抑圧回路１２
及び減算器１３から成るエコーキャンセラ１０と、送信
器１４と、受信器１５と、ハイブリッド回路１６とから
構成される。ユーザサイド１は送信器１４及び受信器１
５を介して図示省略のＩ ＳＤＮインターフェース端末
（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｅｑｕｊｐｍｅｎｔｌ （ＴＥ
１ ） ： ＣＣＩ ＴＴ勧告１．４１１）を直接的に
収容するか、ＰＢＸ（ｐｒｉｖａｔｅ ｂｒａｎｃｈ
ｅｘｃｈａｎｇｅ）及びＬ Ａ Ｎ （Ｌｏｃａｌａｒ
ｅａ ｎｅｔｗｏｒｋ）などの網終端装置（ｎｅｔｗｏ
ｒｋ ｔｅｒｍｉｎａｔｉｏｎ２ （ＮＴ２ ） ：
ＣＣＩ ＴＴ勧告；図示省略〉をさらに経由して間接的
に収容する。Referring to FIG. 1, which shows a first embodiment, a two-wire full-duplex digital data transmission system is shown. In this digital data transmission system, the user side 1 is a terminating device (network) inside the subscriber's premises.
termination 1 (N T 1 ):C
CITT Recommendation>. This user side 1 includes an adaptive digital filter 11 and a low frequency component suppression circuit 12.
and a subtracter 13, a transmitter 14, a receiver 15, and a hybrid circuit 16. User side 1 includes transmitter 14 and receiver 1
5 to an ISDN interface terminal (not shown) via TE
1): Directly accommodate CCI TT Recommendation 1.411) or use a PBX (private branch
exchange) and L A N (Local
ea network), etc.
rk termination2 (NT2):
CCI TT Recommendation (not shown).
一方、ネットワークサイド２はＩ ’Ｓ Ｄ Ｎ側の終
端装置（ｌｉｎｅ ｔｅｒｍｉｎａｔｏｒ （ＬＴ
） ： ＣＣＩ ＴＴ勧告Ｇ、９６０）に設けられる。On the other hand, network side 2 is a terminal device (line terminator (LT) on the I'SDN side).
) : Provided in CCI TT Recommendation G, 960).
このネットワークサイド２の構成はユーザサイドｌと同
一であり、適応形ディジタルフィルタ２１．低周波成分
抑圧回路２２及び減算器２３がら成るエコーキャンセラ
２０と、Ｉ ＳＤＮの通信網（図示省略）に接続される
送信器２４及び受信器２５と、ハイブリッド回１ｉ’８
２６とを備える。The configuration of this network side 2 is the same as that of the user side 1, and includes adaptive digital filters 21 . An echo canceller 20 comprising a low frequency component suppression circuit 22 and a subtracter 23, a transmitter 24 and a receiver 25 connected to an ISDN communication network (not shown), and a hybrid circuit 1i'8
26.
ユーザサイド１のハイブリッド回路１６とネットワーク
サイド２のハイブリッド回路２６とは加３−
入者線として２線式のディジタル伝送路３を介して接続
されている。伝送路３はユーザサイド１とネットワーク
サイド２との間の全２重通信を可能とする。The hybrid circuit 16 on the user side 1 and the hybrid circuit 26 on the network side 2 are connected via a two-wire digital transmission line 3 as an adder line. The transmission line 3 enables full duplex communication between the user side 1 and the network side 2.
上述した構成の２線式全２重ディジタルデータ伝送シス
テムにおいて、ユーザサイドｌに収容されるＩ ＳＤＮ
インターフェース端末たとえば、電話端末、データ端末
及びファクシミリ端末はネットワークサイド２に接続さ
れたＩ ＳＤＮの通信網を介して所望の相手端末と通信
することが可能である。この通信過程において、端末間
の通信経路に生しるエコー信号は、後に詳述するように
、エコーキャンセラ１０．２０により残留エコー信号の
低周波成分を含めて消去される。In the two-wire full-duplex digital data transmission system configured as described above, the ISDN accommodated on the user side l
Interface terminals, such as telephone terminals, data terminals, and facsimile terminals, can communicate with desired counterpart terminals via the ISDN communication network connected to the network side 2. In this communication process, the echo signal generated in the communication path between the terminals, including the low frequency components of the residual echo signal, is canceled by the echo canceller 10.20, as will be described in detail later.
次に、第１図中のエコーキャンセラ１ｏ及びハイブリッ
ト回路１６の詳細構成を示す第２図を参照してエコー消
去作用について述べる。なお、第１図中のエコーキャン
セラ２ｏのエコー消去作用はエコーキャンセラ１０と基
本的に同一であるので説明を省略する。エコーキャンセ
ラ１ｏにおい４
て、適応形ディジタルフィルタ１１はタップ数３０のト
ランスバーサルフィルタである。このフィルタ１１はそ
れぞれレジスタより構成される単位遅延素子２０ＯＡ、
２００Ｂ、・・・、２０ＯＮと、それぞれ初期値を与え
られ適応制御を受けつつ次々に更新されるタップ係数を
登録するレジスタ２１ＯＡ、２１０Ｂ、・・・、２１Ｏ
Ｎとを備える。Next, the echo canceling action will be described with reference to FIG. 2, which shows the detailed configuration of the echo canceller 1o and the hybrid circuit 16 in FIG. Note that the echo canceling function of the echo canceller 2o in FIG. 1 is basically the same as that of the echo canceller 10, so a description thereof will be omitted. In the echo canceller 1o, the adaptive digital filter 11 is a transversal filter with 30 taps. This filter 11 includes a unit delay element 20OA each composed of a register,
200B, . . . , 20ON, registers 21OA, 210B, .
N.
また、フィルタ１１はレジスタ２１ＯＡ、２１０Ｂ、・
・・、２１ＯＮに登録されたタップ係数をそれぞれ更新
するために、乗算器２２０Ａ、２２０Ｂ。In addition, the filter 11 includes registers 21OA, 210B, .
. . , multipliers 220A, 220B to update the tap coefficients registered in 21ON, respectively.
・・・、２２ＯＮと加算器２４ＯＡ、２４０Ｂ、・・・
。..., 22ON and adders 24OA, 240B, ...
.
２４ＯＮとを備える。さらに、フィルタ１１は乗算器２
３ＯＡ、２３０Ｂ、・・・、２３ＯＮの出力を加算して
送信器１４のエコー経路の出力の擬似エコー信号を得る
加算器２５０と、残留エコー信号をスケーリングする乗
算器２６０とを備える。Equipped with 24ON. Furthermore, the filter 11 is connected to the multiplier 2
3OA, 230B, . . . , 23ON to obtain a pseudo echo signal of the output of the echo path of the transmitter 14, and a multiplier 260 for scaling the residual echo signal.
この適応形ディジタルフィルタ１１は一般のディジタル
フィルタと基本的には同一構成であるが、後の説明から
明らかになるように、通常６４またはそれ以上必要とさ
れるフィルタのタップ数を３Ｏに減少した構成に特徴が
ある。This adaptive digital filter 11 has basically the same configuration as a general digital filter, but as will become clear from the description later, the number of filter taps, which is normally required to be 64 or more, has been reduced to 3O. It has a distinctive structure.
また、低周波成分抑圧回路１２は適応形ディジタルフィ
ルタ１１の後段に並列に配設され、等価的に適応形フィ
ルタ１１のタップ数を増加してこのフィルタ１１による
擬似エコー信号のインパルス応答の収れん期（テール）
に含まれる低周波成分（第４図参照〉のレベル抑圧を行
うための乗算器１２１、加算器１２２及びレジスタ１２
３を備える。Furthermore, the low frequency component suppression circuit 12 is arranged in parallel after the adaptive digital filter 11, and equivalently increases the number of taps of the adaptive filter 11 to increase the convergence time of the impulse response of the pseudo echo signal by the filter 11. (tail)
A multiplier 121, an adder 122, and a register 12 for suppressing the level of low frequency components (see FIG. 4) included in the
Equipped with 3.
さらに、ハイブリッド回路１６は伝送路３を介してネッ
トワークサイドと結合するハイブリッドトランス１６１
と、ユーザサイド１の端末側からトランス１６１を通し
て伝送路３側を見たインピータンスとエコーキャンセラ
１０の出力インピータンスとを整合させる整合インピー
タンス１６２と、抵抗器１６３，１６４と、受信信号ラ
イン５に受入れる遠端信号を増幅する増幅器１６５とを
備える。Further, the hybrid circuit 16 includes a hybrid transformer 161 coupled to the network side via the transmission line 3.
, a matching impedance 162 that matches the output impedance of the echo canceller 10 with the impedance seen from the terminal side of the user side 1 through the transformer 161, the resistors 163 and 164, and the receiving signal line 5. and an amplifier 165 for amplifying a far-end signal received by the terminal.
上述したように構成されるユーザサイド１において、送
信器１４からの送信信号は送信信号ライン４及びハイブ
リッド回路１６を介して伝送路３に送出される。この場
合、トランス１６１の２次側から伝送路３を見込んだイ
ンピーダンスと整合インピーダンス１６２とが一致すれ
ば増幅器１６５の出力はエコー信号としては零となる。On the user side 1 configured as described above, a transmission signal from the transmitter 14 is sent to the transmission line 3 via the transmission signal line 4 and the hybrid circuit 16. In this case, if the impedance looking into the transmission line 3 from the secondary side of the transformer 161 matches the matching impedance 162, the output of the amplifier 165 becomes zero as an echo signal.
しかしながら、実際にはインピーダンスの不一致により
近端エコーが発生し、このエコー信号とトランス１６１
を介して接続される相手端末側がらの遠端信号とが相加
わって受信信号ライン５に現われる。エコーキャンセラ
１０におけるフィルタ１１は擬似エコー信号を発生して
減算器１３に送出する。減算器１３は受信信号ライン５
に到来するエコー信号から擬似エコー信号を除去し除去
しきれない分を残留エコー信号として出力してフィルタ
１１の乗算器２６０に供給する。乗算器２６０に供給さ
れた残留エコー信号は残留エコー抑圧用の補正係数α１
と乗算され、エコー残差をさらに抑圧するように補正さ
れる。この補正係数α１は予め運用目的に応じて最適な
値に設定されており、図示省略のプロセッサのメモリ回
路に記７
憶されている。通常、この係数α１を大きくする程フィ
ルタ１１の動作安定性すなわち収束速度は増大するが、
遠端信号によりタップ係数が振られて残留エコー量の増
大を招き、残留エコー抑圧度は減少する。逆に、係数α
１を小さくするほど残留エコー抑圧度は増大するが、収
束速度は減少する。通常は必要な受信Ｓ／Ｎ比を充足す
る範囲における最大値を選択する。こうして補正された
補正残留エコー信号は、フィルタ１１の各タップに供給
される。各タップを構成する２つの乗算器、レジスタ及
び加算器、たとえば先頭タップの乗算器２２ＯＡ、２３
ＯＡ、レジスタ２１ＯＡ及び加算器２４ＯＡにおいては
、単位遅延素子２０ＯＡから１タイムスロツトごとの送
信信号を受け、この送信信号と補正残留エコー信号とを
乗算器２２ＯＡにより乗算し、乗算結果を時変的なタッ
プ係数補正量として加算器２４０Ａにレジスタ２１ＯＡ
から読み出した先行タップ係数に加え、更新タップ係数
としてレジスタ２１０Ａに登録する。この更新タップ係
数は単位遅延素子２００Ａ８
の出力と乗算器２３０Ａにより乗算され加算器２５０に
供給される。フィルタ１１の他のタップについても全く
同様にして次々に補正残留エコー信号を利用したタップ
係数の適応更新が行われる。However, in reality, a near-end echo occurs due to impedance mismatch, and this echo signal and the transformer 161
The far end signal from the other end terminal connected via the terminal is added to the received signal line 5 and appears on the receiving signal line 5. The filter 11 in the echo canceller 10 generates a pseudo echo signal and sends it to the subtracter 13. The subtracter 13 is connected to the received signal line 5
The pseudo echo signal is removed from the echo signal arriving at the echo signal, and the portion that cannot be removed is output as a residual echo signal and supplied to the multiplier 260 of the filter 11. The residual echo signal supplied to the multiplier 260 has a correction coefficient α1 for residual echo suppression.
and is corrected to further suppress the echo residual. This correction coefficient α1 is set in advance to an optimal value according to the purpose of operation, and is stored in a memory circuit of a processor (not shown). Normally, as the coefficient α1 becomes larger, the operational stability of the filter 11, that is, the convergence speed increases.
The tap coefficient is changed by the far-end signal, causing an increase in the amount of residual echo, and the degree of residual echo suppression decreases. Conversely, the coefficient α
As 1 becomes smaller, the degree of residual echo suppression increases, but the convergence speed decreases. Usually, the maximum value in the range that satisfies the required reception S/N ratio is selected. The corrected residual echo signal thus corrected is supplied to each tap of the filter 11. Two multipliers, registers, and adders that constitute each tap, for example, the first tap multiplier 22OA, 23
The OA, the register 21OA and the adder 24OA receive the transmission signal for each time slot from the unit delay element 20OA, multiply this transmission signal and the corrected residual echo signal by the multiplier 22OA, and use the multiplication result as a time-varying signal. The register 21OA is added to the adder 240A as the tap coefficient correction amount.
In addition to the preceding tap coefficient read from , it is registered in the register 210A as an updated tap coefficient. This updated tap coefficient is multiplied by the output of unit delay element 200A8 by multiplier 230A and supplied to adder 250. For the other taps of the filter 11, adaptive updating of the tap coefficients using the corrected residual echo signals is performed one after another in exactly the same manner.
ところで、こうして行なわれるエコー消去によって、な
おかつ残留する補正残留エコー信号は前述した低周波成
分を含む。低周波成分抑圧回路１２は補正残留エコー信
号に含まれる低周波成分を消去するために、フィルタ１
１のタップ数を実効的に６４とする実質的な最終段のタ
ップを形成するものとして配設されたものである。この
抑圧回路１２において、補正残留エコー信号は乗算器１
２１に供給されて補正係数α２と乗算される。By the way, as a result of the echo cancellation performed in this manner, the corrected residual echo signal that remains still contains the above-mentioned low frequency component. The low frequency component suppression circuit 12 uses a filter 1 to eliminate low frequency components included in the corrected residual echo signal.
This is arranged to form a substantial final stage tap with an effective number of 64 taps. In this suppression circuit 12, the corrected residual echo signal is transmitted to the multiplier 1.
21 and multiplied by a correction coefficient α2.
この場合、補正係数α２としては、予め十分小さい値が
設定される。この係数α２を小さくする程、低周波成分
抑圧回路１２を後段に有するフィルタ１１のインパルス
応答は、恰もタップ数を増大したと同様なインパルス応
答を提供する伝達関数を持った適応形フィルタを実効的
に形成することができる。換言すれば、収れん期におけ
るインパルス応答の減衰を強調し、従って低周波成分の
含有レベルを大幅に抑圧しうる適応形フィルタとするこ
とができる。ここで、補正係数α２の設定について詳述
すると、エコーキャンセラ１０において、抑圧回路１２
の加算器１２２及びレジスタ１２３の動作は積分器と等
価であり、減算器１３フイルタ１１の乗算器２６０．抑
圧回路１２の乗算器１２１及び上記積分器（加算器１２
２及びレジスタ１２３）から成る経路を考え、減算器１
３へ受信信号ライン５から入力する信号をｘ （ｔ）と
し、かつ上記経路から出力する信号（受信器１５への入
力信号）をｙ（ｔ＞とした場合、式（３）の関係が成り
立つ。In this case, the correction coefficient α2 is set in advance to a sufficiently small value. As this coefficient α2 is made smaller, the impulse response of the filter 11 having the low frequency component suppression circuit 12 at the subsequent stage becomes more effective than the adaptive filter having a transfer function that provides the same impulse response as when the number of taps is increased. can be formed into In other words, it is possible to provide an adaptive filter that emphasizes the attenuation of the impulse response during the convergence period and can therefore significantly suppress the content level of low frequency components. Here, to explain in detail the setting of the correction coefficient α2, in the echo canceller 10, the suppression circuit 12
The operations of the adder 122 and register 123 are equivalent to an integrator, and the operations of the subtracter 13, filter 11, and multiplier 260. The multiplier 121 of the suppression circuit 12 and the integrator (adder 12
2 and register 123), and subtracter 1
When the signal input from the reception signal line 5 to the receiver 15 is x (t), and the signal output from the above path (the input signal to the receiver 15) is y (t>), the relationship of equation (3) holds true. .
（３） 式（３）をラプラス変換すると、式〈４）で表わせる。(3) When formula (3) is subjected to Laplace transform, it can be expressed as formula (4).
Ｙ−α １ α ２ Ｙ＋Ｘ さらに、式（４）から式（５）が求まる。Y-α 1 α 2 Y+X Furthermore, equation (5) can be found from equation (4).
式（５〉は等価的にバイパスフィルタの周波数特性を示
す。式〈５）のα１・α２の周波数軸上の位置α１・α
２／２πは上記経路によって構成されるバイパスフィル
タのカットオフ周波数である。したがって、残留エコー
信号の低周波成分を遮断するカットオフ周波数を設定で
きるように補正係数α２を補正係数α１との関連で選択
すればよい。Equation (5) equivalently represents the frequency characteristics of the bypass filter.The positions α1 and α2 of α1 and α2 in Equation (5) on the frequency axis
2/2π is the cutoff frequency of the bypass filter configured by the above path. Therefore, the correction coefficient α2 may be selected in relation to the correction coefficient α1 so as to set the cutoff frequency that cuts off the low frequency components of the residual echo signal.
レジスタ１２３に登録する初期値のタップ係数はフィル
タ１１のインパルス応答をこのような目的に沿う特性を
付与するために補正係数α２とともに予め設定される。The tap coefficient of the initial value registered in the register 123 is set in advance together with the correction coefficient α2 in order to give the impulse response of the filter 11 characteristics that meet the above purpose.
乗算器１２１の乗算結果はし１
ジスタ１２３の登録タップ係数に対する適応制御量とし
て加算器１２２に供給される。レジスタ１２３から読み
出した更新タップ係数はフィルタ１１の加算器２５０に
供給され、フィルタ］１のインパルス応答の収れん期の
レベルを抑圧する。The multiplication result of the multiplier 121 is supplied to the adder 122 as an adaptive control amount for the registered tap coefficient of the register 123. The updated tap coefficient read from the register 123 is supplied to the adder 250 of the filter 11, and suppresses the level of the convergence period of the impulse response of the filter 1.
次に、第３図を参照して第２の実施例のエコーキャンセ
ラについて説明する。エコーキャンセラ３０は適応形デ
ィジタルフィルタ３１、低周波成分抑圧回路３２及び減
算器３３から構成される。Next, the echo canceller of the second embodiment will be explained with reference to FIG. The echo canceller 30 includes an adaptive digital filter 31, a low frequency component suppression circuit 32, and a subtracter 33.
適応形フィルタ３１は第１の実施例のエコーキャンセラ
の適応形フィルタ１１と比較すると、第３０番目のタッ
プを構成する単位遅延素子（第２図の２０ＯＮ）の出力
ａｎ−１Ｂを抑圧回路３２に入力する構成を採っている
こと以外は全く同一である。また、減算器３３はエコー
キャンセラ１０の減算器１３と同一構成である。したが
って、ここではこれら同一構成要素に関する詳細な説明
は省略する。In comparison with the adaptive filter 11 of the echo canceller of the first embodiment, the adaptive filter 31 inputs the output an-1B of the unit delay element (20ON in FIG. 2) constituting the 30th tap to the suppression circuit 32. They are completely the same except for the input configuration. Further, the subtracter 33 has the same configuration as the subtracter 13 of the echo canceller 10. Therefore, detailed explanation regarding these same components will be omitted here.
低周波成分抑圧回路２は送信低周波成分積算回路３０１
を構成する加算器３２］、乗算器３２２２
及びレジスタ３２３と、増設タップ回路３０２を構成す
る乗算器３２４、加算器３２５、レジスタ３２６及び゛
乗算器３２７を備える。積算回路３０１はタップ数が６
４のフィルタが有するインパルス応答の収れん期におけ
る指数関数曲線的減衰特性（第４図参照〉にほぼ相似し
た応答特性をフィルタ３１に与える。また、増設タップ
回路３０２は同様にインパルス応答の収れん期における
レベル抑圧を目的として機能する。積分回路３０１はレ
ジスタ３２３の内容とフィルタ３１の最終タップの単位
遅延素子（第２図の２０ＯＮ）の出力ａ。−にとを加算
器３２１で加算し、加算結果と補正係数α３とを乗算器
３２２で乗じることにより、フィルタ３１のインパルス
応答の収れん期の波形に相似した信号を形成する。この
場合、レジスタ３２３の登録内容は実用上許容できる有
限期間とした収れん期の時間長の遅延量を登録し、かつ
補正係数α３は抑圧すべきインパルス応答特性の低周波
成分に対応して予め小さい値が設定される。これにより
、タップ数６４のフィルタで形成されるインパルス応答
の収れん期に入った時間領域における有限長の特性をほ
ぼ相似的に形成させることができる。ここで、補正係数
α３の設定について詳述する。送信信号の送信シンボル
をａｆｌ、受信する遠端信号（サンプル値）をＸ、、及
びエコー経路のインパルス応答を１〕ｉ、とした場合、
減算器３３にエコー経路の受信信号ライン５から入力さ
れる遠端信号Ｘ１．は式（６）で表わされる。The low frequency component suppression circuit 2 is a transmission low frequency component integration circuit 301
The adder 32], the multiplier 3222, and the register 323 forming the adder 32, the multiplier 324, the adder 325, the register 326, and the multiplier 327 forming the additional tap circuit 302. The integration circuit 301 has 6 taps.
The filter 31 is provided with a response characteristic that is almost similar to the exponential function curve attenuation characteristic (see FIG. 4) in the impulse response convergence period of the filter No. 4. Similarly, the additional tap circuit 302 provides a It functions for the purpose of level suppression.The integrating circuit 301 adds the contents of the register 323 and the output a.- of the unit delay element (20ON in FIG. By multiplying by the correction coefficient α3 in the multiplier 322, a signal similar to the waveform of the convergence period of the impulse response of the filter 31 is formed. The delay amount of the time length of the period is registered, and the correction coefficient α3 is set in advance to a small value corresponding to the low frequency component of the impulse response characteristic to be suppressed. The finite length characteristics in the time domain when the impulse response has entered the convergence period can be formed almost similarly.Here, the setting of the correction coefficient α3 will be explained in detail. When the end signal (sample value) is X, and the impulse response of the echo path is 1]i,
The far end signal X1 . is expressed by equation (6).
適応形フィルタ３１で０〜ｍボーのエコーが完全に消去
できるとすると、残りのエコー成分Ｘ′は式（７）で表
わせる。Assuming that the adaptive filter 31 can completely eliminate echoes of 0 to m baud, the remaining echo component X' can be expressed by equation (7).
エコーテールがｍ＋１ボ一以上で指数関数的減衰をする
と、インパルス応答ｈｋは
ｈｂ −ｈｍ ｅ−ｐｋ’ （８）とな
り、式（７）に式（８）を代入すると、式（９）が導出
される。When the echo tail decays exponentially above m+1, the impulse response hk becomes hb -hm e-pk' (8), and by substituting equation (8) into equation (7), equation (9) is derived. be done.
Ｘ′、、−Σ ａ ｎ−ｋ （ｈ ｍ ｅ−ｐｋ
）式（９）において、ｈｌに対する乗数部分は低周波成
分抑圧回路３２の加算器３２１、乗算器３２２及びレジ
スタ３２３から成る送信低周波成分積分回路３０１の出
力に対応する。したがって、補正係数α３は式（９）に
おけるｅ−Ｐとして選択設定すれば、低周波成分抑圧回
路３２の増設タップ回路３０２において乗算器３２７の
出力に式（９〉の信号ｘｉを得ることができ、残留エコ
ー信号の低周波成分の抑圧が可能となる。X',, -Σ a n-k (h m e-pk
) In Equation (9), the multiplier part for hl corresponds to the output of the transmission low frequency component integration circuit 301 consisting of the adder 321, multiplier 322 and register 323 of the low frequency component suppression circuit 32. Therefore, if the correction coefficient α3 is selected and set as e-P in equation (9), the signal xi of equation (9) can be obtained at the output of the multiplier 327 in the additional tap circuit 302 of the low frequency component suppression circuit 32. , it becomes possible to suppress the low frequency components of the residual echo signal.
以上説明したようにこの発明によれば、適応形ディジタ
ルフィルタの後段に並列に設けられ、トランスバーサル
フィルタのタップ数を等価的に増加し、擬似エコー信号
のインパルス応答の収れん期に対応してエコー信号と擬
似エコー信号との差分の残留エコー信号に含まれる低周
波成分のレベル抑圧を行う低周波成分抑圧回路を備える
ことに５
より、トランスバーサルフィルタのタップ数を著しく低
減し、演算量を大幅に減少することができる。As explained above, according to the present invention, the adaptive digital filter is provided in parallel after the adaptive digital filter, the number of taps of the transversal filter is increased equivalently, and the echo signal is echoed in response to the convergence period of the impulse response of the pseudo echo signal. Equipped with a low frequency component suppression circuit that suppresses the level of low frequency components contained in the residual echo signal of the difference between the signal and the pseudo echo signal5, the number of taps of the transversal filter is significantly reduced and the amount of calculation is significantly reduced. can be reduced to
第１図はこの発明の第１の実施例を示す図：第２図は第
１図のエコーキャンセラ及びハイフリット回路の詳細構
成を示す図；
第３図はこの発明の第２の実施例を示す図；及び
第４図は第１及び第２の実施例のエコーキャンセラにお
けるインパルス応答の一例を示す図である。
１・・・ユーザサイド、２・・・ネットワークサイド、
３・・・２線式伝送路、１０，２０．３０・・・エコー
キャンセラ、１１，２１．３１・・・適応形ディジタル
フィルタ、１２，２２．３２・・・低周波成分抑圧回路
、１３，２３．３３・・・減算器。Fig. 1 shows a first embodiment of the invention; Fig. 2 shows a detailed configuration of the echo canceller and high frit circuit shown in Fig. 1; Fig. 3 shows a second embodiment of the invention. and FIG. 4 are diagrams showing examples of impulse responses in the echo cancellers of the first and second embodiments. 1... User side, 2... Network side,
3... Two-wire transmission line, 10, 20. 30... Echo canceller, 11, 21. 31... Adaptive digital filter, 12, 22. 32... Low frequency component suppression circuit, 13, 23.33...Subtractor.
Claims (1)
のエコーキャンセラにおいて； エコー経路からのエコー信号を消去するために前記エコ
ー経路の時変的な伝達特性を適応的に推定して擬似エコ
ー信号を発生する複数のタップのトランスバーサルフィ
ルタを有する適応形ディジタルフィルタと； 前記適応形ディジタルフィルタの後段に並列に設けられ
、前記トランスバーサルフィルタのタップの数を等価的
に増加し、前記擬似エコー信号のインパルス応答の収れ
ん期に対応して前記エコー信号と前記擬似エコー信号と
の差分の残留エコー信号に含まれる低周波成分のレベル
抑圧を行う低周波成分抑圧手段とを備え； 前記トランスバーサルフィルタの前記タップの数が前記
収れん期を除く期間に対応して設定されていることを特
徴とするエコーキャンセラ。 ２、前記抑圧手段が前記適応形ディジタルフィルタによ
り残留エコー抑圧の施された補正残留エコー信号の低周
波成分を遮断するカットオフ周波数を補正係数に基づい
て設定することを特徴とする請求項１記載のエコーキャ
ンセラ。 ３、前記抑圧手段が前記トランスバーサルフィルタのタ
ップを通常の数に増加したときと同様の前記ディジタル
フィルタのインパルス応答の収れん期における指数関数
曲線的減衰特性に相似した応答特性を補正係数に基づい
て前記ディジタルフィルタに与えることを特徴とする請
求項１記載のエコーキャンセラ。 ４、前記抑圧手段が前記補正残留エコー信号の低周波成
分を遮断するカットオフ周波数を設定するための前記補
正係数と前記適応形ディジタルフィルタからの前記補正
残留エコー信号とを乗算する第１の手段と； 前記第１の手段による乗算結果を時変的なタップ係数補
正量として先行タップ係数に加算し、加算結果を更新タ
ップ係数として出力する第２の手段と； 前記先行タップ係数を前記第２の手段に入力し、前記第
２の手段からの前記更新タップ係数を保持するとともに
、前記擬似エコー信号を発生するために前記更新タップ
係数を前記適応形ディジタルフィルタに出力する第３の
手段と； を備えることを特徴とする請求項２記載のエコーキャン
セラ。 ５、前記適応形ディジタルフィルタを構成する最終タッ
プの前記トランスバーサルフィルタからの送信シンボル
に関する第１の信号と先行送信シンボルに関する第２の
信号とを加算し、更新送信シンボルに関する第３の信号
を出力する第１の手段と； 前記第１の手段からの前記第３の信号と前記指数関数曲
線的減衰特性に相似した応答特性を設定するための前記
補正係数とを乗算し、インパルス応答の収れん期の波形
に相似した第４の信号を出力する第２の手段と； 前記第２の信号を前記第１の手段に入力し、前記第２の
手段からの前記第４の信号を前記第２の信号として保持
する第３の手段と； 前記第３の手段からの前記第４の信号と前記適応形ディ
ジタルフィルタにより残留エコー抑圧の施された補正残
留エコー信号とを乗算する第４の手段と； 前記第４の手段による乗算結果を時変的なタップ係数補
正量として先行タップ係数に加算し、加算結果を更新タ
ップ係数として出力する第５の手段と； 前記先行タップ係数を前記第５の手段に入力し、前記第
５の手段からの前記更新タップ係数を保持する第６の手
段と； 前記擬似エコー信号を発生するために前記第６の手段か
らの前記更新タップ係数と前記第３の手段からの前記第
４の信号とを乗算した信号を前記適応形ディジタルフィ
ルタに出力する第７の手段と； を備えることを特徴とする請求項３記載のエコーキャン
セラ。 ６、加入者線としての２線式全２重ディジタル伝送路を
介して接続される端末側及びディジタル通信網側の終端
装置にそれぞれ設けられたことを特徴とする請求項１、
２、３、４または５記載のエコーキャンセラ。[Claims] An echo canceler for a one- and two-wire full-duplex digital data transmission system; adaptively adjusting the time-varying transfer characteristics of an echo path to cancel echo signals from the echo path; an adaptive digital filter having a transversal filter with a plurality of taps for estimating and generating a pseudo-echo signal; provided in parallel after the adaptive digital filter, and equivalently increasing the number of taps of the transversal filter; and low frequency component suppressing means for suppressing the level of a low frequency component included in a residual echo signal of the difference between the echo signal and the pseudo echo signal in response to a convergence period of the impulse response of the pseudo echo signal. an echo canceller characterized in that the number of taps of the transversal filter is set corresponding to a period excluding the convergence period; 2. The suppression means sets a cutoff frequency for blocking low frequency components of the corrected residual echo signal subjected to residual echo suppression by the adaptive digital filter based on a correction coefficient. echo canceller. 3. The suppression means creates a response characteristic similar to an exponential curve attenuation characteristic in the convergence period of the impulse response of the digital filter, which is similar to that when the number of taps of the transversal filter is increased to a normal number, based on a correction coefficient. 2. The echo canceller according to claim 1, wherein said echo canceller is applied to said digital filter. 4. First means for multiplying the corrected residual echo signal from the adaptive digital filter by the correction coefficient for setting a cutoff frequency at which the suppressing means blocks low frequency components of the corrected residual echo signal. and; second means for adding the multiplication result by the first means to the preceding tap coefficient as a time-varying tap coefficient correction amount and outputting the addition result as an updated tap coefficient; third means for retaining the updated tap coefficients from the second means and outputting the updated tap coefficients to the adaptive digital filter for generating the pseudo echo signal; The echo canceller according to claim 2, further comprising: 5. Adding the first signal related to the transmission symbol from the transversal filter of the final tap constituting the adaptive digital filter and the second signal related to the preceding transmission symbol, and outputting the third signal related to the updated transmission symbol. a first means for: multiplying the third signal from the first means by the correction coefficient for setting a response characteristic similar to the exponential decay characteristic, and determining the convergence period of the impulse response; a second means for outputting a fourth signal having a waveform similar to that of; inputting the second signal to the first means; and inputting the fourth signal from the second means to the second means; a third means for holding the signal as a signal; a fourth means for multiplying the fourth signal from the third means by a corrected residual echo signal subjected to residual echo suppression by the adaptive digital filter; a fifth means for adding the multiplication result by the fourth means to the preceding tap coefficient as a time-varying tap coefficient correction amount, and outputting the addition result as an updated tap coefficient; and a sixth means for inputting the updated tap coefficients from the fifth means to the third means for generating the pseudo-echo signal; 4. The echo canceller according to claim 3, further comprising: seventh means for outputting a signal multiplied by the fourth signal from the adaptive digital filter to the adaptive digital filter. 6. Claim 1, characterized in that the terminal device is provided in a terminal device and a digital communication network side, respectively, which are connected via a two-wire full-duplex digital transmission line as a subscriber line.
The echo canceller according to 2, 3, 4 or 5.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2161655A JP2594687B2 (en) | 1989-06-27 | 1990-06-20 | Echo canceller |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1-166081 | 1989-06-27 | ||
| JP16608189 | 1989-06-27 | ||
| JP2161655A JP2594687B2 (en) | 1989-06-27 | 1990-06-20 | Echo canceller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0388433A true JPH0388433A (en) | 1991-04-12 |
| JP2594687B2 JP2594687B2 (en) | 1997-03-26 |
Family
ID=26487716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2161655A Expired - Lifetime JP2594687B2 (en) | 1989-06-27 | 1990-06-20 | Echo canceller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2594687B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| KR20020081190A (en) * | 2002-10-02 | 2002-10-26 | 이현탁 | magnet hanger |
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