JPH0378637B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は音声信号の低ビツトレイト波形符号化
方式、特に伝送情報量を10kビツト／秒以下とな
るような符号化装置に関する。

音声信号を10kビツト／秒程度以下の伝送情報
量で符号化するための効果的な方法として、音声
信号の駆動音源信号系列を、それを用いて再生し
た信号と入力信号との誤差最小を条件として、短
時間毎に探索する方法が知られている。米国ベル
電話研究所のビー・エス・アタール（B.S.
ATAL）氏らによる、駆動音源信号系列を複数
個のパルスで表わし、その振幅、位相を短時間毎
に符号器側でＡ−ｂ−Ｓ（Analysis−by−
Synthesis）法により求める方式は有効である。
これに対する説明は、1982年度のアイ・シー・エ
ー・エス・エス・ピー（ICASSP）の予稿集614
〜617貢（文献１）に掲載されているのでここで
は説明を省く。文献１の従来方式は、パルス系列
を求めるのにＡ−ｂ−Ｓ法を用いているため、演
算量が非常に多いという欠点がある。それに対し
特許出願番号昭57−231603（文献２）において、
上記パルス系列を求めるための演算量を大巾に縮
少する方式が提案されている。これ等の方式によ
り、伝送レイトを10kビツト／秒以下とした領域
で良好な再生音質が得られると報告されている。
前記文献２（特許出願番号昭57−231603）の従来
方式を簡単に説明する。１フレーム内、Ｋ個のパ
ルス系列からなる駆動音源系列を次のように表わ
す。

ｄ（ｎ）＝_K 〓^k=1 gkδ（ｎ−lk）， ｎ＝０，１，…，Ｎ−１ −(1) ここでδ（・）はクロネツカーのδである。Ｎ
はフレーム長、gkは位置lkに立つパルスの振幅
を表わす。ｄ（ｎ）は合成フイルタに入力して得
られる再生信号x〓（ｎ）は、合成フイルタの予測
係数をαi（ｉ＝１、…、Ｍ、Ｍは合成フイルタの
次数）とすると、次のように書ける。

x〓（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋_M 〓ⁱ⁼¹ αix〓（ｎ−ｉ） −(2) 入力音声信号ｘ（ｎ）と再生信号x〓（ｎ）との１
フレーム内の重み付き二乗誤差は、 Ｊ＝_N-1 〓ⁱ⁼⁰ （（ｘ（ｎ）−x〓（ｎ））＊ｗ（ｎ））² −(3) となる。ここで＊はたたみ込み積分の記号であ
り、ｗ（ｎ）は重み付き関数を表わす。(3)式は、
ｘ（ｎ）、x〓（ｎ）、ｗ（ｎ）のＺ変換をそれぞれＸ
（ｚ）、X〓（ｚ）、Ｗ（ｚ）とすると、次のように表
わされる。

Ｊ＝｜Ｘ（ｚ）Ｗ（ｚ）−X〓（ｚ）Ｗ（ｚ）｜²
−(4) ここで｜・｜は絶対値を表わす。また(2)式の関
係から、X〓（ｚ）は次のようになる。

X〓（ｚ）＝Ｈ（ｚ）Ｄ（ｚ） −(5) Ｈ（ｚ）は合成フイルタのＺ変換、Ｚ（ｚ）は駆
動音源のＺ変換である。(5)を(4)に代入すると Ｊ＝｜Ｘ（ｚ）Ｗ（ｚ）−Ｈ（ｚ）Ｗ（ｚ）Ｄ
（ｚ）｜² −(6) である。

従つて、Ｘ（ｚ）Ｗ（ｚ）とＮ（ｚ）Ｗ（ｚ）の逆
Ｚ変換の信号をそれぞれxw（ｎ）＝ｘ（ｎ）＊ｗ
（ｎ）とhw（ｎ）＝ｈ（ｎ）＊ｗ（ｎ）と記すと、(6)
は次のようになる。

Ｊ＝_N-1 〓ⁿ⁼⁰ （xw（ｎ）＝_K 〓^k=1 gkhw（ｎ−lk））² −(7) (7)式を最小にするような音源バルス系列の振幅
gk、位置mkを求めるのに、(7)式をgkで偏微分し
て０とおいた式、つまり の関係を利用する。

ここで、ψxh（・）はxw（ｎ）とhw（ｎ）から
計算した相互関関数列を、ψhh（・）はhw（ｎ）
の自己相関々数列をそれぞれ表わし、次のように
表わされる。尚ψhh（・）は共分散関数とも呼ば
れる。

ψxh（lk）＝_N-1 〓 〓ⁿ⁼⁰ xw（ｎ）hw（ｎ−lk）＝ψhx（−lk） ０≦lk≦Ｎ
−１(9) ψhh（li，lj）＝_N-(li-lj)+1 〓 〓ⁿ⁼⁰ hw（ｎ−li）hw（ｎ−li） ０≦li，lj≦Ｎ−１(10
) 従来方式は、(8)のgkをlkだけの関数とみるこ
とにより、ｋ番目のパルスの振幅と位置を決める
ものである。つまり、(8)の｜gk｜を最大にする
lkをｋ番目のパルスの位置とし、そのときのgk
をｋ番目のパルスの振幅とするものである。この
方式はgkが正確にlkだけの関数であれば、(7)式
を最も小さくする音源パルス系列が計算される
が、実際の音声信号はその限りでなく、一般に
gkは、l₁，l₂，…，lkなどの関数である。

第１図は、文献２の従来方式の一実施例を示す
ブロツク図である。第２図は、音源パルス系列計
算回路１４０で行なわれる音源パルス系列の振幅
gk、位置lkを求める処理手順を表わす流れ図で
ある。第１図において各構成要素は１フレーム毎
に処理を行う。１００は符号器入力端子を示し、
Ａ／Ｄ変換された音声信号系列ｘ（ｎ）が入力さ
れる。１１０はバツフアメモリ回路で、音声信号
系列を１フレーム分蓄積する。Ｋパラメータ計算
回路１８０は、バツフアメモリ回路１１０に蓄積
された音声信号ｘ（ｎ）を入力し、あらかじめ定
められた数だけＫパラメータKi（１≦ｉ≦Ｍ）を
計算する。この値はＫパラメータ符号化回路１９
０に出力される。Ｋパラメータ符号化回路１９０
は、例えばあらかじめ定められた量子化ビツト数
に基づいてKiを符号化し、その符号Ikiをマルチ
プレクサ１６０へ出力する。またＫパラメータ符
号化回路１９０は、Ikiを復号化し、復号値
Ki′（１≦ｉ≦Ｍ）をインパルス応答計算回路１２
０と、重み付け回路２００へ出力する。重み付け
回路２００は、入力音声信号ｘ（ｎ）とＫパラメ
ータ復号値Ki′を入力し、合成フイルタの周波数
特性に依存した重み付け関数ｗ（ｎ）を用い、前
述のxw（ｎ）を計算し、得られたxw（ｎ）を相互
相関々数計算回路１３５へ出力する。尚、ここで
用いる重み付け関数ｗ（ｎ）は、例えばそのＺ変
換Ｗ（ｚ）を、合成フイルタの予測パラメータαi
と０≦ｒ≦１を満足する実定数ｒにより、Ｗ（ｚ）
＝（１−_M 〓ⁱ⁼¹ αiZ^-i／（１−_M 〓ⁱ⁼¹ αir^jZ_-i）と表わされる
ものを採用する。インパルス応答回路１２０は、
Kiを入力し、前述のhw（ｎ）（インパルス応答と
前述と同じ重み付き関数のたたみ込み積分）を定
められたサンプル数だけ計算し、求まつたhw
（ｎ）を共分散関数計算回路１３０と相互関関数
計算回路１３５とへ出力する。共分散関数計算回
路１３０は、あらかじめ定められたサンプル数の
hw（ｎ）を入力し、前述の(10)式に従つてψhh（li，
lj）（０≦li，lj≦Ｎ−１）を計算し、これを音源
パルス系列計算回路１４０へ出力する。次に、音
源パルス系列計算回路の説明をする。音源パルス
系列計算回路１４０は、相互関々数計算回路１３
５からψxh（lk）（０≦lk≦Ｎ−１）を、共分散関
数計算回路１３０からψhh（li，lj）（０≦li，lj≦
Ｎ−１）をそれぞれ入力し、前述のパルス計算ア
ルゴリズム(8)式を用いて音源パルス系列の振幅
gk及び位置lkを計算する。第２図は、音源パル
ス系列計算回路１４０で行なわれる処理手順を表
わす流れ図である。１つ目のパルスは(8)式におい
て、Ｋ＝１とおき振幅g₁を位置l₁の関数、g₁＝
ψxh（l₁）／ψhh（l₁，l₁）として表わす。次に、｜
g₁｜を最大にするl₁を選び、その際のl₁、g₁を１
番目のパルス位置及び振幅とする。２番目のパル
スは、(8)式においてＫ＝２とおき、｜g₂｜を最大
にするl₂を選び、その際のl₂、g₂を２番目のパル
スの位置及び振幅とする。３番目以後のパルスも
同様にして計算し、あらかじめ定まつたパルス数
に達するまで続ける。第２図において、１はパル
スの個数を計算する計算カウンターを１に初期化
する。２は比較であり、パルスの個数があらかじ
め定められた個数より大きいか、小さいかを判断
し、定められた個数より大きければ、パルス系列
計算の処理を終える。３は(8)式の計算を行うもの
で、(8)式において、l₁，…，l_k-1、及びg₁，…，
g_k-1を既知とし、｜gk｜を最大にするlkを求め、
そのときのgkをｋ番目のパルスの振幅と位置と
して出力する。４は加算器で、パルスの個数を計
算する計算カウンターの内容を１つふやす。以上
で音源パルス計算回路１４０の説明を終える。

第１図に戻つて、符号化回路１５０は、音源パ
ルス計算回路１４０の出力であるパルス系列の振
幅gk及び位置lkを入力し、それらを符号化する。
振幅gkや位置lkの符号化については従来よく知
られている方法を用いることができる。振幅gk
については、例えば、１フレーム内のパルス系例
の振幅の最大値を正規化係数として、この値で各
パルス振幅を正規化し、その後量子化、符号化す
る方法が考えられる。位置lkについては、例えば
フアクシミリ信号符号化の分野でよく知られてい
るランレングス符号化を用いることが考えられ
る。これは符号“０”の続く長さをあらかじめ定
められた符号系列を用いて表わすものである。モ
ルチプレクサ１６０は、Ｋパラメータ符号化回路
１９０の出力符号と符号化回路１５０の出力符号
を入力し、これらを組み合わせて、送信側出力端
子１７０から通信路へ出力する。

以上、文献２従来方式において、駆動音源パル
ス系列を探索する方式について述べた。

文献２従来方式は、音源パルス系列の振幅、位
置を求めるアルゴリズムにおいて、パルスの振幅
は、そのパルスが立つ位置だけの関数であるとい
う仮定をおいている。しかし、実際の音声信号に
対しては、前述の仮定は成りたたず、文献２従来
方式において、音源パルス系列を求めるために使
用した前記(8)式に見るように、一般にgkはl₁，
l₂，…，lkなどの関数となる。したがつて、文献
２従来方式により決定された音源パルス系列は、
前記(7)式のＪを真に小さくするものではなく、更
に適した音源パルス系列が存在する。駆動音源信
号系列を複数のパルスで表わす方式において、伝
送レイトが10kビツト／秒以下の領域で更によい
音声品質を得るためには、より適した音源パルス
系列の振幅と位置を求めることが必要となる。本
発明は、この音源パルス探索アルゴリズムの改良
に関するものである。

本発明の目的は、比較的少ない演算量で10kビ
ツト／秒以下の伝送レートに適用し得る高品質な
音声符号化方式を提供するものである。

本発明によれば、離散的音声信号系列を入力
し、前記音声信号系列を短時間毎に分割し短時間
音声信号系列を求める手段と、前記短時間音声信
号系列からクペクトル包絡を表わすパラメータを
抽出して符号化する手段と、前記スペクトル包絡
に対応するインパルス応答系列の自己相関々数列
を計算する手段と、前記スペクトル包絡に対応す
るインパルス応答系列と前記短時間音声信号系列
との相互相関々数列を計算する手段と、前記自己
相関々数列と前記相互相関々数列とを用いて前記
短時間音声信号系列の駆動音源信号系列に適した
音源パルスの位置と振幅を逐次的に求める際に過
去に求めた音源パルスの位置と振幅とをもとに新
たな音源パルスの位置を決定し前記過去に求めた
音源パルスの位置と前記新たに決定した音源パル
スの位置とをもとに前記過去に求めた音源パルス
と前記新たな音源パルスとの振幅を計算しなおす
ようにした駆動音源パルス符号化手段と、前記ス
ペクトル包絡を表わすパラメータの符号と前記駆
動音源信号系列を表わす符号と組み合わせて出力
する手段とを有することを特徴とする音声符号化
装置が得られる。

また本発明によれば離散的音声信号系列を入力
し、前記音声信号系列を短時間毎に分割し短時間
音声信号系列を求める手段と、前記短時間音声信
号系列からスペクトル包絡を表わすパラメータを
抽出して符号化する手段と、前記スペクトル包絡
に前記短時間音声信号系列をもとにあらかじめ定
められた補正を加えたスペクトル包絡をもつイン
パルス応答系列の自己相関々数列を計算する手段
と、前記短時間音声信号系列をもとにあらかじめ
定められた補正を加えた目標信号系列とを用いて
相互相関々数列を計算する手段とを用いて前記短
時間音声信号系列の駆動音源信号系列に適した音
源パルスの位置と振幅を逐次的に求める際に過去
に求めた音源パルスの位置と振幅とをもとに新た
な音源パルスの位置を決定し前記過去に求めた音
源パルスの位置と前記新たに決定した音源パルス
の位置とをもとに前記過去に求めた音源パルスと
前記新たな音源パルスとの振幅を計算しなおすよ
うにした駆動音源パルス符号化手段と、前記スペ
クトル包絡を表わすパラメータの符号と前記駆動
音源信号系列を表わす符号とを組み合わせて出力
する手段とを有することを特徴とする音声符号化
装置を提供できる。

本発明による音声符号化方式は、上記音源パル
ス系列を求めるアルゴリズムに特徴がある。従つ
て、以後前記(7)式が与えられたとき、(7)式のＪを
最小にする音源パルス列の振幅gk，ｋ＝１，２，
…Ｋと位置lk，ｋ＝１，２，…，Ｋを求める本発
明のアルゴリズムについて説明する。

まず、振幅と位置がそれぞれ｛g₁，g₂，…，
g_K-1｝，｛l₁，l₂…，l_K-1｝である（Ｋ−１）個のパ
ルス系列に、更に１個のパルスを加えたときの二
乗誤差を(7)式に倣い下のように表わす。

JK_N-1 〓ⁿ⁼¹ （xw（ｎ）−_K 〓^k=1 gkhw（ｎ−lk））² −(11) Ｋ番目のパルスの影響をみるために（11）式を
gkで偏微分して０とおくと、次に関係が得られ
る。

また、このときのJKはJ_K-1、gKを用い、次の
ように計算できる。

JK＝J_K-1−g² _K/〓hh（lK，lK） ｋ＞１−(13) 但し J_K-1＝_N-1 〓ⁿ⁼⁰ （xw(n)−_K 〓^k=1 gkhw(n-lk)）² −(14) JKは（12）、（13）両式よりlKの関数となり、
（13）式から、（12）式のg²Kが最も大きくなるlK
にパルスを立てるときJKが最も小さくなること
がわかる。次に、（11）式をgkで偏微分して０と
おくことにより、次の関係を得る。

ψxn(lk)＝_K 〓ⁱ⁼¹ giψhh(li,lk) ，ｋ＝１，…Ｋ −(15) （15）を満たすgk，ｋ＝１，…，Ｋは次の連
立一次方程式の解として求まる。

（16）式の左辺のKxKの行列は正定値、対象
行列であり、gk，ｋ＝１，…，Ｋはチヨレスキ
ー（CHOLESKY）分解等の高速アルゴリズムで
解くことができる。また（15）式が成立すると
き、JKは最小になり、次のように計算できる。

JK＝_N-1 〓ⁿ⁼⁰ xw（ｎ）²−_K 〓^k=1 gkψxh（lk） −（17） よつて、（12）式、（16）式においてＫ＝１を初
期値としl₁，g₁を求め、以後Ｋに関して逐次的
に、（12）式により位置lkを、（16）式により、
g₁，g₂，…，gkを計算していき、パルス数があ
らかじめ定められた値に達するか、あるいは、求
まつたg₁，g₂，…，gp，l₁，l₂…，lpを（17）式
に代入し、得られる二乗誤差の値があらかじめ定
められた値より小さくなるか、あるいは、新たに
立つパルスの振幅の大きさがあらかじめ定められ
た値より小さくなるまで繰り返すことにより、(7)
式を小さくする駆動音源パルス系列の振幅gkと
位置lkを探索することができる。以上で、本発明
のアルゴリズムの導出に関する説明を終える。

以上述べてきたように、本発明は音源パルス系
列を求めるアルゴリズムに特徴があり、音源パル
ス系列計算回路１４０を除いて、文献２の従来方
式の実施例を示す第１図と全く同一の構成で本発
明は実現できる。そこで、ここでは本発明による
音源パルス系列計算回路１４０について説明す
る。第３図は、本発明による音源パルス系列計算
回路で行なわれる処理手順を表わす流れ図であ
る。１つ目のパルスの位置は、（12）式において
Ｐ＝０とおいて、ψxh（l₁）／ψhh（l₁，l₁）を計算
し、（ψxh（l₁）／ψhh（l₁，l₁））²を最大にするl₁
を
選ぶ。これが、１つ目のパルス位置となる。１つ
目のパルスの振幅g₁は、（16）式においてＰ＝０
とし、上記l₁を代入し計算する。２つ目のパルス
の位置は、（12）式においてＰ＝１とおいて、上
記g₁，l₁を代入し、｛（ψxh（l₂）−g₁ψhh（l₁，
l₂））／ψhh（l₂，l₂）｝²を最大にするl₂である。g₁
と
g₂の値は、l₁とl₂を（16）式に代入し、決定され
る。３つ目以上の計算も同様で、（12）式により
Ｐ番目の位置lpを求め、l₁，…，lpを（16）式に
代入し、g₁，…，gpの値を求める、という処理
を繰り返す。第３図において、５はパルスの個数
を計数する計数カウンターを１に初期化する。６
は比較であり、パルスの個数があらかじめ定めら
れた個数より大きいか、小さいかを判定し、定め
られた個数より大きかつたら、パルス系列計算の
処理を終える。７は、前記（12）式の計算を行う
もので、パルスの位置を計算する。８は、前記
（16）式の計算を行うもので、パルスの振幅を計
算する。９は、加算器で、パルスの個数を計数す
る計数カウンターを１つふやす。以上で、本発明
による音源パルス計算回路の説明を終える。

本発明の構成によれは、音源パルス系列の計算
において、（16）式により最適な振幅を、（12）式
によりパルス数について逐次的に最適な位置を決
定しているので、文献２の従来方式に見るよう
な、パルスの振幅を、そのパルスが立つ位置だけ
の関数とみる仮定がなく、より適した音源パルス
系列を得ることができる。したがつて、より良好
な再生音質が得られるという効果がある。また
ψxh（lk）（０≦lk≦Ｎ−１）とψhh（l_i，l_j）（０≦
l_i，l_j≦Ｎ−１）の値を１フレーム毎に前もつて
計算しておくことにより、文献２と同様、（12）
式の演算は、掛け算と引き算という簡略化された
演算となる。更に（16）式は、正値対称行列とな
るので高速に解くアルゴリズムが存在し、文献１
の従来方式に比べ、演算量を大巾に減らすことが
できるという効果がある。

尚、前述の本発明の音源パルス系列の計算は、
フレーム単位で行なつたが、フレームをいくつか
のサブフレームに分割し、そのサブフレーム毎に
パルス系列を計算するような構成にしてもよい。
この構成によれは、フレーム分割数をｄとする
と、第３図に示した構成と比べて演算量を大略
１／ｄ倍することができる。

また、以上説明した構成例においては、フレー
ム長を一定としたが、これは可変にしてもよい。
可変にした方が特性は向上する。また、短時間音
声信号系列のスペクトル包絡を表わすパラメータ
としてはＫパラメータを用いたが、これはよく知
られている他のパラメータ（例えはLSPパラメー
タ等）を用いてもよい。更に、前述の重み付け関
数ｗ（ｎ）はなくてもよい。

また、本発明による音源パルス計算式（12），
（16）両式においては、ψhh（・）としては(10)式に
従つて共分散関数を計算したが、これは下式のよ
うな自己相関々数列を計算するような構成にして
もよい。

ψhh（l_i，l_j）＝_N-(li-lj)+1 〓 〓ⁿ⁼⁰ hw(n)hw（ｎ−｜l_i−l_j｜），０≦｜l_i−l_j｜≦Ｎ−
１−(18) このような構成をとることによつて、ψhh（・）
の計算に要する演算量を大幅に低減させることが
可能となり、全体の演算量も低減できるという効
果がある。

更に、本発明において、合成フイルタの自己相
関々数列を計算するに際し、一担合成フイルタの
インパルス応答を求めてから(10)式に従い計算した
が、自己相関々数列は、合成フイルタのパワース
ペクトラムを逆フーリエ変換することにより求め
ることができる。また本発明において合成フイル
タのインパルス応答と入力音声信号の相互相関々
数列の計算は(9)式に従い計算したが、合成フイル
タのパワースペクトラムと入力音声信号のパワー
スペクトラムの積を逆フーリエ変換することによ
り求めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来方式の構成による音声符号化方式
の一実施例を示すブロツク図、第２図は、従来方
式による音源パルス系列計算回路で行う処理手順
を示す流れ図、第３図は、本発明による音源パル
ス系列計算回路で行う処理手順を示す流れ図をそ
れぞれ示す。 図において、１１０……バツフアメモリ回路、
１２０……インパルス応答計算回路、１３０……
共分散関数計算回路、１３５……相互相関々数計
算回路、１４０……音源パルス系列計算回路、１
５０……符号化回路、１６０……マルチプレク
サ、１８０……Ｋパラメータ計算回路、１９０…
…Ｋパラメータ符号化回路、２００……重み付け
回路、１……パルス計数カウンター、２……比較
器、３……パルス計算回路、４…加算器、５……
パルス計数カウンター、６……比較器、７……パ
ルス位置計算回路、８……パルス振幅計算回路、
９……加算器をそれぞれ示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号
   系列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列を求
   める手段と、前記短時間音声信号系列からスペク
   トル包絡を表わすパラメータを抽出して符号化す
   る手段と、前記スペクトル包絡に対応するインパ
   ルス応答系列の自己相関々数列を計算する手段
   と、前記スペクトル包絡に対応するインパルス応
   答系列と前記短時間信号系列との相互相関々数列
   を計算する手段と、前記自己相関々数列と前記相
   互相関々数列とを用いて前記短時間音声信号系列
   の駆動音源信号系列に適した音源パルスの位置と
   振幅を逐次的に求める際に過去に求めた音源パル
   スの位置と振幅とをもとに新たな音源パルスの位
   置を決定し前記過去に求めた音源パルスの位置と
   前記新たに決定した音源パルスの位置とをもとに
   前記過去に求めた音源パルスと前記新たな音源パ
   ルスとの振幅を計算しなおすようにした駆動音源
   パルス符号化手段と、前記スペクトル包絡を表わ
   すパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表
   わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有す
   ることを特徴とする音声符号化装置。 ２ 離散的音声信号系列を入力し、前記音声信号
   系列を短時間毎に分割し短時間音声信号系列を求
   める手段と、前記短時間音声信号系列からスペク
   トル包絡を表わすパラメータを抽出して符号化す
   る手段と、前記スペクトル包絡に前記短時間音声
   信号系列をもとにあらかじめ定められた補正を加
   えたスペクトル包絡をもつインパルス応答系列の
   自己相関々数列を計算する手段と、前記短時間音
   声信号系列をもとにあらかじめ定められた補正を
   加えた目標信号系列とを用いて相互相関々数列を
   計算する手段とを用いて前記短時間音声信号系列
   の駆動音源信号系列に適した音源パルスの位置と
   振幅を逐次的に求める際に過去に求めた音源パル
   スの位置と振幅とをもとに新たな音源パルスの位
   置を決定し前記過去に求めた音源パルスの位置と
   前記新たに決定した音源パルスの位置とをもとに
   前記過去に求めた音源パルスと前記新たな音源パ
   ルスとの振幅を計算しなおすようにした駆動音源
   パルス符号化手段と、前記スペクトル包絡を表わ
   すパラメータの符号と前記駆動音源信号系列を表
   わす符号とを組み合わせて出力する手段とを有す
   ることを特徴とする音声符号化装置。