JPH0352085B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜発明の技術分野＞ 本発明は、安定巻線L_Rのインダクタンスを制
御して出力電圧及び／又は電流を安定化する電源
装置に関する。

＜従来技術とその問題点＞ 従来技術において、安定巻線L_Rのインダクタ
ンスは制御巻線Lcを流れる伝導電流Icによつて
調節される。前記制御巻線は同じ磁心に巻装され
ており、磁心の導磁率を変化させる。前記電流Ic
は一般に所定の出力電圧あるいは電流と実際値と
の差によつて制御される電流源から供給される。
安定巻線L_Rのインダクタンスを大きくする場合、
電流Icを小さくし、そしてヒステリシス曲線上の
傾斜の急な点に磁心をバイアスして安定巻線L_R
の増分インダクタンスを大きくする。又安定巻線
L_Rのインダクタンスを小さくする場合、電流Icを
大きくしてヒステリシス曲線上の緩い傾斜点に磁
心をバイアスし、もつて安定巻線L_Rの増分イン
ダクタンスを小さくする。次にサーボループの利
得は、ヒステリシス曲線の動作点における傾斜に
比例する係数ΔL_R／ΔIcを含む。そして動作状態
の両極端における傾斜と利得は20デシベル近くも
変化する。電源が線間電圧あるいは負荷の変動に
応答し得る周波数は、利得に比例するので、それ
は低い値から高い値にまで変化しうる。しかし特
定された電源の応答周波数は低い方の値である。

電源はしばしば安定巻線L_Rに脈動直流電流が
流れており、これが前記安定巻線と共通の磁心に
結合されている制御巻線Lcに影響を与える。こ
のように結合されたエネルギーは、その高いイン
ピーダンスのために電流Icを制御巻線に供給して
いる電流源では消散されない。したがつて、電流
通路として前記制御巻線Lcにコンデンサを並列
に接続する。最良の回路設計であつても、前記の
コンデンサと制御巻線Lcとの並列共振周波数は
非常に低く、そのために電源の特定された応答周
波数は低い値に制限される。又、従来の電源は、
他の問題点をかかえている。例えば、バイアス電
流Icの電流源は通常線形領域にバイアスされてい
るので、電力を消費し、そしてノイズ除去は慨し
て貧弱である。更に、特定の部分パラメータの変
化は、周波数応答特性を顕著に異ならせる原因に
なる。

＜発明の目的＞ 従つて、本発明の目的は制御巻線への並列コン
デンサが不要で、制御回路の消費電力が小さく、
かつ制御ループの安定な安定化電源装置により、
前記の欠点を解消することである。

＜発明の概要＞ 本発明の一実施例によれば、制御巻線に流れる
電流は駆動回路によつて制御され、該駆動回路は
所定の電流Icに比例する正味電圧×時間積の電圧
を制御巻線に印加する。前記制御巻線に印加され
る電圧はパルス的であつても、連続的であつても
よい。このような駆動回路を用いた場合の利得に
は、係数１／ωLcが含まれる。ここで、Lcは制
御巻線のインダクタンスである。Lcはまたヒス
テリシス曲線の傾斜によつて異なるので、利得係
数ΔL_R／ΔIcの効果を相殺する。その結果、電源
の応答周波数は、動作状態の相異による影響を本
質的に受けない。

本発明の他の実施例によれば、安定巻線L_Rを
経て出力変成器に結合された非安定パルス型直流
電圧源をもつ電源装置に適用される。また、変成
器に生ずる復調電圧あるいはそこを流れる電流と
制御信号との差に比例する電圧×時間積の電圧を
制御巻線Lcに印加するための手段が含まれてい
る。なお、前記制御信号は所定の出力電圧あるい
は出力電流と実際の出力電圧あるいは出力電流と
のそれぞれの差に対応する。故に、実際において
は２つのサーボループが形成され、そのうち内部
ループは制御巻線Lcに電圧を印加するための手
段に復調電圧あるいは復調電流を帰還させるため
の回路を含み、また、外部ループは制御信号を引
き出し、そして制御巻線に電圧を印加するための
手段に前記制御信号を供給するための回路を含
む。実際、外部ループは内部ループにより完全に
なる。すなわち内部ループを付加したことは、電
源のSN比を改善し、そしてたとえ内部ループの
ある構成部品の値が電源によつて変化したとして
も、周波数応答特性を本質的に同じにする。

前記回路において、制御巻線に印加される電圧
は、パルス的であつても連続的であつてもよい
が、もしパルス的に印加される場合、本発明の他
の実施例によれば、そのパルスを非安定値流電圧
のパルスと同期させることが望ましい。また、制
御巻線に電圧パルスを印加するためにパルス幅変
調器を使用してもよい。

制御巻線に印加される電圧は、低いインピーダ
ンスをもつ電圧源によつて供給することができる
ので、制御巻線に並列コンデンサを接続する必要
がない。これにより電源の特定された応答周波数
をより高くすることができる。

＜発明の実施例＞ 第１図は従来のスイツチング型電源回路を示す
回路図である。図において、電力線によつて示さ
れるような交流電圧源２は、ダイオード４を経て
コンデンサ８と抵抗器６とから成るフイルタに接
続され、そしてコンデンサ８の非接地側端子に非
安定直流電圧がを生ずる。シヨツパ１０、磁心ｃ
上に巻装された安定巻線L_R、および出力変成器
Ｔの一次巻線１２は、前記コンデンサ８と直列に
接続され、そして一次巻線１２にはシヨツパ１０
の回路遮断周波数（例えば40kHz）で共振するよ
うにコンデンサ１４が並列に接続される。変成器
Ｔの二次巻線１６の両端はそれぞれダイオード１
８および１８′を経て、コンデンサ２２と抵抗器
２０から成るフイルタに接続され、そして出力端
子２４に直流電圧を生じる。前記二次巻線１６の
中間タツプは接地点に接続される。

前記出力端子２４と接地点との間には抵抗器２
６と２８が直列に接続され、そして接続点Ｊにて
分圧されたモニタ電圧は電源の出力電圧と共に変
化する。前記モニタ電圧は抵抗器３０を経て差動
増幅器U₁の反転入力端に導かれる。前記差動増
幅器U₁の反転入力端と出力端との間に接続され
たコンデンサ３２により積分機能が達成される。
電源３４の出力基準電圧V_Sは差動増幅器U₁の非
反転入力端に印加され、該基準電圧V_Sと所定の
出力電圧との比は、接続点Ｊにおけるモニタ電圧
と出力端子２４の実際の出力電圧との比に等し
い。前記基準電圧V_Sと接続点Ｊのモニタ電圧と
の実際の差は真の誤差電圧であるが、差動増幅器
U₁に結合された積分回路の周波数ロールオフに
よつて制御電圧Vcに変えられる。

差動増幅器U₂、NPNトランジスタ３６及び抵
抗器３８から成る電圧電流変換器において、差動
増幅器U₂の非反転入力端は前記差動増幅器U₁の
出力端に、反転入力端はトランジスタ３６のエミ
ツタに、そしてその出力端はトランジスタ３６の
ベースにそれぞれ接続され、抵抗器３８はトラン
ジスタ３６のエミツタと接地点との間に接続され
る。トランジスタ３６のコレクタは制御巻線Lc
を通つて適当な正の電位源に接続される。前記差
動増幅器U₂の利得が十分高いと仮定すれば、そ
の両入力端の電位はいずれも制御電圧Vcとなり、
そして、もしトランジスタ３６の電流利得β、す
なわちic／ibも高いならば、Vc／R₃₈と等しい電
流Ｉがコレクタに流れる。コンデンサ４０は制御
巻線Lcに並列接続され、そして該制御巻線Lcに
不可避的に流れるチヨツパ周波数のエネルギーの
消散する。それ故に、制御巻線Lcを流れる電流
Ｉの一部IcはVc／R₃₈×（ω²LcC＋１）となる。
ここで、ωは制御電圧Vcの角周波数、Ｃはコン
デンサ４０のキヤパシタンス、そしてR₃₈は抵抗
器３８の抵抗値である。

第２図は第１図のサーボループの利得係数を示
すブロツク図である。図において、Ａは差動増幅
器U₁で達成される利得および減算を表わし、そ
して誤差信号ΔV_Eを発生する。Gcは積分効果に
よる周波数補償を表わし、そして制御信号ΔVc
を生ずる。１／Ｒ（ω²LcC＋１）は前記制御信号
ΔVcのΔIcへの変換を示す。ΔL_R／ΔIcは微係数
である。そして、G_MはL_Rの変化を出力電圧に変
換する任意の電力網転送機能を表わしている。
ΔL_R／ΔIcは異なる動作状態の下で異なる値をも
つため、サーボループの利得も変化する。たとえ
ば、線間電圧（ここでは電源２によつて供給され
るように示してある）がその最大値で且つ無負荷
であると仮定する。この状態の下で、出力端子に
おける非安定電圧は高くなり、その結果接続点Ｊ
の電圧は基準電圧V_Sより大きくなつて制御電流
Icを減少させる。

第３図のヒステリシス曲線に示したように磁心
Ｃの動作点は最大傾斜をもつ点P₁にくる。第４
図に示したように安定巻線L_Rの増分インダクタ
ンスは最大値L₁をもつので、チヨツパ周波数の
電圧は下がり、そして出力電圧を基準電圧V_Sに
応じた値にまで減少させる。この状態の下では出
力電圧のどんな変化でも安定巻線L_Rのインダク
タンスに最大の変化をもたらすので、ループ利得
は第５図のG₁に示したように最大になる。出力
電圧における微小変化の角周波数ωが増加する
と、差動増幅器U₁の積分のため利得は減少する。
これは負荷インピーダンスとの有害な相互作用を
防ぐためである。角周波数ω₁で利得は１以下に
なる。

制御巻線Lcとコンデンサ４０との共振のため
利得はω₂でピークになる。ピークが単位利得以
下で生ずることは非常に重要である。さもなけれ
ば、ピーク以上の角周波数は180度以上移相され
てループを振動させ、すべての制御が失われる。

最悪の状態すなわち線間電圧が最小で負荷が最
大の場合、接続点Ｊの電圧は低く、そして制御電
流Icを増加させ、第３図のヒステリシス曲線上の
傾斜が最小のP₂点に動作点が移動する。この場
合の利得は第５図のG₂に示したように減少する。
出力電圧の微小変化の角周波数が増加すると、利
得は減少し、電源の定格角周波数ω₃で単位利得
の線と交差する。故に、電源が安定化できる角周
波数は、動作状態によつて非常に影響される。

第６図は本発明の一実施例による電源装置の回
路図で、第１図の回路素子と同一機能を具えたも
のにはこれと同一符号を付して示す。ダイオード
４によつて整流された非安定直流前圧は、チヨツ
パ回路１０にて断続波に変換された後、安定巻線
L_Rおよび出力変成器Ｔの一次巻線１２との直列
回路に供給される。前記一次巻線１２に並列接続
されたコンデンサ１４′は、チヨツパ回路１０に
よつて供給されたパルスの高調波をバイパスする
と共に、該一次巻線１２の両端間に本質的な正弦
波電圧を生ずる。ダイオード１８および１８′を
含む全波整流回路は、蓄積コンデンサ２２に所定
の直流電圧を生じさせる。前記安定巻線L_Rと同
じ磁心ｃ上に巻装された二分割の制御巻線L_cAお
よびL_cBに流れる電流で、該安定巻線L_Rのインダ
クタンスを変化させることにより安定化が実現さ
れる。

外部サーボループを構成する帰還回路は、接続
点Ｊから差動増幅器U₁を通り、そして内部サー
ボループの一方の入力端すなわち差動増幅器U₃
の非反転入力端までの回路である。ここで、前記
内部サーボループは次のようなものである。差動
増幅器U₃の出力端は限流抵抗器４２を経てNPN
トランジスタ４４のベースに接続される。前記ト
ランジスタ４４のエミツタは接地点に接続され、
そしてコレクタは制御巻線の半分L_cAを経て正の
電位源＋Vccに接続される。制御巻線の他方の半
分L_cBは同じ正の電位源＋Vccと接地点との間で
ダイオード４６と直列に接続される。制御巻線の
両半分L_cAおよびL_cBは前記安定巻線L_Rと同じ磁心
ｃと磁気的に結合され、そしてそれぞれ同じ極性
で巻装される。二次巻線１６の一方の端子は
NPNトランジスタ５２のベースに接続されたダ
イオード５０のアノードに接続され、そして前記
二次巻線１６に生じた正弦波電圧の変調に応じた
電圧をトランジスタ５２に供給する。もし、前記
電圧波信号が十分な正弦波でない場合は、積分回
路（図示せず）を挿入すればよい。コンデンサ５
４は前記トランジスタ５２のエミツタと接地点と
の間に接続され、そしてコレクタは正の電位源に
接続される。前記コンデンサ５４は出力変成器Ｔ
の二次巻線１６の上端における正弦波電圧のピー
ク値まで充電され、ついで抵抗器５６を介して接
地点以下まべで放電され、そしてエミツタにラン
プ電圧V_Rを発生する。前記電圧V_Rはリード線５
８を経て内部ループの他方の入力端である差動増
幅器U₃の反転入力端へ導入される。

次に第６図に示した電源装置の動作について
は、第７図の特性線図を用いて説明する。第７図
Ａの信号波形はダイオード５０に印加される二次
巻線１６の電圧信号を示す。そして第７図Ｂは抵
抗器５６を通してコンデンサ５４の端子間電圧を
放電させたランプ電圧V_Rで、復調出力電圧を形
成する。前記制御電圧Vcおよび復調出力電圧V_R
における変化は、制御巻線L_cAやL_cBに印加された
電圧に補償用の変化を与える。この特別な回路に
おいて、Vc＞V_Rの場合、トランジスタ４４は導
通して電圧Vccが一方の制御巻線L_cAに供給され
る。

電源の出力端に負荷が接続されると、接続点Ｊ
の電圧は低下し、そして差動増幅器U₁の出力に
おける制御電圧Vcは、第７図Ｂの実線Vcによつ
て示されるようにより正になると仮定する。特性
図Ｃの期間T₁の間、電圧V_RはVcより小さいの
で、差動増幅器U₃の出力は高レベル状態となり、
その結果トランジスタ４４は導通状態となる。こ
れは巻線L_cAの外側端子を効果的に接地し、そし
て特性図Ｄに示したように巻線L_cAの両端間に電
圧Vccを与える。そして特性図Ｅの実線６１によ
つて示したように増加電流が前記巻線L_cAに流れ
る。この増加電流は特性図Ｆに示したように他方
の巻線L_cBの両端間に前記電圧Vccに等しい電圧
を誘起するが、その極性は巻線L_cBの上に符号＋
および−で示した通りであるから、ダイオード４
６のカソードは正となり導通できない。

ランプ電圧V_Rが特性図Ｃの期間T₂に示すよう
に制御電圧Vcより大きい間、差動増幅器U₃の出
力は低下し、そしてトランジスタ４４がオフにな
る。期間T₁の間、巻線L_cAを流れる電流によつて
生じた磁場は減衰し始め、そして巻線L_cAおよび
L_cBの下に符号＋および−によつて示された極性
の電圧が誘起される。トランジスタ４４のオフに
より巻線L_cAは回路から切離される。しかし、ダ
イオード４６のカソード電圧は特性図Ｆに示した
ように接地電位に対して該ダイオードの電圧降下
分だけ十分負になるので、特性図Ｅの直線６１に
よつて示したように期間T₂の間減少電流がダイ
オード４６に流れる。

期間T₂の終りで電圧V_RがVc以下に下がると、
トランジスタ４４は再び導通状態となる。巻線
L_cAの電流は、磁場の減衰のために実線６１で示
したように前記巻線L_cBの最後の電流値から増加
し始め、そして期間T₃の間電圧Vccの付加的な
印加のために増加する。巻線L_cAおよびL_cBにおけ
る電流の急変により、巻線L_Rの磁心の動作点は
ヒステリシス曲線の傾斜の小さいところに移動し
て、巻線L_Rのインダクタンスを減少させ、そし
て出力電圧を増加させる。前記の電流急変の動作
はチヨツパ回路１０の何サイクルもの間持続す
る。これらの期間中、接続点Ｊの電圧は漸増し、
そして制御電圧Vcを一点鎖線Vc′によつて示され
た値にまで下げる。そして前記電圧Vc′は回路に
損失がなければV_Rの平均値に等しくなる。この
状態の下で特性図ＤおよびＦの一点鎖線によつて
示されるようにトランジスタ４４およびダイオー
ド４６はそれぞれ半サイクルずつ導通する。そし
て巻線L_cAおよびL_cBの正味の電圧×時間積は零で
ある。出力電圧が増加すると接続点Ｊの電圧が増
加し、電圧Vcを特性図Ｂの点線Vc″によつて示
したレベルにまで減少させる。そしてトランジス
タ４４の導通時間を減少させると共に、制御巻線
L_cAおよびL_cBに印加される電圧の電圧×時間積を
減少させ、その結果巻線L_Rのインダクタンスを
増加させる。

上記の説明から明らかなように、差動増幅器
U₁およびU₃を含む電圧ランプ発生器は、パルス
幅変調器として動作することがわかる。かかるパ
ルス幅変調器は、出力変成器Ｔの二次巻線１６の
検波出力電圧V_Rと制御電圧Vcとの差と共に変化
する正味電圧×時間積の電圧パルスをL_cAのよう
な制御巻線に周期的に印加する。

第６図の電源安定化制御において、巻線L_cAに
印加された幅の変化する電圧矩形パルスは、チヨ
ツパ回路１０によつて成されるチヨツピングと同
期される。パルス発生時間はいつVcとV_Rが交差
するかによつてわずかに変化するけれども、それ
ぞれはチヨツパ回路の特定のサイクルに関連して
いる。しかるに、チヨツパ周波数とは異なる周波
数をもち、そして二次巻線１６の検波電圧V_Rと
Vcとの差に依存した電圧×時間積の別々のパル
ス源を使用できるので、例えば、チヨツパとのう
なり周波数のような不要周波数を導入し得る。

第８図は第６図におけるサーボループの利得係
数を示すブロツク図である。これを第２図に示し
た従来のブロツク図と比較すれば、第８図にはパ
ルス幅変調器の伝達特性を表わす項Ｋを含み、そ
れは注目している周波数に亘つての純粋利得とし
て表わされることがわかる。この係数はランプ電
圧V_Rの傾斜に反比例する。より大きい振幅のラ
ンプ電圧は同じパルス幅変化を実現するためVc
のより大きい変化が要求される。第２図に示した
係数１／Ｒ（ω²LcC＋１）が第８図で省略されて
いるのは、トランジスタ４４およびダイオード４
６を含む電圧駆動回路のインピーダンスが低いの
で、第１図に示した並列コンデンサ４０を必要と
しないからである。

第８図で重要なのは係数１／ωL_cAである。第
４図に関して述べたように係数ΔL_R／ΔIcは動作
点のヒステリシス曲線の傾斜に直接比例するの
で、追従される出力電圧の周波数は動作状態と共
に変化する。巻線L_cAおよびL_cBの値はヒステリシ
ス曲線の傾斜と同様に変化するので、ΔL_R／ΔIc
の変化の効果は相殺され、利得対角周波数特性は
第５図の曲線６０によつて示されたようになる。

第８図に示した２個のサーボループのうち、出
力変成器Ｔの二次巻線１６からダイオード５０
へ、そして差動増幅器U₃の反転入力端に至るま
での帰還回路によつて形成された内部ループH₂、
そして接続点Ｊから差動増幅器U₁へ、そして差
動増幅器U₃の非反転入力端に至るまでの帰還回
路によつて形成された外部ループH₁がそれぞれ
示されている。制御電圧Vcにどんな値が与えら
れても、前記内部ループH₂は二次巻線１６にお
ける出力電圧を安定化し、そして外部ループH₁
は内部ループに印加された電圧Vcによつて端子
２４の出力電圧を安定化する。発振動作を避ける
ために内部ループのスピードは外部ループのそれ
より大きくしてある。別の見方をすれば、内部ル
ープは媒体であり、そして外部ループはそれを通
して安定化するということである。

本実施例によれば、巻線Lcの励振用電力の消
費は最小である。トランジスタ４４は完全にオン
か又はオフのどちらかであるから、スイツチン
グ・トランジスタ４４の（V_CE

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 次の(イ)及至(リ)より成る安定化電源装置。 (イ) 非安定電圧パルスを出力する出力端子を有す
   るパルス源１０。 (ロ) 前記パルス源１０の前記出力端子と交流・直
   流変換部Ｔ，２２の入力端子間に接続された磁
   心に巻回された安定巻線L_R。前記安定巻線の
   インダクタンスにより前記交流・直流変換部の
   前記入力端子での電圧パルスの振幅が定められ
   る。 (ハ) 前記交流・直流変換部の出力端子に接続され
   た負荷電圧の検出手段２６，２８，３０。 (ニ) 基準電圧を発生する基準電源３４。 (ホ) 前記交流・直流変換部の前記入力端子での前
   記電圧パルスを整流して電圧ランプを発生する
   ランプ電圧発生手段５０，５２，５４，５６。 (ヘ) 前記基準電圧と前記負荷電圧の差を増幅する
   誤差検出手段。３０，３２，U₁。 (ト) 前記電圧ランプと前記誤差検出手段の出力と
   を比較し駆動パルスを発生する比較手段U₃。 (チ) 前記インダクタンスを変えるため前記磁心に
   巻回された制御巻線L_CA。 (リ) 前記制御巻線に直流電圧源V_CCを前記駆動パ
   ルスに応答して印加するスイツチ手段４２，４
   ４。 ２ 前記磁心に第２の制御巻線L_CBを巻回し、直
   流電源V_CCとダイオード４６の直列回路を該第２
   の制御巻線に並列接続したことを特徴とする特許
   請求項第１項記載の安定化電源装置。