JPH03504667A - Ｆｍ受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ＦＭ受信機 本発明は請求項１に記載の上位概念に記載のＦＭ受信機に関する。

この形式の回路は***特許出願公開＠３１４７４９３号公報及び西狐特許出願公 開第３４３８２８６号公報、ヨーロッパ特許出願公開第７５０７１号公報又はフ ランス特許出願公開第８１２１９８６号公報から公知であり、これらのすべては 発明者ゼンス　ハンセンによって提案されたものである。

従来のＶＨＦ受信機の性能は現在の困難な受信状態にほとんど対応できない。密 な送信波割当により、受信構成の限界を受信感度及び選択度に関してはっきりと 示す“スペクトル溜り”が発生する。ＶＨＦ受信のジレンマは、周波数変調され た信号のスペクトルがシャープな境界を有さず緩慢に低下しその際に必然的に、 送信機側のすべての制限措置にもかかわらず隣接チャネルの中にはいり込むこと にある。中程度の電界強度のステレオ送信機でさえも、その隣接の送信機の受信 限界感度を著しく低下する。移動中の作動におけるように受信状態が変化する場 合には雑音、変調波の混信、反射歪が不可避的に発生する。

従来のフィルタ技術によってはこれに対処できない、何故ならば受信チャネルの 中の雑音スペクトル線はもはや選択可能でないからである。マルチパス干ｅｔ低 減するために帯域幅を狭くすることにより確かにノイズスペクトルの一部はフィ ルタの帯域外に位置するがしかし使用スペクトルの一部もフィルタの帯域外に位 置し従って受信感度が低下する。

冒頭に記載の文献に記載の中間周波信号におけるＦＭ信号を処理する公知の方法 においては制御可能な狭帯域フィルタが用いられる。制御可能な狭帯域フィルタ の共振位置は、選択すべき中間周波信号と同一のリズムで制御される。これらの フィルタはすなわち瞬時の中間層波に追従し、従ってその都度瞬時に選択が必要 な個所のみが正確に選択される。使用フィルタの狭帯域性に起因して高い感度及 び高い選択度が得られるフィルタの共振周波数の制御電圧は、レベルが瞬時中間 周波の位置の十分な尺度である低層波から導出される。しかしながらこの位置情 報は原理的な理由から正確ではない、何故ならば、フィルタが制御される前に中 間層波は先ず初めにこれらのフィルタを通過し続いて復調されなければならない からである。制御はすなわち常に、実質的にフィルタの群遅延時間により与えら れるある遅延時間を有して行われる。帯域幅が狭ければ狭いほどフィルタの群遅 延時間は高くなる。簡単なトラッキングフィルタ方法又は公知のＰＬＬ方法又は 同期方法においては、高域の低周波数領域におけるこの追従遅延は、中間周波信 号の動きとフィルタの動きとが互いに逆方向になるようにする。低域の低域周波 数領域におけるフィルタのプリング（Ｍｉｔｌａｕｆｅｎ）は高域の低周波数領 域におけるブッシング（Ｇｅｇｅｎｌａｕｆｅｎ）に対抗し従って最終的には広 帯域伝達は可能でなくなる。

本発明の課題は、歪率、ステレオクロストーク、又は低濁波濁波数特性を劣化さ せることなしに受信感度及び選択度を向上させることにある。

上記課題は請求項１に記載の特徴部分に記載の構成により解決される。

本発明の認識の基礎とするところは、変調作用を有するＦＭ受信機の特性の最適 化のために、追従制御されるフィルタが追従制御特性だけでなく、信号伝送特性 も、その都度の障害像に依存して制御すべきことである。

この場合たとえばフィルタ追従制御の周波数経過が追従制御特性の量として変化 されるだけではなく、場合によりフィルタ追従制御に対する付加的な補正量も例 えばＺＦの付加的な位相変調もＮＦ有効信号に依存して変化されるないし導通接 続または遮断される。

本発明は超短波受信が、受信状態が常時変化する場合に受信機内での処理もそれ に対応して常時変化する場合のみ著しく改善されるという認識に基づいている、 本発明ではすなわち、従来の選択フィルタの出力側において中間周波信号が、フ ィルタ追従制御による可変のシャープな選択にかけられるだけでなく処理の形式 も付加的に変更される。すなわちフィルタがそれらの中心周波数に関して瞬時の 中間周波信号に追従するだけでなくさらに伝送チャネルが多段階でそして種々の パラメータに関して、その都度の雑音による干渉の結果として発生する実際の信 号条件に整合する。スペクトルノイズが所望の信号に対して強くそして密に隣接 すればするほど選択は益々厳しくなる。特に伝送チャネルの整合は、実際の受信 条件を表す信号が先ず初めにを利には包路線復調により別個に検出され、引続い てこれらの信号が振幅弁別及び時間弁別手段により、これらの信号を余りにも頻 繁なスイッチング動作により受信を劣化することのないように処理することによ り著しく改善される。引続いてこれらの信号は制御信号として、信号伝達特性を 変えることにより制御信号によって特徴付けられる障害に対抗作用する段に供給 される。

可変の特性は有利には、２つのフィルタ段の出力信号の選択的な結合とそれらの 整合可能な減衰により実現される。第１のフィルタ段は２回路帯域フィルタであ り第２のフィルタ段は、縦統接続され同一の周波数に同調されている２つの単一 振動回路から成る。

この通過域の形はしかし固定しているのではなく受信状態に依存して変化する。

瞬時の受信状態は実質的に、 一瞬時の中間周波の状態 一受信電界強度のレベル 一隣接チャネル干渉、及び使用チャネル中での障害のレベルにより特徴づけられ る。

このために有利には次の検出回路が設けられている１、隣接チャネル干渉の検出 回路、 ２、隣接ｆａｒネルテークオーバ（Ｎａｃｈｂａｒｋａｎａｌｕｂｅｒｎａｈｕ ｅ）検出回路、 ３、反射障害検出回路、 ４、電界強度レベルの検出回路。

論理回路を介して検出回路の出力側はフィルタの制御入力側と接続されている。

中間周波フィルタ装置は有利には、ＩＯ，７ＭＨｚにおける１回路前置フィルタ 、ＩＯ，７ＭＨｚから７００ｋＨｚに変換する混合段、次の２回路帯域フィルタ 、及び帯域フィルタｊこ後置接続され７００ｋＨｚに同調されている２つの単一 回路から成る。

帯域フィルタと単一回路との出力側はそれぞれ１つのスイッチを介して加算段に 達しこの加算段の出力側は復調器と接続されている。発信器電圧は少なくとも１ つの単一回路を介して混合段に供給される。

このフィルタ装置において制御されるのは：１、瞬時の中間周波に同期している 前置フィルタ、帯域フィルタ及び単一フィルタの共振位置、２、瞬時中間周波と は逆位相の発信器電圧の位相位置３、帯域フィルタの減衰、 ４、単一フィルタの減衰、 ５、種々の処理路の信号の加算である。

詳細には有利には制御は次のように行われる：フィルタの共振位置に対する制御 電圧は、レベルが瞬時の中間周波信号の周波数位置の尺度となる低層波信号から 導出される。この位置情報はしかしながら僅かな誤差を有する、何故ならばフィ ルタが制御される前に中間周波信号はこのフィルタを先ず初めに通過し続いて復 調されなければならないからである。制御電圧は中間周波の変化と同時に使用で きるのではなく、実質的ｊニフィルタの群遅延時間により与えられているある所 定の遅延時間の後に初めて使用可能となる。

帯域幅が狭ければ狭いほどフィルタの群遅延時間は高くなる。中間周波信号の動 きに対する制御電圧のこの遅延により発生する位相誤差は中間周波の変化の速度 と共に増し簡単なプルフィルタ装置においては（及びＰＬＬまたは同期方法にお いても）、高域の低周波領域においてフィルタが瞬時の中間周波信号と同期して プリングするのではなく非同期で逆方向にブッシングすることを招く、プリング レンジとプラシンレンジとの反転点、ここで用いられている約２０ｋＨｚのｉ帯 域幅においては約６ｋＨｚの所に位置する。

低周波数領域全体にわたる本装置の正しいプリングは有利には次の手段により達 成される：１、狭帯域幡の単一フィルタの制御電圧に対して周波数特性は僅かな 高さの上昇を示す。この高域フィルタ特性により発生する位相の進みは部分的に 、フィルタの群遅延時間により生ずる制御電圧の位相遅れを補償する。

２、帯域フィルタの通過特性曲線と単一フィルタの通過特性曲線との加算は、共 振領域におけるフィルタ側縁特性曲線が通常のＬＣ振動回路特性曲線を有するフ ィルタ特性を発生させる；約８ｄＢの降下の後にしかしながらこのフィルタ側縁 特性曲線は、フラットに降下し帯域フィルタに相応する曲線に移行する。このよ うな特性は、−貫した単一回路特性を有するフィルタ特性に比して、比較的に高 い低周波数領域における追従制御性を高める。

３、まだ残っている位相誤差は比較的高い低周波領域において中間周波信号とフ ィルタとの間の相対動きを充血する。これにより位相妨害変調が発生する。これ は、中間周波信号が位相変調器を介して、この妨害変調に対して逆位相の変調を 受け、その結果、妨害変調ひいては瞬時の中間周波信号とフィルタの運動との間 の位相誤差も大幅に補償されることにより除去され従ってフィルタ装置の共振位 置の制御は実質的に瞬時の中間周波信号に依存して行われる、すなわち例えば使 用チャネルレベル又は隣接チャネルレベルの高さ等のその他の受信状態とは無関 係に行われる。通過特性曲線はしかしながらこれらの量に依存するが瞬時の中間 周波信号の位置には依存しない。

マルチパス受信（実質的には隣接チャネル受信）が強ければ強いほどすなわち選 択に対する要求が高ければ高いほど、共振位置に関して制御されるフィルタの通 過特性は帯域幅が狭くなる。

本発明にとって本質的なことは、調整される中間周波信号により、調整器が積分 作用するにもかかわらず、できるだけ障害を含まない使用信号を得るために処理 チャネルを変える切換信号を得るため使用信号の他に中間周波信号の振幅変動の 中に決定的な情報を含む信号を用いることができる。これらの情報成分は、作動 すべき切換えによっては比較的僅かに変化されるだけであり、これらの情報成分 は信号処理の際に中立の測定尺度を形成している。

有利な実施例によれば、所定の受信障害を表す信号が検出され、信号の結合によ り、その都度の受信障害に最適に対抗作用する個々の又は一連の対策を情報チャ ネルにおける処理の際に導入する出力信号が導出される。

中間周波信号の調整の際の調整關始の限界が１つの有利な実施例では受信電界強 度の臨界的限界の基準として用いられる。

フィルタ追従制御には振幅圧縮が伴いＦＭ使用信号も振幅変調を受けるにもかか わらず、処理特性を決める２つの情報成分すなわちフィルタ追従制御のためとフ ィルタリングの形の整合のための情報成分はほとんど互いに影響せず従って全体 として効果的な装置動作が、調整量又は制御量が互いに複雑に作用することなし に得られる。

特に有利な実施例では、処理特性を決める信号が実質的に中間周波信号の振幅変 動から導出される。このようにして使用チャネル送信機対隣接チャネル送信機の 比が、使用チャネル送信機と隣接チャネル送信機との間の干渉により発生する、 中間周波のｔｒＩ＃ｌ変ＩＩＩｊこより検出されその際に中間周波は固定電圧値 に調整されている。

この場合に双方の送信機の信号レベルの比を検出すると好適である。隣接チャネ ル電界強度が一定の場合に使用電界強度が２倍の値に高まると、中間周波信号が 調整されない場合には中間周波信号のレベルは２倍に高まるがしかし干渉による 振幅変調は一定のままである。しかし調整された振幅において振幅は一定のまま であり、振幅変調は使用チャネル電界強度対隣接チャネル電界強度の比に対応し て半分の値に後退する。

このようＪ二して隣接チャネル干渉と、振幅変調の影響とが一体的に調整ループ 内で検出可能である。

隣接チャネル干渉におけるように反射干渉も、反射干渉により発生した中間周波 信号の振幅変調において検出される。異なる位相を有する多くの波形の重畳によ り中間周波のｔＭｇＥｌｍが発生し、これらの中間周波の包路線は、帯域幅の広 い低周波スペクトルを有する。使用変調も中間周波における軽い振幅変調を受け るので反射検出のために中間周波包絡線のスペクトルから、ＭＰＸ信号の中に僅 かな割合でしか含まれていない周波数領域がろ渡して取出される。この周波数は ２０ｋＨｚと３０ｋＨｚとの間に位置する。このために用いられるフィルタ段（ 減衰されているＬＣ振動回路）の出力電圧は閾値スイッチに供給されこの閾値ス イッチは一義的に明確な検出信号を送出する。

さらに本発明には、それ自体で整ったＦＭ受信システムに対して、受信障害によ り発生されるオーディオ信号の障害は、このオーディオ信号障害が可聴低周波信 号の中において、高周波信号への影響に比べて常に少なくなるように低減されて いなければならないという認識に基づいている。この基本思想は、障害を受けた 高周波信号の特性に中間周波信号チャネル及び低周波伝送チャネルを常に整合さ せこのようにして、障害を含まない信号成分を大幅に使用可能にするすなわち、 低周波信号へ侵入する不可避的な障害の作用をできるだけ低減することにある。

種々の通過特性曲線について説明する前に検出の基本原理を手短に説明する： 隣接チャネル検出 隣接チャネル干渉は、隣接送信機の送信波の使用信号との間に生ずる干渉によっ て検出される。このために中間周波信号は整流され、増幅器が後置接続されてい る高域フィルタを介して閾値回路に供給され、閾値回路の出力側からは検出信号 が取出される。隣接チャネル干渉は多くの強度段階で検出される。

隣接チャネル受信の検出のために重要なのは、隣接チャネル送信機の送信信号の 絶対値ではなく使用チャネル電界強度対隣接チャネル電界強度の比が検出される ことである、何故ならばこの比のみが隣接チャネル干渉にとって重要であるから である。

使用チャネル送信機の送信信号対隣接チャネル送信機の送信信号の比は、使用チ ャネル送信機の信号と隣接チャネル送信機の信号との間の干渉により発生する振 幅変調により検出されその際に中間周波信号は固定電圧値に調整されている。

この場合に有利には双方の送信機の信号レベルの比が検出される。隣接チャネル 電界強度が一定の場合に使用チャネル電界強度が例えば２倍の値に高まると、中 間周波信号が調整されない場合には中間周波信号のレベルは２倍となるがしかし 干渉による振幅変調は−定のままである。これに対して、調整された振幅の場合 には振幅は一定のままであり振幅変調は使用チャネル電界強度対隣接チャネル電 界強度の比に対応して半分の値に後退する。

詳細には隣接チャネル検出は有利には次のように行われる：当初中間周波信号は 振幅変調されており、約４０ｋＨｚの遮断周波数を有する２極高域フイルタを介 して干渉信号は、中間周波信号においてＡＭとして乗っている残りの信号から分 離される。このようにしてろ波して取出され増幅され（約４０ｄＢ）、続いてこ の信号を介して包路線が形成される。ノイズピークを平滑化するための後続の低 域フィルタを介して信号は多くの比較器に並列に供給され検出信号が、入力信号 がこれらの比較器の前もって与えられている基準レベルを上回ると直ちに送出さ れる。

この装置により、隣接チャネルの信号を多くの強度段階で受信する。第１の強度 段階に到達した後にフィルタ特性はより狭い帯域幅に切換られるので隣接チャネ ル情報は僅か減衰する。比較器の入力量のこの減衰は、基準レベルを相応に高め ることによるすなわち適当なヒステリシスを与えることにより補償される。

１見員星見瀝 中間周波信号は積分調整を介して、前もって与えられている一定の電圧値に調整 される。積分器の出力信号はこの場合には中間周波信号のレベルのための尺度で ある。この出力信号は多くの有利には２つの比較器に供給されこれらの比較器の 基準入力側には、切換えを行うべきアンテナ電圧における調整電圧値に相応する 電圧レベルが印加される。比較器の出力信号（論理ハイ信号／論理ロー信号）は 、実際の電界強度が置かれているその都度の電界強度領域を指示する。

選択特性曲線の切換え 有利には、瞬時の受信状態により定まる種々の選択特性曲線が区別される。選択 度のシーケンスにおいてフィルタ装置は次の形式に従って切換えられその際に、 信号入力部分、信号形成部分及び信号出力部分から成る処理過程においていくつ かの信号結合条件を省略又は変更することにより対応して変えられる配置も本発 明の範囲内にある。

ＮＫＯニ ー帯域フィルタが減衰される 一帯域フィルタチャネルのみが接続されるＮＫＩ　ニ ー帯域フィルタが僅か減衰される 一帯域フィルタチャネルのみが有効であるＮＫ、ニ ー帯域フィルタが減衰されなくなる（“減衰されなくなる”とはここでは、当該 回路に付加接続可能な減衰抵抗が付加接続されていないことを意味する）−単一 回路チャネルが減衰される 一双方のチャネルが接続される 微弱信号（低い受信レベル）ニ ー帯域フィルタは減衰されない 一単一チャネルは減衰されない ＮＫ３　　ニ ー帯域フィルタは減衰されない 一単一回路は減衰されない 一双方のチャネルが接続される（モノフォニック受信）（ＮＫ、ないしＮＫｓの 信号はこの場合に、隣接チャネルの干渉増加する強度に対応する） 個々のフィルタ状態の間の切換えはなんらの障害（例えばクリック雑音）なしに 行われる。この場合に、障害を発生する移行７エーズは生じない、何故ならば障 害限界レベルに達する前に、次に選択に適したフィルタ状態に切換えられるから である。

フィルタの通過特性曲線を制御する隣接チャネル検出及び電界強度検出の他に、 低周波数を制御する２段反射検出装置が設けられている。

え糺見且盈１ 隣接チャネル干渉におけるように反射障害も、これらの反射障害により発生され る中間周波信号の振幅変調により検出される。種々の位相の多くの波形の重畳に より中間周波信号の振幅圧縮が発生しこれらの中間周波信号の包路線は広帯域の 低周波スペクトルを有する。使用変調も中間周波信号において軽度の振幅変調を 受けるので反射検出のために中間側波信号−包絡線のスペクトルから、ＭＰＸ信 号の中に僅かにしか含まれていない周波数領域がろ波されて取出される。この周 波数領域は２０ｋＨｚと３０ｋＨｚとの間に位置する。このために用いられるフ ィルタ段（減衰されたＬＣ信号回路）の出力電圧は、一義的な検出信号を送出す る閾値スイッチに供給される０反射障害は２つの強度段階で検出される：第１段 階ではステレオ動作からモノフォニック動作に切換えられるだけであり、第２段 階では低周波信号のミューティングが行われる。

反射検出及びミューティング回路 反射と雑音の双方ともに低周波信号の振幅圧縮を招く。反射の場合にはこれらの 圧縮は、直接に受信された波形と反射された波形との重畳により発生し、雑音の 場合には受信信号と雑音成分との重畳により発生する、中間周波信号の平均値は 、雑音の増加とともに無信号時報音まで減少する。平均値は従って雑音領域にお いては常に僅かである１反射の場合には平均値はしかしながら、信号なしのステ レオ動作の場合のように高い値を有することもある。中間周波信号の振幅圧縮に 関する情報は、中間周波信号の平均値の高さに関する情報と次のように結合され るニ ー　中間周波信号の平均値が小さい場合中間周波信号の圧縮の原因は雑音又は反 射波の受信によることがある。当該の原因は、同一の回路手段を必要とする雑音 感を発生させる：したがって低周波信号の音量を低下することである（ミューテ ィング）。

−中間周波信号の平均値が高い場合には振幅圧縮の原因は反射波受信以外にない 。障害はモノホニツク受信より先にステレオ受信で発生するので先ず始めにステ レオ受信からモノフォニック受信に切換えられ、圧縮がより深くなる場合には、 たとえモノフォニック信号に障害がはいる場合、低周波−音量が低下される。

隣接チャネルテークオーバの検出装置 この場合は、“プロップ（ｐｌｏｐ）　’″音状似たノイズとなる、隣接送信機 の送信波の短時間の落込みが発生する。低域フィルタでろ波された低周波が供給 される閾値スイッチを介してこのために一義的な検出が得られる。

本発明の装置の利点として： 原因が受信感度及び選択能力に関する従来の受信機の固有の限界により与えられ ているすべての受信障害が、受信機−標準値（低周波−歪率、ステレオ−クロス トーク）に影響することなしに除去又は低減される−　雑音の中で聴くことので きる送信機ははっきりと受信される（感度上昇８ないし１ＯｄＢ）。

−短時間の信号の弱まりによる障害（かげ、フラッタ−７エージング等）が強く 低減される。

〜　最高の強度までの隣接チャネル障害すなわち完全な隣接チャネル送信機のテ ークオーバが抑圧される（選択度利得的３０ｄＢ）。

−隣接チャネル障害だけでなくその他のインバンド障害例えば相互変調障害又は ユーロ信号（Ｅｕｒｏｓｉｇｎａｌ）による障害等の抑圧される。

−ステレオ受信は、従来の受信機においてモノフォニック受信にすでに障害があ る場合でも可能である。

−高い障害排除性のためにステレオ−閾値は従来の受信機に比べて約６ｄＢだけ 低い受信電界強度にシフトできる。

−例えば無線放送−データシステムにおけるように付加信号の伝送安全性が高ま る。

−這回り反射による障害が低減される。

本発明の有利な実施例はその他の請求項に記載されており１次に本発明の有利な 実施ρの説明と一緒に図について詳しく説明される。

第１ａ図及び第１ｂ図は本発明σ７　゛、１受信機のｌっの実施例のブロック回 路図、第２図は受信機特性を制御する制御信号を得るために受信状態に特徴的な 信号を論理結合する基礎となる真理値表、第３図は種々の受信状態において有効 な中間周波−通過特性曲線の線図、第４図はトラッキング可能なフィルタの追従 制御特性を制御するための論理結合のための基礎としての真理値表、第５ａ図は 単一回路フィルタの可変の追従制御特性の線図、第５ｂｅＩＪは前置フィルタ及 び帯域フィルタのための可変の追従制御特性の線図、第６図は制御論理装置の位 置部の回路図、第７図は第６図の回路の一部の詳細回路図、第７１！ｌ　ａない しｆは第７図に対応する信号波形図、第８図は隣接チャネル検出回路の回路図、 第８図ａないしＣは第８図に対応する信号波形図、第９図は隣接チャネルテーク オーバ検出回路の回路図、第９ａ図及び第９ｂ図は第９図に対応する信号波形図 、第１θ図は反射検出回路の回路図、第１１図はミューティング動作のための電 界強度検出回路の回路図、第１２図は本発明の受信機の１つの実施例の斜視図で ある。

先ず初めに本回路の基本構成を説明する。第１図に示されているＦＭステレオ受 信機はブロック回路図として入力段及び混合段なしに示され従って図示のブロッ ク回路の入力信号として、１０．７ＭＨｚの周波数を有する正規の中間周波信号 （ＺＦ）が入力側に供給される。当該のいわゆるＭＰＸ信号（“ＭＰＸ”　−Ｍ ｕｌｔｉｐｌｅｘの略号）は通常のアナログのＦＭステレオ放送信号である。

１０．７ＭＨｚ中間濁波入力信号は入力側（矢印）から、ＦＥＴを制御可能な可 変抵抗として有する振幅調整段ｌを介して、１５０ｋＨｚの領域の中に帯域幅を 有する単−回路中間側波前置フィルタ２に達する。

前置フィルタ２には混合段３が後置接続されている、５！合段３の出力側から７ ００ｋＨｚの領域の中間周波信号が取出される。混合段３を位相変調器４を介し て制御する発信器５の周波数はｌ　ＯＭ　Ｈｚである。

混合段３の出力信号は２回路帯域フィルタ６に達する。この帯域フィルタ６は、 対応する入力側に印加される２つの制御信号り及びＡを用いてそれぞれ内部抵抗 の並列接続により２段減衰される。抵抗はこの図においてシンボル的に示され、 公知の方法でフィルタの減衰の増大を実現するためにフィルタ回路に並列接続さ れている。このようにして希望の通過特性曲線の希望の平坦化が得られる。帯域 フィルタ６の帯域幅は、マルチプレクス信号の伝達のために約９０ｋＨｚに定め られている。

帯域フィルタ６の出力側に、レベル低下のための回路として減衰器すなわちレベ ル低下段７が接続されレベル低下段７により２つの異なるレベル低下が、対応す る制御信号り及びＡにより選択可能である。これらの信号は信号り及びＡからイ ンバータ７ａ及び７ｂを介して導出される。

作用可能なレベル低下は、帯域フィルタの選択的な減衰により発生されたレベル 変化を補償しその結果、レベル低減段７の出力側からの中間周波信号は大幅に一 定の振幅を有する。偏差は、後述の調整装置により補償されこの調整装置の入力 信号はレベル低減段７の出力側の後で、場合に応じて線形増幅の後取出されるレ ベル低減段７の出力側の後に続く信号処理回路は分岐している。上側に示されて いる処理分岐では、周波数特性への影響を与えずに僅かな振幅増幅が行われる。

増幅器８の出力側に制御可能なスイッチング段９が設けられ、このスイッチング 段９を用いて制御信号Ｂにより当該信号処理分岐を遮断することができる。増幅 器８の出力側からは、後述の種々の段に供給される信号が取出される。この信号 はスイッチング段９により制御されない。

下側に示されている信号処理分岐では信号は、非常に狭帯域で順次に接続されて いる２つのプルフィルタｌＯ及び１１のうちの第１のフィルタ１０に達する。

“非常に狭帯域”とはここでは約２０ｋＨｚのことである。これらのフィルタｌ Ｏ及びＩＩのうちの第１のフィルタｌＯは、対応する制御信号りにより同様に、 適当な回路定数の抵抗の並列接続により減衰可能である。減衰はこの図では抵抗 によりシンボル的に示されている。

（個々に切換可能な）減衰は帯域フィルタ６においても単一フィルタ１０におい てもそれぞれの通過特性曲線の平坦化作用をする。

第２の単一フィルタ１１には別のスイッチング段１２が後置接続され、スイッチ ング段１２によ’Ｊ同様ｉ：、制御信号Ｃにより当該の信号処理分岐を遮断する ことができる。

スイッチング段９及び１２の出力信号は加算段１３で加算される。加算段１３は 、ろ波された中間周波信号を復調器１４で行う復調のために必要なレベルに高め る加算増幅器である。

増幅器１６の出力信号は並列に、制御信号Ｆ又はＫを介して制御される２つのス イッチ１７及び１８を介して２つの制御回路網１８及び２０に達する。制御回路 網１８からは前置フィルタ、帯域フィルタ、単一フィルタのための制御信号が適 切な個所から取出される。制御回路網２０を介して位置変調器のための制御信号 が得られる。

復調された信号から、先行のフィルタ段のための追従制御電圧が取出される。こ のために、先ず初めに（１点鎖線で囲まれている）制御回路網１５に供給される 。制御回路ｌｌｌｌ１６は、入力側増幅器１６に続いている第１の分岐に制御可 能なスイッチ１７と、フィルタ特性を切換えできる制御回路網１８とを含み制御 回路網１８からは、一方では前置フィルタ２と帯域フィルタ６とのための追従制 御電圧と他方では２つの単一フィルタｌＯ及び１１のための追従制御電圧とが取 出される。

復調器１４の出力側から取出される復調された低周波（ＮＦ）信号は増幅器段２ １により僅かにレベルを高められ第１の補正フィルタ２２に供給される。この補 正フィルタ２２には第２の補正フィルタ２３が続き補正フィルタ２３は、外部信 号Ｊにより制御可能なスイッチ２４により選択的に橋絡可能である。補正フィル タ２２及び２３により出力信号はレベル補正及び位相補正され、先行の２つのフ ィルタ分岐における異なるレベル変化及び位相変化が、それぞれ選定されている 処理方法に従って補償される。

切換可能なフィルタ２３により、後述の隣接チャネル干渉が発生した場合には低 周波信号の高さは僅かに高められ、狭い中間層波数帯域幅により生ずるレベルの 低下が補償される。

ＭＰＸ信号のすべての成分を含むこのようにして補正された低周波信号は、補正 段に後置接続されている制御可能なミューティング回路２５に供給され次いでス テレオ復調器２６に供給されステレオ復調器の出力側からは左側の低周波信号Ｎ 　Ｆ　Ｌ及び右側の低周波信号ＮＦＲが取出される。ステレオ復調器２５は、制 御入力側によりモノフォニック動作に設定可能である。

モノフォニック動作の場合には２つの低周波出力信号は同一である。

中間周波は、固定した電圧値に制御される。このために中間周波は、整流器２７ と積分器２７ａとから成る調整器回路に供給される。積分器２７ａの入力側には 調整偏差が供給されその出力信号は調整電圧を形成する。

調整回路に入力信号として供給され調整領域中で平均値が一定である整流された 中間周波数は、隣接チャネル検出、反射検出、ミューティング検出のための入力 量として用いられる。

積分器の、出力側から取出される調整電圧は調整領域中において中間周波数の入 力レベルのための尺度ひいては有効電界強度のレベルのための尺度である。調整 電圧は、入力信号が所定のレベル（例えば２μＶアンテナ入力電圧）の上に位置 するか又は下に位置するかについての情報のみを取出す別の検出回路に供給され る。

低周波信号は、隣接送信機の送信波が一時的に“侵入”したかどうかの情報を取 出す別の検出回路の入力量である。この隣接チャネルテークオーバの障害領域に おいて検出回路は相応の信号を送出する。

モジュール２８に統合されている検出回路の入力は１、隣接チャネル（Ｎ　Ｋ） の検出及び反射検出のためとミューティングのための整流された中間周波、２、 電界強度の値の検出のための中間周波信号の調整電圧、 ３、隣接チャネルテークオーバ検出のための低周波信号である。

これらの検出回路は、破線で囲まれているモジュール２８の中に統合され、モジ ュール２８の出力信号は種々のフィルタ段及びスイッチング段に制御信号として 供給される。これらの検出回路は、受信状態が障害を受けているにもかかわらず 比較的最良の音質を補償するためにフィルタ特性及び追従制御特性及びその他の 信号処理基準を切換えるすべての必要な切換信号を発生する。モジュール２８の 中には前述の追従制御電圧発生回路は含まれていない。

従ってモジュール２８の中に含まれている殆んどすべての検出回路の入力信号が 、調整器２７．２７ａの出力信号としての包路線から取出すことができる。すな わち電界強度検出装置回路２９、隣接チャネル検出回路３０、反射検出回路３１ 、隣接チャネルテークオーバ検出回路３２、ミューティングのための電界強度検 出回路３３の出力信号を取出すことができる。ミューティングのための電界強度 検出回路３３はミューティング回路２５の制御のために用いられ、再生音量を突 然の雑音により低下すべき時に出力信号を送出する。ミューティングのための電 界強度検出回路３３は、使用信号が雑音の中に埋まる時を検出するすなわち中間 周波が利用可能な低周波信号を供給するためには小さくなりすぎた時を検出する 。この回路３３は、例えば同調の際に個々の送信機の厳密な同調の間の雑音を抑 圧するために用いられる公知のミューティング回路に相応する。

第１ｂ図において反射検出回路３１の後に破線により示されている接続により示 されている変形においてはミューティング信号は、切離されている回路３３の代 わりに同様に反射検出回路３１（出力側ａ）により検出される。さらに反射検出 回路３１により、前もってアンテナダイバーシチが設けられている場合（出力側 ｄ２）、アンテナ切換信号も発生される。これに関する詳細は＄１０図に基づい て説明する。

隣接チャネル検出回路３０にはさらに、隣接チャネル干渉の強度の個々の段階を 区別する３つの弁別器回路３４ないし３６が後置接続されている。回路３４は最 も弱い干渉強度に回路３６は最も強い干渉強度に対応して配置されている。

これらの検出回路の出力信号は後続の評価回路３７に達しこの評価回路３７は先 行の回路の出力信号の論理結合においてそしてこれらの出力信号に依存して信号 処理を制御する。サーチされた受信条件に依存してフィルタ減衰、信号処理路ひ いては通過域特性が切換えられる。減衰が付加接続されるか又は除去されるかに よりそして選択的に論理結合の結果に依存して１つの処理チャネルのみが接続さ れるか又は２つの処理チャネルが重畳されるか又は他方の処理チャネルのみが接 続されるかにより全フィルタ特性が制御される。

これは先ず初めに実際の追従制御と無関係に行われる、何故ならばフィルタはそ れらの共振状態において、制御回路ｌｌｌ１１５を介して常時制御されるからで ある。

しかし付加的に更に評価回路３７の出力側から、追従制御を最適に受信条件に整 合させるために追従制御を制御する信号が取出される。

評価回路ブロック３７による入力信号の種々の論理結合は、論理結合モジュール ２００を表す第２図の真理値表から得られる。種々の制御から生ずる通過特性曲 線がそれぞれ第３図に示されている。信号検出部分はブロック２９ないし３３の 回路により表される。信号も理部分は、前述の回路の振幅弁別器（閾値段）と、 第６図の回路における後に詳述するタイマ７０１とを含む。受信状態を決める量 と、信号処理部分の段の制御入力側の量との間の割当てを形成する論理結合回路 は第２図及び第４図の論理部分２００．４００により形成される。

その都度の受信状態の検出後に伝達特性がそれに従って切換えられる。

入力電界強度が従来の受信機の感度限界領域の上である場合そして隣接送信機対 使用送信機の比が比較的小さい“ＮＫＤ”状態に切換えられる。この場合には、 減衰されている帯域フィルタ７（切換信号り及びＡが帯域フィルタ７の減衰作用 を惹起する）の出力信号の線形増幅された部分（増幅器段８及びスイッチング段 ９）のみが復調器２６に接続される。切換信号Ｂによりスイッチ９は閉じられる 。減衰に関して第１の段（切換信号り及びＡはレベル低減段７にも供給される） が作動する。単一回路フィルタ１０及び１１ハ１１４１係しない。

ＮＫｏの場合に全フィルタ帯域幅は約１３０ｋＨｚである。

本発明の受信機の場合に最も幅の広い通過特性曲線（第３図のＩ）は、プルフィ ルタを使用しているために、通常のフィルタを備えている受信機の（第３図にお いて“０″により示されている）通過特性曲線に比べまだかなり狭いが、強い隣 接チャネル干渉の際に接続する後述の帯域幅に比べると比較的に広い。

この形式の動作の場合には、固定しているフィルタを有する受信機に比べて著し く選択度が向上する。

使用電界強度に対する隣接チャネル電界強度の比が高まるとＮＫＩ”に接続され る。この状態は第３図の曲線Ｈの場合である。この動作状層を発生させる対応す る制御信号は弁ｊ１１器段３４から送出される。

ＮＫ、の場合ｊ二は帯域フィルタ６は減衰される（切換信号Ａ）。通過特性曲線 の帯域幅は、第３図から分かるように約５４　ｋＨｚである。

隣接チャネル干渉が強くなるとＮＪＣ，段階が作動しその際に、対応する切換状 態は第１図の弁別器モジュール３５の出力信号により発生される。第２図の真理 値表から分かるようにこのようにして第１の（帯域）フィルタ６が減衰されず第 ２のチャネルが、制御信号により減衰されて接続される。

従ってまたこの信号チャネルが作動する。第３図で■により示されている通過特 性曲線が得られる。中間周波帯域幅４０ｋＨｚである。ＮＫＱ及びＮＫ、の場合 には完全ステレオでありＮＫＩの場合にはステレオペース幅は相当減少される。

次の切換段階■には、受信電界強度が、約２μＶである最小レベルを下回りこれ が、電界強度検出回路２９の対応する出力信号が供給されると到達する。

これは次の状態に導く：帯域フィルタ６は減衰されなくなり（切換信号り及びＡ ）双方のチャネルが作動しくスイッチ９及び１２が切換信号Ｂ及びＣを介して接 続される）単一フィルタ１０が減衰されなくなる。

（減衰信号りが遮断される）。その結果生ずる通過特性曲線はｔ＄３図の曲線■ に相当する。この曲線は共振領域においては、通常のＬＣ共振回路特性を有し約 ８ｄＢの低下すると帯域フィルタ特性曲線ＮＫ２　　（Ｉｌ［）に移行すること が分かる。通過特性曲線における“肩”は追従制御性を改善しその結果、従来の 受信機によっては雑音の中でほとんど聴取できないような非常に弱い受信信号に おいても良好な受信が可能となる。

選択能力をさらに高める受信状態は、極度に強い隣接チャネル干渉の際に有効と なる。この受信状態はＮＫ３により示されこれは、第１図の弁別器段３６の対応 する出力信号により指示される。

クラス３（ＮＫｓ）の隣接チャネルにより影響を受ける受信信号は、隣接送信機 の完全なテークオーバすなわち占有支配にまで達することのある極端に強い隣接 チャネル干渉を有する０本発明の装置においてはフィルタ装置の通過特性曲線は ざらに輻狭くなり（第３図の曲線ｖ）、強く影響する隣接チャネル干渉でも遮断 される程に信号処理にいて狭帯域となる。このために、狭帯域のチャネルは減衰 なしで作動される（切換信号Ｂ及びＤは遮断され切換信号Ｃは接続される）。

３ｄＢ−帯域幅は約１８ｋＨｚである。

このようにして最も狭い帯域幅のみが使用可能であるだけとなる；動作状態はモ ノフォニックである。最高の選択度を有するこの状態に最適化されているフィル タ制御電圧及び発信器制御電圧により、伝送品質がほとんど劣化されない伝送が 実現される。

このようにして実現されたフィルタ通過特性は、本発明の思想から逸脱すること なしに別の方法で例えばデジタルフィルタにより実現することも可能である。

受信された信号の品質基準により影響されるその他の量として、第２図の表にお いて■の下に反射の検出が記載されている。受信品質のための前述の基準におい ては常に、より後に記載の信号が、前に記載の信号に比して“優先性”を有する 劣化を意味するすなわち前に記載の信号より優先して処理され、優先度の低し１ 信号を“追い越す”　（第６図に基づく後述の説明を参照）のに対して、反射の 検出はすべての受信条件において有効である。反射の検出においては反射検出回 路３１により切換信号Ｅによりステレオデコーダからモノフォニック動作への戻 し切換えが行われる。モノフォニック動作への戻し接続のための信号が反射検出 回路３１によりミューティング信号と一緒に、中間周波信号の独特の圧縮を介し て検出される第１ｂ図に破線により示されている変形によれば、反射の検出の際 の戻し接続（ＩＶ）は識別信号“微弱信号”　（ｍＶ）が同時に存在することな しに行われるすなわち圧縮は反射を示唆し雑音を示唆しない。

第２図では通過特性曲線の変形のための真理値表が、受信条件を特徴付ける量に 依存して記載されているのに対して、第４図では構成群４００として表構成で概 略的に、トラッキング可能なフィルタの追従制御特性のための真理値表が記載さ れている。受信された信号に独特の量ＩないしＶは第２図のものに相応する。

検出された反射が追従制御特性に何ら作用しないのに対して、隣接チャネルテー クオーバ検出の際に同様にフィルタの追従制御に関する切換作用する付加的信号 ■が記載されている。

信号Ｂから反転により発生される信号Ｂは、周波数切換と、単一フィルタ及び前 置フィルタ及び帯域フィルタのための追従制御特性と、受信状態ＮＫ、における 位相復調器のための追従制御特性を発生する。制御回路網ブロック８の右側の部 分からの単一フィルタｌＯ及び１１の追従制御（第１ａ図）は通常動作において は、１ＯｋＨｚの周波数限界までの僅かな高まり（第５ａ図の実線の変化を参照 ）で変化するのに対して、信号Ｂの切換えにより低域フィルタが接続されその結 果、周波数特性はほとんど平坦に変化する（第５ａ図において破線の変化を参照 ）。前置フィルタ及び帯域フィルタの制御電圧のための周波数特性はＮＫｏない しＮＫ２の受信状態において軽度の低域フィルタ特性を有する。信号Ｂにより発 生された切換えにより低域フィルタ特性は増大される（第５ｂ図の破線の変化を 参照）。

付加的に考慮すべきことは第４図における隣接チャネルテークオーバすなわち隣 接チャネル波が占有支配する信号状態７である。この信号状態は、隣接チャネル 放射が、一時的にこの変調波が占有支配する程に高いような極端な障害状態を表 している。この場合ｉこフィルタ追従制御が隣接送信機にジャンプされこのよう にして障害の印象が強められるので、フィルタ追従制御は隣接チャネルテークオ ーバの場合には信号Ｆにより遮断される。この手段は、低周波信号が提供される 使用者が本発明の受信システムから得る印象を全体的に改善する本発明の受信装 置の仕上り度を示す。フィルタ追従制御の遮断は第１ａ図のスイッチ１７により 行われる。

第２図及び第４図の真理値表により形成される第１ｂ図の評価ユニットすなわち 弁別器３６は、第６図に示されている低周波信号の改善に寄与する回路をさらに 含む。第２図及び第４図の真理値表が、選択された構成に対応して、回路及びソ フトウェア技術の公知の規則による論理ゲートの結合により又は対応するソフト ウェア制御により実現可能であるのに対して、第６図にはハードウェア解決方法 としての実施例が示されている。

第６図に示されている信号処理回路は第２図又は第４図にしたがった評価論理を 行う装置に前置接続されその結果、第１ｂ図の構成群３１．３２及び３４ないし ３６の出力信号は先ず初めに第６図の回路に達するのに対して、第２図及び第４ 図に概略的に示されているように第６図の構成群６００は論理構成群２００及び ４００を制御することができる。第６図の信号処理回路は、回路２９ないし３３ の閾値回路と共働して、不安定で特定されない切換状態を回避して、確実な制御 信号の識別を行う時間閾値回路を含む。

隣接チャネル検出回路の応動の後に信号処理はより狭い帯域で行われるので隣接 チャネル送信機対使用送信機の比すなわち検出情報は低下する。検出情報のこの 低下は、応動閾値の相応する増加により補償される。検出情報の低下は個々の段 の応動閾値にも作用する：フィルタ特性が一定のままであると検出情報は低下せ ず個々の段の応動閾値は互いに上下に段階的に位置しその結果、応動において一 義的な順序が必然的に与えられる。

ここではしかし検出情報は１つの段が応動すると低下しその結果、個々の段の応 動閾値ははっきりと互いに上下に位置するのではなくすべてがほぼ同一の値を有 する。それにもかかわらず応動において一義的な順序を得るために本発明により 検出段は先行の段により阻止され、先行の段が応動したら初めて阻止が解除され る。互いに異なる検出チャネルに対してＡＮＤゲートにより、後の段が、より僅 かな障害に対応する段が応動した後に初めて応動するようにされる。段ＮＫ。

に対応して配置されているＡＮＤゲート６０１に段ＮＫ１の出力信号が供給され 、その結果、ＮＫ２が応動する閾値を決めているフィルタ条件が存在する前に段 ＮＫ、が応動じていなければならない。これに対応することが、ＡＮＤゲート６ ０２と、段ＮＫ、が応動するための段ＮＫ、及びＮＫ、の出力信号に対しても成 立つ。

別のＡＮＤゲート６０３ないし６０６は、後続の処理のため、ＮＫ３、微弱信号 、ＮＫ２　、ＮＫＩ　、ＮＫ。

の順序の信号の優先度を保証する。

モジュール６００の出力信号が、一時的でパルス状の信号の落込み又は障害にお いて本装置の受信特性を屡々変えるのを１防止するために、比較器の出力側から の検出パルスにより、出力電圧が切換電圧を形成するリトリガ可能なタイマ回路 例えば単安定マルチバイブレータがセットされる。保持時間の間に比較器出力パ ルスが発生されないと初めて切換電圧は低下する。この手段により比較器の出力 側からの多くの順次に続く単一パルスが、連続切換電圧に統合される。

特にアナログ回路技術により集積回路を実現する場合に、集積素子のチップ面に 装着するカウンタ又はその他のタイマ素子を不必要に多く使用しないようにする ために、時定数モジュール７０１を制御するために用いられる回路７００が設け られている。モジュール７０１を含む回路７００は第７図ａないしｆにおける対 応する回路個所のパルス波形図により詳細に示されている。

第７図の回路７００の回路部分７０１は２つの７リツプフロツグ７０２及び７０ ３を含み、７リツプフロツプ７０２及び７０３は入力信号によりクロック制御さ れる。入力信号は、Ｍ７図に示されている信号列３により例示されている。マル チバイブレータ７０４ば、第７図のｆにより示されているように繰返し周波数的 ５００ｍ５ｅｃでパルスを発生する。マルチパイプレーク７０４の出力信号は一 方ではＲＣ組合せから成る微分素子により針状パルスに変換され、他方ではイン バータ７０５により反転され、この反転信号が、ＲＣ組合せの形で形成されてい る微分素子により針状パルスに変換され、これらの針状パルスはそれぞれ時間的 に、第７図ｆの信号の立上り縁（第７図ｅの波形）と立下り縁（第７図ｄの波形 ）に対応する。反転されていない信号を微分することにより得られるパルスは信 号変化ｅ）に従ってＡＮＤゲート７０８に達し、ＡＮＤゲート７０８の他方の入 力側には７リツグ７０ツブ７０３の反転出力側Ｑが接続されている。ＡＮＤゲー ト７０８の出力信号はフリップ７０ツブ７０２のリセット入力側に達する。これ に対して微分され反転された信号ｄ）はフリップフロップ７０３のリセット入力 側に達する。時間Ｔ／２の間にわたり入力パルスが第７図ａの入力信号の中に存 在しない場合のみ、フリップ７０ツブ７０３の出力信号ＱによりＡＮＤゲート７ ０８を介して７リツプ７０ツブ７０２のためのリセットパルスが供給される。こ のようにして常に、Ｔ／２とＴの間の位置する最小保持時間が保証される。これ により、障害送信機対使用送信機の比が確実により小さい値をとり従って伝達特 性を選択性のより低い状態に切換えることが可能になると初めてリセットが保証 される。

第１ａ図及び第２ｂ図に示されているいくつかの構成群の第８図に示されている 詳細な回路図は、整流器回路２７、積分機２７ａ、”微弱信号”検出回路２９、 隣接チャネル干渉検出回路３０、隣接チャネル干渉ＮＫ、ないしＮＫ、の評価回 路３４ないし３６に関する。構成群を以降において、それらの能動構成素子のみ の特徴により説明する、何故ならば受動構成素子の配置は、個々の段の機能およ び形から知られており自明であるからである。

トランジスタ８０１を有する第１段は通常の増幅器段を構成する。後続のトラン ジスタ８０２はコンデンサ８０２ａと一緒に包路線整流器を構成しこの包路線整 流器にはエミッタホロワ８０３が後置接続されその際に２つのトランジスタ８０ ２及び８０３は相補形トランジスタである。後続の段２７ａは演算増幅器８０４ と一緒に積分器回路を構成しこの積分器回路は出力側から振幅制御段ｌの制御電 圧を送出する。

後続の段２９は演算増幅器８０５を含み比較器として用いられその際に演算項Ｉ ＩＩＩ器８０５の出力信号は“微弱信号”受信状態を表す。この信号は、入力信 号が、演算増幅器８０５の非反転入力側に前もって与えられている所定のレベル を下回ると送出される。その他の重要な特性として、演算増幅器８０５を有する 回路は、充分な切換信頼度を保証するヒステリシスを有する。

隣接チャネル検出回路３ｏはその入力信号を段２７（トランジスタ８０３）の出 力側から得る。この信号は第８図ａに示されている。入力側トランジスタ８゜６ には高域フィルタが前置接続されている。トランジスタ８０７．８０８及び演算 増幅器８０９から成る後続の段において４０ｄＢだけ信号増幅が行われる。演算 増幅器８０９の出力側には別のトランジスタ８１０がコンデンサＣ８１０ａと一 緒に包路線復調器として後置接続されこの包路線復調器にはエミッタホロワ８１ １が続きこのエミッタホロワ８１１には、ＲＣ組合せから成る低域フィルタ８１ １ａが前置接続されている。トランジスタ８１１のエミッタには段３４ないし３ ６の入力側が接続され段３４ないし３６は比較器回路を構成し演算増幅器８１２ ないし８１４を含む。これらの演算増幅器８１２ないし８１４の非反転入力側に は、段３４ないし３６における隣接チャネル干渉を表す基準量を形成する種々の 直流電圧レベルが供給される。

演算増幅器８１２ないし８１４の出力側からは、隣接チャネル干渉を表す信号Ｎ ＫＩないしＮＫ３が取出される。各ヒステリシス段３４ないし３６にはそれぞれ 、インバータ８１５ないし８１７を介して１つのトランジスタ８１ｇないし８２ ０が対応して設けられ、トランジスタ８１ｇないし８２０は、対応して設けられ ている論理処理された隣接チャネル干渉ＮＫＩ’、ＮＫ２１又はＮＫ３’が現れ た場合にのみ当該の閾値電圧を並列抵抗の遮断により低下する。このようにして 、コントロールされない信号移行が回避される。インバータ８１５ないし８１７ はそれぞれ、対応して設けられている演算増幅器８１２ないし８１４の出力信号 により当該の隣接チャネル障害状態が指示される際に、対応して設けられている スイッチングトランジスタ８１８ないし８２０が阻止されるすなわちこのトラン ジスタを導通接続する入力信号がペースに印加されないようにする。ビステリシ ス回路３４ないし３６は、第６図及び第７図に基づいて説明した時間制御を考慮 しその結果、時間的に重み付けされ“″を付けられた信号がヒステリシス回路３ ４ないし３６のための基準信号として用いられる。

従って、図示されている隣接チャネル検出回路においていは整流された中間周波 信号の高域フィルタリング、増幅、包路線形成、低域フィルタによる平滑化の後 にレベル検出が行われる。

後続の隣接チャネル検出のために、使用チャネルと隣接チャネルとの間に形成さ れる干渉が検出される。

後続の高域フィルタは、第８図すに示されているように中間周波信号における振 幅変調として検出可能である、使用チャネルと隣接チャネルとの間に発生する干 渉のために構成されている。

約６０ｋ）（ｚからの周波数の領域の中の干渉信号はろ波されて取出され、その 際に、中間周波信号に存在する振幅変調とは別の信号は除去され、干渉信号は隣 接チャネル干渉の識別信号として残る（第８図Ｃ）。

この高域フィルタは、約４０ｋＨｚの低域遮断周波数を有し２極形高域フイルタ として構成されている。後続の増幅は、演算増幅器が後置接続されている通常の トランジスタを介して行われる。

前述のヒステリシス回路により制御される、演算増幅器により構成されている検 出回路の入力レベルの切換えは、信号処理の際の帯域幅の変化により生ずるレベ ル変化が、検出された信号条件に基づいて本装置の中の信号処理の変化の後に直 ちに戻し切換えを行わないように保証する。

この処理がより狭い帯域で行われると直ちに、干渉に関する２つの情報は同時に 低下しその結果、当該の隣接チャネル検出回路はもはや応動しなくなる。補償手 段を講じなければ、検出段の出力信号の望ましくない振動が結果として発生する 。しかし前述のヒステリシス回路はその都度の信号条件の検出後に比較電圧が低 下されこのようにしてフィルタ帯域幅の縮小後に残った包絡線振幅も応動電圧を 上回ることによりこの望ましくない状態全低下するようにする。

第９図には隣接チャネルテークオーバ検出回路が示されている。

この回路は、隣接チャネル送信機の信号が一時的なテークオーバの際に発生する 強い“プロップ（ｐｌｏｐ）“ノイズを評価する。第９ａ図の入力信号は、低域 フィルタによりろ波された低周波信号から制御器２７を介してその出力側から取 出されるジャンプを示している。直列分岐抵抗９０１と後続のアースに接続され ているコンデンサ９０２から構成されるＲＣ組合せは低域フィルタとして作用し その結果、点すにおいて、第９ｂ図に示されている平滑化された信号が発生する 。

この信号は、エミッタホロワとして接続されているトランジスタ９０３に供給さ れ、トランジスタ９０３は、後続の演算増幅器９０４のインピーダンス変換器と して用いられる。演算増幅器９０４は使用信号を、分圧器を介してその非反転入 力側に印加される、切換えを確実にするために用いられるヒステリシスを有する 約２Ｖの基準レベルと比較する。この基準レベルを上回ると演算増幅器９０４の 出力側から電圧パルスが取出されこの電圧パルスは、発生した隣接チャネルテー クオーバの検出信号として前述のように後続の処理に供給される。

８１０図１：示されている回路において入力信号は先ず初めに帯域フィルタ１０ １に達する。この回路１０１は、３８ｋ）（ｚを僅かに上回る信号混合波の領域 における中間周波圧縮に基づき反射を検出する。この同調は、１９ｋＨｚの副搬 送波信号がまだ障害を受けていないように見えても当該の中間周波信号の中にす でに反射により発生された歪みが検出されるという予期しなかった利点を有する 。前記領域の中の障害の検出により、副搬送波にはまだいかなる障害も検出され ないにもかかわらず、ステレオ信号を損なう障害を検出することができる。簡単 な構成においては場合に応じて周波数フィルタリングも省くことができる。

後続のトランジスタ段１０２はインピーダンス変換器を構成する０次のトランジ スタ段１０３では約１５ｄＢの増幅が行われる０次のエミッタホロワ１０４に後 置接続されている演算増幅器１０５は閾値識別器として作用しその際に非反転側 は、分圧器により構成されている約３．５ないし４．４ｖの基準レベルに接続さ れている。振動回路１０１における評価された電圧過渡的な上昇によりステレオ デコーダのモノフォニック動作への戻し切換えが行われる（信号ｄｉ）。

演算増幅器回路１０５の前で、ミューティング回路のためのアナログ制御信号を （第１ｂ図に破線で示されている変形に対応して）形成している信号ａが分岐さ れる。先行の段により評価された圧縮の深さが雑音障害に相応してより大きい場 合には、第１ｂ図のミューティング回路２５を介して低周波信号レベルの低下が 開始される。反射の際のモノフォニックへの戻Ｌ１１統はこれに対して、高い信 号レベルにおける低周波信号の圧縮に基づいている（信号識別信号“微弱信号” は存在しない一第２図）。

比１：２．５だけ低く位置するレベルにおいて応動する、第２の閾値弁別器を構 成する別の演算増幅器回路１０６により、アンテナダイバーシチの際のアンテナ 切換えのために用いられるデジタル信号（出力側ｄ２）が発生される。従って、 中間周波信号の“雑音”を指示する低い信号レベルにおける圧縮が、所定値を下 回る場合に、受信品質は、演算増幅器の出力側におけるデジタル切換側縁の評価 によりアンテナ切換パルスが、他のアンテナにより多分より好適である受信条件 を得るために作動する程度に低下する。

第１１図において電界強度の検出回路３３は、ミューティング回路２５を制御す るために設けられている冒頭に述べたように７００ｋＨｚの中間周波数は、固定 電圧値に調整される。調整は比較的弱い受信電界強度例えば送信機の受信できる ほぼ限界で開始する。

このレベルの下ではすなわち調整開始点の下では中間周波信号は無付加雑音まで 入力電界強度に比例して変化する。従って中間周波信号は理想的にミューティン 圧が得られこの直流電圧はミューティング−減衰器に供給される。

この回路は、調整の開始点の下で応動する。調整は約ｌμＶのアンテナ入力電圧 でも既に開始する。ダイオードｉｌｌを介して導かれた入力信号は、約２０Ｈ２ の遮断周波数を有する後置接続されている低域フィルタ１１２に達す−る。

低周波信号はしかし電界強度が低い場合のみに低下されるだけでなく反射障害が 発生した場合にも低下される。中間周波包路線を平滑化する低域フィルタの前に このために、ＲＣフィルタが後置接続されているダイオードが配置され、これに より反射圧縮の際に立上り側縁及び立下り側縁のための種々の時定数が有効にな るようにし、前述の低域フィルタにより形成される平均値が圧縮の深さの増大と ともに、平均値が信号の弱まりとともに変化するのと同様に変化する。

後続の信号も理は、後置接続されているエミッタホロワ１１３によるインピーダ ンス変換と、次いで行われる演算増幅器１１４によるレベルの上昇である。

約４Ｈｚの遮断周波数を有する、演算増幅器１１４の出力側に接続されて４いる 別のＴ形低域フィルタ１１５は、比較的緩慢な信号変動の形の通常の長期的な７ エージングー落込みが、余りにも頻繁で支障をきたす切換動作を回避するために ある所定の“遅延時間”の経過後に初めて有効となるようにする。

ミューティング減衰器のための制御電圧は十分に平滑化されなければならないの で低域フィルタのためのある所定の最小時定数が必要である。これによりミュー ティング電圧はある所定の慣性を得る：この慣性は約４Ｈｚまでの電界強度変動 に追従することはできるであろうがしかし急速なフェージング−落込みに対して は余りにも緩慢である。

演算増幅器１１４の出力側に直接に後置接続され閾値弁別器として作用する別の 演算増幅器１１６は、整流された中間用波信号が短期間に閾値を下回るように作 用する、非常に早い障害となるフェージング落込みを検出する。演算増幅器１１ ６の出力信号は、“ＯＲ論理結合２の形式で、第１１図に示されている回路の出 力信号を短絡し、後続のスイッチング段により同様に“ミューティング命令とし て評価される信号状態を形成するスイッチングトランジスタ１１７に達する小さ な時定数を有する第２の低域フィルタを介して、速く続くがしかし強いリップル を有する別の信号が発生される。この信号は比較器に供給されこのようにしてこ の比較器は、無負荷雑音の僅か上にある低い電界強度レベルに達した時に歪みの ない切換信号を送出する。この信号によりミューティング減衰器は急激にその最 大の低下にすなわち残留音量に切換えられる。

機器のミューティング動作に関して、非常に早期に開始するミューティング動作 が、非常に低いレベルに及ぶミューティング動作、さらにはミューティングを全 く用いないすなわち全音量領域にわたり一定の音量とする等の種々の意見がある ことに注意しなければならない。

反射障害の識別も含み遅く変化するソフトなフェージング−ミューティングを有 し僅かな慣性ををしガウス分布的電界強度変動に追従するミューティングはその 調整において外部構成素子により自由に調整可能である。勿論この回路を用いる 必要はない、しかしこの回路はミューティング手段として使用可能である。

第１２図に示されている本発明の受信機の実施例においては、前述の回路を含む ＦＭ受信機が、２つの接続されているスピーカ１２１と１２２を有するＦＭネオ −ラジオの構成を有する。

次に前述の受信装置の中での旭理チャネルを変えるために行われる種々の回路の 共−関係について説明する： 隣接チャネル検出は、使用送信機と隣接送信機との間に発生する干渉を評価する 。この反射はフィルタ状態に対して何らの影響も与えない。反射が検出されると 先ず初めにステレオからモノフォニックに切換えられこのようにして多くの反射 障害がその作用においてすでに除去されている。反射障害がより強い場合にはこ のような除去では十分でない。好適には従って付加的なミューティング回路を設 ける。この付加的ミューティング回路は、モノフォニック動作へ切換えた際に低 周波信号の中で障害として残っている反射障害音の一部も除去する。

すなわち本発明の装置の場合には実質的に２つの制御量の群が作用する：第１の 群はこの全装置の共振状態をシフトする。急峻な側縁をもったフィルタは高域フ ィルタ特性により制御され、幅のより広し１フイルりはこれに対しである所定の 低域フィルり特性番こより制御される。

次に、前述の受信装置の性能についていくつかの受信状層に基づいて説明する： 障害が生ずることなしに、１００ｋＨｚ間隔におし）てステレオ−隣接送信機が 例えば使用送信機の１０倍の電界強度を有することが可能である（本発明の回路 なしでは障害は使用送信機対隣接送信機の比がこれとほぼ同一の時に発生する） 。

２００ｋＨｚ間隔においてステレオ−隣接チャネル送信機の電界強度は、通常の 受信機において障害が発生する電界強度より約３０ｄＢだけより高くすることが 可能である。

２００ｋＨｚ間隔の中に１つの隣接チャネル送信機が存在する場合には選択利得 は、ステレオ受信の場合にこのステレオ受信が隣接チャネル送信機の高さに無関 係のままに維持されることを意味する。２００ｋＨ２の間隔内の隣接チャネル送 信機は、たとえそれらが強くとも、そのスペクトルにより受信チャネルの中に、 七ノフｔニック受信が位置する最高の選択段ＮＫ。

が応動する程には深くは達しない。

３０ｄＢの選択利得はさらに、ステレオ閾値を大きく下回る程に使用電界強度が 低い場合でもテークオーバ領域は、２００ｋＨｚ間隔内の送信機によりほとんど まったく到達されることはないことを意味する。従来の受信機の場合に比べ隣接 送信機は約３０倍だけ電界強度において高くなければならずこれは、９００倍だ け高い送信出力に相応する。

例えば元々強く雑音の影響を受けている使用送信機において同時に強い隣接チャ ネル送信機が存在する場合に受信感度と選択度との双方が同一の程度で要求され る場合に受信性能の改善は著しい。従来の受信機の受信結果として、雑音とクロ ストーク変調との混合が発生するのに対して本発明の解決方法の場合には使用送 信機の明瞭な受信が可能である。

以上が受信状態の例である。

改善は歪率又はステレオクロストークダンピングへの影響なしに行われる。２つ の全ステレオ状態ＮＫＯ及びＮＫ、においては歪率は、変移肩波数が７５ｋＨ２ で一周波信号（オーディオ信号）が１ｋＨｚにおいては１％を下回る。ステレオ −クロストークダンピングはｌ　ｋＨｚにおいて３０ｄＢであり５ｋＨｚにおい ては２２ｄＢである。

本発明はその実施において、前述の有利な実施例にのみ制限されない。むしろ、 基本的に別の形式での実施においても前述の解決方法を用いている多くの変形が 可能である。特に個別論理素子による実現に制限さレルノではなく有利にはプロ グラミングされた論理装置有利にはマイクロプロセッサを用いた論理装置により 実現することが可能である。

赳 ［Ｂ）　　　　（Ｋ）　　　　　ＴＦ）１　　　　＆　　　　　番 Ｆｉｇ、４ Ｆｉｇ、５α Ｆｉｇ、５ｂ α）□ Ｆｉｇ、８ Ｆｉｇ、９ ｄ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　−口ＣＰ％　　　　　　　　　 　　　　　　　　　　　　　　　０％Ｆｉｇ、　１１ Ｆｉｇ、１２ 国際調査報告 ”−Ｋ＋ｒ／ＤＥ　８９１００３５６ 国際調査報告 ＤＥ　８９００３５６ ＳＡ　　　　２Ｂ９０８

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. １．交信されたＦＭ信号を増幅し周波数変換し復調する、中間周波信号処理部と 低周波信号処理部とを含む信号処理部を備えている、チャネル幅に関して比較的 狭い帯域の中間周波信号フィルタの中心周波数を使用変調に依存して追従制御す る手段を備えているＦＭ受信機において、中間周波信号処理部及び／又は低周波 信号処理部の信号伝達特性を制御する回路が入力側がそれぞれ、中間周波処理部 又は低周波処理部に設けられている処理すべき信号を導く回路点とそれぞれ接続 されており、出力側が受信状態又は障害状態を表す信号の出力する受信状態又は 障害状態を表す量を検出する回路（２９ないし３３）を含む信号検出部（２８） と、入力側が信号検出部（２８）の出力側と接続され少なくとも１つの振幅及び ／又は時間閾値回路を備えている、受信状態又は障害状態を表す信号の信号処理 部（６００）と、受信状態又は障害状態を表す信号を信号処理部の処理特性の制 御のたりの制御信号として中間周波信号処理部又は低周波信号処理部の個々の段 に送出する信号出力ユニット（４００，６００）とを含んでおり、前記信号出力 ユニット（４００，６００）の入力側が信号処理部（６００）の出力側と接続さ れ信号出力ユニット（４００，６００）の出力側が中間周波信号処理部又は低周 波信号処理部の段の制御入力側と接続されており、この場合制御信号が少なくと も１つのスイッチング段の入力信号を形成するようにし、該スイッチング段は、 フィルタ追従制御の特性をおよび／または該制御信号によりフィルタ追従制御の ために導出された補償量に影響を与えるようにしたことを特徴とするＦＭ受信機 。
2. ２．フィルタ特性および／または位相変調の影響が、隣接チャネル障害の増加に よる低域通過特性の向上としておよびＺＦチャネルの帯域幅の低減として、形成 されるようにした請求項１記載のＦＭ受信機。
3. ３．隣接チャネル引き受けの場合はフィルタ追従制御が遮断されるようにした請 求項１または２記載のＦＭ受信機。
4. ４．補償量が、追従制御されたフィルクに前置接続されている少なくとも１つの 信号処理段の付加的な位相変調において形成されるようにし、この場合、隣接チ ャネル障害の増加と共におよび狭い帯域のＺＦ処理に応じて位相変調器が投入接 続されるようにした請求項１から３までのいずれか１項記載のＦＭ受信機。
5. ５．信号検出部（２８）に設けられている受信状態又ほ障害状態検出回路が、中 間周波信号の振幅を求めるたりの閾値回路（１０５，１０６，１１４，８０５， ８１２，８１３，８１４，９０４）及び／又は特に障害信号と使用信号との間の 干渉から成る振幅変調を検出するための閾値回路を備えていることを特徴とする 請求項１に記載のＦＭ受信機。
6. ６．受信状態又は障害状態の検出回路が、実質的に２０ｋＨｚないし４０ｋＨｚ の遮断周波数を有する高域フィルクを含む振幅変調の信号成分を分離する回路（ １０２ないし１０４）を備えていることを特徴とする請求項５に記載のＦＭ交信 機。
7. ７．信号成分を分離する回路に、増幅器回路及び／又は増幅された信号の包絡線 を形成し包絡線信号として送出する第２の回路を接続することを特徴とする請求 項６に記載のＦＭ受信機。
8. ８．包絡線を形成する第２の回路に、包絡線信号を平滑化する低域フィルタを後 置接続することを特徴とする請求項７に記載のＦＭ受信機。
9. ９．平滑化された包絡線信号が所定のレベルを越えると、隣接チャネル干渉を指 示する信号を形成する出力信号を送出する閾値回路を低域フィルクに後置接続す ることを特徴とする請求項８に記載のＦＭ受信機。
10. １０．中間周波信号における制御される平均値又は中間周波信号の振幅の制御回 路の入力電圧が、所定の値を下回ると、十分でない入力状態を有する受信状態を 指示する信号を送出する回路を設けることを特徴とする請求項９に記載のＦＭ受 信機。
11. １１．信号処理部の信号処理特性を制御する制御信号が、中間周波信号処理部及 び／又は低周波信号処理部の中の並列な周波数フィルタ時又は線形信号処理路を 付加的に接続又は遮断する切換段（９，１２）の制御入力側の入力信号としての 少なくとも１つの切換信号及び／又は、少なくとも１つのフィルタ通過特性曲線 の対称性を変えるために特に結果として発生する低周波信号を線形化するため切 換段（６，７，１０，１１）の制御入力側の入力信号としての少なくとも１つの 切換信号及び／又は、モノフォニッタ動作に切換える切換段（２６）の制御入力 側の入力信号としての少なくとも１つの切換信号及び／又は、中間周波フィルタ の周波数追従制御の追従制御特性（１７ないし２２）を少なくとも間接的に変え る切換段の制御入力側の入力信号としての少なくとも１つの切換信号及び／又は 、発信器電圧の位相変調器の制御電圧を変える例えば接続及び遮断する切換段（ ４）の制御入力側の入力信号としての少なくとも１つの切換信号から成ることを 特徴とする請求項１に記載のＦＭ受信機。
12. １２．中間周波信号処理部及び／又は低周波信号処理部の中の並列な周波数フィ ルタ又は線形信号処理路を付加的に接続又は遮断する少なくとも１つの切換信号 が、隣接チャネル干渉の場合には中間周波信号処理部が、形成された干渉信号が その都度上回った閾値に依存して、１つ又は複数の段でより狭い帯域幅に切換可 能であり、低周波信号に含まれる高い周波数成分が高められること及び／又は、 低い入力信号レベルの場合には中間周波信号伝達特性が両側で帯域中央からの対 称的に急峻な周波数降下で肩状に続いており次いでチャネル境界に向かってそれ ほど強くなく降下する領域を有すること及び／又は、非常に低い入力信号レベル の下にある場合例えば調整の開始点に対応する閾値を下回る場合には低周波信号 がレベルが低下されその際に特に短時間の信号落込みは低周波信号レベルの低下 を遅延なしに作用するようにする切換段（９ないし１２）の制御入力側の入力信 号を形成することを特徴とする請求項１１に記載のＦＭ受信機。
13. １３．中間周波フィルタ及び／又は位相制御の周波数追従制御の追従特性を制御 する回路を作動させる少なくとも１つの切換信号が、隣接チャネルレベル対使用 信号レベルの比に依存して、特に中間周波信号処理の帯域幅が狭い場合には高い 周波数に向かって変化される、フィルタ追従制御及び／又は位相制御の周波数特 性を低下するためと、特に中間周波信号処理の帯域幅が広い場合にはフィルタ追 従制御において位相変調のための制御信号を遮断するためと、短時間の隣接チャ ネルテークオーバにより発生された、中間周波信号及び／又は低域の低周波信号 における所定電圧跳躍を検出した場合にフィルタ追従制御を遮断するためとに用 いられる切換段（１７ないし２０）の制御入力側の入力信号を形成することを特 徴とする請求項１２に記載のＦＭ受信機。
14. １４．信号検出部分（２８）のための少なくとも１つの入力信号が、信号路の切 換え又は接続及び遮断と無関係であり、固定平均値に調整される中間周波信号を 送出する中間周波帯域フィルタ（６）の出力信号及び／又は、中間周波信号の振 幅制御のための制御段のための入力信号としての積分器回路（１７ａ）の出力信 号及び／又は、復調された中間周波信号を形成することを特徴とする請求項１に 記載のＦＭ受信機。
15. １５．中間周波信号の振幅のための補償手段（８ａ）を設けこの補償手段（８ａ ）が、制御回路の中に設けられている中間周波信号の減衰素子を相応の制御信号 により接続した場合にこれにより発生するレベル低下を、中間周波信号の振幅の ための調整電圧がそのレベルを実質的に維持するように補償することを特徴とす る請求項１に記載のＦＭ受信機。
16. １６．伝達周波数特性が変化した際又は信号伝達路において増幅された際の、ヒ ステリシスを有する切換段（１１４．１１６）を設け、該切換段（１１４，ｌ１ ６）は戻し切換え閾値を応動閾値に比して、信号閾値と比較すべき信号に関して 切換えにより生じた変化が少なくとも補償されるような値だけ変える、特に、隣 接チャネル検出段の応動後に中間周波信号処理がより狭い帯域幅で行われること により発生された隣接チャネル検出信号の低域が少なくとも補償されるような値 だけ変えることを特賞とする請求項１に記載のＦＭ受信機。