JPH03503948A - 受信方法及びその方法を行うための受信アンテナ装置 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 受信方法及びその方法を行うための 受信アンテナ装置 本発明は複数の個別受信アンテナを備えてなる受信方法に関し、この方法では位 相変調はアンテナ出力信号に重畳され、複数のアンテナ信号は加算され、加算信 号は振幅復調される。また、本発明は複数の個別受信アンテナと、位相変調器と 、加算回路と、振幅復調器と、を備えＣなる上記方法を行うための受信アンテナ システム（装置）に関する。

移動受信、例えば、自動車内でのラジオおよび／またはテレビジラン送信の受信 においては、受信をかなり妨害する受信妨害が発生する。そのような受信妨害は 、２つ以上の方向からアンテナ上にラジオまたはテレビジョン波が発生するため である。このいわゆる多経路受信のおきる理由は、ラジオまたはテレビジョン波 は送信機からアンテナに直接到達するだけでなく、例えば、建物で反射され、ま た他の経路に沿って受信アンテナ（ご到達するからである。受信アンテナにより 受信された複数の信号に対する受信経路は長さが異なっており、そのためラジオ およびテレビジ１ン信号、特に周波数変調搬送波をもつものにおいては干渉がお こり、それによって、その結果としての搬送波は、振幅復調と位相復調とをうけ る。

それで、後者は、うるさい受信妨害を与え、それは受信をかなり傷つけまた物理 的要因により、テレスコープ式アンテナであれ、電子短棒アンテナであれ、ある いは電子ウィンドスクリーンアンテナであれ、使用するアンテナの形式に関係な しに発生する。エヌ・チー・ツエット（ＮＴＺ）、　１９５８年Ｎｏ、６．３１ ５〜３１９頁に記載のエル・ｌ−イブシュチルならびにチー・フォーブトの論文 において、例えば、複数の移動受信用個別受信アンテナを備えた多経路受信によ り発生するこの干渉を低減させるための受信アンテナ方式が述べられている。こ の既知の装置においては各個別アンテナに関連するものとして、それぞれの個別 アンテナの各個別信号の振幅が連続的に決定され、かつ監視される受信機を用い る。決定された振幅は比較されて、個別アンテナのそれぞれの最強の信号が、受 信信号として使用される。しかし、この形式のダイパーシティ方式、またパラレ ルまたは受信機ダイパーシティ方式とも呼ばれる、では各アンテナ毎に受信機を 備えなければならないので、非常に高価で、かつ回路技術が複雑である。な甘、 最強アンテナ信号を供給し、前記の規準にしたがってラジオ受信機に接続された 個別アンテナが必ずしも最良信号を供給することは確かではなく、このことは周 波数変調信号について特に当てはまる。

ＥＰｏ　２０１９７７＾２．　ＤＥ　３，３３４，７３５＾２および「フンクシ ャウ」誌、１９８６年、４２〜４５頁に、例えば、始めに述べた形式のもう一つ の受信アンテナ方式が開示されており、この方式では、−個のアンテナから他の アンテナへの、またはアンテナ電圧の一個のリニアコンビネーション（−次結合 ）から他のリニアコンビネーションへの切換えが、受信品質が所定のしきい値以 下に低下した時に行われる。

この方法つまり走査ダイパーシティまたはアンテナ選択ダイパーシティ方式とし て知られているものには、しかし、妨害がおきた時だけしかこの切換動作が始ま らないという不利な点がある。使用者にとって満足でき、かつ彼が聞くことがで きないように、アンテナ間のまたはリニアコンビネーションのアンテナ電圧間の 切換を達成するためには、切換えはきわめて速くおこらなければならずかつ回路 技術の点からみてこれは困難であり、非常に複雑で、制限された範囲でしかでき ない。この受信方式のもう一つの実質的な不利は、他のアンテナが妨害のより少 ないよりよい受信信号を供給しているのに、相対的に良くない信号を供給するア ンテナが切換えしきい値の丁度下で動作を続ける点にある。さらに、たまたま作 動されるアンテナに妨害がおきた時は、それもまた妨害されたり、または前述の ように、切換えしきい値の丁度下にあるかもしれない任意に選択された次のアン テナまたはアンテナのリニアコンビネーションの電圧に切換わる結果となる。そ れゆえに、このダイパーシティ方式の受信の性質は、満足すべきものではない。

ＤＥ　３，６１０，５８０　ＡＩに、受信信号の位相が任意にまた統計的に急変 し、かつその結果の振幅変化が測定されると言うアンテナ受信方法または方式が 開示されている。ごの場合における最適位相位置の設定は、数段階での「試行ｌ 誤」による。このようにして、位相変化が始められ、かつ、この結果がより良い か、またはより悪い合計振幅になるかどうかが決定される。その結果は、各々の 場合に、処理装置（プロセッサ）内に格納される。このような「試行錯誤」方法 もまた時々、受信条件の悪化をもたらす結果となる可能性がある。

ＵＳ−ＰＳ　４，０？９，３１８には、位相変調器により位相変調がアンテナ出 力信号に重量されるところの複数の個別受信アンテナを備えた既知の受信方法が 開示されている。加算回路では、位相変調された出力信号が、位相変調されてい ない他のアンテナ出力信号に加算される。従来の受信回路で周波数変換ならびに 中間周波増幅を行った後、加算信号は次の振幅検出器と同期検出器とにおいて振 幅復調される。これが、加算回路の入力信号が均一な位相位置におかれるように 位相回転要素を連続的に調整するところの制御信号を提供する。

この既知の方法の意図するものは、マイクロ波範囲における送信に対していわゆ るフェーディング効果を低減し、マイクロ波送信方式が２つ以上のアンテナで単 一電磁信号を受信することである。この既知の受信方式は、このように指向性の ラジオリンクを、そして固定アンテナを意図している。この既知の制御方法によ り、指向性ラジオアンテナの受信ローブは、固定受信アンテナで最適受信を得る べく追跡するようにされる。追跡は数分または数時間でおこる。すなわち、相対 的にゆっくりしている。受信ローブは、前述したように、前記の期間でゆっくり しか変化できないので、高速の追跡装置を備える必要はない。この既知の方法の 、自動車ラジオ（移動無線）、特に４０Ｈｚの最低送信周波数での自動車内での ＶＨＦラジオ受信への応用には、移動（自動車）受信では２０ミリ秒以下の追跡 時間が必要となるので、不可能である。自動車受信での追跡時間は、このように 数桁も速い。その上、その既知の方法に存在するかなり長い追跡時間は、ＤＥ　 ３゜５１０、５８０＾ｌから知られる従来の技術に関して以下に詳細に説明する ような可聴範囲の雑音を発生する可能性がある。

自動車ラジオダイパーシティ方式で生じる理由から必要であるような高速自動制 御は、固定ダイパーシティ方式では必要がないだけでなく、妨害が発生するので そこでは不可能である。ＵＳ　ｉ、　８７９．３１８から知られる方法では、− 個のアンテナ出力信号は低周波信号で位相変調される。

それゆえ、制御は必然的にゆっくり行われねばならない。

なぜならば、この低周波変調では、妨害量の変動によって相対的に低速度になる 可能性があるだけである。この理由からも、この既知の固定ダイパーシティ受信 方法は、自動車ラジオダイパーシティ受信には適していない。

さらに、既知の方法では、基本帯域信号用の周波数帯域幅もまた制限され、かつ 低周波変調信号であるため、最低周波数範囲が利用できない。この理由からも、 既知の受信方法は自動車ラジオダイパーシティ受信には適していない。マイクロ 波範囲内の固定ダイパーシティ受信方式では、その時始動する制御動作による位 相のずれは相対的に小さく、かつ９０°の位相ずれを超えない。その結果、制御 信号もまた狭い信号または電圧範囲内にとどまるだけである。制御信号は常に位 相ずれに対して比例を保つ。非常に大きい位相ずれでおきる制御信号の低下、お よび１８０’の位相ずれでおきる無反応範囲、という結果は生じない。これと対 照的に、移動ダイパーシティ方式では、大きい位相ずれ、および３６０゛の全位 相範囲にわたるジャンプ、および高変化率（レーレイ・フェーディング）を予期 しなければならない。この場合、固定ダイパーシティ方式についてのＢＰ−０２ ２７０１５＾Ｚにて述べられたような制御方法は、応答が遅い理由で、または無 反応がおきた時にさらに遅くなるだろうとの理由で、使用できないであろう。固 定指向性のラジオ送信用のダイパーシティ受信方法と自動車内での移動受信との 間のもう一つの基本的な相違は何かと言うと、特に例えば、自動車における移動 無線ダイパーシティアンテナと対照的な指向性ラジオ装置における個別アンテナ は常に信号を受信するが、これに反して、移動無線では、非常に多様な入射角度 と特性のために、各アンテナは、いかなる位相と振幅の位置においても信号が完 全になくなるまでそれを受信できる、という点にもある。このようにして、受信 ローブ付きの光学的な整列用固定アンテナは相対的にゆっくりと追跡するたけで よいがこれとは反対に、移動ダイパーシティ方式の場合には、きわめて広い範囲 内で、位相変化のみならず、また振幅変化をも検出して処理することが必要であ る。これはＥＰ　０２２７０１５＾２から知られる受信方法では不可能である。

それ故に、本発明は移動無線、特に自動車ラジオ受信に適しており、かつ個別ア ンテナにより受信される信号、例えばＶ肝信号の、広い変化範囲にわたる位相と 振幅の両者に関して、非常に速い変化を検出して処理することができ、かつこの ようにして再生された情報をダイバーンティ受信の最適化に利用することができ る、と言う受信方法および受信アンテナ方式を提供するという問題にもとづいて いる。

［ＪＳ　４，０？９，３１８によって知られた受信方法からすすめて来たこの問 題は本発明によれば解決される。本発明では、補助変調信号により、補助変調が 位相および／または振幅変調の影態で個別アンテナ出力信号に重量され、受信回 路で増幅され選択された加算信号は、大きさ、および周波数および／または位相 に関して周波数振幅復調器で復調され、補助変調信号が復調信号から濾波して取 り出され、かつ同期（Ｍｕ器の助けにより、個別アンテナ信号の実数部と虚数部 が加算信号に関して、決定され、それから加算信号に関して個別信号の位相位置 と振幅寄与分が得られ、高周波の個別信号の位相および／または振幅が最適の振 幅寄与の方向に向かって、決定された位相位置および／または決定された振幅寄 与分によって各々変化する。補助変調を個別アンテナ電圧に重畳し、その後すべ てのアンテナ電圧を加算し、そしてできた加算信号を受信回路に供給するところ の本発明による手順にもとづいて、その復調の上への加算信号の与えた変調を評 価することによって、加算信号の位相位置に関する個別アンテナ信号の位相位置 および／または加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与を決定することが可 能である。

このようにして得られた情報によって、以後の制御または切換え動作を行い、個 別信号または受信機でさらに処理される信号を最適化することができる。補助変 調であるから、本発明においては、受信機を一台だけ備えるだけで十分である。

それにもかかわらず、制御および切換え動作を最適化するために、すべてのアン テナ電圧に関する情報が利用でき、その情報がいつでも使用できる。

本発明による受信方法のもう一つの利点は、特にまた、最適状態からのずれに対 して、かつ妨害がすでに発生した時だけでなく、多かれ少なかれ連続的に反応す ることにある。このようにして、妨害の発生を待つ必要がある場合よりも、実質 的に多くの時間を、最適化のため、および制御または切換え動作のために利用で きる。

もう一つの利点は、この受信方式は常に、開始条件とは関係なく最小の妨害の信 号に合わされることである。

すなわち、この受信方式は、従来の方法のように、切換しきい値の丁度下にある ある一定の受信信号またはリニアコンビネーション（−次結合）の受信信号で留 ま７てはいない。反対に、より良いアンテナまたはより良いリニアコンビネーシ ョンの個別アンテナに連続的に設定することが行われ、かつその結果、受信品質 をかなり向上することができる。本発明による受信方法においては、個別アンテ ナ信号の同相的加算がおこるので、すべての個別アンテナの信号エネルギーを利 用できる。

なぜなら、すべてのアンテナ信号の和は、それによって各個別信号よりも良く、 かつ特に、個別アンテナの干渉が、この観点からもかなり改善された受信品質が 得られるように、統計的に平均されるからである。本発明に従った受信方法では 、周波数選択的妨害が発生した場合に、複数の妨害された個別信号から、組合さ れた妨害されない受信信号を発生することもまた可能である。また本発明による 受信方法は、フェーディングとしても知られているところの、進行動作中のシェ ーディングによる選択減衰とは無関係に動作することである。

個別アンテナ出力信号の補助変調は、他の信号と無関係に各々の場合に各信号ご とに評価しなければならない。

それによって、個別アンテナ出力信号の変調を、時間的に連続して行うことがで きる。しかし、異なる周波数の個別アンテナ出力信号について補助変調を行うこ ともまた可能であり、かつその変調はおそらく同時に行うことができる。

このようにして、本発明によるダイパーシティ受信方法では、加算信号に関して 振幅のみならずまた量および位相についても復調されるので、位相位置および振 幅寄与の両者に関して加算信号が調整または制御ができる。

さらに、それぞれの個々のアンテナ信号の実数部と虚数部の両者が加算信号に関 して決定されるので、振幅および位相とは別に、符号も得られる。その結果、位 相回転のみならずまたレーレイのフェーディングについて代表的な零点通過に含 まれるような反対位相へのジャンプを、単一の切換動作で確実に検出して、補償 することができる。

前記のＤ２３，５１０，５８０とは対照的に、本発明によるこの方法では、加算 信号に関して個別信号位相および振幅の両者が一意的に測定され、かつそれによ って、位相要素を特に正確に規定して設定することが行われる。作業手順の数は 、それによりかなり低減される。これにより、本発明においては、対応して必要 な切換えが減少し、かくして切換えにより発生する僅かの妨害もまた実質的に低 減するという利点をもつ。既知の装置において十分速く反応するためには、速い 自動車走行、例えば、時速１５０ｋｎ＋の場合、最も好ましい場合におけるＶＨ Ｆ範囲内での２つの連続した受信最小値の時間間隔が１．５メ一トル／１５０に ／ｈ、すなわち３６ミリ秒である時は、もしダイパーシティ方式が４つのアンテ ナを持つならば、時間が３６ミリ秒／４＝アンテナあたり９ミリ秒を超えてはな らない。最小値を避けるためには少な（とも４回の測定が必要である。

すなわち、測定時間は２．２５　ミリ秒の大きさの程度である。

すなわち、４４０ヘルツの周波数（頻度）内にある。しかしこの周波数（頻度） は正確に耳の最大感度の範囲内にあり、それで既知の回路における頻繁な切換え による雑音が無視できず、かつ得られる可能性のあるいかなる受信の改善も、切 換えによるこの雑音により相殺される。補助周波数は、使用されない測定チャン ネルにあるので、有用な信号は、測定によって全く影響されない。

ＤＢ　３．５１０．５８０　ＡＩから知られる回路装置の本方法との間の基本的 な相違点は、特にまた、アンテナ信号が、そこで使用されるミキサ内で、異なる 周波数に変換されることにもある。これと対照的に、本発明におけるアンテナ信 号は、もとの周波数位置にとどまり、追加成分がそれに加算されるだけである。

このことは、既知の方法で使用される加算器においては、加算は本発明の場合の ような高周波範囲内でなく中間周波範囲内で行われることを意味する。明らかに 、既知の方法の下記の中間周波増幅器には、受信回路、例えば、無線周波回路や ミクサの周波数設定に必要な部品が欠１プている。それらの部品は、各アンテナ に対して別々に存在しなければならず、且つこのことは回路にかなり費用がかか ることをあられしている。これとは対照的に、本発明においては、信号が、受信 回路の前の高周波側に加算され、従って、ダイパーシティ方式に対して非常にわ ずかな適応性しかない通常のラジオ受信機が使用できる。

さらに、ＤＥ　３，５１０．５８０　ＡＩによる回路装置における増幅されかつ 選択された加算信号は、合計の信号として、振幅復調器により復調される。

本発明においては、増幅されかつ選択された加算信号は、補助変調成分の大きさ および／または位相に関して復調される。既知の回路装置とは対照的に、位相情 報は、多経路受信でおきる妨害振幅変調によってはわずかじか影響されない。そ の結果、情報は、実質的により高品質のものが得られる。

ＥＰ　０２２７０１５　Ａ２に記述されたダイパーシティ方式は、２個の受信ア ンテナを備えている。３個以上の受信アンテナを使用する時は、すべての微分位 相を測定せねばならない。これにはｎ（ｎ−１）個の測定装置、すなわち、がな りの装置費用が必要である。それに対照して本発明においては、加算信号に関し て個別の信号の位相分離は常に明瞭でかつ最適を指す方向になされる。装置費用 は、アンテナ数と共に直線的に増加する多数の振幅変調器と位相回転要素により きまる。しかし評価手段自体は常に一度だけしか現れない。

振幅及び周波数又は位相に関して復調された信号は、補助変調信号でコヒーレン トに復調されることが好ましい。復調された信号の混合から補助信号が選別され る。

それによって、補助変調の同相成分は移相補助変調信号の実数部及び虚数部に該 当する。たとえば、もし補助変調が振幅変調ならば、同期的に復調された？Ｎｍ 検波器の出力信号は実数部を供給する。周波数変調復調器は微分位相変調信号を 供給する。これから、同期（ＮＨの助けをかりて、位相において９０°までシフ トされた虚数部を得る。

前述の場合と反対に、もし攬数の同期？Ｍｕ器が９０’まで移相された補助変調 信号で駆動されると、理想的部品、すなわち、例えば処理された信号のいかなる 歪又は他の妨害ももたらさない部品を宵する回路構成においては、その出力信号 は消失するはずである。通常、本発明による受信方式で使用するためのラジオ受 信器は予め決められている、すなわち既存のものである。しかしながら、そのよ うなラジオ受信器は、理想的部品でない部品で構成されている。したがって、出 力信号が消失するところの上記理想状態は、達成することができない。本発明の さらなる発展によれば、（Ｍｕ傷信号、９０゛まで移相された補助信号と、そし て、その受信方法を与えるために必要な非理想的な部品を通して生じる妨害を補 償するために用いられるこの方法で得られる信号とで付加的に、コヒーレントに 復調される。

本発明のさらなる展開によれば補助変調が有効信号によって制御された振幅位相 両変調形式の間の比である振幅変調及び位相変調であるときが特に有利である。

この方法において、瞬間的な信号状態による妨害の影響を補償することができる 。

本発明のさらなる実施例は、高周波個別信号の位相及び振幅が予め決められた位 相においてだけ決定された位相位置及び／又は決定された振幅寄与及び／又は振 幅状態に依存して変化することに存する。

ある好ましく、そして、特に都合の良い状態が予め決定され、それが位相位置及 び／又は決定された振幅寄与に対応するよう選択され且つ設定され又は活性化さ れるというように定められる。このようにして、また、特に都合良くそして明瞭 な状態だけが選択され設定されることが保証される。

この点に関しては、一方向だけのパターンが発生するように高周波個別信号の位 相を変更することが特に有利である。これは多経路受信の可能性をさらに少なく する。

補助変調として、位相と振幅変調の両方が、またこれらの２つの形式の組合せも 同じように可能である。

本発明による受信方法の特に好ましい実施例は、特定の評価された高周波個別信 号が加算信号の位相の方向に回転させられる点にある。実施例を参照して下記に 詳細に述べるように、この態様において受信回路のための入力信号を連続的に最 適化することが、多経路受信への妨害が特にうまく微小化されるという意味で達 成される。

受信方法のこの実施例において、各高周波個別信号は高周波加算信号の位相の方 向に回転される、すなわち、高周波個別信号の位相は、加算信号の位相位置や振 幅に関連して高周波個別信号の位相が加算電圧の位相に合うように、個別信号の 位相位置及び／又は振幅寄与の情報を含む信号に依存して制御され変化される。

この方法において、最適な妨害抑制が、受信器において評価される受信信号につ いて得られる。

各高周波個別信号の位相を変更するについては、それらが可能な限り単一なパタ ーンフオームを有する、実質的に円形のパターン（？Ｉ数）であるように選択す ることがアンテナパターンとして有利である。このようにして、最適方向のパタ ーンを合成することができる。

もし補助変調が、予め決められたクロ／クシ−ケンスにおいて個別アンテナ出力 信号上に連続して重量されるならば、それが有利である。このクロックシーケン スは、Ｖ１１Ｆ帯、ずなわちｌ００Ｍ１ｌｚ帯において、１５０ｔｓ／ｈの車速 で１／４波長進行距離当り複数のサンプリングができるように、ミリ秒の大きさ の程度のものであることが好ましい。

本発明のまた別の実施例は、クロックシーケンスが車の速度によって制御される ことに存しており、クロックシーケンスを制御するためのその信号は好ましくは 車のタフメータからもたらされるものである。車速に依存するクロックシーケン スを調整することによって、個別信号の変調クロックシーケンスは、さらに一層 最適なものとすることができる。

この発明に係る受信方法のさらなる発展は、補助変調が個別のアンテナの出力信 号に好ましくは連続して重畳されるところの開始瞬間が有効信号（ｕｓｅｆｕｌ 　ｓｕｇｎａｌ）自体により制御されるというところにある。これはクロックシ ーケンスが有効信号の零点通過の生起によりトリガーされるときに特に有効であ る。このようにして、加算信号の位相位置に関しての個別信号の位相位置および ／または加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与についての対応する測定が 伝送チャンネルにおける同一の周波数において常に行われることが保証される。

その結果、有効信号の異なる周波数または振幅にもとづく測定誤差が生じること はありえない。

この発明に係る受信方法の特に有効な、さらなる発展は、リニアコンビネーショ ンズ（−次結合）がアンテナ出力信号から形成され、それに対して補助変調が重 畳されるところにある。これは、補助変調がアンテナ出力信号に重量されるので はなく、リニアフンビネーン３ンズに重畳されるということを意味する。アンテ ナ出力信号のリニアコンビネーションズの使用は受信システムにおける妨害抑制 をさらに改善することを可能にする。

個別アンテナパターンは少なくともほぼ円形パターンであるという、すでに説明 した実施例におけるように、同じ理由により、リニアコンピネーシヲンズにより 形成されたアンテナパターンが、もし少なくともほぼ円形パターンであるならば 、ここでもまた有効である。

特に、この発明に係る方法のさらなる発展は、変調されたアンテナ出力信号の変 調パラメータが、補助変調周波数が伝送チャンネルの未使用周波数領域において 生ずるように選択されるならば大変有効である。従って、これは変調された加算 信号にも適用される。このように、信号自身はここで述べた方法による変調によ っては乱されないことが保証される。

この発明はステレオ多重信号の受信に有効に適用することができる。この場合、 アンテナ信号またはりニアコンビネーンッンズに対し補助変調により付加された スペクトル成分は、有効領域の範囲外の周波数領域、すなわち５７１Ｈｚ以上お よび／または１７および／または２１ＫＴｏあたりに位置すべきである。

この発明のさらなる発展は、例えば特に評価された高周波個別信号を加算信号の 位相の方向に回転させるためのコントロールまたはスイッチング信号としてデジ タル信号を用いることにある。この目的のためにこの発明によれば各個別信号と 加算信号との間の位相差および又は加算信号の振幅に対する個別信号の振幅寄与 はデジタル信号に変換される。

位相の量子化は所望するように選択してもよいであろう。しかし、±９０゛又は ±４５゛の角度に対応して２ビツト又は３ビツトの位相の量子化を選択すること が好ましい。

それゆえアナログ−デジタル変換は回路構成をより簡単にするような簡単なしき い値検出に限定することができる。それより高いビットの量子化は実際問題とし て受信の質に何も評価できるほどの改良も与えない。スイッチング角±１８０゛ のｌビットの量子化でさえ、すでに受信の質において評価できるほどの改良を与 えている。

この発明のさらに有効な実施例によれば、個別受信アンテナは加算信号に対する 個別信号の振幅寄与が所定のしきい値以下に低下したときアクティブでなくなる 。これは、個別信号の振幅上の情報によって行なわれ、例えばこの情報によって 上述したように個別信号がアクティブでなくなるように、又はさらに付加的に他 のスイッチングステップが働かされるようにされる。しかしながら微小な受信信 号成分をもつ個別アンテナをアクティブでなくするための振幅についてこの情報 の使用が特に有利である。というのは、微小振幅成分をもつようなアンテナは実 質的にはシステム全体へのノイズ寄与をするにすぎず、それゆえ実効上不利とな る。しかし、もしこのアンテナの無搬送波両側波帯変調信号が加算信号に供給さ れたならば、そのような接続切離１．アンテナ（ｄｉｓｅｏｎｎｅｅ口ｎｇ　ａ ｎｔｅｎｎａ）の受信信号を依然として連続的に測定されることができる。

この発明のさらに好ましい実施例は、補助変調が有効信号の期間ごとの所定の時 間間隔中にそれぞれの個別信号に重量されるということにある。このようにして 、それぞれの個別信号上への補助変調の重畳はある規定された時点になされるこ と、好ましくは、前記所定の時点においてあらかじめ定められた一定の振幅が存 在する時になされるということが保証される。この実施例は、有効信号がビデオ 信号であり、補助変調がそれぞれの個別信号の綿又はフレーム帰線消去期間中に おいて重量される時に特に有利である。線又はフレーム帰線消去期間は各期間に おいて実質的に同一の振幅を有する。その結果、一定の規定された状態が得られ 、そしてもしも補助変調が実際のビデオ情報が異なった振幅で伝送されているで あろうような時間中に（ｉｎｔｅｒｖａｌ）重量されたならば、その場合に起こ りうるであろうところのいろいろな異なったレベルのせいによるシステムの測定 誤差が生じない。

このさらなる特徴を通じて、個別信号の変調は所定時間内に一種の時多重方法が 結果として生ずるような時間条件に従う。

この発明のさらなる実施例はまた、制御信号に従って受信方法が全体に又は部分 的にアクティブでなくされたりまたはアクティブにされたりすることを樟供する 。もちろん、例えばバックミラー調整のためあるいはウィンドウスクリーンワイ パー用の電気的な補助モーターがスイッチオンしたときに相対的に強い妨害信号 が発生する。

それに従って、個別アンテナを非アクティブにすること、あるいはシステム全体 に影響を及ぼす他の方法をとることができる。

さらなる発展によると、所定の妨害しきい値を超えた時だけ受信方法をアクティ ブにすることも可能である。

例えば、妨害レベルが所定のしきい値をうわまわったかどうかを決定するために 妨害検出器を設けてもよい。

実際の受信回路の伝送形態は位相及び又は振幅プロファイルに関して理想的では なく、それ故、加算又は合成信号の位相及び振幅に関する個別信号の位相位置及 び振幅寄与分の決定の際、エラーが起こり得る。これらのエラーを補償するため に、牛ヤリブレーシ３ンのための加算信号についての更なる本発明の実施例によ れば、もしキャリブレーション信号の手段によってさらなる予め定められた規定 の補助変調が重畳されるならばそれが有利である。従ってキャリブレーン９ン信 号の助けによるこの追加の特徴で、受信回路のキャリブレーションが行われ、信 号の伝送にネガティブに影響を与えるであろう受信回路のエラーが補償され得る 。そのキャリブレーション信号は、個別アンテナ出力信号のための補助変調のた めに用意された方法に類似した方法で処理でき、その結果、先に述べた実施例を また本キャリブレーシヲン信号に適用することができる。

後者の実施例に関連して、その更なる補助変調が個別゛ｒアンテナ出力信号重畳 されるところの補助変調と同一であることは有利なことである。

本発明の更なる展開によればキャリブレーションのために使用される更なる補助 変調はアンテナ出力信号のサブセ／トから形成される加算信号の上に重畳され、 そしてその加算信号は測定された個別信号の相及び又は振幅の変化後生じる加算 信号に多分もつとも近くなる。この実施例によって、得られる最適の加算信号に もっと急速に近づくことが可能である、なぜならばリファレンス信号を形成する ために使用されるアンテナ出力信号のサブセット中に変化を受ける個別信号が含 まれていないからである。もし例えば、インタフイアレンス検出器の助けによっ て、個別アンテナ出力信号が特に乱れていると判明すれば、それらの信号もまた リファレンス信号の構成から除外することができる。

先に述べた本発明の特徴に関連して、もし変化させられるアンテナ出力信号以外 の個別アンテナ出力信号上に補助変調が、補助変調信号による位相及び／又は振 幅変調の形で重畳され、しかも同時に変化させられるアンテナ出力信号上に補助 変調が反対の符号で重畳されれば、そのことは更に有利である。ごの実施例によ り、変化させられるアンテナ出力信号の有効な変調深さくｄｅｐｔｈ）を単一ア ンテナ信号だけによる変調で達成される変調深さに比較して２倍にすることが可 能である。これにより、同じ変調歪み（ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）で高い信号／雑 音比を達成することも可能とする。

更なる本発明の有利な展開は、加算信号の変調が全てのアンテナ出力信号の同時 の変調によってもたらされるということに存する。このことは、キヤリブレーシ ヨンのための加算信号上に更なる予め定められた規定の補助変調がキャリブレー ション信号によって重畳されているところのあの実施例に代るものである。

後者の場合、すなわちキャリブレーションのための加算信号上に更なる予め定め られた規定の補助変調がキャリブレーション信号によって重畳されている時には 、加算器（ｓｕｓｓ＋ａｔｏｒ）と受信回路の間に変調器を備えることが有利で ある。

本発明に依れば次の特徴を有する受信アンテナ装置によっても又設定された課題 が解決される：すなわち、各個別アンテナに続いて、各個別アンテナ出力信号の 上に補助変調信号（ＳＨ＞により補助変調を重畳する一つの変調器；　受信回路 によって増幅され選択された加算信号を１及び／′又は周波数及び／又は位相に 関して復調する一つの復調器；　？Ｗ調された信号から補助変調信号を濾波する 一つのフィルター：　加算信号に関して各個別アンテナ信号の実数部及び虚数部 を決定しかつそれらから位相位置及び振幅寄与分を引き出す同期復調器：　及び 同期？ｊｉｇ器の出力信号にもとづき制御される位相及び／又は振幅設定器。

特に経済的なタイプでは、？ｊｊｒＡ器は周波数又は振幅復調器のみによる構成 もできる。このために、ラジオセラｌ−中の復調器を使用してもよい。

補助復調信号でのフヒーレントな復調のための復調器の後に同期復ｇ器が接続さ れることは有利である。既に記述したように、このようにして、実数部及び虚数 部によって選択を行い、よって符号の決定をすることが可能であり、その結果、 加算信号に関する位相位置及び振幅寄与分が明確に決定され得る。

本発明の特に有利な実施例によれば、各々の復調器及び加算回路の間に、相及び ／又は振幅コントロールエレメントが設けられる。ｔＭＴＡ器の出力信号が相コ ントロールエレメントに供給され、特定の評価された高周波個別信号が加算信号 の位相方向に回転され得る。これは妨害低減に関して有効な信号の連続的で急速 な最適化をもたらす。

１ｉｎ器と各移相エレメントとの間にアナログ／ディジタルコンバータを設ける ことは特に有益である。こうすることにより、各位相エレメントの制御はｉＩｇ 器の出力信号に基づいてディジタル的になされるので回路構成は簡単になる。

アンテナ出力に接続された変調器はクロックジェネレータによって連続的に駆動 されるのが好ましい。上記クロックジェネレータはクロック周波数を固定しても 良いが、復調器出力信号による制御もしくは池の制御を行っても良い。

本発明の他の構成によれば、時間順次式に行う代りに、各信号に異なる周波数を 用いて各アンテナ出力信号もしくはアンテナ出力信号の各リニアコンビネーンヨ ンのための計測を行うことが可能であり、その場合は従って、補助周波数ジェネ レータ及び周期復調器の双方が必要となる。

本発明のさらに発展的なものとして、変：Ａ器の前段にアンテナ出力信号からリ ニアコンビネーションズを形成するマトリックス回路を設けたものがある。実際 のアンテナ出力信号のリニアコンビネーンヲンズによって、組合せた信号の非相 関及び正規化が達成され、こうして本発明によれば受信特性のさらなる改良と受 信アンテナ装置の妨害抑制とを達成する。

復調器は振幅復調器を含むことが好都合である。特に、振幅復調器が準同期復調 器であることは有益である。この態様では、復調は、補助変調を用いて振幅変調 された受信信号の再生信号搬送波と混合することによって行われる。信号搬送波 は、受信信号を振幅制限することによって再生される。その結果として、例えば ＦＭラジオ受信レンジにおける共通チャンネル干渉の場合、その瞬間のより強い 受信信号の量のみが計測される。その結果、ある送信機から他の送信機に代ると 、加算信号はその変調がなされる前よりも強くなり得る。

以下、本発明を音声ラジオ受信機の実施例を例にとって説明する。図において： ＦＩＧ、ｌは本発明による受信アンテナ方法又は方式を説明するための回路構成 を概略的に示す。

ＦＩＧ、２は本発明による方法及び方式の操作モードを説明するためのベクトル 表記での信号の図である。

個別のアンテナ１−１．１−２．１−３．ｌ−４を介して、アンテナ出力がマト リックス回路２に与えられ、その出力において、アンテナ入力信号のそれぞれの リニアコンビネーションズが得られる。そのようなマトリックス回路は一般に知 られていて例えばＥＰ　Ｑ　２０１９７７　Ａｚに詳述されているので、ここで は詳しく述べる必要はない。マトリックス回路２はそれぞれ振幅変調器３の入力 に接続されている。以下に、さらに詳しく説明するように、補助変調は、振幅変 調器３の入力に与えられる信号に連続的に重畳され、タイムクロックシーケンス は、クロック信号入力によって制御され、クロック信号が印加されるところのク ロック信号入力に依存して、対応する入力信号が振幅変調器３の関連する出力に 振幅変調を生じるようにする。

図ではアレイとして模式的に示した振幅変調器３は、各々がマトリックス回路の 出力信号の１つを受けとるところの４つの別々の振幅変調段を有する。個々の別 々の振幅変調段はクロック信号に依存して時間順次的に駆動され、対応して振幅 変調された高周波入力信号を時間順次的に対応して供給する。

振幅変調器３の後には移相エレメント４が続き、これは振幅変調された高周波の 各入力信号に対してクロック信号を介して、これまた振幅変調器３に供給される 同一のクロック信号から、入力信号ごとに連続的に生じる位相回転をもたらす。

以下に詳しく説明するように、位相回転を制御する信号は移相エレメント４に供 給される。

移相エレメント４は、各々振幅変調器３のそれぞれの出力と関連し且つ上記クロ １り信号に対応して連続的に駆動される４つの別々の移相エレメントからなる。

移相エレメント４の出力信号は加算回路５において加算され、受信回路７を備え たラジオ受信機６の入力側に供給される。ステレオ受信の場合は、出力信号Ｒ及 びＬが対応するラインを介してそれぞれのラウドスピーカ−に至る。

受信回路７の、リミッタ段の前の該回路から引出された中間周波出力信号は、増 幅及びフィルタ段８を介してそれぞれ周期復調器１１及び１２を後段に備えた振 幅及び周波数復調器９及びｌＯへ送られる。これらの復調器９．１０゜１１及び １２は当業者にはおなじみの回路である。振幅及び周波数復調器９及びｌＯに続 く同期復調器１１及び１２の出力信号は、アナログ／ディジタルコンバータ１３ へ送うれ、その出力は移相エレメント４の制御入力へ接続される。

クロ１り信号発生器１４は、発振器回路の杉で、振幅変調器３及び移相エレメン ト４の連続的駆動のために上記回路のクロック信号入力に供給される既述のクロ ック信号ＳＴを発生する。クロック信号発生器１４はそのスタートの瞬間に関し ては、トリガ回路１５を介した周波数復調器１０の出力信号をもって制御可能で ある。

補助変調信号発生器１６は振幅変調Ｍ３のそれぞれの、クロ、りすなわち駆動入 力に、各々高周波の個々の信号の連続的変調のため、補助変調信号ＳＮを供給す る。上記補助変調信号ＳＮもまた振幅復調器９に続く同期復調器１１に送られ、 また移相器１７においてもたらされる９０″の位相のシフトをもって、周波数復 調器ｌＯに続く同期復調器１２に送られる。

図示した実施例の動作の態様を第２図を参照して以下に説明する。

補助変調ＳＮは、アンテナ１−Ｌｌ−２，１−３，ｌ−４の出力信号又はクロッ ク信号によって、規定されたクロックシーケンスに対応して、マトリックス回路 で発生したアンテナ出力信号のリニアコンビネーシ讐ンズに重畳される。好まし くは、変調パラメータは、得られたスペクトラムがステレオマルチプレックス信 号の不使用範囲、例えば６２ＫＨｚに来るように選ばれる。振幅変調器３の出力 信号すなわち変調された個別信号は、どの場合も移相エレメント４を経て、個別 信号から加算信号を作るところの加算回路へと進み、その加算回路５は、すでに 述べたように受信回路７から中間周波信号として得られ、そして増幅器及びフィ ルタの段８で増幅され濾波されている。

振幅及び周波数復調器９及び１０において、混合信号は２個の検波器により振幅 と位相に関して復調される。その後同期復調器１１及び１２によって、補助変調 信号の実数部及び虚数部とその符号が決定される。同期？に調器１１及び１２の 出力信号は、実数部及び虚数部として、加算信号の振幅に対する個別信号の振幅 寄与に関する情報及び加算信号の位相位置に関係する個別信号位相位置を含む。

これらの信号は、アナログ／デジタルコンバータ１３において例えば２ビツトで 量子化されて対応する位相回転をさせる移相エレメント４に進む。

上述のように、同期変調器（原文のまま）１１及び１２の出力信号は加算信号の 位相位置に関する個別信号の位相位置に関する情報を含み、それによって移相エ レメントは、測定された個別信号についての瞬間的に存在する位相位置及び加算 信号に対する振幅寄与にもとづいて、第２図を用いて下に説明する態様でその位 相を、変えるよう制御される。

第２図において個別信号の位相位置は実線ベクトルＶｌ、ｖ２、ｖ３、ｖ４によ って表され、これらは点線で示された和ベクトルＶｓを杉成する。例えば個別信 号Ｖのための同期信号復調器ＩＩ及び１２の出力信号の中には、加算信号Ｖから の上記信号の位相差の大きさに関する情報が含まれている。従って、アナログデ ジタルコンバーター１３においてデジタル化されたこの信号は、現在の変調され た入力信号について、移相エレメント４を上記の位相差だけ移相させ、それは本 例の場合の量子化では２ビツトで９０゛であり、このようにして個別信号１／ｉ のベクトルの位相角を加算信号Ｖｓと揃えさせる。移相されたこの個別信号ｖｌ はベクトルＶ’ｌにようて表される。

移相の量子化をより細かくすれば残りのベクトルについても同様の態様で加算信 号Ｓｓの移相に適応できるだろう、しかしながら本件で記述したように９０°の ステップに関しては、個別信号ｖＩだけが位相回転されている、なぜならばそれ は加算信号Ｖｓの位相角から４５°をこえて離れているからである。しかし移相 された個別信号ｖ１を有する新しい加算信号ｖｓ°についての第２図から明らか なように、２ビツトでの位相の量子化で、大部分の場合は十分である。

第２図において個別信号ベクトル■１の矢の終端において補助振幅変Ｒｖｍのた めのベクトル（複数）が示されている。本ケースにおいては個別信号ｖ１の位相 は加算信号Ｖｓに関して約９０°に亘って回転している。その結果振幅変調は位 相変調に変換される。

上記のように、同期復調器１１及び１２の出力信号はまた加算信号の振幅に対す る個別信号の振幅寄与に関する情報を含んでいるので、この情報は又さまざまな 制御及び切り変え操作に使用することができる。例えばある特定のアンテナによ って受信された個別信号の振幅量が加算信号にほんのわずかしか寄与しないとき 、上記の信号によってその特定の個別アンテナを非アクテイブ化することが有利 である。このようにこの個別信号の全体の信号に対するノイズ寄与は支配的であ るから合計信号にとって有害であるにすぎない。

一つのアンテナ出力信号又は一つのりニアーコンビネーシヲンから次のアンテナ 出力信号又は振幅変調のためノ出力信号の次のリニアーコンビネーシせンへと切 ｔ’Ａよるためのクロックシーケンス、すなわちクロック信号Ｓｌの周波数は必 要に応じて選択することができ、又一定にすることもできる。図示された実施例 においてはこのクロックシーケンスは有効信号自体によってトリガー回路１５を 経て制御され、それ故アンテナ出力信号又はアンテす出力信号のりニアーフンビ ネーシ胃ンの引続く変調のための最適な開始瞬間が得られ、またそれと共に対応 する高周波個別信号のための移相エレメントの対応するアクティブ化も得られる 。

本発明は４個のアンテナを有する実施例の好適な例について記述されている。し かしこの方法及び装置は４個のアンテナより多いか又は少ないものにも適用でき る。

例えば遅延部材を経て移相エレメント４にクロ・ツク信号君を供給することも利 点があり、そうすれば移相ニレメン！−４は測定が完了するまで切換えられない 。

有利なことに、補助変調信号発生器１６の信号は遅延部材を経て同期復調器１１ 及び１２に供給される。このことは受信回路７、増幅器及びフィルター回路８及 び復調器９〜１２による遅延を補償することを可能にする。

＼■ｍ 国際調査報告 国際調査報告 ＥＰ　８８００９８１ ＳＡ　　　　２５２０４

Claims (40)

【特許請求の範囲】
1. （１）位相変調がアンテナ出力信号に重量されそのアンテナ信号が加算され、そ して加算きれた信号の振幅が変調されるところの個別の受信アンテナを複数個備 えた受信方法であって、 各アンテナ出力信号に補助変調信号によって位相及び／又は振幅変調の形で補助 変調が重量され、一つの受信回路において増幅され選択された加算信号が周波数 及び振幅変調回路において振幅及び周波数及び／又は位相に関して復調され、 補助変調信号が復調信号から濾波され、そして同期復調器の助けによって個別ア ンテナ信号の実数部と虚数部が加算信号に関して決定され、その中から個別信号 の加算信号に関する位相位置及び振幅寄与が引出され、そして 高周波個別信号の位相及び／又は振幅は夫々決定された位相位置及び／又は決定 された振幅寄与に基づいて最適の振幅寄与に向う方向に夫々変化せしめられる、 ことを特徴とする受信方法。
2. （２）復調された信号が補助変調信号とコヒーレントであるように復調されるこ とを特徴とする請求項１による受信方法。
3. （３）復調された信号がさらに９０°移相された補助変調信号とコヒーレントで あるように復調され且つこのようにして得られた信号がこの受信方法の実施のた めに必要な非理想的部品を通して発生する妨害を補償するために使用されること を特徴とする請求項１又は２による受信方法。
4. （４）補助変調が振幅及び位相変調であるとき、２つの変調形式の間の比が有効 信号によって制御されることを特徴とする請求項１又は２のいずれか一つによる 受信方法。
5. （５）高周波個別信号の位相があらかじめ定められた位相状態において決められ た位相位置にもとづいて変化させられることを特徴とする請求項１から４のいず ４か一つによる受信方法。
6. （６）高周波個別信号の位相が単方向指向性パターンのみが生ずるように定めら された位相位置にもとづいて変化せしめられることを特徴とする請求項５による 受信方法。
7. （７）特定の評価された高周波個別信号が加算信号の位相の方向に回転すること を特徴とする請求項１から６のいずれか一つによる受信方法。
8. （８）個別のアンテナパターンが少なくとも近似的に円形のパターンであること を特徴とする請求項７による受信方法。
9. （９）補助変調が所定のクロックシーケンスにおいて個別アンテナ出力信号に連 続的に重量されることを特徴とする請求項１から８の一つによる受信方法。
10. （１０）クロック信号のクロックシーケンスがミリ秒のオーダーの大きさである ことを特徴とする請求項９による受信方法。
11. （１１）クロック信号のクロックシーケンスが移動体の速度に依存することを特 徴とする請求項９又は１０のいずれか一つによる受信方法。
12. （１２）クロック信号のクロックシーケンスを制御する信号が移動体の回転計か ら得られることを特徴とする請求項１１による受信方法。
13. （１３）クロック信号のクロックシーケンスが有効信号によって制御されること を特徴とする請求項９から１２のいずれか一つによる受信方法。
14. （１４）クロック信号のクロックシーケンスが有効な信号の零点通過の生起によ ってトリガーされることを特徴とする請求項１３による受信方法。
15. （１５）アンテナ出力信号からリニアーコンビネーション（一次結合）が形成さ れ、それに補助変調が重畳されることを特徴とする請求項１から１４のいずれか 一つによる受信方法。
16. （１６）リニアーコンビネーションによって形成されたアンテナパターンが少な くとも近似的に円形のパターンであることを特徴とする請求項１５による受信方 法。
17. （１７）変調されたアンテナ出力信号の変調パラメーターは、補助変調周波数が 伝送帯の使用されない周波数範囲において生起するように選択されていることを 特徴とする請求項１から１６のいずれか一つによる受信方法。
18. （１８）アンテナ出力信号は周波数変調されたステレオマルチプレックス信号を 含み、しかも補助変調によって変調されたアンテナ出力信号は５７ｋＨｚ及び／ 又はステレオマルチプレックス信号の約１７及び／又は２１ＫＨｚの周波数範囲 における補助変調を含むことを特徴とする請求項１から１７のいずれか一つによ る受信方法。
19. （１９）それぞれの個別信号と加算信号間の位相差、及び／又は加算信号の振幅 に対する個別信号の振幅寄与がデジタル信号に変換されることを特徴とする請求 項１から１８のいずれか一つによる受信方法。
20. （２０）位相差が２又は３ビットで量子化されることを特徴とする請求項１９に よる受信方法。
21. （２１）ある個別信号の加算信号に対する振幅寄与が所定のしきい値以下に低下 した時個別の受信アンテナが動作しないようにされることを特徴とする請求項１ から２０のいずれか一つによる受信方法。
22. （２２）有効信号の規定時間間隔中に補助変調がそれぞれの個別信号に重畳され ることを特徴とする請求項１から２１のいずれか一つによる受信方法。
23. （２３）有効信号がビデオ信号であり且つ補助変調はそれぞれの個別信号のライ ン又はフレームのプランキング期間中に重畳されることを特徴とする請求項２２ による受信方法。
24. （２４）制御信号によって受信手段が全体的に又は部分的に起動され又は停止さ れることを特徴とする請求項１から２３のいずれか一つによる受信方法。
25. （２５）所定の妨害しきい値を越える時受信手段が起動され又は停止されること を特徴とする請求項２４による受信方法。
26. （２６）較正のための加算信号の上にさらにあらかじめ定められた規定の補助変 調が較正信号によって重畳されることを特徴とする請求項１から２５のいずれか 一つによる受信方法。
27. （２７）さらなる補助変調が個々のアンテナ出力信号に重畳される補助変調に等 しいことを特徴とする請求項１から２６のいずれか一つによる受信方法。
28. （２８）較正のために使用されたさらなる補助変調が、アンテナ出力信号のサブ セットからなり、且つそれは個別信号の位相及び／又は振幅の変化の後生じてい る加算信号に最も近ずくところの加算信号の上に重畳されることを特徴とする請 求項１から２７のいずれか一つによる受信方法。
29. （２９）変化させられるアンテナ出力信号以外の個別アンテナ出力信号の上に、 補助変調信号による位相及び／又は振幅変調の形で補助変調が重畳され、且つ同 時に変化させられるアンテナ出力信号の上に補助変調が反対の符号で重畳される ことを特徴とする請求項１から２８のいずれか一つによる受信方法。
30. （３０）加算信号の変調はすべてのアンテナ出力信号の同時変調によって達っせ られることを特徴とする請求項１から２９のいずれか一つによる受信方法。
31. （３１）請求項１から３０のいずれかの方法を行なうための方法であって、複数 の受信アンテナと、一つの位相変調器と、一つの加算回路と、一つの振幅復調器 とを備え、更に 各個別アンテナ（１−１，１−２，１−３，１−４）に従続し、各個別アンテナ 信号に補助変調信号（ＳＭ）により補助変調を重畳する変調器（３）、 一つの受信回路（７）によって増幅され選択された加算信号を、量及び／又は周 波数及び／又は位相に関して復調する復調器（９，１０）、 復調された信号から補助変調信号を濾波する一つのフィルター（８）、 加算信号に関して各個別アンテナ信号の実数部及び虚数部を決定し且つそれらか ら位相位置及び振幅寄与分を引出す同期復調器（１１，１２）、及び同期復調器 （１１，１２）の出力信号にもとづき制御される位相及び／又は振幅設定器（４ ）、 を有することを特徴とする受信アンテナ装置。
32. （３２）同期復調器（１１，１２）が補助変調信号（ＳＨ）によるコヒーレント 復調のために復調器（９，１０）の後に接続されていることを特徴とする請求項 ３１による受信アンテナ装置。
33. （３３）位相及び／又は振幅制御部材（４）が移相エレメント（４）であること を特徴とする請求項３１又は３２による受信アンテナ装置。
34. （３４）復調器（９，１０，又は１１，１２）と移相エレメント（４）との間に アナログ／デジタル変換器が設けられていることを特徴とする請求項３３による 受信アンテナ装置。
35. （３５）変調器（３）がクロック発振器（１４）によって連続的に起動されるこ とを特徴とする請求項３１から３４のいずれか一つによる受信アンテナ装置。
36. （３６）各アンテナ出力信号又がそれぞれの場合におけるアンテナ出力信号の各 リニアーコンビネーションに各々異なる周波数をもつ別々の補助変調信号発生器 及び各場合において別々の同期復調器が組合わされていることを特徴とする請求 項３１から３５による受信アンテナ装置。
37. （３７）アンテナ信号（複数）からリニアーコンビネーション（複数）を作ると ころの一つのマトリックス回路（２）を備えていることを特徴とする請求項３１ から３６のいずれか一つによる受信アンテナ装置。
38. （３８）復調器（９，１０）が振幅又は周波数復調器（９又は１０）であること を特徴とする請求項３１から３７のいずれか一つによる受信アンテナ装置。
39. （３９）振幅復調器（９，１１）が準同期復調器であることを特徴とする請求項 ３８による受信アンテナ装置。
40. （４０）加算回路（５）と受信回路（７）間に変調器が設けられたことを特徴と する請求項３１から３９のいずれか一つによる受信アンテナ装置。