JPH03283380A - Microwave oven - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To obtain a high output without generating the molding caused by an increase of the anode current by molding the secondary winding of a high-fre quency transformer with a molding material. CONSTITUTION:The number of turns of the secondary winding 7 of the high-fre quency transformer 10 of a microwave generating circuit is increased, the secon dary winding 7 is molded with a molding material 8 such as plastic with a high insulation property, and the withstand voltage between the secondary winding 7 and other windings such as a primary winding 6 and ferrite cores 1, 2 is sufficiently increased. The intensity of the DC magnetic field applied to the operating space 14 of a magnetron 30 is made large. The anode voltage fed to the magnetron 30 can be increased by increasing the value of the secon dary side high-frequency voltage of the high-frequency transformer 10. The moding caused by an increase of the anode current is not generated, and a high output can be obtained.

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、マイクロ波発生用のマグネトロンをインバ
ータ電源を用いて駆動するようにした電子レンジに関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention relates to a microwave oven in which a magnetron for generating microwaves is driven using an inverter power source.

（従来の技術） 電子レンジは、庫内に収納した食品等を、マグネトロン
で発生させたマイクロ波で加熱するマイクロ波加熱装置
である。(Prior Art) A microwave oven is a microwave heating device that heats food stored in a refrigerator using microwaves generated by a magnetron.

このような電子レンジにおけるマイクロ波発生回路の第
１の従来例としては、第５図に示すように平波倍電圧回
路を用いてマグネトロンを駆動するようにしたものがあ
る。同図において、３１は商用交流電源であり、この電
源３１からの交流電力が漏洩トランス３２の一次巻線３
３に供給されている。漏洩トランス３２の二次側には、
二次巻線３４及びフィラメント巻線３５が備えられてい
る。二次巻線３４には昇圧された電圧が発生し、この二
次側電圧が倍電圧用コンデンサ３６とダイオード３７を
備えた半波倍電圧回路で倍電圧整流され、その整流電圧
がマグネトロン５０の陽極・陰極（以下、アノード・カ
ソードとも云う）間に、アノード電圧として印加されて
いる。また、フィラメント巻線３５からのフィラメント
電圧は、マグネトロン５０のフィラメントに供給されて
いる。A first conventional example of a microwave generating circuit for such a microwave oven is one in which a flat wave voltage doubler circuit is used to drive a magnetron, as shown in FIG. In the figure, 31 is a commercial AC power supply, and the AC power from this power supply 31 leaks to the primary winding 3 of the transformer 32.
3. On the secondary side of the leakage transformer 32,
A secondary winding 34 and a filament winding 35 are provided. A boosted voltage is generated in the secondary winding 34 , and this secondary voltage is voltage doubled and rectified by a half-wave voltage doubler circuit equipped with a voltage doubler capacitor 36 and a diode 37 , and the rectified voltage is applied to the magnetron 50 . An anode voltage is applied between an anode and a cathode (hereinafter also referred to as anode and cathode). Further, the filament voltage from the filament winding 35 is supplied to the filament of the magnetron 50.

このようなマイクロ波発生回路によりマグネトロン５０
からマイクロ波が放射され、庫内の食品等に吸収されて
加熱されるようになっている。With such a microwave generation circuit, the magnetron 50
Microwaves are emitted from the refrigerator, which is absorbed by the food inside the refrigerator and heated.

第６図は、上述の漏洩トランス３２の構成を示している
。ケイ素鋼板からなるＥ型板３８及びＩ型板３９の各積
層体を組合せることにより構成された鉄心に、−次巻線
３３、フィラメント巻線３５及び二次巻線３４が組込ま
れている。また−次巻線３３とフィラメント巻線３５、
二次巻線３４との間に、ケイ素鋼板の積層により形成さ
れた漏洩用コア４４．４５が挿入されている。この漏洩
用コア４４．４５の存在により、二次巻線３４からの出
力を半波倍電圧回路で倍電圧整流したときの直流出力特
性は、第７図のＡ特性線で示すように、成る電流値以上
では、はぼ定電流出力特性を示し、マグネトロン５０の
ような非線形特性（同図中、Ｍ特性線）を有する素子に
、はぼ−定の電力を与えることができる。FIG. 6 shows the configuration of the leakage transformer 32 described above. A secondary winding 33, a filament winding 35, and a secondary winding 34 are incorporated into an iron core constructed by combining a laminated body of an E-shaped plate 38 and an I-shaped plate 39 made of silicon steel plates. Also - the next winding 33 and the filament winding 35,
A leakage core 44,45 formed by laminating silicon steel plates is inserted between the secondary winding 34 and the secondary winding 34. Due to the existence of the leakage cores 44 and 45, the DC output characteristics when the output from the secondary winding 34 is voltage doubled and rectified by the half-wave voltage doubler circuit are as shown by the A characteristic line in FIG. Above the current value, it exhibits a nearly constant current output characteristic, and can provide nearly constant power to an element having nonlinear characteristics (M characteristic line in the figure), such as the magnetron 50.

ところで、電子レンジとして、例えば６００　Ｗのマイ
クロ波出力を得る場合、上述のマイクロ波発生回路にほ
ぼ１２００Ｗを人力する必要があるが、第１の従来例で
は、商用周波数をそのまま用いているため、漏洩トラン
ス３２が、例えば、約４ｋｇ程度とかなり重く、大きく
なるという第１の問題がある。また、この回路方式では
、マイクロ波出力の可変制御が難しいという第２の問題
がある。即ち、この回路方式で出力制御を行う場合、マ
グネトロン５０の駆動と停止の時間比に従って平均的な
出力を制御するという制御方式がとられる。しかし、漏
洩トランス３２に交流電力を供給しても、マグネトロン
５０のフィラメントが十分に熱くなってマイクロ波を放
出するまでには、３秒程度の時間が必要であり、このこ
とから駆動、停止の各時間間隔は士数秒という時間をと
らざるを得ない。このため、マイクロ波出力の連続的な
可変制御はできず、断続的に２種又は３種の出力レベル
に可変するのが限度である。そして、例えば卵調理を行
う場合、上記のように士数秒は６００Ｗで加熱を行い、
次の士数秒はマイクロ波出力を停止する方法で平均的に
出力を減らすというＭ１１８方式は好ましくなく、連続
的な２００　Ｗ程度のマイクロ波出力で加熱を行うこと
が望ましいが、このような制御は困難である。By the way, in order to obtain a microwave output of, for example, 600 W as a microwave oven, it is necessary to manually apply approximately 1200 W to the above-mentioned microwave generation circuit, but in the first conventional example, the commercial frequency is used as is. The first problem is that the leakage transformer 32 is quite heavy and large, for example, about 4 kg. Furthermore, this circuit system has a second problem in that variable control of the microwave output is difficult. That is, when output control is performed using this circuit system, a control system is used in which the average output is controlled according to the time ratio between driving and stopping the magnetron 50. However, even if AC power is supplied to the leaky transformer 32, it takes about 3 seconds for the filament of the magnetron 50 to heat up sufficiently and emit microwaves, which means that the time required for starting and stopping the magnetron 50 is approximately 3 seconds. Each time interval must take several seconds. For this reason, continuous variable control of the microwave output is not possible, and the limit is that it can be varied intermittently to two or three types of output levels. For example, when cooking eggs, heat at 600W for a few seconds as described above.
The M118 method of reducing the average output by stopping the microwave output for the next few seconds is not preferable, and it is desirable to perform heating with a continuous microwave output of about 200 W, but such control is Have difficulty.

一方、上述のような問題を解決するため、電子レンジに
おけるマイクロ波発生回路の第２の従来例として、第８
図に示すように、インバータ電源を用いてマグネトロン
を駆動するようにしたものが考えられている。On the other hand, in order to solve the above-mentioned problems, the eighth conventional example of a microwave generation circuit for a microwave oven was developed.
As shown in the figure, a system in which a magnetron is driven using an inverter power supply has been considered.

整流ブリッジ５１、チョークコイル５２及び平滑コンデ
ンサ５３で、商用交流電源３１からの交流電圧を脈流の
直流電圧に整流する第１の整流回路が構成されている。The rectifier bridge 51, the choke coil 52, and the smoothing capacitor 53 constitute a first rectifier circuit that rectifies the AC voltage from the commercial AC power supply 31 into a pulsating DC voltage.

５４は例えばＩＧＢＴ（Ｉ　ｎ５ｕｌａＬｅｄ　　Ｇ　
ａｔｅ　Ｂ　Ｉｐｏｌａｒ　　Ｔ　ｒａｎｓｌｓＬｏｒ
　）からなるスイッチング素子であり、このスイッチン
グ素子５４と並列にフリーホイーリングダイオード５５
及び共振コンデンサ５６が接続されて共振型のスイッチ
ング回路が構成されている。５７は電子レンジ制御回路
、５８はインバータ制御回路であり、電子レンジ制御回
路５７からの制御信号によりインバータ制御回路５８か
らの駆動信号の周波数（周期）が所定の周波数に設定さ
れるようになっている。そして、インバータ制御回路５
８からの例えば３０ｋＨｚ程度の高周波からなる駆動信
号によりスイッチング素子５４がオン・オフされ、第１
の整流回路で整流された直流電圧がスイッチングされて
高周波に変換されるようになっている。54 is, for example, an IGBT (In5ulaLed G
ate B Ipolar TranslsLor
), and a freewheeling diode 55 is connected in parallel with this switching element 54.
and a resonance capacitor 56 are connected to form a resonance type switching circuit. 57 is a microwave oven control circuit, and 58 is an inverter control circuit, in which the frequency (period) of the drive signal from the inverter control circuit 58 is set to a predetermined frequency by the control signal from the microwave oven control circuit 57. There is. And the inverter control circuit 5
The switching element 54 is turned on and off by a drive signal made of a high frequency of about 30 kHz, for example, from the first
The DC voltage rectified by the rectifier circuit is switched and converted to high frequency.

２０は高周波トランスであり、−次巻線６、二次巻線９
及びフィラメント巻線１１が備えられている。スイッチ
ング回路で変換された高周波が一次巻線６に供給される
。そして二次巻線９に発生する昇圧された二次側高周波
電圧が、倍電圧用コンデンサ５９とダイオード６１を備
えた第２の整流回路で倍電圧整流され、その整流電圧が
マグネトロン５０のアノード・カソード間にアノード電
圧として印加されるようになっている。フィラメント巻
線１１からのフィラメント電圧は、マグネトロン５０の
フィラメントに供給されている。20 is a high frequency transformer, which has a negative winding 6 and a secondary winding 9.
and a filament winding 11. The high frequency converted by the switching circuit is supplied to the primary winding 6. Then, the boosted secondary side high frequency voltage generated in the secondary winding 9 is voltage doubled and rectified by a second rectifier circuit equipped with a voltage doubler capacitor 59 and a diode 61, and the rectified voltage is applied to the anode of the magnetron 50. It is applied as an anode voltage between the cathodes. A filament voltage from filament winding 11 is supplied to the filament of magnetron 50.

第９図は、上述の高周波トランス２ｏの構成を示してい
る。空気ギャップをもたせた２つのＵ字型フェライトか
らなるコア１．２で磁心が構成されている。磁心にはボ
ビン３．４．５が取付けられ、ボビン３に一次巻線６が
巻回されている。ボビン３は、−次巻線６のほぼ中心が
ギャップ位置となるように配置されている。ボビン４に
二次巻線９が巻回され、ボビン５にフィラメント巻線１
１が巻回されている。FIG. 9 shows the configuration of the above-mentioned high frequency transformer 2o. The magnetic core consists of two U-shaped ferrite cores 1.2 with an air gap. A bobbin 3.4.5 is attached to the magnetic core, and a primary winding 6 is wound around the bobbin 3. The bobbin 3 is arranged so that substantially the center of the negative winding 6 is at the gap position. A secondary winding 9 is wound around the bobbin 4, and a filament winding 1 is wound around the bobbin 5.
1 is wound.

高周波トランス２０は、高周波で動作するため、上述の
ように、コア１．２はヒステリシス損や、過電流績が少
なくなるように、材質としてケイ素鋼板ではなくフェラ
イトが用いられている。また、−次巻線６には高周波の
大電流が流れるため、表皮効果による一次巻線６の発熱
を減らすＩＩ的でリッツ線が用いられている。Since the high frequency transformer 20 operates at a high frequency, as described above, the core 1.2 is made of ferrite instead of a silicon steel plate in order to reduce hysteresis loss and overcurrent. Further, since a large high-frequency current flows through the negative secondary winding 6, a Litz wire is used to reduce heat generation in the primary winding 6 due to the skin effect.

このように、高周波で動作するため、高周波トランス２
０の重量は、４００ｇ程度と軽くなり、前記第１の従来
例における漏洩トランスが約４ｋｇであったのと比べる
と、約］／１０に軽量化され、また小型化が可能になっ
ている。さらに、インバータ電源におけるスイッチング
素子のオン時間を変化させることにより、マグネトロン
からのマイクロ波出力を連続的に可変制御することが可
能になり、前記第１の従来例における２つの問題が解決
されている。In this way, since it operates at high frequency, the high frequency transformer 2
The weight of the transformer 0 has been reduced to about 400 g, and compared to the leaky transformer in the first conventional example which weighed about 4 kg, the weight has been reduced to about ]/10, and it is also possible to make it smaller. Furthermore, by changing the on-time of the switching element in the inverter power supply, it is possible to continuously variable control the microwave output from the magnetron, and the two problems in the first conventional example are solved. .

ここで、上述の第１、第２の従来例で、マグネトロンに
流れるアノード電流に注Ｌ１すると、第１０図に示すよ
うに、以下のことが分る。Here, in the above-mentioned first and second conventional examples, if we pay attention to the anode current flowing through the magnetron, we find the following as shown in FIG. 10.

即ち、第１の従来例では、商用交流電源からの入力端子
波形（第１０図（ａ））に対応して半波倍電圧動作を行
っているので、同図（ｂ）に示すように、半波おきにア
ノード電流が流れる。一方、第２の従来例では、高周波
駆動信号によるスイッチング素子のオン・オフ動作に従
う細かい動作を観察すると、高周波については上記と同
様に、半波おきの動作を行っているのであるが、その包
絡線は、入力側で商用周波数交流の全波整流を行ってい
るため（同図（Ｃ））、その商用周波数交流の各半波で
アノード電流が常に流れている（同図（ｄ））。That is, in the first conventional example, half-wave voltage doubler operation is performed in response to the input terminal waveform from the commercial AC power source (FIG. 10(a)), so as shown in FIG. 10(b), Anode current flows every half wave. On the other hand, in the second conventional example, when observing the detailed on/off operation of the switching element by the high-frequency drive signal, it is found that the high-frequency operation is performed every half wave as described above, but the envelope Since the line performs full-wave rectification of the commercial frequency AC on the input side ((C) in the same figure), an anode current always flows in each half wave of the commercial frequency AC ((D) in the same figure).

そして、第１の従来例と第２の従来例について、同一マ
イクロ波出力のときのアノード電流の最大値を比較する
と、インバータ電源を用いた第２の従来例の方が高い。Comparing the maximum value of anode current for the same microwave output between the first conventional example and the second conventional example, the second conventional example using an inverter power supply has a higher value.

この理由を、第１１図及び第１２図を用いてさらに説明
する。第１の従来例では商用交流入力の昇圧トランスと
して漏洩トランスを用いていたので、第１１図に示すよ
うに、その二次側出力が定電流特性を示し、従って入力
電圧が第１１図中Ｃ特性線で示すように低くなってもマ
グネトロンにかなりの電力を供給できる（Ｃ，点）。The reason for this will be further explained using FIGS. 11 and 12. In the first conventional example, a leaky transformer was used as a step-up transformer for commercial AC input, so as shown in FIG. 11, its secondary output exhibited constant current characteristics, and therefore the input voltage As shown by the characteristic line, a considerable amount of power can be supplied to the magnetron even if the power is low (point C).

一方、第２の従来例では、第１２図の電圧・電流特性に
示すように、入力端子が低くなると（第１２図中、Ｃ特
性線）、マグネトロンへの供給電力が極端に少なくなる
（Ｃ２点）。ここで、第２の従来例における高周波トラ
ンスを、第１の従来例の場合と同等の性質を有するトラ
ンスとすることは、フェライトの飽和磁束密度がケイ素
鋼板の約１７３であるため、フェライトコアの断面積を
極端に大きくせざるを得ず、当初のＬ１的であった小型
、軽量化を達成することができなくなるので、非現実的
である。On the other hand, in the second conventional example, as shown in the voltage/current characteristics in Fig. 12, when the input terminal becomes low (C characteristic line in Fig. 12), the power supplied to the magnetron becomes extremely small (C2 point). Here, in order to make the high frequency transformer in the second conventional example a transformer having the same properties as in the case of the first conventional example, the saturation magnetic flux density of ferrite is about 173 that of silicon steel plate, so the ferrite core is This is unrealistic because the cross-sectional area has to be made extremely large, making it impossible to achieve the size and weight reduction that was originally intended for L1.

このため、第２の従来例では、入力電圧が低くなる商用
周波交流の谷の近傍では、マグネトロンに電力を供給で
きず、従って、この部分で供給できなかった電力を商用
周波交流の山の部分で補うために、この山近傍でのアノ
ード電流が増大する。Therefore, in the second conventional example, power cannot be supplied to the magnetron near the valley of the commercial frequency AC where the input voltage is low, and therefore the power that could not be supplied in this area is transferred to the peak of the commercial frequency AC. To compensate for this, the anode current near this peak increases.

このことから、インバータ電源を用いたときの方が同一
マイクロ波出力でもアノード電流の最大値が高くなるの
である。For this reason, when an inverter power source is used, the maximum value of the anode current is higher even with the same microwave output.

ところで、マグネトロンは、モーディングと呼ばれる一
種の不安定動作を起すことが一般に知られている。この
原因は種々あり、例えば、ある条件の位相で多くの放射
したマイクロ波が反射されてマグネトロンに戻ってきた
時や、フィラメントからの１共給熱電了−が不足してい
る時や、またアノード電流が過大に流れた時にモーディ
ングが発生する。モーディングが起ると、マグネトロン
は、マイクロ波を放射せず、人力電力はマグネトロンを
加熱するために消費されてしまい、マグネトロンを発熱
による破壊へと導いてしまう。By the way, it is generally known that magnetrons exhibit a type of unstable operation called moding. There are various causes for this, for example, when a large amount of emitted microwaves are reflected back to the magnetron under certain phase conditions, when there is insufficient co-supply thermal power from the filament, or when the anode Moding occurs when excessive current flows. When moding occurs, the magnetron does not emit microwaves, and human power is consumed to heat the magnetron, leading to destruction of the magnetron due to heat generation.

従って、インバータ電源を用いることによって、小型・
軽量化とマイクロ波出力の連続的な可変制御という２つ
の課題は解決できたが、アノード電流の最大値が高くな
ることに起因してモーディングを起すおそれがあり、こ
の点で大出力を得ることが難しくなったという問題が生
じてきた。さらに、マグネトロンのアノードは、一般に
銅で形成されているが、ここに高周波のアノード電流が
流れるため、表皮効果によって、アノードの発熱が大き
くなる。アノード温度が高くなることも、モーディング
を引起す１つの原因であり、また、発熱し過ぎると、マ
グネトロンの一部の構成部材であるセラミックの部分に
ひびが入って内部の真空が保てず、破壊に至る。従って
、このような点ても、インバータ電源化したことで大出
力を得ることが難しくなっている。このアノード温度を
低ドさせるためには、冷却用送風機からの送風量を増や
すことも考えられるが、これに伴なって、送風騒音が大
きくなるという問題がある。Therefore, by using an inverter power supply, it is possible to
Although we were able to solve the two issues of weight reduction and continuously variable control of microwave output, there is a risk of moding occurring due to the increase in the maximum value of the anode current, and in this point it is necessary to obtain large output. The problem has arisen that it has become difficult to do so. Furthermore, the anode of a magnetron is generally made of copper, and since a high-frequency anode current flows therein, the anode generates a large amount of heat due to the skin effect. High anode temperature is also one of the causes of moding, and excessive heat generation can cause cracks in the ceramic parts that make up some of the magnetron's components, making it impossible to maintain internal vacuum. , leading to destruction. Therefore, in this respect as well, it has become difficult to obtain a large output by using an inverter as a power source. In order to lower the anode temperature, it is conceivable to increase the amount of air blown from the cooling blower, but this raises the problem of increased air blown noise.

（発明が解決しようとする課題） 第１の従来例では、商用周波数をそのまま用いて漏洩ト
ランスで昇圧し、この昇圧した交流電圧を半波倍電圧回
路で整流した整流電圧をアノード電圧としてマグネトロ
ンに供給するようにしているため、電源部がかなり重く
、大きくなり、また、マイクロ波出力の連続的な可変制
御ができないという問題がある。(Problem to be Solved by the Invention) In the first conventional example, the commercial frequency is used as it is, the voltage is boosted by a leaky transformer, and the rectified voltage obtained by rectifying this boosted AC voltage by a half-wave voltage doubler circuit is used as an anode voltage to supply the magnetron. As a result, the power supply section becomes quite heavy and large, and there are also problems in that continuous variable control of the microwave output is not possible.

一方、上述の問題を解決するようにした第２の従来例で
は、第１の従来例のものと同一のマイクロ波出力でも、
この第１の従来例よりもピークアノード電流が増大する
ことに起因してモーディングを引起すおそれがあり、こ
のため、高出力化することが困難であるという問題があ
る。On the other hand, in the second conventional example that solves the above-mentioned problem, even if the microwave output is the same as that of the first conventional example,
Since the peak anode current is increased compared to the first conventional example, there is a risk of causing moding, and therefore there is a problem in that it is difficult to increase the output.

そこで、この発明は、小型・軽量でマイクロ波出力の連
続的な可変制御ができ、さらに高出力化することのでき
る電子レンジを提供することを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a microwave oven that is small and lightweight, allows continuous variable control of microwave output, and is capable of increasing the output.

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は上記課題を解決するために、交流入力を第１
の整流回路で整流して直流とし、この直流をスイッチン
グ回路により所定の周期でスイッチングして高周波に変
換し、この変換した高周波を高周波トランスの一次巻線
に供給し、その二次巻線から出力される二次側高周波を
第２の整流回路で整流した直流をマグネトロンの陽極・
陰極間に印加するマイクロ波発生回路を備えた電子レン
ジであって、前記高周波トランスの二次巻線をモールド
材でモールドしてなることを要旨とする。[Structure of the invention] (Means for solving the problem) In order to solve the above problem, this invention
The rectifier circuit rectifies the direct current, converts this direct current into a high frequency wave by switching it at a predetermined period using a switching circuit, supplies the converted high frequency wave to the primary winding of the high frequency transformer, and outputs it from the secondary winding. The secondary side high-frequency wave is rectified by the second rectifier circuit, and the direct current is sent to the anode of the magnetron.
The present invention is a microwave oven equipped with a microwave generation circuit that applies voltage between cathodes, and the gist is that the secondary winding of the high-frequency transformer is molded with a molding material.

（作用） 高周波トランスの二次巻線をモールド材でモールドする
ことにより、二次巻線と一次巻線等の他の巻線及びフェ
ライトコア等との絶縁耐圧が十分に高められる。したが
って、高周波トランスの二次側高周波電圧の値を高くと
ることができ、この結果、マグネトロンに供給するアノ
ード電圧を高くすることが可能となる。マグネトロンの
人力電力は（アノード電流）×（アノード電圧）として
表現されるので、アノード電圧を高めることにより、ア
ノード電流を小さく抑えても、高い人力電力を供給する
ことができ、したがって、アノード電流の増大に起因す
るモーディング発生のおそれなく、高出力化を実現する
ことができる。即ち、いま例えばアノード電圧４ｋＶ、
ピークアノードｍ流１．２Ａで６００Ｗのマイクロ波を
出力させることができるとした場合、アノード電圧を６
ｋＶに高めると、ピークアノード電流は０．８Ａで同一
のマイクロ波出力が可能となり、ピークアノード電流の
値を低く抑えることが可能となる。(Function) By molding the secondary winding of the high frequency transformer with a molding material, the dielectric strength between the secondary winding and other windings such as the primary winding, ferrite core, etc. can be sufficiently increased. Therefore, the value of the secondary side high frequency voltage of the high frequency transformer can be increased, and as a result, the anode voltage supplied to the magnetron can be increased. Since the human power of a magnetron is expressed as (anode current) x (anode voltage), by increasing the anode voltage, even if the anode current is kept small, high human power can be supplied, and therefore, the anode current can be reduced. High output can be achieved without the fear of moding occurring due to increase. That is, for example, if the anode voltage is 4 kV,
If it is possible to output a microwave of 600W with a peak anode current of 1.2A, the anode voltage is set to 6.
If the voltage is increased to kV, the same microwave output can be achieved with a peak anode current of 0.8 A, making it possible to suppress the value of the peak anode current to a low value.

そして、この場合、アノード電圧６ｋＶに高めて、ピー
クアノード電流を、そのまま１．２Ａに保持すれば、マ
イクロ波出力は９００　Ｗに高出力化される。In this case, if the anode voltage is increased to 6 kV and the peak anode current is maintained at 1.2 A, the microwave output will be increased to 900 W.

また、トランスは高周波トランスを用いることにより、
商用周波トランスを用いる場合に比べて格段に、小型・
軽量化が可能となる。さらに、上述のように二次側高周
波電圧の値を高くとっても、二次巻線はモールド材でモ
ールドされて他の巻線及びフェライトコア等との間の絶
縁耐圧が高められているので、二次巻線と他の巻線及び
フェライトコア等との空間距離を大きくとることが不要
となって小型化が達成される。In addition, by using a high frequency transformer,
It is much smaller and more compact than when using a commercial frequency transformer.
It becomes possible to reduce the weight. Furthermore, even if the value of the secondary side high-frequency voltage is set high as mentioned above, the secondary winding is molded with a molding material to increase the dielectric strength between it and other windings and the ferrite core. It is no longer necessary to provide a large spatial distance between the next winding and other windings, ferrite cores, etc., and miniaturization is achieved.

また、スイッチング素子のオン時間を変化させることに
より、マグネトロンからのマイクロ波出力の連続的な可
変制御が可能となる。Further, by changing the on-time of the switching element, continuous variable control of the microwave output from the magnetron becomes possible.

（実施例） 以下、この発明の実施例を図面に基づいて説明する。(Example) Embodiments of the present invention will be described below based on the drawings.

第１図ないし第３図は、この発明の実施例を示す図であ
る。1 to 3 are diagrams showing embodiments of the present invention.

なお、第１図において、前記第９図における部材及び部
位等と同一ないし均等のものは、前記と同一符号を以っ
て示し、重複した説明を省略する。In FIG. 1, parts that are the same as or equivalent to those in FIG. 9 are designated by the same reference numerals, and redundant explanation will be omitted.

この実施例の電子レンジにおけるマイクロ波発生回路は
、高周波トランスの部分を除いて、前記第８図に示した
ものとほぼ同様のインバータ電源が用いられている。そ
して、高周波トランス１（）が次のように構成されてい
る。The microwave generating circuit in the microwave oven of this embodiment uses an inverter power supply almost the same as that shown in FIG. 8 above, except for the high frequency transformer. The high frequency transformer 1() is configured as follows.

即ち、この実施例における高周波トランス１（）は、二
次巻線７が、前記第８図のものと比べると１．５倍程多
く巻回され、この二次巻線７の部分がプラスチック等の
モールド材８でモールドされている。モールド材８とし
ては、電気的に高絶縁性を有し、且つこの二次巻線７の
材質である銅及びボビン４と同程度の熱膨張係数を持ち
、さらに熱伝導性の良いプラスチック等が選ばれている
。That is, in the high frequency transformer 1 ( ) in this embodiment, the secondary winding 7 has about 1.5 times as many turns as the one in FIG. 8, and the secondary winding 7 is made of plastic, etc. It is molded with molding material 8 of. The molding material 8 may be made of plastic, etc., which has high electrical insulation properties, has a coefficient of thermal expansion comparable to that of the material of the secondary winding 7, copper, and the bobbin 4, and has good thermal conductivity. selected.

また、モールドは、ピンホールが無く、表面には突起部
が存在しないようになされている。Furthermore, the mold has no pinholes and no protrusions on the surface.

−次巻線６の部分は、モールドされていない。- The part of the next winding 6 is not molded.

これは、−次巻線６には、ピーク値で６０〜７０Ａの大
電流が流れ、しかも高周波であるため表皮効果が生じて
熱損失が大きくなる。このため、この熱損失を冷却風で
効率よく放熱させる必要があるからである。This is because a large current of 60 to 70 A at the peak value flows through the -order winding 6, and since the current is high frequency, a skin effect occurs and heat loss increases. Therefore, it is necessary to efficiently dissipate this heat loss with cooling air.

また、フィラメント巻線１１は、十分な絶縁性能を有す
る絶縁被覆付きの巻線が使用されている。Further, as the filament winding 11, a winding with an insulation coating having sufficient insulation performance is used.

そして上述のような発熱上の問題はないので、二次巻線
７の部分と同様に、この部分についてもモルトして差支
えない。フィラメント巻線１１は、上記の絶縁被覆で保
障可能であるが、フィラメントのラインは負の高圧側と
なるので、モールドを施すことにより一層安全性を高め
ることができる。Since there is no heat generation problem as described above, this part can be malted in the same way as the secondary winding 7 part. The filament winding 11 can be secured with the above-mentioned insulating coating, but since the filament line is on the negative high voltage side, the safety can be further enhanced by molding.

第２図は、この実施例に適用されるマグネトロン３０の
例を示している。マグネトロン３〔）は、フェライトマ
グネット１２．１３によって作用空間１４に直流磁界を
生じさせる構成がとられている。即ち、フェライトマグ
ネット１２から磁性体１５で磁束を作用空間１４に導び
き、さらに他の磁性体１６を介してフェライトマグネッ
ト１３及び磁性体ヨーク１７を通る磁気回路が構成され
ている。そして、アノード１８及びベイン１９とカソー
ドとなるフィラメント２１との間に高圧直流電界を加え
ることによりマイクロ波を発振させ、このマイクロ波を
アンテナ２２を介してｍ−ｒレンジの庫内に放射させる
ようになっている。FIG. 2 shows an example of a magnetron 30 applied to this embodiment. The magnetron 3 [) is configured to generate a DC magnetic field in the working space 14 using ferrite magnets 12 and 13. That is, a magnetic circuit is constructed in which magnetic flux is guided from the ferrite magnet 12 to the working space 14 by the magnetic body 15, and further passes through the ferrite magnet 13 and the magnetic yoke 17 via another magnetic body 16. Then, microwaves are oscillated by applying a high-voltage DC electric field between the anode 18 and vane 19 and the filament 21 serving as the cathode, and the microwaves are radiated into the m-r range refrigerator via the antenna 22. It has become.

ここで、フェライトマグネット１２．１３の磁化を強く
し、作用空間１４にかかる直流磁界の強度を大にするこ
とにより、アノード−カソード間に印加するアノード電
圧をより高くしてマイクロ波を発振させることが可能と
なる。フェライトマグネット１２．１３を強く磁化させ
るためには、フェライトマグネット１２．１３の体積を
大きくすればよいが、これは小型化という、この実施例
の［−１的に反するので、フェライトマグネット１２．
１３を、例えば磁化力の強いザマリウムコバルトマグネ
ットを用いることにより、材質的に解決することが可能
である。Here, by increasing the magnetization of the ferrite magnets 12 and 13 and increasing the strength of the DC magnetic field applied to the working space 14, the anode voltage applied between the anode and the cathode can be made higher to oscillate microwaves. becomes possible. In order to magnetize the ferrite magnets 12.13 strongly, the volume of the ferrite magnets 12.13 can be increased, but this goes against the [-1] aspect of this embodiment, which is miniaturization.
13 can be solved in terms of material, for example, by using a zamarium cobalt magnet with a strong magnetizing force.

上述のように、この実施例の電子レンジにおけるマイク
ロ波発生回路は、高周波トランス１０の二次巻線７の巻
回数が高められ、その二次巻線７が高絶縁性を有するプ
ラスチック等のモールド材８でモールドされて二次巻線
７と一次巻線６等の他の巻線及びフェライトコア１．２
等との絶縁耐圧が十分に高められている。一方、マグネ
トロン３０は、作用空間１４にかかる直流磁界の強度が
大になるような構成となっている。したがって、高周波
トランス１０の二次側高周波電圧の値を高くとって、マ
グネトロン３０に供給するアノード電圧を高くすること
が可能となる。マグネトロン３０の人力電力は（アノー
ド電流）×（アノード電圧）として表現されるので、ア
ノード電圧を高めることにより、アノード電流を小さく
抑えても、高い入力電力を供給することができ、したが
って、アノード電流の増大に起因するモーディング発生
のおそれなく、高出力化を実現することが可能となる。As described above, in the microwave generating circuit in the microwave oven of this embodiment, the number of turns of the secondary winding 7 of the high frequency transformer 10 is increased, and the secondary winding 7 is molded of plastic or the like having high insulation properties. Other windings such as the secondary winding 7 and the primary winding 6 and the ferrite core 1.2 are molded with a material 8.
The dielectric strength withstand voltage is sufficiently increased. On the other hand, the magnetron 30 is configured to increase the strength of the DC magnetic field applied to the working space 14. Therefore, it is possible to increase the value of the secondary side high frequency voltage of the high frequency transformer 10 and increase the anode voltage supplied to the magnetron 30. Since the human power of the magnetron 30 is expressed as (anode current) x (anode voltage), by increasing the anode voltage, even if the anode current is kept small, high input power can be supplied, and therefore the anode current It is possible to achieve high output without the fear of moding occurring due to an increase in .

このようにアノード電圧を高くした場合、第３図の特性
に示すように、マグネトロン３０のマイクロ波発振効率
が高くなり、例えば、アノード電圧が４ｋＶで発振効率
７２％であったものが、アノード電圧を６ｋＶと高める
ことにより、発振効率を８１％と向上させることができ
る。そして、このときの二次巻線７での発熱を考えると
、次のようになる。即ち、二次巻線７は、その巻回数を
前述のように１．５倍としたので、巻線抵抗の値も１．
５倍となる。一方、マグネトロン３０への入力電力を一
定としたとき、この二次巻線７に流れる電流値は、はぼ
１／１．５倍となる。巻線での発熱量は、抵抗値×（電
流）２で表されるので、その発熱量は、電流値が１／１
．５倍となったことから、１／１．５倍と小さくなる。When the anode voltage is increased in this way, the microwave oscillation efficiency of the magnetron 30 increases, as shown in the characteristics shown in FIG. By increasing the voltage to 6 kV, the oscillation efficiency can be improved to 81%. Considering the heat generation in the secondary winding 7 at this time, it will be as follows. That is, since the number of turns of the secondary winding 7 is increased to 1.5 times as described above, the value of the winding resistance is also 1.5 times.
It becomes 5 times. On the other hand, when the input power to the magnetron 30 is constant, the value of the current flowing through the secondary winding 7 is approximately 1/1.5 times as large. The amount of heat generated in the winding is expressed as resistance value x (current) 2, so the amount of heat generated by the current value is 1/1
．． Since it is 5 times larger, it becomes smaller by 1/1.5 times.

さらに、前述のマグネトロン３０の発振効率の向上分を
考慮すると、マグネトロン３０のマイクロ波出力を同一
としたとき、二次巻線７の発熱量は、次式で示すように
小さくなる。Furthermore, considering the aforementioned improvement in the oscillation efficiency of the magnetron 30, when the microwave output of the magnetron 30 is kept the same, the amount of heat generated by the secondary winding 7 becomes smaller as shown by the following equation.

１．５Ｘ　［（１／１．５） Ｘ　（７２／８１）］　２−０．５３ 即ち、巻線抵抗が１．５倍程度に増したにも拘らず、そ
の発熱量は５３％となって、極めて小さくなる。1.5X [(1/1.5) It becomes extremely small.

一般に、巻線をプラスチック等でモールドすると、放熱
しにくくなり、温度上昇が大きくなるが、この実施例で
は、上述のように、二次巻線７からの発熱量自体を少な
くすることができるため、モルトしても不安のない温度
上昇に抑えることが可能となる。Generally, when the winding is molded with plastic or the like, it becomes difficult to dissipate heat and the temperature rise increases, but in this embodiment, as mentioned above, the amount of heat generated from the secondary winding 7 itself can be reduced. , it is possible to suppress the temperature rise to a safe level even when malting.

そして、インバータ電源の採用でトランスは高周波トラ
ンス１０とすることにより、商用周波トランスを用いる
場合に比べて格段に、小型・軽量化が可能となる。さら
に、上述のように、二次側高周波電圧の値を高くとって
も、二次巻線はプラスチック等のモールド材８でモール
ドされて他の巻線６．１１及びフェライトコア１．２等
との間の絶縁耐圧が高められているので、二次巻線７と
他の巻線６．１１及びフェライトコア１．２等との空間
距離を大きくとることが不要となって小形化が十分に達
成される。By using an inverter power source and using the high frequency transformer 10 as the transformer, it is possible to significantly reduce the size and weight compared to the case where a commercial frequency transformer is used. Furthermore, as described above, even if the value of the secondary side high-frequency voltage is set high, the secondary winding is molded with a molding material 8 such as plastic, and is connected to other windings 6.11, ferrite core 1.2, etc. Since the dielectric strength of the secondary winding 7 and other windings 6.11, ferrite core 1.2, etc. are increased, it is not necessary to provide a large spatial distance, and miniaturization can be achieved sufficiently. Ru.

また、スイッチング素子のオン時間を変化させることに
より、マグネトロン３０からのマイクロ波出力の連続的
な可変制御が可能となる。Further, by changing the on-time of the switching element, continuous variable control of the microwave output from the magnetron 30 becomes possible.

なお、上述の実施例では、マグネトロン３０における１
作用空間１４にかかる直流磁界の強度を人にするため、
フェライトマグネット１２．１３としてサマリウムコバ
ルトマグネットを用いるようにしたが、第４図に示すよ
うに、作用空間１４に直接、磁界を加え易い磁性体２３
．２４の構造及びフェライトマグネット１２．１３の配
置位置等を変えたマグネトロン４０の採用により、構造
的に作用空間１４にかかる直流磁界の強度を大にするこ
ともできる。In addition, in the above-mentioned embodiment, 1 in the magnetron 30
In order to adjust the strength of the DC magnetic field applied to the working space 14,
Although samarium cobalt magnets are used as the ferrite magnets 12 and 13, as shown in FIG.
．． By employing a magnetron 40 in which the structure of 24 and the arrangement positions of ferrite magnets 12 and 13 are changed, the strength of the DC magnetic field applied to the working space 14 can be structurally increased.

またＩ　Ｓ　Ｍ　（Ｉ　ｎｄｕｓｔｒｌａｌ　Ｓ　ｃｌ
ｃｎＬｌｒｉｃ　Ｍｃｄｌｃａｔ）バンドでは、マイク
ロ波周波数が２．４５ＧＨｚの他に、５．８ＧＨｚでも
電子レンジへの使用が許されている。ところで、５．８
ＧＨｚのマグネトロンでは、アノード電圧４ｋＶではマ
イクロ波発振効率が３０％程度に極端に低下してしまう
。この発振効率を７０％程度の大川効率まで引上げるた
めには、アノード電圧を９ｋＶ程度と非常に高めること
が必要である。この場合、二次巻線の部分をモールドせ
ずに耐圧が保障されるようにトランスを作製すると、高
周波トランスといえども、その寸法形状がかなり大きく
ならざるを得ないが、二次巻線をモールドして耐圧を向
上させたこの実施例を適用すれば、その高周波トランス
、云換えれば電源部の小形化を十分に達成することがで
きる。Also, ISM (Industrial Scl)
In the cnLlric Mcdlcat) band, in addition to the microwave frequency of 2.45 GHz, 5.8 GHz is also allowed for use in microwave ovens. By the way, 5.8
In a GHz magnetron, when the anode voltage is 4 kV, the microwave oscillation efficiency is extremely reduced to about 30%. In order to raise this oscillation efficiency to Okawa efficiency of about 70%, it is necessary to greatly increase the anode voltage to about 9 kV. In this case, if a transformer is manufactured to ensure voltage resistance without molding the secondary winding part, the dimensions and shape of the transformer will inevitably become quite large, even if it is a high frequency transformer. If this embodiment in which the breakdown voltage is improved by molding is applied, the high frequency transformer, or in other words, the power supply section, can be sufficiently miniaturized.

さらに、スイッチング素子の改良は近年１１ざましいも
のがあり、−層高い周波数でのスイッチングが可能にな
ると考えられる。したがって、より一層の高周波化が可
能になれば、−次巻線及び二次巻線の巻回数を減少させ
ることができるため、その巻線の抵抗値が減って発熱量
が少なくなり、高周波化によるトランスの小型化を一層
促進できるとともに、なお−層のマイクロ波の高出力化
が可能となる。Furthermore, there have been many improvements in switching elements in recent years, and it is believed that switching at higher frequencies will become possible. Therefore, if higher frequencies are possible, the number of turns of the negative and secondary windings can be reduced, which reduces the resistance value of the windings and reduces the amount of heat generated. Therefore, it is possible to further reduce the size of the transformer, and it is also possible to increase the output of microwaves in the second layer.

［発明の効果］ 以上説明したように、この発明によれば、マイクロ波発
生回路をインバータ電源化し、そのインバータ電源にお
ける高周波トランスの二次巻線をモールド材でモールド
したため、二次巻線と一次巻線等の他の巻線及びコア等
との絶縁耐圧が十分に高められて高周波トランスの二次
側高周波電圧の値を高くすることができる。したがって
、マグネトロンに供給する陽極電圧を高くすることがで
き、陽極電流を小さく抑えても高い人力電力を供給する
ことができて陽極電流の増大に起因するモーディング発
生のおそれなく高出力化を実現することができる。[Effects of the Invention] As explained above, according to the present invention, the microwave generation circuit is converted into an inverter power source, and the secondary winding of the high-frequency transformer in the inverter power source is molded with a molding material. The dielectric strength with respect to other windings such as the windings, the core, etc. is sufficiently increased, and the value of the secondary side high-frequency voltage of the high-frequency transformer can be increased. Therefore, the anode voltage supplied to the magnetron can be increased, and even if the anode current is kept low, high human power can be supplied, achieving high output without the risk of moding occurring due to an increase in the anode current. can do.

また、上述のように、高周波トランスの二次側高周波電
圧の値を高くとっても、二次巻線はモルト材でモールド
されて他の巻線及びコア等の間の絶縁耐圧が高められて
いるので、二次巻線と他の巻線及びコア等との空間距離
を大きくとることが不要となって高周波トランスを用い
たことによる小型・軽量化の利点をそのまま保持するこ
とができる。さらに、インバータ電源を用いたことの長
所であるマイクロ波出力を連続的に可変制御することの
できる利点もそのまま保持することができる。Furthermore, as mentioned above, even if the value of the secondary side high-frequency voltage of the high-frequency transformer is set high, the secondary winding is molded with malt material to increase the dielectric strength between the other windings and the core. Since it is not necessary to provide a large spatial distance between the secondary winding and other windings, cores, etc., the advantages of size and weight reduction due to the use of a high frequency transformer can be maintained. Furthermore, the advantage of using an inverter power supply, which is that the microwave output can be continuously and variably controlled, can be maintained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図ないし第３図はこの発明に係る電子レンジの実施
例を示すもので、第１図は高周波トランスの構成を示す
縦断面図、第２図はマグネトロンの構成を一部破断して
示す構成図、第３図はマグネトロンの発振効率特性を示
す特性図、第４図はこの発明の実施例に適用されるマグ
ネトロンの他の例を示す縦断面図、第５図は電子レンジ
の第１の従来例におけるマイクロ波発生回路を示す回路
図、第６図は上記第１の従来例における漏洩トランスの
構成を示す縦断面図、第７図は上記漏洩トランスの動作
特性を示す特性図、第８図は第２の従来例におけるマイ
クロ波発生回路を示す回路図、第９図は上記第２の従来
例における高周波トランスの構成を示す縦断面図、第１
０図は上記第１、第２の従来例におけるマグネトロンの
陽極電流等の波形を示す波形図、第１１図は前記第１の
従来例における漏洩トランスの二次側出力電圧をパラメ
ータとした動作特性を示す特性図、第１２図は前記第２
の従来例における高周波トランスの二次側出力電圧をパ
ラメータとした動作特性を示す特性図である。 ６：−次巻線、　　７：二次巻線、 ８：モールド材、　　　１０：高周波トランス、１１：
フィラメント巻線、　　　１８：陽極、２１：カソード
となるフィラメント、 ３０．４０：マグネトロン、 ３１：商用交流電源、 ５１：第１の整流回路を構成する整流ブリッジ、５４ニ
スイツチング素子、 ５９：倍電圧用コンデンサ、 ６１：倍電圧用コンデンサとともに第２の整流回路を構
成するダイオード。1 to 3 show an embodiment of the microwave oven according to the present invention, in which FIG. 1 is a longitudinal sectional view showing the configuration of a high frequency transformer, and FIG. 2 is a partially cutaway view of the structure of the magnetron. 3 is a characteristic diagram showing the oscillation efficiency characteristics of the magnetron, FIG. 4 is a longitudinal sectional view showing another example of the magnetron applied to the embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a diagram showing the first part of the microwave oven. 6 is a longitudinal sectional view showing the configuration of the leaky transformer in the first conventional example, FIG. 7 is a characteristic diagram showing the operating characteristics of the leaky transformer, and FIG. FIG. 8 is a circuit diagram showing a microwave generation circuit in the second conventional example, FIG. 9 is a longitudinal sectional view showing the configuration of the high frequency transformer in the second conventional example, and FIG.
Figure 0 is a waveform diagram showing the waveforms of the magnetron's anode current, etc. in the first and second conventional examples, and Figure 11 is the operating characteristics with the secondary output voltage of the leaky transformer as a parameter in the first conventional example. 12 is a characteristic diagram showing the above-mentioned second
FIG. 2 is a characteristic diagram showing operating characteristics using a secondary output voltage of a high frequency transformer as a parameter in a conventional example. 6: -Secondary winding, 7: Secondary winding, 8: Mold material, 10: High frequency transformer, 11:
Filament winding, 18: Anode, 21: Filament serving as cathode, 30.40: Magnetron, 31: Commercial AC power supply, 51: Rectifier bridge forming the first rectifier circuit, 54 Niswitching element, 59: Voltage doubler capacitor , 61: A diode that constitutes a second rectifier circuit together with a voltage doubler capacitor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 　交流入力を第１の整流回路で整流して直流とし、この
直流をスイッチング回路により所定の周期でスイッチン
グして高周波に変換し、この変換した高周波を高周波ト
ランスの一次巻線に供給し、その二次巻線から出力され
る二次側高周波を第２の整流回路で整流した直流をマグ
ネトロンの陽極・陰極間に印加するマイクロ波発生回路
を備えた電子レンジであって、前記高周波トランスの二
次巻線をモールド材でモールドしてなることを特徴とす
る電子レンジ。The AC input is rectified into DC by the first rectifier circuit, this DC is switched at a predetermined period by the switching circuit to convert it into a high frequency, the converted high frequency is supplied to the primary winding of the high frequency transformer, and the second A microwave oven equipped with a microwave generation circuit that applies a direct current obtained by rectifying a secondary high frequency output from a secondary winding in a second rectifier circuit between an anode and a cathode of a magnetron, A microwave oven characterized by having a winding wire molded with a molding material.