JPH03256405A - 鋸波電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は標準方式のテレビジョン信号やコンピュータ画
像信号などのように同期周波数の異なる複数種類の信号
源を選択して受信することが可能なテレビジョン受像機
等のデイスプレィ装置において、コンバーゼンス補正な
どを行なうのに必要な鋸波電圧を発生する鋸波電圧発生
回路に関する。

（従来の技術） テレビジョン受像機等のデイスプレィ装置は、水平及び
垂直周期の鋸波電圧やこれを変調して得られるパラボラ
波電圧を利用して、コンバーゼンス補正、偏向信号の直
線性補正或いは歪補正を行っている。これらの補正の性
能は、砺波の直線性に左右される。高い精度の鋸波電圧
を発生ずる方法としては、垂直周期（水平周期の鋸波電
圧を得る場合には水平周期〉の帰線パルスをトリガー信
号として、充放電用定電流源を開閉制御し、積分回路を
駆動する方法がある。このような鋸波電圧発生回路によ
れば極めて高い精度の調波電圧が得られるが、標準方式
のテレビジョン信号やコンビコータ画像信号などのよう
に同期周波数の異なる複数種類の信号源を選択して受信
するデイスプレィ装置は、同期周波数が変化した場合、
定電流源による充放電の速度が一定なので泥波の振幅が
変化してしまう。

任意の同期周波数に対して自動追従するモニター受像機
に於いては、偏向周波数が変化しても各種の基本信号と
なる調波電圧のレベル（信号振幅）は一定であることが
望ましいというよりは必須である。

コンバーゼンス補正に必要な調波電圧の場合、周波数変
化に対する調整範囲さえ直線性を確保しておけば信号レ
ベルの安定化は絶対必要条件ではない。しかし、周波数
が変化すると必ずコンバーゼンス補正量が変化するわけ
であるから、補正に際してレベル調整を行わなければな
らないという煩わしさを生じる。また、■鋸波電圧の信
号処理回路も小信号から大信号まで処理できるようなダ
イナミックレンジを確保する必要がある。■小信号時に
はＳ／Ｎ比が悪くなる。■小信号時には処理回路のわず
かな直流電位のドリフトも無視できなくなる。■大信号
時には調整がクリチカルになる等の不都合を生じる。従
って、現実には周波数が変化しても基本となる調波電圧
のレベルを一定にする必要がある。

偏向周波数が変化しても一定レベルのコンバーゼンス補
正用電圧（調波電圧）を出力する回路の一例を第４図に
示す。

第４図において、演算増幅器Ａ１とコンデンサＣは積分
回路２１を構成している。積分回路２１には、定電流１
ｃを流出する定電流源８とスイッチＳ　Ｗ　１が接続さ
れ、スイッチＳ　Ｗ　１には更に定電流ＩＲを流出する
定電流源９が接続される。定電流源８は充電用電流源と
して積分回路２１に定電流ｒｅを流がし、定電流源９は
敢電電用電流源として積分回路２１に定電流ＩＲを流が
す。スイッチＳ　Ｗ　１は積分回路２１の出力する調波
電圧の傾斜期間は非導通に、調波電圧の立上り期間は導
通に切換えられる。

積分回路２１の出力する調波電圧は、出力端子５に導出
される。出力端子５は、調波電圧の振幅を規制づるコン
パレータ２３に出力をフィードバックしている。コンパ
レータ２３は、演算増幅器へ２の一方の入力端子に電圧
源２２からの基準電圧Ｖｓが印加され、出力端子５から
の調波電圧が演算増幅器Ａ２の他方の入力端子に導入さ
れている。これにより、コンパレータ２３は、立上り期
間の調波電圧がＶｓを越えると、ロウレベルからハイレ
ベルに変化する比較出力を形威し、後述するように、Ｒ
Ｓフリップフロップ３を介してスイッチＳＷ１を制御し
、出力部波電圧の振幅を規制する。

一方、入力端子１には、受信されたテレビジョン信号や
コンピュータ画像信号に基づく水平ないし垂直周期の帰
線パルス信号が導かれている。帰線パルス信号は、微分
回路２を介してＲＳフリップフロップ３のセット端子Ｓ
に導かれる。ＲＳフリップフロップ３のリセット端子Ｒ
には、上記コンパレータ２３からの比較出力が導入され
る。ＲＳフリップフロップ３は、出力端子Ｑからの信号
３ａによってスイッチＳＷ１を制御している。

また、第４図の回路には、出力端子５からの調波電圧を
ΔＧＣ検波づるＡＧＣ回路４が設けられ、ＡＧＣ回路４
の出力にて定電流源８の出力電流量を制御している。

上記回路は次のようにして振幅一定の調波電圧を形成す
る。今、コンデンサＣが定電流＋１ｉｉｉ８によって充
分に充電された状態にあるとき、出力端子５の電位は負
電位となり、調波電圧の最下点レベルが決定される。次
に、帰線パルスＢＬＫが発生し、微分回路２を介してＲ
Ｓフリップフロップ３がセット（出力状態はハイレベル
とする）されると、スイッチＳＷ１がＯＮ″（導通）さ
れる。スイッチＳＷ１がＯＮ″されると、コンデンサＣ
の電荷は、定電流源８と定電流源９の電流によって急速
に放電される。この放電によりコンデンサＣの電荷が零
になると、出力端子５の電位は零電位を呈する。スイッ
チＳ　Ｗ　１はなおも“ＯＮ″した状態にあるから、定
電流′＆９は、今度は出力端子５の電圧を正極性の方向
に上昇させるようにコンデンサＣを急速充電する。更に
、出力端子５の電位が基準電圧Ｖｓを越えると、コンパ
レータ２３の比較出力レベルが反転してＲＳフリップ７
０ツブ３をリセットする。これにより、スイッチＳＷ１
が“ＯＦＦ”　（非導通〉に切換えられる〈鋸波電圧の
最上点決定〉。

スイッチＳＷ１が“ＯＦＦ″すると、定電流源８だけの
定電流１ｃにより、コンデンサＣをゆっくり充電する。

なお、積分回路２１から見ると、出力端子５の電位がＶ
ｓから零電位までは放電に相当し、零電位から次期最下
点レベルまでが充電に相当する。

第５図は上記の動作を示しており、波形Ａは帰線パルス
信号を示し、波形Ｂは鋸波電圧を示している。なお、Ｔ
ＲはスイッチＳＷ１が“ＯＮ”″されている期間を示し
、ＴｃはスイッチＳＷ１が“ＯＦＦ″されている期間を
示す。

ここで、偏向周波数が変化すると、スイッチＳＷ１の“
ＯＮ″、”ＯＦＦ″周期が変化し、それにもかかわらず
電流が一定であるとすると、鋸波電圧の振幅が変動して
しまう。

このためＡＧＣ回路４は、偏向周波数が低くなり、鋸波
電圧の振幅が小さくなったら、定電流源８を制御し、充
放電電流量全体を大きくして、鋸波電圧の振幅を高める
。また、ＡＧＣ回路４は、偏向周波数が高くなり、鋸波
電圧の振幅が大きくなったら、定電流源８を制御するこ
とによって、充放電電流量全体を小さくして、鋸波電圧
の振幅を低める。このようなフィードバックによって、
偏向周波数が変化しても、常に一定振幅の鋸波電圧が得
られるわけである。

しかしながら、出力振幅の安定化の手段として、ＡＧＣ
方式のフィードバックを採用しているため、下記のよう
な不具合を生じた。

ＡＧＣ回路を安定に動作させるためには、ある程度の時
定数（時１ｆｆｉ）が必要であり、例えば受像機に入力
する信号を切換えて同期周波数が切換ねった時には、Ａ
ＧＣ動作が安定点に達するまでの期間に過大レベルの信
号（鋸波電圧）が出力される場合がある。

この出力信号レベル変動は信号切換え時のみならず、例
えば電源投入時やテレビ信号量！１時のチャンネル切換
え時や空チャンネルのノイズ受像時にも発生する。

また、出力信号レベルを検出する手段としてはピーク検
波方式を採用しており、極めて外乱に弱く、ノイズによ
り出力信号レベルが変動して画面揺れを生じる場合もあ
る。更にピーク検波用のコンデンサ外付端子は非常に高
インピーダンスであるために、結露時にリーク電流によ
ってＡＧＣ動作が正常に行われなくなり過大信号を出力
する場合があった。

（発明が解決しようとする課題） 従来技術では、偏向周波数が変化しても一定振幅の鋸波
電圧を得られる面に於いて有効な方法であったが、出力
信号レベルを安定化するための手段を講じるに際しＡＧ
Ｃ回路を用いているため、その応答時定数により過大レ
ベルの信号を出力する場合があり、コンバーゼンス出力
回路やその電源回路の電流耐量を大きくしなければなら
はいという不都合を有するものであった。

そこｒ本発明は、偏向周波数の変化に拘わらず、振幅が
一定の鋸波信号を発生するようにした鋸波電圧発生回路
の提供を目的とする。

［発明の構成］ （５題を解決するための手段〉 本発明は、鋸波電圧発生用の積分回路と、水平Ｘは垂直
周期の帰線パルス信号を入力し、この信号の周波数に比
例した電流を発生する第１の電流源と、この電流源から
の＠流とは極性の異なる電流を発生する第２の電流源と
、前記第１及び第２の電流源から前記積分回路に供給す
る電流を、鋸波電圧の短い傾斜期間と長い傾斜期間とで
異る電流量となるように、前記帰線パルス信号に基づき
開閉制御する電流制御回路と、前記積分回路からの出力
電圧を振幅規制用基準レベルと比較し、その比較出力に
基づいて前記電流制御回路の開閉動作を制御するコンパ
レータとを具備したことを特徴とする特 （作用） この様な構成によれば、泥波電圧の振幅は、積分回路の
積分時間と、充放電用電流源の出力する電流との積に比
例する。積分時間は、泥波電圧の短い傾斜期間と長い傾
斜期間を決定しており、偏向周波数に反比例し、充放電
用電流源の出力電流は、偏向周波数に比例するため、泥
波電圧の振幅は偏向周波数（帰線パルスの周波数〉に関
係なく一定になる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

第１図は本発明に係る鋸波電圧発生回路の一実施例を示
ず回路図であり、第４図と同じ部分には同一の符号を付
して説明する。

第１図において、入力端子１には、受信された信号に基
づく例えば垂直周期の帰線パルス・信号が導入される。

帰線パルス信号は、微分回路２を介してＲＳフリップフ
ロップ７のセット端子Ｓに導入されると共に周波数電圧
変換回路６に供給される。周波数電圧変換回路６は、帰
線パルス信号を平滑処理して得られる電圧を発生し、そ
の電圧を抵抗Ｒ３を介し、更にハイレベルの信号によっ
て“ＯＮ”するスイッチＳ　Ｗ　１１の直列接続を介し
て積分回路２１に供給する。これにより、積分回路２１
には周波数電圧変換回路６からの発生電圧に従った矢印
へ方向の電流が抵抗Ｒ３を通して積分回路２１に流れる
。同周波数電圧変換回路６と抵抗Ｒ３は、第１の電流源
を構成し帰線パルス信号の周波数に比例した電流を流出
することになる。また、同周波数電圧変換回路６からの
電圧出力は演算増幅器Ａ３にて構成された反転増幅器２
４に入力される。反転増幅器２４は、演算増幅器Ａ３の
反転入力端子（−〉と出力端子間に抵抗Ｒ２が接続され
、演算増幅器Ａ３の非反転入力端子が接地点に接続され
、周波数電圧変換回路６からの電圧出力が抵抗Ｒ１を介
して演算増幅器Ａ３の反転入力端子に導入されている。

反転増幅器２４は、周波数電圧変換回路６からの電圧を
極性反転した電圧を出力し、更にこの出力を抵抗Ｒ４及
びハイレベル信号によって“ＯＮ　”するスイッチ５Ｗ
Ｉ２を介して積分回路２１！：供給する。これにより、
積分回路２１には抵抗Ｒ４を通して矢印Ｂの方向の電流
が流れる。反転増幅器２４と抵抗Ｒ４は第２の°電流源
を構成している。

積分回路２１は、上記周波数電圧変換回路６及び反転増
幅器２４からの出力に基づく電流により充放電動作して
、出力端子５に泥波電圧を形成する。

端子５からの電圧は、従来と同一構成のコンパレータ２
３に入力され、泥波電圧の最上点レベルを決める基準電
圧Ｖｓと比較される。コンパレータ２３の出力はＲＳフ
リップフロップ７のリセット端子Ｒに導かれ、ＲＳフリ
ップフロップ７を制御している。ＲＳフリップフロップ
７は、正相出カフｂにて、上記スイッチＳ　Ｗ　１２を
制御し、逆相出カフａにて、上記スイッチＳＷｎを制御
している。

上記回路の動作を以下に説明する。

まず、帰線パルスＢＬＫの立上りのタイミングでＲＳフ
リップフロップ７がセットされると、スイッチＳＷｎが
“○「「”し、スイッチＳ　Ｗ　１２が“ＯＮ″づる。

このタイミングで、コンデンサＣに充電された電荷は、
反転増幅器２４からの定電流ＩＲによって、急速に放電
され、この放電によりコンデンサＣの電荷が零になる。

この後も、スイッチＳ　Ｗ　１２は“ＯＮ”した状態の
ままであるから、定電流ＩＲによって、コンデンサＣは
急速な放電を続ける。ただし、この放電は積分回路２１
から見ると充電である。このような放電と充電により、
泥波電圧の立上り期間の波形が形成される。出力端子５
の電位が基準電圧ｖｓを超過すると、コンパレータ２３
の比較出力レベルが反転してＲＳフリップフロップ７を
リセットし、正相出カフｂがハイレベル、逆相出カフａ
がロウレベルとなって、スイッチＳＷｎが°“ＯＮ”　
スイッチＳ　Ｗ　１２が“ＯＦＦ″に切換えられる。こ
れは、泥波電圧の最上点がレベルＶＳに制限されたこと
になり、泥波電圧の振幅が規制される。コンデンサＣは
、周波数電圧変換回路６からの電圧に基づく定電流ＩＣ
により、ゆっくり充電され、泥波電圧の傾斜期間におけ
る波形が形成される。この充電は、積分回路２１から見
ると、出力端子５の電位がＶｓから零電位までは放電に
相当し、零電位から最下点レベルまでは充電に相当する
。

ここで、立上り期間をＴＲ１傾斜期間をＴＣとすると、
帰線パルス信号の周波数ｆは、一＝ＴＲ十ＴＣ・・・■ で表せる。

また、立上り期間ＴＲにおける脳波電圧の傾きを表す係
数を■１とすると、ｖｌは、周波数ｆに比例するので、 Ｖｌ＝α×ｆ・・・■ となる。なお、αは抵抗Ｒ３，コンデンサＣ及び演算増
幅器Ａ１によって決まる定数である。

一方、傾斜期間Ｔｃにおける脳波電圧の傾きを表す係数
をｖ２とすると、ｖ２は、周波数ｆに比例するので ｖ２＝β×ｆ・・・■ となる。なお、βは抵抗Ｒ４，コンデンサＣ及び演算増
幅器Ａ１および上記反転増幅器２４の増幅度によって決
まる定数である。

式■より、脳波電圧の立上り期間の振幅Ｌ＋ｉよ、Ｌ＋
＝−αｘｆＸＴＲで表され、式■より鋸波電。

圧の傾斜期間の振幅Ｌ２は、 Ｌ２＝−βｘｆＸＴｃで表される。

Ｌ１＝１２　＝１であるので、 の関係が得られる。

式■、■を連立させて振幅りを求めると、となる。この
ことは、脳波電圧の振幅は、偏向周波数に関係なく一定
振幅であることを示している。

第２図及び第３図は偏向周波数が低い場合と高い場合の
各動作波形を比較した説明図であり、第２図が低い周波
数ｆ１の場合を示し、第３図が高い周波数ｆ２の場合を
示す。係数Ｖ１．Ｖ２は、第２図では小さく、周波数が
高くなると、Ｖｉ。

ｖ２が大きくなることによって、第４図のＡＧＣ回路と
同様に充放電電流量を大きくした効果を生じ、振幅が一
定に維持される（Ｖ□１＝ＶＨ２〉。

一方、周波数電圧変換回路６は、偏向周波数の切換え等
により振幅変化する期間は短いので、ＡＧＣ回路で安定
化する方法に比べ過大レベルの信号（＃Ａ波電圧〉が出
力される虞れがない。また、電源投入時、周波数電圧変
換回路６はかならず低いほうから立上るので、得られる
脳波電圧のレベルも小さい方から立上り、過大レベルの
信号（脳波電圧〉が出力される虞れがない。これによっ
て、コンバーゼンス回路やその電源回路に、電流耐量の
小さいものを用いることが可能になり、プロジェクショ
ン受像機のコストを低減することができる。さらに、ま
た、Ｃ，ＭＯＳ−ＩＣによる単安定マルチバイブレータ
で周波数電圧変換回路６を構成した場合には、雑音余裕
度が大きくなるので外乱にも強くなる。これに加え特別
に高インピーダンスに構成される部分も無いので、結露
等に対しても安定な動作をする。

尚、実施例においては、垂直周期用のものについて説明
したが、水平周期用の回路にしてもよい。

また、周波数電圧変換回路からの電流と反転増幅器から
の電流とを別々のスイッチで開閉制御したが、第４図と
同様に、スイッチＳ　Ｗ　１２側の一つだけでもよい。

［発明の効果コ 以上述べた様にこの発明によれば、同期周波数が異なる
信号が入力される場合でも、振幅一定の脳波電圧を得る
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る鋸波電圧発生回路の一実施例を示
す回路図、第２図及び第３図は偏向周波数の違いによる
波形の相違を比較して示した動作波形図、第４図は従来
の鋸波電圧発生回路を示す回路図、第５図は第４図に示
す回路の動作を説明する説明図である。 １・・・入力幅子、２・・・微分回路、５・・・出力端
子、６・・・周波数電圧変換回路、７・・・フリップフ
ロップ、２１・・・積分回路、２３・・・コンパレータ
、２４・・・反転増幅器、Ａｌ　、Ａ３・・・演算増幅
器、Ｃ・・・コンデンサ、５ＷＩ１．、５ＷＩ２・・・
スイッチ。 第５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 鋸波電圧発生用の積分回路と、 水平又は垂直周期の帰線パルス信号を入力し、この信号
   の周波数に比例した電流を発生する第１の電流源と、 この電流源からの電流とは極性の異なる電流を発生する
   第２の電流源と、 前記第１及び第２の電流源から前記積分回路に供給する
   電流を、鋸波電圧の短い傾斜期間と長い傾斜期間とで異
   る電流量となるように、前記帰線パルス信号に基づき開
   閉制御する電流制御回路と、 前記積分回路からの出力電圧を振幅規制用基準レベルと
   比較し、その比較出力に基づいて前記電流制御回路の開
   閉動作を制御するコンパレータとを具備したことを特徴
   とする鋸波電圧発生回路。