JPH03228435A - 符号化変調方式 - Google Patents
符号化変調方式Info
- Publication number
- JPH03228435A JPH03228435A JP2022240A JP2224090A JPH03228435A JP H03228435 A JPH03228435 A JP H03228435A JP 2022240 A JP2022240 A JP 2022240A JP 2224090 A JP2224090 A JP 2224090A JP H03228435 A JPH03228435 A JP H03228435A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bit
- interleaver
- output
- sec
- series
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims abstract description 36
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims abstract description 7
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 14
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 210000004185 liver Anatomy 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は符号化変調方式に関し、特に符号化変調技術の
採用によってランダム誤りに強く、かつインターリーブ
技術の採用によってバースト誤りにも強い符号化変調方
式に関する。
採用によってランダム誤りに強く、かつインターリーブ
技術の採用によってバースト誤りにも強い符号化変調方
式に関する。
(従来の技術)
従来各種誤り訂正符号が開発されている。例えばBCH
符号に代表されるブロック符号やたたみ込み符号がある
。これらは、情報データと特定の関係にある語の訂正用
の冗長ビットを情報データに付加して送信し、受信側で
は冗長ビットも含めた受信符号をパリティ検査を行って
誤ったビットを訂正するものである。従ってこれらの符
号では冗長ビットの分たけ伝送効率が低下するから、符
号送信に要する時間を一定にしようとすれば、冗長ビッ
トの分だけ信号伝送速度を増加する必要があり、その分
占有帯域幅は大きくする必要がある。
符号に代表されるブロック符号やたたみ込み符号がある
。これらは、情報データと特定の関係にある語の訂正用
の冗長ビットを情報データに付加して送信し、受信側で
は冗長ビットも含めた受信符号をパリティ検査を行って
誤ったビットを訂正するものである。従ってこれらの符
号では冗長ビットの分たけ伝送効率が低下するから、符
号送信に要する時間を一定にしようとすれば、冗長ビッ
トの分だけ信号伝送速度を増加する必要があり、その分
占有帯域幅は大きくする必要がある。
またこれとは別に占有帯域幅の拡大がなくランダム誤り
に対して大きな符号化利得を得られる符号化変調方法が
アンゴーペック氏により提案されている(例えばG、U
ngerbeck、”Channel codingw
ith multilevel/phase sing
nals″、 IEEE、 Trans、 IT、 J
an、82)。これは誤り訂正用の冗長文を変調信号の
信号空間領域に直接挿入するものである。これを第7図
に示す。ここで同図(a)に通常の誤り訂正の場合、同
図(b)は符号化変調の場合の16QAM変調信号の信
号点を示す。通常の誤り訂正の場合はa (b/s)の
データ信号に冗長ビットを付加して、同一信号長とする
ために伝送速度を(a/r) (b/S)に増大させた
後、変調器に加えると、その変調信号点は通常の16Q
AMの場合のそれと同様である。
に対して大きな符号化利得を得られる符号化変調方法が
アンゴーペック氏により提案されている(例えばG、U
ngerbeck、”Channel codingw
ith multilevel/phase sing
nals″、 IEEE、 Trans、 IT、 J
an、82)。これは誤り訂正用の冗長文を変調信号の
信号空間領域に直接挿入するものである。これを第7図
に示す。ここで同図(a)に通常の誤り訂正の場合、同
図(b)は符号化変調の場合の16QAM変調信号の信
号点を示す。通常の誤り訂正の場合はa (b/s)の
データ信号に冗長ビットを付加して、同一信号長とする
ために伝送速度を(a/r) (b/S)に増大させた
後、変調器に加えると、その変調信号点は通常の16Q
AMの場合のそれと同様である。
符号化変調の場合は、速度a (b/s)の4系列の入
力データに対して1ビツトの冗長ビットを付加して5系
列のデータ列にし、それで変調するから変調信号点は3
2QAMのそれと同一になる。このように符号化変調方
法では、冗長ビットを付加して伝送速度や占有帯域中は
増加しないか、変調信号点の数が増加する。
力データに対して1ビツトの冗長ビットを付加して5系
列のデータ列にし、それで変調するから変調信号点は3
2QAMのそれと同一になる。このように符号化変調方
法では、冗長ビットを付加して伝送速度や占有帯域中は
増加しないか、変調信号点の数が増加する。
第7図(C)は符号化変調方法の符号時間距離の尺度で
あるコークリッド距離をあられした図である。これは変
調信号点の間の距離である。一方、通常の誤り訂正にお
ける符号間距離は符号語を構成するビット同士比較し、
異なるビットの数の大小によって表し、これをハミング
距離と言う。
あるコークリッド距離をあられした図である。これは変
調信号点の間の距離である。一方、通常の誤り訂正にお
ける符号間距離は符号語を構成するビット同士比較し、
異なるビットの数の大小によって表し、これをハミング
距離と言う。
この符号化変調方法は、ディジタルマイクロ波方式など
で用いられる多値変調などにおいて検討が進められてい
る。しかし、符号化変調方法はもともとランダム誤り訂
正用の方法であるからバースト誤りに対しては大きな改
善効果が得られないと言う欠点がある。特に現在ディジ
タルマイクロ波方式においてはレーダ干渉などのバース
ト誤り対策が重要な課題とされている。これに対してバ
ースト誤り訂正技術が検討されているが、バースト誤り
訂正符号は冗長ビットの付加による伝送効率の低下に見
合うだけのランダム誤りに対する符号化利得が得られな
いと言う欠点がある。バースト誤り訂正符号はランダム
あやまりに対しては訂正能力か小さいからである。更に
バースト誤りを訂正するために、インターリーブ技術が
提案されている。これはバースト誤りをランダム化する
ことによってバースト誤りをランダム誤り訂正回路で訂
正するものである。この場合、ランダム誤りを強力に訂
正できる符号化変調を利用することが考えられる。
で用いられる多値変調などにおいて検討が進められてい
る。しかし、符号化変調方法はもともとランダム誤り訂
正用の方法であるからバースト誤りに対しては大きな改
善効果が得られないと言う欠点がある。特に現在ディジ
タルマイクロ波方式においてはレーダ干渉などのバース
ト誤り対策が重要な課題とされている。これに対してバ
ースト誤り訂正技術が検討されているが、バースト誤り
訂正符号は冗長ビットの付加による伝送効率の低下に見
合うだけのランダム誤りに対する符号化利得が得られな
いと言う欠点がある。バースト誤り訂正符号はランダム
あやまりに対しては訂正能力か小さいからである。更に
バースト誤りを訂正するために、インターリーブ技術が
提案されている。これはバースト誤りをランダム化する
ことによってバースト誤りをランダム誤り訂正回路で訂
正するものである。この場合、ランダム誤りを強力に訂
正できる符号化変調を利用することが考えられる。
(発明が解決しようとする課題)
しかしながら、上記従来の符号化変調方法の場合には、
複数系列のデータ列の各タイムスロットにおけるシンボ
ル毎に復号するため、従来のインターリーブ技術をその
まま適用したのでは各シンボルのビ、ットの関数がくず
れ正しく復号されないという欠点があった。この説明図
を第8図に示す。これは一つのインターリーバを用いた
例である。符号化変調方式では符号器出力は複数のデー
タ列となる。例えば符号化32QAMでは5系列のデー
タ列が出力される。これを一つのインターリーバでイン
ターリーブするために、まず並列直列変換して5系列の
データ列を1系列のデータ列に直す。当然同一時刻の並
列データを直列データに直すから例えば図示のようにA
IBI・・・EIA2B2・・・B2・・・のように変
換され、これがインターリーバに入力される。インター
リーバは一種のイモッであり、同図(b)に図示のよう
に例えばAIBI・・・から順に横に読み込んだものを
縦からAlA2・・・A3B1・・・のように読み出す
ものである。従ってインターリーバ出力はAlA2・・
・のようになる。これを5列の並列データ列に直列並列
変換すると図示のようになる。ところで符号化変調方法
における変調信号の信号点は5ビツトの符号語の内容に
よって定まるから、インターリーバの前では(AIBI
CIDIEI)や(A2B2CJJ2)などによって定
まる。
複数系列のデータ列の各タイムスロットにおけるシンボ
ル毎に復号するため、従来のインターリーブ技術をその
まま適用したのでは各シンボルのビ、ットの関数がくず
れ正しく復号されないという欠点があった。この説明図
を第8図に示す。これは一つのインターリーバを用いた
例である。符号化変調方式では符号器出力は複数のデー
タ列となる。例えば符号化32QAMでは5系列のデー
タ列が出力される。これを一つのインターリーバでイン
ターリーブするために、まず並列直列変換して5系列の
データ列を1系列のデータ列に直す。当然同一時刻の並
列データを直列データに直すから例えば図示のようにA
IBI・・・EIA2B2・・・B2・・・のように変
換され、これがインターリーバに入力される。インター
リーバは一種のイモッであり、同図(b)に図示のよう
に例えばAIBI・・・から順に横に読み込んだものを
縦からAlA2・・・A3B1・・・のように読み出す
ものである。従ってインターリーバ出力はAlA2・・
・のようになる。これを5列の並列データ列に直列並列
変換すると図示のようになる。ところで符号化変調方法
における変調信号の信号点は5ビツトの符号語の内容に
よって定まるから、インターリーバの前では(AIBI
CIDIEI)や(A2B2CJJ2)などによって定
まる。
またインターリーバの後では(AIA2A3A4A5)
や(BIB2・・・B5)によって定まるからインター
リーブによって、信号点が変わってしまい、受信側では
正しく復号されなくなるのである。従ってこのようなイ
ンターリーバを符号化変調方法には適用できず、バース
ト誤りを有効に除去できないという欠点があった。また
、符号化変調方式には、符号化ビットと非符号化ビット
を設ける場合がある。例えば16QAMを符号化32Q
AMで送信する場合には、前述のように符号器は4ビツ
ト人カ、5ビツト出力のもの、つまり効率415のもの
を用いるのが通常であるが、符号化効率の大きい符号器
は一般に回路規模が非常に大きくなる。このため、例え
ば効率2/3の符号器を用いて、入力4ビットのうち、
2ビツト系列のデータを符号化して3ビツト系列のデー
タとし、残り2ビツト系列は符号化せずにそのまま出力
させることもできる。これを第9図に示す。このとき符
号化されるビットを符号化ビット、符号化されないビッ
トを非符号化ビットという。この場合、非符号化ビット
は復号された符号化ビットのうちでもっとも受信信号に
近いシンボルに対応する非符号化ビットを選ぶため、イ
ンターリーバを用いても非符号化ビットが訂正されない
場合かある。という欠点があった。この具体的イメージ
を第10図に示す。これは、符号化16QAMの場合の
例であり、2ビツトの符号化ビットは記号A、B、C,
Dで表し、非符号化ビットは0.1,2,3て表現した
とき各ビットと変調信号点の一例を示す。第11図に示
すように例えばB2に対応する信号点を送信したが、ビ
ット誤りによってA3として受信された場合、符号化ビ
ットは誤り訂正機能があるためA→Bにに復元できる。
や(BIB2・・・B5)によって定まるからインター
リーブによって、信号点が変わってしまい、受信側では
正しく復号されなくなるのである。従ってこのようなイ
ンターリーバを符号化変調方法には適用できず、バース
ト誤りを有効に除去できないという欠点があった。また
、符号化変調方式には、符号化ビットと非符号化ビット
を設ける場合がある。例えば16QAMを符号化32Q
AMで送信する場合には、前述のように符号器は4ビツ
ト人カ、5ビツト出力のもの、つまり効率415のもの
を用いるのが通常であるが、符号化効率の大きい符号器
は一般に回路規模が非常に大きくなる。このため、例え
ば効率2/3の符号器を用いて、入力4ビットのうち、
2ビツト系列のデータを符号化して3ビツト系列のデー
タとし、残り2ビツト系列は符号化せずにそのまま出力
させることもできる。これを第9図に示す。このとき符
号化されるビットを符号化ビット、符号化されないビッ
トを非符号化ビットという。この場合、非符号化ビット
は復号された符号化ビットのうちでもっとも受信信号に
近いシンボルに対応する非符号化ビットを選ぶため、イ
ンターリーバを用いても非符号化ビットが訂正されない
場合かある。という欠点があった。この具体的イメージ
を第10図に示す。これは、符号化16QAMの場合の
例であり、2ビツトの符号化ビットは記号A、B、C,
Dで表し、非符号化ビットは0.1,2,3て表現した
とき各ビットと変調信号点の一例を示す。第11図に示
すように例えばB2に対応する信号点を送信したが、ビ
ット誤りによってA3として受信された場合、符号化ビ
ットは誤り訂正機能があるためA→Bにに復元できる。
非符号化ビットは誤り訂正できないためA3の信号点に
もっとも近い符号化ビットBをもつ信号点が選ぶことに
する。この例では該当する信号点はB3かB2である。
もっとも近い符号化ビットBをもつ信号点が選ぶことに
する。この例では該当する信号点はB3かB2である。
従って受信側では送信データはB2か83として判断す
ることになり、B2とすれば誤りなく復元されることに
なる。このようにビット誤りが少なければ正しく復元で
きるが、多くなると復元が困難となる。例えば第12図
のようにA3で送信したがBOとして受信された場合、
BOにもっとも近い符号化ビットAを持つ信号点はAま
たからA2として復元されてしまいA3に正しく復元さ
れない。
ることになり、B2とすれば誤りなく復元されることに
なる。このようにビット誤りが少なければ正しく復元で
きるが、多くなると復元が困難となる。例えば第12図
のようにA3で送信したがBOとして受信された場合、
BOにもっとも近い符号化ビットAを持つ信号点はAま
たからA2として復元されてしまいA3に正しく復元さ
れない。
本発明は以上述べた欠点を解決するためのもので、符号
化変調方式にインターリーブ技術を適用することによっ
てランダム誤りのたけてなくバースト誤りに対しても強
い符号化法を提供することを目的とする。さらに符号化
変調によって訂正されない非符号化ビットは連接符号化
を適用することによって誤りに強い符号化を行うことを
目的とする。
化変調方式にインターリーブ技術を適用することによっ
てランダム誤りのたけてなくバースト誤りに対しても強
い符号化法を提供することを目的とする。さらに符号化
変調によって訂正されない非符号化ビットは連接符号化
を適用することによって誤りに強い符号化を行うことを
目的とする。
(課題を解決するための手段)
本発明は前記欠点を解決するために、m[bit/se
c]のn系列の信号を入力としn系列中p系列を符号化
率p/qで符号化しm(bit/sec]のr (=n
−p+q)系列の信号を出力する符号器と、該r系列の
内杆号器出力を同一のr個のサブインダーリーバでシン
ボル単位でインターリーブするインターリーバと、該イ
ンターリーバ出力を入力とし最適なマツピングで変調す
る変調器を送信側に有しくmは実数、’Lp*q+rは
正の整数)、受信信号をSピッ)(s≧r)軟判定しm
[bit/sec]のS系列の信号を出力する復調器と
、該S系列の復調信号を同一のインターリーバに対して
5個のサブデインターリーバでシンボル単位でデインタ
ーリーブするデインターリーバと、該デインターリーバ
出力とし復号を行いm[bit/sec]のn系列の復
号信号を出力する復号器を受信側に有する(sは正の整
数)ことに特徴がある。
c]のn系列の信号を入力としn系列中p系列を符号化
率p/qで符号化しm(bit/sec]のr (=n
−p+q)系列の信号を出力する符号器と、該r系列の
内杆号器出力を同一のr個のサブインダーリーバでシン
ボル単位でインターリーブするインターリーバと、該イ
ンターリーバ出力を入力とし最適なマツピングで変調す
る変調器を送信側に有しくmは実数、’Lp*q+rは
正の整数)、受信信号をSピッ)(s≧r)軟判定しm
[bit/sec]のS系列の信号を出力する復調器と
、該S系列の復調信号を同一のインターリーバに対して
5個のサブデインターリーバでシンボル単位でデインタ
ーリーブするデインターリーバと、該デインターリーバ
出力とし復号を行いm[bit/sec]のn系列の復
号信号を出力する復号器を受信側に有する(sは正の整
数)ことに特徴がある。
また、本発明は、i [bit/sec]のj系列の信
号を入力としk [bit/sec]のj系列の信号を
出力する外符号器と、該外符号器の出力を入力としn+
[bit/sec]のn系列の信号を出力する外インタ
ーリーバと、該外インターリーバ出力n系列中p系列を
符号化率p/qで符号化しm[bit/sec]のr
(=n−p+q)系列の信号を出力する内符号器と、該
r系列の白袴号器出力を同一のr個の内サブインターリ
ーバでシンボル単位でインターリーブする内インターリ
ーバと、該内インターリーバ出力を入力とし最適なマツ
ピングで変調する変調器を送信側に有しくLk+■は実
数、J+nep+q+rは正の整数)、受信信号をSビ
ット(s≧r)軟判定しm[bit/sec]のS系列
の信号を出力する復調器と、該S系列の復調信号を同一
の内インターリーバに対して5個の内サブデインターリ
ーバでシンボル単位でデインターリーブする内デインタ
ーリーバと、該内デインターリーバ出力を入力とし内符
号器に対しての復号な行いm [bit/sec]のn
系列の復号信号を出力する自復号器と、該自復号器出力
を入力としk[bit/5eC1のj系列の信号を出力
する外インターリーバに対する外デインターリーバと、
該外デインターリーバ出力を入力とし外符号器に対する
復号を行いi [bit/sec]のj系列の信号を出
力する外復号器を受信側に有する(sは正の整数)こと
に特徴がある。
号を入力としk [bit/sec]のj系列の信号を
出力する外符号器と、該外符号器の出力を入力としn+
[bit/sec]のn系列の信号を出力する外インタ
ーリーバと、該外インターリーバ出力n系列中p系列を
符号化率p/qで符号化しm[bit/sec]のr
(=n−p+q)系列の信号を出力する内符号器と、該
r系列の白袴号器出力を同一のr個の内サブインターリ
ーバでシンボル単位でインターリーブする内インターリ
ーバと、該内インターリーバ出力を入力とし最適なマツ
ピングで変調する変調器を送信側に有しくLk+■は実
数、J+nep+q+rは正の整数)、受信信号をSビ
ット(s≧r)軟判定しm[bit/sec]のS系列
の信号を出力する復調器と、該S系列の復調信号を同一
の内インターリーバに対して5個の内サブデインターリ
ーバでシンボル単位でデインターリーブする内デインタ
ーリーバと、該内デインターリーバ出力を入力とし内符
号器に対しての復号な行いm [bit/sec]のn
系列の復号信号を出力する自復号器と、該自復号器出力
を入力としk[bit/5eC1のj系列の信号を出力
する外インターリーバに対する外デインターリーバと、
該外デインターリーバ出力を入力とし外符号器に対する
復号を行いi [bit/sec]のj系列の信号を出
力する外復号器を受信側に有する(sは正の整数)こと
に特徴がある。
(作用)
以上のような構成を有する本発明によれば、符号化変調
方式にインターリーブ技術を適用することによってラン
ダム誤りのたけでなくバースト誤りに対しても強い符号
化法を提供できる。また符号化変調によって訂正されな
い非符号化ビットは連接符号化を適用することによって
誤りに強い符号化を行うことかできる。
方式にインターリーブ技術を適用することによってラン
ダム誤りのたけでなくバースト誤りに対しても強い符号
化法を提供できる。また符号化変調によって訂正されな
い非符号化ビットは連接符号化を適用することによって
誤りに強い符号化を行うことかできる。
(実施例)
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第1図は本発明の第1の実施例を示す構成図である。本
実施例は符号化変調方式にインターリーブを適用した例
である。ここでは符号化32Q A Mを例に挙げて説
明する。入力された4系列の信号は符号器11で符号化
される。この符号器11は従来のものと同様のたたみ込
み符号器であり、4ビツト入力に対して1ビツトの介長
ビットを付加するものである。符号器11から出力され
る5系列の信号はそれぞれ同一の5個の内サブインター
リーバによって1タイムスロツトにおける各5系列の信
号関係は崩さずに、シンボル単位でインターリーブされ
る。本実施例は各データ系列ごとにインタリーブするこ
とも特徴とする。
実施例は符号化変調方式にインターリーブを適用した例
である。ここでは符号化32Q A Mを例に挙げて説
明する。入力された4系列の信号は符号器11で符号化
される。この符号器11は従来のものと同様のたたみ込
み符号器であり、4ビツト入力に対して1ビツトの介長
ビットを付加するものである。符号器11から出力され
る5系列の信号はそれぞれ同一の5個の内サブインター
リーバによって1タイムスロツトにおける各5系列の信
号関係は崩さずに、シンボル単位でインターリーブされ
る。本実施例は各データ系列ごとにインタリーブするこ
とも特徴とする。
次に本実施例の詳細な動作を本実施例におけるインター
リーバの構成を示す第2図に従って説明する。なお、同
図(a)において、インターリーバの入力ビツト列つま
り符号器出力データ列をシンボルごとに(A I B
1・・・El)(A2B2・・・E2)・・・と表わす
。これは第8図に示す従来例と同一である。シンボル単
位で変調されるからインターリーバ出力でもシンボルを
構成するビットは不変にする必要がある。
リーバの構成を示す第2図に従って説明する。なお、同
図(a)において、インターリーバの入力ビツト列つま
り符号器出力データ列をシンボルごとに(A I B
1・・・El)(A2B2・・・E2)・・・と表わす
。これは第8図に示す従来例と同一である。シンボル単
位で変調されるからインターリーバ出力でもシンボルを
構成するビットは不変にする必要がある。
ここでは各入力データ系列ごとに同一のインターリーバ
を設ける。インターリーバそのものは従来のものと同一
であり、例えば一番目のデータ系列に適用されるインタ
ーリーバは第2図(b)に図示のように、A1から順に
横方向に書き込んだものをAt、A6・・・のように縦
方向に読み出すのである。二番目以降のデータ系列につ
いても同様であるから、インターリーバの出力データ列
は図示のように(AIBI・・・El)(A6B6・・
・E6)・・・のようにシンボルの内容を保ったままシ
ンボル間の送出順序が変更されることになる。従って本
インターリーバによって変調信号点の伝送順序が変更さ
れ、インターリーブが実行できる。このように本実施例
によればシンボル単位でインターリ−ノできるのでその
まま変調器に入力できる。インターリーブされた信号は
従来と同様の符号化32QAM変調器で最適なマツピン
グ、つまりユークリッド距離が最大になるように変調さ
れる。
を設ける。インターリーバそのものは従来のものと同一
であり、例えば一番目のデータ系列に適用されるインタ
ーリーバは第2図(b)に図示のように、A1から順に
横方向に書き込んだものをAt、A6・・・のように縦
方向に読み出すのである。二番目以降のデータ系列につ
いても同様であるから、インターリーバの出力データ列
は図示のように(AIBI・・・El)(A6B6・・
・E6)・・・のようにシンボルの内容を保ったままシ
ンボル間の送出順序が変更されることになる。従って本
インターリーバによって変調信号点の伝送順序が変更さ
れ、インターリーブが実行できる。このように本実施例
によればシンボル単位でインターリ−ノできるのでその
まま変調器に入力できる。インターリーブされた信号は
従来と同様の符号化32QAM変調器で最適なマツピン
グ、つまりユークリッド距離が最大になるように変調さ
れる。
受信側では、まず直交検波を用いた復調器14において
I、Qチャネル3ビットづつに硬判定される。つまり、
32Q A Mの場合、I、Q各チャネルのレベルは6
レベルであるが、これを識別するためには3ビツト必要
である。受信信号を3ビツトで表わせば受信信号がどの
レベルに属するかを表わせるので識別できたことになり
、これを硬判定という。これでもよいか、さらに品質向
上を図るためには軟判定もよく用いられる。これは前記
6つのレベルに識別するだけでなく、さらにそのレベル
の中のどの部分にあたるかを判断するものであり、より
多くのビット数で識別する。ここではI、Qチャネル各
5ビット合計10ビット系列の信号で出力される。この
10ビツト系列の信号はそれぞれ同一のサブデインター
リーバでデインターリブされる。デインターリーバ15
はインターリーバとはまったく反対の動作をするもので
ある。これによって復号器16で符号化変調に対して軟
判定復号されるや 第3図は本発明の第2の実施例を示す構成図である。こ
こでは符号化32QAMを例にとって説明する。4系列
の入力データ列、2系列を符号化ビット、他の2系列を
非符号化ビットとすることもできるが、ここでは後に述
べる理由により、2系列が入力された場合について述べ
る。入力された2系列信号はそれぞれ外符号器21によ
って誤り訂正符号化される。これはBCH符号、リード
符号などの従来公知のブロック誤り訂正符号である。
I、Qチャネル3ビットづつに硬判定される。つまり、
32Q A Mの場合、I、Q各チャネルのレベルは6
レベルであるが、これを識別するためには3ビツト必要
である。受信信号を3ビツトで表わせば受信信号がどの
レベルに属するかを表わせるので識別できたことになり
、これを硬判定という。これでもよいか、さらに品質向
上を図るためには軟判定もよく用いられる。これは前記
6つのレベルに識別するだけでなく、さらにそのレベル
の中のどの部分にあたるかを判断するものであり、より
多くのビット数で識別する。ここではI、Qチャネル各
5ビット合計10ビット系列の信号で出力される。この
10ビツト系列の信号はそれぞれ同一のサブデインター
リーバでデインターリブされる。デインターリーバ15
はインターリーバとはまったく反対の動作をするもので
ある。これによって復号器16で符号化変調に対して軟
判定復号されるや 第3図は本発明の第2の実施例を示す構成図である。こ
こでは符号化32QAMを例にとって説明する。4系列
の入力データ列、2系列を符号化ビット、他の2系列を
非符号化ビットとすることもできるが、ここでは後に述
べる理由により、2系列が入力された場合について述べ
る。入力された2系列信号はそれぞれ外符号器21によ
って誤り訂正符号化される。これはBCH符号、リード
符号などの従来公知のブロック誤り訂正符号である。
従って2系列の入力データ系列に対して各々チエツクビ
ットが付加される。この外符号化された2系列の信号は
それぞれ2系列のデータ列の変更した後、外インターリ
ーバ22によってインターリーブされる。サブインター
リーバによって2分岐された信号のうち1系列は内符号
器23の非符号化ビットに、他の1ビツトは内符号器2
3の符号化ビットとなる。これ以降は第1の実施例と同
様に内符号器によって符号化された5系列の信号はそれ
ぞれ同一の5個の内サブインターリーバ24によって1
タイムスロツトにおける各5系列の信号関係は崩さず、
シンボル単位でインターリーブされる。
ットが付加される。この外符号化された2系列の信号は
それぞれ2系列のデータ列の変更した後、外インターリ
ーバ22によってインターリーブされる。サブインター
リーバによって2分岐された信号のうち1系列は内符号
器23の非符号化ビットに、他の1ビツトは内符号器2
3の符号化ビットとなる。これ以降は第1の実施例と同
様に内符号器によって符号化された5系列の信号はそれ
ぞれ同一の5個の内サブインターリーバ24によって1
タイムスロツトにおける各5系列の信号関係は崩さず、
シンボル単位でインターリーブされる。
内インターリーブされた信号は符号化32Q A M変
調器25で最適なマツピングで変調される。
調器25で最適なマツピングで変調される。
受信側においては、まず復調器26において工。
Qチャネル3ビットづつ硬判定されるが、さらに、軟判
定され、ここではI、Qチャネル各5ビット合計lOビ
ット出力される。この10ビツトの信号はそれぞれ同一
の内サブデインターリーバ27でシンボル単位で内デイ
ンターリーバされ、自復号器28で符号化変調に対して
軟判定復号される。ここまでは実施例1と同様である。
定され、ここではI、Qチャネル各5ビット合計lOビ
ット出力される。この10ビツトの信号はそれぞれ同一
の内サブデインターリーバ27でシンボル単位で内デイ
ンターリーバされ、自復号器28で符号化変調に対して
軟判定復号される。ここまでは実施例1と同様である。
向後号された4系列の信号は外デインターリーバ29に
よって符号化ビットと非符号化ビットがデインターリー
ブされ、その4系列の信号を2系列に並直列変換した後
に外復号器30によって復号される。この実施例では、
符号化ビットは第1の実施例と同様にインターリーバと
内符号器によってバースト誤りは訂正され、それでは訂
正されない非符号化ビットにおけるバースト誤りを外符
号器とインターリーバによって訂正するものである。な
お、ここでは2系列の信号において外符号化した後に2
つに分けたが、4系列の入力信号各々に対して外符号化
とサブインターリーバを行なう方法もあるが、この場合
、伝送路の状態が悪い場合には外符号化だけでは非符号
化ビットは十分な誤り訂正がされない場合がある。一方
、符号化ビットはさらに内符号化されるから良好な特性
となり、非符号化ビットとの品質の差が大きくなる。し
かしこの実施例のように、入力信号をまず外符号化した
うちで2つに分けて一方を符号化ビット、もう一方を非
符号化ビットに分けるようにすれば、外復号器で符号化
ビットと非符号化ビットがまとめられるから、双方の品
質が平均化され、それに対して外復号されるから、平均
化された信号のビット誤りが外復号の誤り訂正範囲内に
入れば内符号化で訂正しきれなかった非符号化ビットに
対する誤りが外符号化によって救済され、全体として良
好な品質が実現できる。
よって符号化ビットと非符号化ビットがデインターリー
ブされ、その4系列の信号を2系列に並直列変換した後
に外復号器30によって復号される。この実施例では、
符号化ビットは第1の実施例と同様にインターリーバと
内符号器によってバースト誤りは訂正され、それでは訂
正されない非符号化ビットにおけるバースト誤りを外符
号器とインターリーバによって訂正するものである。な
お、ここでは2系列の信号において外符号化した後に2
つに分けたが、4系列の入力信号各々に対して外符号化
とサブインターリーバを行なう方法もあるが、この場合
、伝送路の状態が悪い場合には外符号化だけでは非符号
化ビットは十分な誤り訂正がされない場合がある。一方
、符号化ビットはさらに内符号化されるから良好な特性
となり、非符号化ビットとの品質の差が大きくなる。し
かしこの実施例のように、入力信号をまず外符号化した
うちで2つに分けて一方を符号化ビット、もう一方を非
符号化ビットに分けるようにすれば、外復号器で符号化
ビットと非符号化ビットがまとめられるから、双方の品
質が平均化され、それに対して外復号されるから、平均
化された信号のビット誤りが外復号の誤り訂正範囲内に
入れば内符号化で訂正しきれなかった非符号化ビットに
対する誤りが外符号化によって救済され、全体として良
好な品質が実現できる。
次に、本発明を無線中継に適用した例を述べる。
第4図に示す無線中継システムは、端局や中継所に、外
符号器、インターリーバ、内符号器や、それらに対応す
る復号機能を全て備えさせた場合である。これにより相
当劣悪な伝送路に対しても高品質な伝送が可能である。
符号器、インターリーバ、内符号器や、それらに対応す
る復号機能を全て備えさせた場合である。これにより相
当劣悪な伝送路に対しても高品質な伝送が可能である。
また、無線伝送路は、区間によって特性がまちまちてあ
り、必ずしもすべての区間について、上記すべての機能
を持たせる必要かない場合がある。この場合の適用例を
第5図に示す。これは端局装置には外符号化とインター
リーブ機能、それらに対応する復号機能たけもたせ、特
に品質の悪い伝送路に対してさらに内符号をかけるよう
にしたものである。このようにすれば、第4図の例に比
べてインターリーバの回数が少なくてよいので、遅延時
間が小さくなり、また端局や中継所の装置の経済化を図
ることもできる。このように外符号器、インターリーバ
、内符号器の機能は伝送路の状態に応じて適宜、配置す
ることができる。
り、必ずしもすべての区間について、上記すべての機能
を持たせる必要かない場合がある。この場合の適用例を
第5図に示す。これは端局装置には外符号化とインター
リーブ機能、それらに対応する復号機能たけもたせ、特
に品質の悪い伝送路に対してさらに内符号をかけるよう
にしたものである。このようにすれば、第4図の例に比
べてインターリーバの回数が少なくてよいので、遅延時
間が小さくなり、また端局や中継所の装置の経済化を図
ることもできる。このように外符号器、インターリーバ
、内符号器の機能は伝送路の状態に応じて適宜、配置す
ることができる。
本発明の一例として、白袴合に符号化率%の畳み込み符
号器を用いとタビ復号し、外符号として、BC82重誤
り訂正符号を用いた場合のCNRと平均符号誤り率の関
係の計算結果を示す。インターリーバが完全に行なわれ
た場合には、第6図に示すように連接符号化によって十
分大きな符号化利得が得られる。
号器を用いとタビ復号し、外符号として、BC82重誤
り訂正符号を用いた場合のCNRと平均符号誤り率の関
係の計算結果を示す。インターリーバが完全に行なわれ
た場合には、第6図に示すように連接符号化によって十
分大きな符号化利得が得られる。
(発明の効果)
以上説明したように、本発明によれば、同一の内サブイ
ンターリーバ、内サブデインターリーバを複数用いるこ
とにより、シンボル単位のインターリーブでき、さらに
軟判定ビットに対するインターリーバも可能となり、符
号化変調に対して、インターリーバを可能とできる。ま
た、符号化ビットと非符号化ビットを外インターリーバ
でインターリーブすることにより、バースト誤りに対し
て訂正できなかった符号化変調の非符号化ビットを外符
号で訂正ができる。
ンターリーバ、内サブデインターリーバを複数用いるこ
とにより、シンボル単位のインターリーブでき、さらに
軟判定ビットに対するインターリーバも可能となり、符
号化変調に対して、インターリーバを可能とできる。ま
た、符号化ビットと非符号化ビットを外インターリーバ
でインターリーブすることにより、バースト誤りに対し
て訂正できなかった符号化変調の非符号化ビットを外符
号で訂正ができる。
第1図は本発明の第1の実施例を示す構成図、第2図は
本実施例におけるインターリーバの構成を示す図、 第3図は本発明の第2の実施例を示す構成図、第4図及
び第5図は本発明を適用した無線中継システムの構成を
示す図、 第6図は本発明におけるBC82重誤り訂正符号を用い
た場合のCNRと平均符号誤り率(BER)の関係を示
す図、 第7図は従来の符号化変調方式を説明する図、第8図は
1つのインターリーバを用いた従来の符号化変調方式を
示す構成図、 第9図は従来の別の符号化変調方式を示す構成図、 第10図及び第11図並びに第12図は符号化ビット非
符号化ビットの配置を示す図である。 11・・・符号器、 12・・・インターリーバ、 13、25・・・変調器、 14.26・ 151 ・ 16・ ・ ・ 21◆ ・ ・ 22・ ・ ・ 23・ ・ ・ 24・ ・ ・ 28・ ・ ・ 29・ ・ φ 30・ ・ φ ・・復調器、 デインターリーバ、 復号器、 外符号器、 外インターリーバ、 内符号器、 内インターリーバ、 回復号器、 外インターリーバ、 外復号器。
本実施例におけるインターリーバの構成を示す図、 第3図は本発明の第2の実施例を示す構成図、第4図及
び第5図は本発明を適用した無線中継システムの構成を
示す図、 第6図は本発明におけるBC82重誤り訂正符号を用い
た場合のCNRと平均符号誤り率(BER)の関係を示
す図、 第7図は従来の符号化変調方式を説明する図、第8図は
1つのインターリーバを用いた従来の符号化変調方式を
示す構成図、 第9図は従来の別の符号化変調方式を示す構成図、 第10図及び第11図並びに第12図は符号化ビット非
符号化ビットの配置を示す図である。 11・・・符号器、 12・・・インターリーバ、 13、25・・・変調器、 14.26・ 151 ・ 16・ ・ ・ 21◆ ・ ・ 22・ ・ ・ 23・ ・ ・ 24・ ・ ・ 28・ ・ ・ 29・ ・ φ 30・ ・ φ ・・復調器、 デインターリーバ、 復号器、 外符号器、 外インターリーバ、 内符号器、 内インターリーバ、 回復号器、 外インターリーバ、 外復号器。
Claims (2)
- (1)m[bit/sec]のn系列の信号を入力とし
n系列中p系列を符号化率p/qで符号化しm[bit
/sec]のr(=n−p+q)系列の信号を出力する
符号器と、該r系列の内符号器出力を同一のr個のサブ
インターリーバでシンボル単位でインターリーブするイ
ンターリーバと、該インターリーバ出力を入力とし最適
なマツピングで変調する変調器を送信側に有し(mは実
数、n、p、q、rは正の整数)、受信信号をsビット
(s≧r)軟判定しm[bit/sec]のs系列の信
号を出力する復調器と、該s系列の復調信号を同一のイ
ンターリーバに対してs個のサブデインターリーバでシ
ンボル単位でデインターリーブするデインターリーバと
、該デインターリーバ出力とし復号を行いm[bit/
sec]のn系列の復号信号を出力する復号器を受信側
に有する(sは正の整数)ことを特徴とする符号化変調
方式。 - (2)i[bit/sec]のj系列の信号を入力とし
k[bit/sec]のj系列の信号を出力する外符号
器と、該外符号器の出力を入力としm[bit/sec
]のn系列の信号を出力する外インターリーバと、該外
インターリーバ出力n系列中p系列を符号化率p/qで
符号化しm[bit/sec]のr(=n−p+q)系
列の信号を出力する内符号器と、該r系列の内符号器出
力を同一のr個の内サブインターリーバでシンボル単位
でインターリーブする内インターリーバと、該内インタ
ーリーバ出力を入力とし最適なマッピングで変調する変
調器を送信側に有し(i、k、mは実数、j、n、p、
q、rは正の整数)、 受信信号をsビット(s≧r)軟判定しm[bit/s
ec]のs系列の信号を出力する復調器と、該s系列の
復調信号を同一の内インターリーバに対してs個の内サ
ブデインターリーバでシンボル単位でデインターリーブ
する内デインターリーバと、該内デインターリーバ出力
を入力とし内符号器に対しての復号を行いm[bit/
sec]のn系列の復号信号を出力する内復号器と、該
内復号器出力を入力としk[bit/sec]のj系列
の信号を出力する外インターリーバに対する外デインタ
ーリーバと、該外デインターリーバ出力を入力とし外符
号器に対する復号を行いi[bit/sec]のj系列
の信号を出力する外復号器を受信側に有する(sは正の
整数)ことを特徴とする符号化変調方式。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022240A JPH03228435A (ja) | 1990-02-02 | 1990-02-02 | 符号化変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2022240A JPH03228435A (ja) | 1990-02-02 | 1990-02-02 | 符号化変調方式 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03228435A true JPH03228435A (ja) | 1991-10-09 |
Family
ID=12077270
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2022240A Pending JPH03228435A (ja) | 1990-02-02 | 1990-02-02 | 符号化変調方式 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH03228435A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006135584A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Sharp Corp | データ伝送システム |
JP2015080026A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 日本放送協会 | 送信装置、受信装置、デジタル放送システム及びチップ |
-
1990
- 1990-02-02 JP JP2022240A patent/JPH03228435A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006135584A (ja) * | 2004-11-05 | 2006-05-25 | Sharp Corp | データ伝送システム |
JP2015080026A (ja) * | 2013-10-15 | 2015-04-23 | 日本放送協会 | 送信装置、受信装置、デジタル放送システム及びチップ |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US7447981B2 (en) | System correcting random and/or burst errors using RS (Reed-Solomon) code, turbo/LDPC (Low Density Parity Check) code and convolutional interleave | |
KR100794790B1 (ko) | 듀얼 전송 스트림을 인코딩하는 트렐리스 인코딩 장치 및그 방법 | |
US5535228A (en) | Device and method for achieving rotational invariance in a multi-level trellis coding system | |
US7447984B2 (en) | System correcting random and/or burst errors using RS (Reed-Solomon) code, turbo/LDPC (Low Density Parity Check) code and convolutional interleave | |
KR960016660B1 (ko) | 트렐리스 코드화 큐에이엠(qam)을 이용하여 디지탈 데이터를 통신하기 위한 방법 및 그 장치 | |
US5790570A (en) | Concatenated trellis coded modulation and linear block codes | |
KR100811184B1 (ko) | 아우터 인코더 및 그 방법 | |
US7190732B2 (en) | Multilevel coding with unequal error protection and time diversity for bandwidth efficient transmission | |
KR100794791B1 (ko) | 터보 스트림 처리 장치 및 그 방법 | |
US7865812B2 (en) | Apparatus and method for determining a detected punctured position in punctured convolutional codes | |
US20080192851A1 (en) | Signal Space Expansion For a 16 Qam Scheme | |
US8875000B2 (en) | Methods and systems systems for encoding and decoding in trellis coded modulation systems | |
US6553539B1 (en) | Encoding input digital words to form encoded output symbols | |
JP2512130B2 (ja) | 誤り訂正連接符号化装置および誤り訂正連接符号復号化装置 | |
US6035428A (en) | Apparatus for deinterleaving and output-processing decoded data in a trellis decoder | |
JPH07288479A (ja) | 誤り訂正連接符号化方法及び装置 | |
US6611940B1 (en) | Decoding symbols representing digital words | |
JP2004023691A (ja) | 誤り訂正符号化/復号化方法及び送信装置及び受信装置 | |
CN115225202B (zh) | 一种级联译码方法 | |
US7570699B2 (en) | QAM symbol mapping method and apparatus for downstream transmission of a cable modem | |
JPH03228435A (ja) | 符号化変調方式 | |
JP3576653B2 (ja) | 符号化変調装置 | |
JP2518355B2 (ja) | 符号化変復調回路 | |
US20020138793A1 (en) | Iterative decoding of differentially modulated symbols | |
JPH09153917A (ja) | ディジタル伝送装置 |