JPH03218270A - Power converter and uninterruptible power supply - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce leak current by inserting a reactor into an AC line and connecting at least one phase of the AC line through a capacitor with a DC line thereby constituting a high frequency filter. CONSTITUTION:Reactors 6, 7, 8 are inserted into AC lines A, B, C and at least one phases of the AC lines A, B, C are connected through capacitors 9, 10, 11 with DC lines P, N thus constituting a high frequency filter. Transistors T1-T6 are then subjected to high frequency switching thus absorbing the high frequency voltage for the AC and DC lines A-C, P, N through the reactors 6-8 and the capacitors 6-8. Since a low frequency voltage functions between the AC and DC lines A-C, P, N, the stray capacitance between the DC lines P, N and the ground does not produce a leak current which causes any trouble.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、順変換（コンバータ）又は逆変換（インバー
タ）の電力変換装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power conversion device for forward conversion (converter) or inverse conversion (inverter).

〔従来の技術〕[Conventional technology]

かかる電力変換装置では、交流ライン間に発生する高周
波成分を除去するため、特開昭６２−２６８３６６号公
報の第２Ａ図に示されているように、コンバータおよび
インバータの交流各相のラインにリアクトルを挿入し、
さらに交流各相間にコンデンサを接続してなるＬＣフィ
ルタが設けられていた。In such power converters, in order to remove high frequency components generated between AC lines, reactors are installed in the lines of each AC phase of the converter and inverter, as shown in Figure 2A of JP-A No. 62-268366. Insert
Furthermore, an LC filter was provided, which consisted of a capacitor connected between each AC phase.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

しかし、上記従来の技術によれば、交流ライン間の高周
波成分を除去できても、交流ラインと直流ライン間に生
ずる高周波成分を除去することができない。このため、
インバータまたはコンバータの半専体スイッチを高周波
スイッチングすると、交流ラインと直流ラインとの間に
高周波の電圧が発生し、交流ラインと直流ラインとの間
に漏れ電５ 流が流れてしまうという問題があった。However, according to the above-mentioned conventional technology, even if high frequency components between AC lines can be removed, high frequency components occurring between AC lines and DC lines cannot be removed. For this reason,
When high-frequency switching is performed on the semi-dedicated switch of an inverter or converter, a high-frequency voltage is generated between the AC line and the DC line, and there is a problem in that leakage current flows between the AC line and the DC line. Ta.

すなわち、交流ラインは通常一線（例えばＶ相）が接地
される。また、インバータとコンバータの直流部分と筐
体との間には必ず浮遊容量Ｃｏが存在する。その結果、
交流ライン（Ｖ相）から接地線（Ｖ相）一大地一筐体接
地線−Ｃｏ一直流ラインに至る電流の径路ができ、上述
した交流一直流ライン間の高周波電圧により電流が流れ
る。この電流は接地線を流れる漏れ電流であるから、交
流ラインに漏電プレー力があれば、トリップすることに
なる他、安全上の問題がある。例えば、３００Ｖ，５０
ｋＨＺの高周波電圧が発生する回路で、Ｃｏ＝３０００
ｐＦあったとすると、０．２　８　３Ａ（ｉ＝ωＣｏＶ
）もの漏れ電流が流れる。That is, one line (for example, V phase) of the AC line is usually grounded. Furthermore, a stray capacitance Co always exists between the DC portion of the inverter and converter and the housing. the result,
A current path is created from the AC line (V phase) to the ground wire (V phase), earth, case ground wire, Co, and DC line, and the current flows due to the high frequency voltage between the AC and DC lines described above. Since this current is a leakage current flowing through the ground wire, if there is a leakage force in the AC line, it will not only trip, but also pose safety problems. For example, 300V, 50
A circuit that generates kHz high frequency voltage, Co=3000
If pF is assumed, 0.2 8 3A (i=ωCoV
) Leakage current flows.

本発明の目的は、スイッチ素子を高周波スイッチングす
ることにより発生する大地に流れる漏れ電流を低減した
電力変換装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a power conversion device that reduces leakage current flowing to the ground that is generated by high-frequency switching of a switch element.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

本発明は、上記目的を達成するため、電力変換６ 装置の交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該
リア９１〜ルの電力変換に係るスイソチ素子の反対側に
接続さＪした而記交流ラインのすくなくとも１相をコン
デンザを介して直流ラインの片側ラインに接続してなる
高周波フィルタを設けたことを特徴とする。In order to achieve the above object, the present invention includes a reactor inserted and connected to each phase of the AC line of the power conversion device, and connected to the opposite side of the switch element related to the power conversion of the rear 91 to 6. The present invention is characterized in that a high frequency filter is provided in which at least one phase of the AC line is connected to one side of the DC line via a capacitor.

なお、前記高周波フィルタが接続される直流ラインは正
極でもよく、直流ライン側に平滑コンデンサが接続され
たものにあっては、その平滑コンデンサの中性点（平滑
コンデンサの端子電圧の中点電位の点）に接続してもよ
い。Note that the DC line to which the high-frequency filter is connected may have a positive polarity, and if a smoothing capacitor is connected to the DC line side, the neutral point of the smoothing capacitor (the midpoint potential of the terminal voltage of the smoothing capacitor) (point).

また、電力変換装置としては単相又は３相のインバータ
又はコンバータが適用できる。さらに、コンバータとイ
ンバータを組合せてなる無停電電源装置等の電力変換装
置にも適用でき、この場合は浮遊容旦が大きな蓄電池が
直流ラインに接続されるので−層漏れ電流の問題解消に
効果がある。Moreover, a single-phase or three-phase inverter or converter can be applied as the power converter. Furthermore, it can be applied to power conversion devices such as uninterruptible power supplies that combine a converter and an inverter, and in this case, since a storage battery with a large floating capacity is connected to the DC line, it is effective in solving the problem of layer leakage current. be.

〔作用〕[Effect]

このように構成される本発明によれば、次の作用により
本発明の目的が達成される。According to the present invention configured as described above, the object of the present invention is achieved by the following effects.

７ 交流ラインにリアク１ヘルを挿入し、かつ交流ラインの
少なくとも１相をコンデンサを介して直流ラインに接続
してなる高周波フィルタを設けたことから、電力変換に
係るスイッチ素子を高周波スイッチングすることにより
交流と直流のライン間に発生する高周波電圧は上記高周
波フィルタのりアクトルとコンデンサにより吸収される
。この結果、交流と直流のライン間に作用する電圧は低
周波（交流ラインの基本波）電圧となるから、直流ライ
ンと大地間の浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電
流は流れない。7. Since a high frequency filter is provided by inserting a reactor into the AC line and connecting at least one phase of the AC line to the DC line via a capacitor, high frequency switching of the switching elements related to power conversion is possible. The high frequency voltage generated between the AC and DC lines is absorbed by the high frequency filter actuator and capacitor. As a result, the voltage acting between the AC and DC lines becomes a low frequency (fundamental wave of the AC line) voltage, so that no leakage current that would cause a problem will flow due to the stray capacitance between the DC line and the ground.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明を実施例を用いて説明する。 The present invention will be explained below using examples.

第１図は、本発明を適用してなるコンバータの一実施例
の全体構成図である。コンバータ主回路１は６個のトラ
ンジスタＴ　１〜Ｔ６と、このＩ・ランジスタＴ１〜Ｔ
６のそれぞれに逆並列接続されたダイオー１−Ｄ］〜Ｄ
６を３相ブリッジ接続して形成されている。このコンバ
ータ主回路１の各トランジスタＴ１〜Ｔ６は、制御回路
２から与えら一８一 れるＩ）ＷＭ（パルス幅変調）制御により生成されたオ
ン・オフ制御信号により廓動され、電圧形ＰＷＭコンバ
ータとして機能するようになっている。コンバータ十回
路１の交流端は、それぞれ交流ラインＡ，Ｂ，Ｃを介し
て交流電源３に接続されている。一方、コンバータ主回
路１の直流端には直流ラインＰ，Ｎを介して負荷４が接
続され、かつ直流端には平滑コンデンサ５が並列接続さ
れている。このように形成されたコンバータ主回路１−
の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃには、それぞれリアクトル６，
７．８が挿入され、このリアクトル６，７，８の交流電
源３側の各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直ラインＮとの間に
コンデンサ９，１０，．１．１が接続されている。これ
らのりアクトル６，７，８とコンデンサ９，１０，１．
１によって高周波フィルタが形成されている。FIG. 1 is an overall configuration diagram of an embodiment of a converter to which the present invention is applied. The converter main circuit 1 includes six transistors T1 to T6 and I transistors T1 to T6.
6 connected in antiparallel to each of the diodes 1-D] to D
6 in a three-phase bridge connection. Each of the transistors T1 to T6 of this converter main circuit 1 is operated by an on/off control signal generated by I) WM (Pulse Width Modulation) control given from a control circuit 2. It is designed to function as a The AC ends of the converter circuit 1 are connected to an AC power source 3 via AC lines A, B, and C, respectively. On the other hand, a load 4 is connected to the DC end of the converter main circuit 1 via DC lines P and N, and a smoothing capacitor 5 is connected in parallel to the DC end. Converter main circuit 1- formed in this way
AC lines A, B, and C are equipped with reactors 6 and 6, respectively.
7.8 are inserted, and capacitors 9, 10, . 1.1 is connected. These actuators 6, 7, 8 and capacitors 9, 10, 1.
1 forms a high frequency filter.

また、制御回路２は交流入力電圧と、電流検出器１．２
．１３により検出された交流入力電流と、直流出力電圧
とを入力し、交流入力電流を正弦波に制御し、かつその
位相と大きさを制御して力率を１に保持した状態で、直
流出力電圧を目標値に保持するように、前記１・ランジ
スタ゛ｒ１〜Ｔ６をＰＷＭ制御するように形成されてい
る。なお、このような入力電流の波形改善制御は公知の
方法であることから詳しい説明は省略する（例えば、電
気学会出版：　「半導体電力変換回路」第２１１〜第２
１２頁参照されたい）。The control circuit 2 also receives an AC input voltage and a current detector 1.2.
．． The AC input current detected by 13 and the DC output voltage are input, and the AC input current is controlled to be a sine wave, and the phase and magnitude are controlled to maintain the power factor at 1. The first transistors r1 to T6 are formed to be subjected to PWM control so as to maintain the voltage at a target value. Note that this type of input current waveform improvement control is a well-known method, so a detailed explanation will be omitted (for example, see IEEJ Publishing: "Semiconductor Power Conversion Circuits" No. 211 to 2).
(See page 12).

ここで、本実施例の高周波フィルタによる交流・直流ラ
イン間の高周波吸収動作を説明する前に、同ライン間に
高周波電圧が発生する現象について、第２図、第３図（
ａ）〜（ｈ）および第４図を用いて説明する。なお、説
明を簡単にするため単相インバータを例にして説明する
が、３相インバータ又はコンバータでも同様である。第
２図において、インバータ主回路はスイッチ素子として
の１〜ランジスタＴ１〜Ｔ４と、これらに逆並列接続さ
れたダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなり、出
力の交流ラインにはりアクトルＬｌ，Ｌ２とコンデンサ
Ｃからなる公知のＬＣフィルタが設けられている。この
ように構成されるインバータ？直流ラインＰ，Ｎ間に直
流電圧Ｅｄを供給し、各トランジスタＴ１〜Ｔ４を第４
図（ａ）〜（ｅ）に示すように、交流出力電圧に対応し
た正弦波と搬送波の二角波とを比較して得られるＰＷＭ
信号により制御すると、インバータ主回路の出力電圧ｖ
ｏは同図（ｆ）に示したよう高周波を含んだものとなる
が、その高周波分はＬＣフィルタにより除去され、交流
ラインＡ，Ｂ間の出力電圧ＶＡＢは低周波の正弦波とな
る。Before explaining the high frequency absorption operation between AC and DC lines by the high frequency filter of this embodiment, let us first explain the phenomenon of high frequency voltage occurring between the same lines as shown in Figures 2 and 3 (
This will be explained using a) to (h) and FIG. 4. Note that, to simplify the explanation, a single-phase inverter will be described as an example, but the same applies to a three-phase inverter or converter. In Fig. 2, the inverter main circuit consists of transistors T1 to T4 as switching elements and diodes D1 to D4 connected in antiparallel to these in a bridge connection, and actors Ll and L2 are connected to the output AC line. A known LC filter consisting of a capacitor C is provided. An inverter configured like this? DC voltage Ed is supplied between DC lines P and N, and each transistor T1 to T4 is
As shown in Figures (a) to (e), PWM is obtained by comparing the sine wave corresponding to the AC output voltage and the square wave of the carrier wave.
When controlled by a signal, the output voltage v of the inverter main circuit
o contains a high frequency as shown in FIG. 5(f), but the high frequency component is removed by the LC filter, and the output voltage VAB between AC lines A and B becomes a low frequency sine wave.

しかし、トランジスタＴ１〜Ｔ４を上述のようにＰＷＭ
信号によりオン・オフしている回路状態をモードに分類
すると、正の半波の間は第３図（ａ）〜（ｄ）に示す簡
易回路モードとなり、負の半波の間は同図（ｅ）〜（ｈ
）に示す簡易回路モードとなる。そして、モード（ａ）
と（Ｃ）においては、リアクトルＬ１とＬ２の両端電圧
をそれぞれＶＬ，■とＶｔ．２とすると、 Ｅｄ＝Ｖし．＋Ｖ＾Ｂ＋ＶＬ２　　　　　　　　　　　
　　・　（１）が成立する。また、モード（ｂ）と（ｃ
）においては、 −１１ ＶＬ．　十ＶＡＢ＋　ＶＬ．２＝　Ｏ　　　　　　　　
−　（２）となる。同様にモード（ｅ）と（ｇ）におい
ては次式（３）が、モード（ｆ）と（ｈ）においては次
式（４）が成立する。However, as described above, transistors T1 to T4 are
If we classify the circuit states that are turned on and off by signals into modes, during the positive half-wave the simple circuit mode is shown in Figure 3 (a) to (d), and during the negative half-wave the simple circuit mode is shown in Figure 3 (a) to (d). e)～(h
) is the simple circuit mode shown. And mode (a)
In and (C), the voltages across reactors L1 and L2 are set to VL, ■ and Vt., respectively. 2, Ed=V. +V^B+VL2
・(1) holds true. Also, modes (b) and (c
), -11 VL. 10 VAB+ VL. 2=O
- (2). Similarly, the following equation (3) holds true in modes (e) and (g), and the following equation (4) holds true in modes (f) and (h).

−Ｅｄ＝Ｖ５＋Ｖ＾Ｂ＋Ｖし．　　　　　　　−（３）
Ｖ＋．ｔ　＋ＶＡＢ＋　ＶＬ２＝　　Ｏ　　　　　　　
　　　　　　　　　・−　（４）次に各モードにおける
直流ラインＮと交流ラインＢとの間の電圧ＶＢＮを求め
てみる。なお、ＶＬ１ＶＬ．と仮定する。モード（．）
と（ｃ）のときは、第３図（ａ）と式（１）から、 Ｚ となる。同様に、モード（ｂ）のときは次式（６）、モ
ード（ｄ）のときは次式（７）、モード（ｅ）と（ｇ）
のときは次式（８），モード（ｆ）のときは次式（９）
、モード（ｈ）のときは次式（１０）になる。-Ed=V5+V^B+V. -(3)
V+. t+VAB+VL2=O
- (4) Next, find the voltage VBN between the DC line N and AC line B in each mode. In addition, VL1VL. Assume that mode(.)
In the case of (c), Z is obtained from FIG. 3(a) and equation (1). Similarly, in mode (b), the following equation (6), in mode (d), the following equation (7), and modes (e) and (g).
For mode (f), the following formula (8) is used, and for mode (f), the following formula (9) is used.
, in mode (h), the following equation (10) is obtained.

モ−Ｆ（ｄ）：ＶａＮ＝ＶＬ２＝　一　　　　　　　−
（７）２ −１２− ２ このようにして求めた電圧ＶＢＮを波形に表わすと、第
４図（ｇ）のごとく、高周波を含んだものとなっている
。そして、この高周波電圧のために直流ラインと大地間
の浮遊容量を介して交流ライン（接地ライン）との間に
漏れ電流が流れるのである。Mo-F(d): VaN=VL2=1 −
(7) 2 -12- 2 When the voltage VBN obtained in this way is expressed in a waveform, it contains a high frequency as shown in FIG. 4(g). Due to this high frequency voltage, a leakage current flows between the DC line and the AC line (ground line) via the stray capacitance between the DC line and the ground.

第１図実施例の場合にあっても同様に、交流ラインＡ，
Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に第４図（ｇ）のような高周波
分を含んだ電圧が発生しうるのであるが、高周波フィル
タ（リアクトル６，７．８及びコンデンサ９，１０．１
１）により高周波分が吸収されて基本波成分（電源）の
低周波のみとなる。すなわち、高周波フィルタのフィル
タ特性をトランジスタＴ１〜Ｔ６のスイッチング周波数
以上の高周波を除去しうる次数に選定することにより、
低周波以外の成分が除去されるのである。Similarly, in the case of the embodiment shown in FIG.
A voltage including a high frequency component as shown in Fig. 4(g) may be generated between B and C and the DC line N.
1), the high frequency component is absorbed and only the low frequency component of the fundamental wave component (power supply) remains. That is, by selecting the filter characteristics of the high frequency filter to an order that can remove high frequencies higher than the switching frequencies of the transistors T1 to T6,
Components other than low frequencies are removed.

したがって、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインＮとの
間の電圧、すなわちコンデンサ９，１０．１１の両端電
圧は第５図に示すように直流出力電圧Ｅｄの１７２に交
流電源電圧の１相分の電圧を加えた波形の電圧Ｖｘにな
る。Therefore, the voltage between the AC lines A, B, C and the DC line N, that is, the voltage across the capacitors 9, 10, and 11, is equal to 172 of the DC output voltage Ed and one phase of the AC power supply voltage The waveform voltage Vx is obtained by adding the voltage of

この結果、第６図に示した第１図実施例の簡易回路のよ
うに、コンバータ２０の直流ラインＮと接地された筺体
２１との間に浮遊容量２２が存在し、また交流ラインＥ
　（Ｖ相）が接地されている場合にも、上記低周波電圧
ＶＸにより数千ｐＦ程度の浮遊容量２２を介して接地回
路に流れる漏れ電流１８はごくわずかなものとなる。As a result, as in the simple circuit of the embodiment shown in FIG. 1 shown in FIG.
Even when (V phase) is grounded, the leakage current 18 flowing into the ground circuit through the stray capacitance 22 of about several thousand pF due to the low frequency voltage VX is extremely small.

なお、交流電源３の系統が非接地系であっても、交流ラ
インＡ，Ｂ，Ｃ　（例えばケーブル）の長さと大地間と
の距離によって決まる浮遊容量２３が存在するため、Ｖ
ｘに高周波分が含まれると、上記と同様に高周波の漏れ
電流ｊウが流れることになる。したがって、本発明は、
交流電源３が非接地系でも同−の効果がある。Note that even if the system of the AC power supply 3 is an ungrounded system, there is a stray capacitance 23 determined by the length of the AC lines A, B, C (for example, cables) and the distance between them and the ground, so V
If x includes a high frequency component, a high frequency leakage current j will flow similarly to the above. Therefore, the present invention:
The same effect can be obtained even if the AC power supply 3 is an ungrounded system.

以下、第７図乃至第１２図に本発明の他の実施例の構成
図を示し、それぞれについて説明する。Hereinafter, the configuration diagrams of other embodiments of the present invention are shown in FIGS. 7 to 12, and each will be explained.

第７図実施例は第１図実施例の変形例であり、リアクト
ル６，７．８の交流電源３側の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃの
各相間に従来の丁、Ｃフィルタを構成するコンデンサ２
９，３０．３１を接続した点のみが異なる。The embodiment shown in FIG. 7 is a modification of the embodiment shown in FIG. 2
The only difference is that 9, 30, and 31 are connected.

本実施例の場合、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間の電圧につ
いてはりアクトル６〜８とコンデンサ３１のフィルタに
よって決まり、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラインＮと
の間の電圧はりアクトル６〜８とコンデンサ９〜１１に
よって決まる。したがって、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間
の高周波の低減程度と、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃど直流ラ
インＮ間の高周波の低減程度を独立に決められるという
利点がある。In the case of this embodiment, the voltage between each AC line A, B, C is determined by the filter of the actors 6 to 8 and the capacitor 31, and the voltage between the AC lines A, B, C and the DC line N is determined by the filter of the actors 6 to 8 and the capacitor 31. -8 and capacitors 9-11. Therefore, there is an advantage that the degree of reduction in high frequency between each AC line A, B, C and the degree of reduction in high frequency between AC lines A, B, C and DC line N can be determined independently.

第７図は、第６図実施例のコンデンサ９と１１を取り除
いた実施例である。交流ラインＡ、Ｂ，Ｃと直流ライン
Ｎの間のコンデンサ９〜１１にく−１５ らべて交流ラインＡ，Ｂ，Ｃ間のコンデンサ２９〜３１
が充分に大きければ、第６図のコンデンサ９〜１］のよ
うに各交流ラインごとに入れずに、本実施例のように１
つの交流ラインと直流ラインの間にまとめてコンデンサ
７を入れても、各交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ
間のフィルタの低減効果は同程度である。なお、図では
コンデンサ７をＡ相（接地相）に入れているが、Ｂ相又
はＣ相でもよい。この実施例では、第６図の実施例に対
しコンデンサの部品数が低減するという効果がある。FIG. 7 shows an embodiment in which capacitors 9 and 11 of the embodiment in FIG. 6 are removed. Capacitors 9 to 11 between AC lines A, B, C and DC line N - 15 Comparatively capacitors 29 to 31 between AC lines A, B, C
If the capacitors 9 to 1 in FIG.
Even if capacitors 7 are inserted between two AC lines and DC lines, each AC line A, B, C and DC line N
The reduction effects of the filters in between are about the same. Although the capacitor 7 is shown in the A phase (grounded phase) in the figure, it may be in the B phase or C phase. This embodiment has the effect of reducing the number of capacitor parts compared to the embodiment of FIG.

第９図実施例は、第１図の交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流
ラインＮに入れていたコンデンサ６〜８を、交流ライン
Ａ，Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間に入れた実施例である
。直流ラインＮは、コンデンサ５によりほぼ完全な直流
に平滑されているので、交流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラ
インＮとの間の高周波を除去するのも、交流ラインＡ，
Ｂ，Ｃと直流ラインＰとの間の高周波を除去するのも同
じ作用である。The embodiment shown in FIG. 9 is an implementation in which capacitors 6 to 8, which were placed in AC lines A, B, C and DC line N in FIG. 1, are placed between AC lines A, B, C and DC line P. This is an example. Since the DC line N is smoothed to almost perfect DC by the capacitor 5, high frequencies between the AC lines A, B, and C and the DC line N are also removed by the AC lines A, B, and C.
The same effect is used to remove high frequencies between B and C and the DC line P.

１６ 第１０図実施例は、第１図の交流ラインＡ、Ｂ，Ｃと直
流ラインＮとの間に入れていたコンデンサ６〜８を、交
流ラインＡ，Ｂ，Ｃと直流ラインの中性点、すなわちコ
ンデンサ５Ａと５Ｂで分圧した点に入れた実施例である
。この場合、コンデンサ６〜８に印加される電圧は、第
５図に示した波形の交流成分だけとなり、直流成分はな
くなる。16 In the embodiment shown in FIG. 10, the capacitors 6 to 8, which were inserted between the AC lines A, B, C and the DC line N in FIG. That is, this is an embodiment in which the voltage is divided by the capacitors 5A and 5B. In this case, the voltage applied to the capacitors 6 to 8 has only the AC component of the waveform shown in FIG. 5, and no DC component.

したがって、第１図にくらべコンデンサ６〜８の耐圧を
低くできるという効果がある。また、コンデンサ５Ａと
５Ｂで分圧した中性点は、交流側の中性点としても利用
できる。Therefore, there is an effect that the withstand voltage of the capacitors 6 to 8 can be lowered compared to that in FIG. Further, the neutral point obtained by dividing the voltage between the capacitors 5A and 5B can also be used as a neutral point on the AC side.

第１１図実施例は、本発明をインバータに適用した実施
例である。６つのトランジスタＴ１〜１゛６と、それぞ
れのトランジスタＴ１〜Ｔ６に逆並列に接続されたダイ
オードＤ１〜Ｉ）　６により、電圧型のＰＷＭインバー
タの主回路４０を構成する。The embodiment shown in FIG. 11 is an embodiment in which the present invention is applied to an inverter. The main circuit 40 of the voltage type PWM inverter is composed of six transistors T1-16 and diodes D1-16 connected in antiparallel to the respective transistors T1-T6.

直流電源４１を人力とし、出力側は各交流ラインＡ，Ｂ
，Ｃに入れたりアクトル４２〜４３と、各交流ラインＡ
，Ｂ，Ｃと直流ラインＮ間に入れたコンデンサ４５〜４
７とから成る高周波フィルタで高周波を除去した後、負
荷４８に交流電力を供給している。制御回路４９は、交
流出力電圧をフィードバックして、出力電圧が一定の交
流電圧となるようにトランジスタＴ１〜Ｔ６にオン・オ
フ信号を与えている。本実施例でも、リアクトル４２〜
４４とコンデンサ４５〜４７から成る高周波フィルタは
、基本波交流成分は通過させ、１−ランジスタＴ１〜Ｔ
６のスイッチング周波数以」二の高周波は十分に除去で
きるような次数に選定される。The DC power supply 41 is powered by human power, and the output side is connected to each AC line A and B.
, C, actors 42 to 43, and each AC line A.
, B, C and the DC line N
AC power is supplied to the load 48 after removing high frequencies with a high frequency filter consisting of 7 and 7. The control circuit 49 feeds back the AC output voltage and provides on/off signals to the transistors T1 to T6 so that the output voltage becomes a constant AC voltage. Also in this embodiment, reactors 42 to
44 and capacitors 45 to 47 pass the fundamental AC component, and 1-transistors T1 to T
The order is selected such that high frequencies higher than the switching frequency of 6 can be sufficiently removed.

したがって、交流ラインと直流ライン間の高周波成分は
、除去される。これにより、交流ライン部分と筐体間の
浮遊容量によって流れる漏洩電流が低減される。Therefore, high frequency components between the AC line and the DC line are removed. This reduces the leakage current that flows due to stray capacitance between the AC line portion and the housing.

したがって、本実施例によれば、第１２図のように直流
電源４１を入力とするインバータ６０の直流ライン部分
と筺体６１の間の浮遊容量６２と、負荷４８の接地ライ
ン又は大地との間の浮遊容量６３とから成るループに流
れる高周波の漏洩電流（ｉ８）を低減する効果がある。Therefore, according to this embodiment, as shown in FIG. 12, the stray capacitance 62 between the DC line portion of the inverter 60 which receives the DC power supply 41 as input and the casing 61, and the ground line or earth of the load 48. This has the effect of reducing the high-frequency leakage current (i8) flowing in the loop consisting of the stray capacitance 63.

上述した各実施例は、３相のコンバータと３相のインバ
ータについてであるが、単相の場合にも本発明は適用で
きる。第１３図は３相コンバータの実施例であり、第」
．図から１相分を取り除いた構成となっている。第１４
図は単相インバータの実施例であり第１１図から１相分
を取り除いた構成となっている。どちらの場合も、交流
ライン側と直流ライン側の高周波を除去して，直流ライ
ン部分の浮遊容量による漏洩電流を低減できる。Although each of the embodiments described above concerns a three-phase converter and a three-phase inverter, the present invention can also be applied to a single-phase case. Figure 13 is an example of a three-phase converter, and
．． The configuration is such that one phase has been removed from the diagram. 14th
The figure shows an example of a single-phase inverter, and has a configuration in which one phase is removed from FIG. 11. In either case, high frequencies on the AC line side and the DC line side can be removed to reduce leakage current due to stray capacitance in the DC line portion.

第１５図は、本発明をＵＰＳ　（無停電電源装置）のコ
ンバータ部分に適用した実施例である。破線内のコンバ
ータ２０は、第１図と同じ構成であり、直流出力にバツ
テリ５１と、インバータ５２が接続されている。インバ
ータ５２は、直流を入力して、一定電圧一定周波数の安
定した正弦波交流電圧を負荷４８に供給している。電源
３が正常時は、コンバータ２０によってバツテリ５１を
充電すると共にインバータ５２へ電力を供給する。電源
３が停電した場合には、コンバータ２０は停止して、バ
ッテリ５１からインバータ５２へ電力を供給する。これ
により、電源３の正常時も、停電時も一１９ 定した交流電圧を負荷４８へ供給できる。本実施例の場
合、直流ライン部分の部品として、コンデンサ５以外に
バッテリ５１があるため、直流ライン部分と筐体間の１
ｌ遊容量が大きくなる。したがって、本発明適用による
漏洩電流低減の効果が大きい。FIG. 15 shows an embodiment in which the present invention is applied to a converter portion of a UPS (uninterruptible power supply). The converter 20 within the broken line has the same configuration as in FIG. 1, and has a battery 51 and an inverter 52 connected to its DC output. The inverter 52 inputs DC and supplies a stable sine wave AC voltage of constant voltage and constant frequency to the load 48 . When the power supply 3 is normal, the converter 20 charges the battery 51 and supplies power to the inverter 52. When power supply 3 has a power outage, converter 20 is stopped and power is supplied from battery 51 to inverter 52 . As a result, a constant AC voltage can be supplied to the load 48 both when the power supply 3 is normal and when there is a power outage. In the case of this embodiment, since there is a battery 51 in addition to the capacitor 5 as a part of the DC line part, there is a
l Free capacity increases. Therefore, the effect of reducing leakage current by applying the present invention is large.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以七説明したように、本発明によれば、交流ラインにリ
アクトルを挿入し、かつ交流ラインの少なくとも１相を
コンデンサを介して直流ラインに接続してなる高周波フ
ィルタを設けたことから、電力変換に係るスイッチ素子
を高周波スイッチングすることにより交流と直流のライ
ン間に発生する高周波電圧は上記高周波フィルタのりア
ク１ヘルとコンデンサにより吸収される。この結果、交
流と直流のライン間に作用する電圧は低周波（交ｄεラ
インの基本波）電圧となるから、直流ラインと大地間の
浮遊容量程度では支障を生じる程の漏れ電流は流れない
という効果がある。As explained above, according to the present invention, a reactor is inserted into an AC line and a high frequency filter is provided in which at least one phase of the AC line is connected to the DC line via a capacitor, so that power conversion is possible. The high frequency voltage generated between the AC and DC lines by high frequency switching of the switching element is absorbed by the high frequency filter and the capacitor. As a result, the voltage that acts between the AC and DC lines becomes a low-frequency voltage (the fundamental wave of the AC dε line), so it is said that a leakage current that would cause a problem will not flow due to the stray capacitance between the DC line and the ground. effective.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

２０− 第１図は本発明を適用してなる３相コンバータの一実施
例の構成図、第２図乃至第４図はスイッチング高周波発
生の現象を説明する図であり、第２図は単相インバータ
の構成図、第３図はスイソチングモード図、第４図は各
部波形図、第５図は第１図実施例の交流・直流ライン間
の電圧波形図、第６図は第１図実施例の動作を説明する
ための簡易回路図、第７図乃至第１０図はそれぞれ本発
明を適用してなる３相コンバータの他の実施例の構成図
、第１１図は本発明を適用してなる３相インバータの一
実施例の構成図、第１２図は第１１図実施例の動作を説
明するための簡易回路図、第１３図と第１４図はそれぞ
れ単相コンバータとインバータの実施例の構成図、第１
５図は本発明を適用してなる無停電電源装置の一実施例
の構成図である。 １・・コンバータ主回路、 ２・・・制御回路、 ３・・・交流電源、 ４・・・負荷、 ５．５Ａ，５Ｂ・・・平滑コンデンサ、６〜８・・リア
クトル、 ９〜１１・・コンデンサ、 ２０・・コンバータ、 ２１・・・筐体、 ２９〜３１・・・コンデンサ、 ４１・・直流電源、 ４２〜４４・・・リアクトル、 ４５〜４７・・・コンデンサ、 ４８・・・負荷、５１・・・蓄電池、 ５２・・インバータ、６０・・インバータ。20- Fig. 1 is a block diagram of an embodiment of a three-phase converter to which the present invention is applied, Figs. 2 to 4 are diagrams explaining the phenomenon of switching high frequency generation, and Fig. The configuration diagram of the inverter, Figure 3 is the switching mode diagram, Figure 4 is the waveform diagram of each part, Figure 5 is the voltage waveform diagram between the AC and DC lines of the embodiment in Figure 1, and Figure 6 is the diagram shown in Figure 1. 7 to 10 are simplified circuit diagrams for explaining the operation of the embodiment, and FIG. 11 is a block diagram of another embodiment of a three-phase converter to which the present invention is applied, and FIG. 11 is a simplified circuit diagram to explain the operation of the embodiment. 12 is a simplified circuit diagram for explaining the operation of the embodiment in FIG. 11, and FIGS. 13 and 14 are examples of a single-phase converter and an inverter, respectively. Configuration diagram, 1st
FIG. 5 is a configuration diagram of an embodiment of an uninterruptible power supply to which the present invention is applied. 1...Converter main circuit, 2...Control circuit, 3...AC power supply, 4...Load, 5.5A, 5B...Smoothing capacitor, 6-8...Reactor, 9-11... Capacitor, 20... Converter, 21... Housing, 29-31... Capacitor, 41... DC power supply, 42-44... Reactor, 45-47... Capacitor, 48... Load, 51...Storage battery, 52...Inverter, 60...Inverter.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、交流ラインと直流ラインとの間に接続されたスイッ
チ素子を、高周波パルスでスイッチングすることにより
直交いずれかの電力変換を行う電力変換装置において、
前記交流ラインの各相にリアクトルを挿入接続し、該リ
アクトルの前記スイッチ素子の反対側に接続された前記
交流ラインのすくなくとも１相をコンデンサを介して前
記直流ラインの片側ラインに接続してなる高周波フィル
タを設けたことを特徴とする電力変換装置。 ２、スイッチ素子をブリッジ接続してなる電力変換主回
路と、前記スイッチ素子を高周波パルスでスイッチング
することにより直交いずれかの電力変換を行わせる制御
回路とを含んでなる電力変換装置において、前記電力変
換主回路に接続される交流ラインの各相にリアクトルを
挿入接続し、該リアクトルの前記電力変換主回路の反対
側に接続された前記交流ラインのすくなくとも１相を、
コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラインの
片側ラインに接続してなる高周波フィルタを設けたこと
を特徴とする電力変換装置。 ３、前記高周波フィルタが接続される直流ラインが負極
であることを特徴とする請求項１または２記載の電力変
換装置。 ４、前記高周波フィルタが接続される直流ラインが正極
であることを特徴とする請求項１または２記載の電力変
換装置。 ５、前記電力変換主回路がインバータであることを特徴
とする請求項１、２、３、４いずれかに記載の電力変換
装置。 ６、スイッチ素子をブリッジ接続してなる電力変換主回
路と、前記スイッチ素子を高周波パルスでスイッチング
することにより交直いずれかの電力変換を行わせる制御
回路とを含んでなる電力変換装置において、前記電力変
換主回路に接続される交流ラインの各相にリアクトルを
挿入接続し、該リアクトルの前記電力変換主回路の反対
側に接続された前記交流ラインのすくなくとも１相を、
コンデンサを介して前記電力変換主回路の直流ラインに
設けられた平滑コンデンサの中性点に接続してなる高周
波フィルタを設けたことを特徴とする電力変換装置。 ７、前記電力変換主回路がコンバータであることを特徴
とする請求項１、２、３、４、６いずれかに記載の電力
変換装置。 ８、前記交流ラインの各相間にコンデンサを接続してな
ることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６、７
いずれかに記載の電力変換装置。 ９、前記制御回路が交流入力電流と交流入力電圧と直流
出力電圧とを入力し、前記交流入力電流を正弦波に制御
するとともに位相と大きさを制御して力率を１に保ちな
がら、前記直流出力電圧を一定に保つように前記スイッ
チ素子をＰＷＭ制御する構成を含んでなり、前記電力変
換装置が電圧形コンバータであることを特徴とする請求
項２、３、４、６、８いずれかに記載の電力変換装置。 １０、前記制御回路が交流出力電圧を入力し、該交流出
力電圧を一定に保つように前記スイッチ素子をＰＷＭ制
御する構成を含んでなり、前記電力変換装置が電圧形イ
ンバータであることを特徴とする請求項２、３、４、８
いずれかに記載の電力変換装置。 １１、ブリッジ接続されたスイッチ素子を有し交流電力
を直流電力に変換するコンバータと、ブリッジ接続され
たスイッチ素子を有し前記コンバータの直流出力を交流
電力に変換するインバータと、前記コンバータの直流ラ
インに接続された蓄電池とを含んでなる無停電電源装置
において、前記コンバータに接続される交流ラインの各
相にリアクトルを挿入接続し、該リアクトルの交流電源
側の交流ラインのすくなくとも１相を、コンデンサを介
して前記コンバータの直流ラインの片側ラインに接続し
てなる高周波フィルタを設けたことを特徴とする無停電
電源装置。[Claims] 1. A power conversion device that performs orthogonal power conversion by switching a switching element connected between an AC line and a DC line using high-frequency pulses,
A high-frequency power source in which a reactor is inserted and connected to each phase of the AC line, and at least one phase of the AC line connected to the opposite side of the switch element of the reactor is connected to one side of the DC line via a capacitor. A power conversion device characterized by being provided with a filter. 2. A power conversion device comprising a power conversion main circuit formed by bridge-connecting switch elements, and a control circuit that performs orthogonal power conversion by switching the switch elements with high-frequency pulses. A reactor is inserted and connected to each phase of an AC line connected to the main conversion circuit, and at least one phase of the AC line connected to the opposite side of the reactor to the main power conversion circuit is
A power conversion device comprising a high frequency filter connected to one side line of the DC line of the power conversion main circuit via a capacitor. 3. The power conversion device according to claim 1 or 2, wherein the DC line to which the high frequency filter is connected has a negative pole. 4. The power conversion device according to claim 1 or 2, wherein the DC line to which the high frequency filter is connected has a positive pole. 5. The power conversion device according to claim 1, wherein the power conversion main circuit is an inverter. 6. A power conversion device comprising a power conversion main circuit formed by bridge-connecting switch elements, and a control circuit that performs either AC or DC power conversion by switching the switch elements with high-frequency pulses. A reactor is inserted and connected to each phase of an AC line connected to the main conversion circuit, and at least one phase of the AC line connected to the opposite side of the reactor to the main power conversion circuit is
A power conversion device comprising: a high frequency filter connected to a neutral point of a smoothing capacitor provided in a DC line of the power conversion main circuit via a capacitor. 7. The power conversion device according to any one of claims 1, 2, 3, 4, and 6, wherein the power conversion main circuit is a converter. 8. Claims 1, 2, 3, 4, 5, 6, and 7, characterized in that a capacitor is connected between each phase of the AC line.
The power conversion device according to any one of the above. 9. The control circuit inputs an AC input current, an AC input voltage, and a DC output voltage, controls the AC input current to a sine wave, controls the phase and magnitude, and maintains the power factor at 1; 9. Any one of claims 2, 3, 4, 6, and 8, characterized in that the power conversion device is a voltage source converter, comprising a configuration that performs PWM control on the switching element so as to keep the DC output voltage constant. The power conversion device described in . 10. The control circuit inputs an AC output voltage and includes a configuration that performs PWM control on the switch element so as to keep the AC output voltage constant, and the power converter is a voltage source inverter. Claims 2, 3, 4, 8
The power conversion device according to any one of the above. 11. A converter having bridge-connected switch elements and converting AC power into DC power, an inverter having bridge-connected switch elements and converting the DC output of the converter into AC power, and a DC line of the converter. In an uninterruptible power supply including a storage battery connected to the converter, a reactor is inserted and connected to each phase of the AC line connected to the converter, and at least one phase of the AC line on the AC power side of the reactor is connected to a capacitor. An uninterruptible power supply device characterized in that a high frequency filter is provided which is connected to one side of the DC line of the converter through the converter.