JPH0321141A - 隣接干渉除去装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は基準クロック信号によりディジタル化されたデ
ィジタル符号系列を運ぶ人力ｆ；号を処理して、出力信
号を復調器に出力する隣接干渉除犬装置に関する。

ここで、復調器は、出力信号を、再生されたクロック信
号及びディジタル化され、前記出力信号を伴う再生され
た衿号系列に復調するものであり、再生された夕ロック
信号は基準信号の再生されたものであり、再生された符
号系列はディジタル符号系列の再生されたものである。

［捉来の技術コ 一般に、この種の装置は、ディジタル符号系列を運ぶ人
力信号が供給される。このような装置は、ディジタル符
号系列を有する人力信号をろ波し、ろ波出力信号を発生
する受信フィルタを有する。

ろ波出力信号は、所望の周波数帯域に隣接した他の周波
数｛１｝域による所望の周波数帯域上の隣接干渉に起因
して、所望の周波数帯域に振幅歪を伴っている。隣接干
渉除夫装置は、この振幅歪を等化するために用いられる
ものである。

従来の隣接干渉除去装置は、龍敏彦によって発案された
米国特許４３３３０６３号明細書に開示されている。開
示された装置は、上述のろ波出力信号に応答し、ろ波出
力信号の周波数軸に沿って隣接下渉を等化して、符号間
干渉を伴う振幅等化信号を、出力信号として発生させる
ものであった。

人力信号は、所望の周波数帯域の中心において、中央レ
ベルを有する。この所望の周波数帯域は、２つの他の周
波数帯域の間にあり、これら他の周波数帯域の周波数端
に位置している。入力信号は、所望の周波数帯域の一端
又は両端においてサイドレヘルを有する。従って、人力
信号は、必然的に、他の周波数帯域に隣接する所望の周
波数曲域の１つ又は２つの領域に置けるレベル成分とし
て、サイドレベルを含むことになる。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、従来の隣接干渉除去装置における適応型
振幅等化ユニットでは、サイドレベルの迦剰抑圧により
、振幅等化信号に、符号間干渉が生じてしまう問題かあ
る。これは、受信フィルタが、サイドレベルを適切に抑
圧することができないことに起因する。

すなわち、入力信号はフエージング等を被ると、中央レ
ベルは減少する。また、サイドレベルは中央レベルより
も低いのが普通である。ところが、中央レベルの減少が
起こると、サイドレベルは中央レベルよりも高いと過大
評価されてしまうことになる。その結果、適応型振幅等
化ユニッ１・はサイドレベルを過剰抑圧するように働い
てしてしまい、符号間干渉を伴う振幅等化信号が発生す
る。

そこで、本発明の技術的課題は、上記欠点に鑑み、所望
の周波数帯域の端部におけるサイドレベＩルの過剰抑圧
により生じる符号間干渉を除去する隣接干渉除去装置を
提供することである。

［課題を躬決するための手段］ 本発明によれば、ディジタル符号系列を有する入力信号
をろ波し、所望の周波数帯域に隣接した他の周波数帯域
による前記所望の周波数帯域上の隣接干渉に起因して、
前記所望の周波数帯域に発生した振幅歪を伴うろ波出力
信号を出力する受信フィルタと、前記ろ波出力信号に応
答し、前記ろ波出力信号の周波数軸に沿って前記隣接干
渉を等化して、符号間干沙を伴う第１等化信号を発生す
る第１適用型等化手段とを有する隣接干渉除去装置にお
いて、前記第１等化信号を受け、前記第１等化信号の時
間軸に沿って前記符号間干渉を等化して、第２等化信号
を出力信号として発生する第２適応型等化手段を設けた
ことを特徴とする隣接干渉除去装置が得られる。

また、本発明によれば、第１請求項記載の隣接干渉除去
装置において、前記ディジタル符号系列は基準クロック
信号によりディジタル化され、前記出力信号を、再生さ
れたクロック信号及びディシタル化され、前記出力信号
を伴う再生された？〕号系列に複′：Ｊ；．＋する？Ｍ
　：Ｊ；！Ｊ器に接続され、前記再生されたクロソク信
号は前記裁準信号の再生されたものであり、前記再生さ
れた初号系列は前記ディ゛〉タル？〕号系列の再生され
たものであり、前記デイシタル化され、前記出力信号は
前記符号間干渉と関連イ【１けられており、前記第２適
応型等化手段は、制御再能なタソブ利得を有する複数の
タンプを有するどｊ（に、前記第１適応型等化手段と前
記復調器とに［業続され、前記タップ利得に応答して前
記符号間干ｌＪＩｌｉを等化して、前記第２等化信号を
発生し、当該第２等化信号を前記復調器に供給する１・
ランスハーザルフィルタと、前記復調器と接続され、前
記再生された荀号系列及び前記ディジタル化され、前記
出力信号に応答して、前記タップ利？ＩＩを、前記符号
間干？ｅを減少させるように制御する利得制御手段とを
有することを特徴とする隣接干渉除去装置が冑られる。

［大椎例］ 次に、本発明の丈施例を図面を参照して説明する。

本允明に係わる隣接干渉除去装置は、所定の変調速度で
変調された人力信号を受け、出力信号を生成する。人力
信号は基準信号によりディジタル化されたディジタル符
号系列をＨする。

第１図に示すとおり、隣接干渉除去装置は、入力信号を
受ける受信フィルタ１と、適応型振幅等化ユニッ１・２
と、復調器４に出力新語を与える適応型トランスバーサ
ル等化ユニット３とを有する。

受信フィルタ１は入力信号をろ過し、ろ波出力信号を適
応型振幅等化ユニット２に出力する。

昂２図（ａ）に示すとおり、入力信号は、所望の周波数
・：１シ域信号Ａと、他の周波数｝；シ域戊分ＢＣとか
ら構成されている。ろ波出力信号は、所望の周波数；’
ｉ’：域信号Ａてあるが、第２図（ｂ）に示されるよう
に、他の周波数−ｉ１：・域ＢＣに起因する振幅歪をと
もなっている。これは、受信フィルタ１か、他の周波数
帯域信号Ｂ，Ｃを適切に抑圧することかできないからで
ある。

転幅歪は１次傾斜歪と高次曲率歪とを何してい７ ８ る。１次傾斜歪は１次傾斜或分と傾斜極性とから規定さ
れる。数次曲率走は２次曲率歪とより高次の曲串歪とを
含んでいる。高次曲率歪は、高次曲弔成分と曲率極性と
により規定され、２次曲弔歪は、２次曲率戊分と曲率傾
斜とにより規定される。

以下、１次傾斜歪及び２次曲率歪について説明する。

朶］図に戻り、適応型振幅等化ユニット２は、傾斜等化
器２１と曲率等化器２２を直列に設けてなる。等化器２
１．２２は、ろ波出力信号の１次傾斜歪と高次西率歪と
を各々等化するように設計されている。

ろ波出力信号は、傾斜等化器２１に供給される。

傾斜等化機２１は、傾斜制御信号Ｘに応答して、１次傾
斜歪を等化し、傾斜等化信号を生成する。

イ頃斜等化信号は、■率等化信号に供給される。

曲率等化器２２は、２次曲率制御信号Ｙに応答して、２
次曲串歪を等化する。そして、曲率等化器２２は、第１
等化信号として曲率等化信号を、振幅制御目路２３と適
応型１・ランスバーザル等化ユニット３に供給する。

第１図及び第５図に示すとおり、適応型１・ランスハー
サルユニット３は、ｌ−ランスバーザルフィルタ３］を
有し、ｉ・ランスバーサルフィルタ３］は、第１等化信
号ＩＮを、Ｃ（−１），　　Ｃ（０）　，及びＣ　＋＋
１）により表される複数の制御可能なタップ利得に応答
して等化された第２等化信号ＯＵＴにフィルタリングす
る。この等化された第２等化信号ＯＵＴは、また、勤１
等化信号ＩＮと同様に、４×４直交振幅変調されている
が、トランスバーザルフィルタ３１によって等化されて
いる。図示されたトランスバーサルフィルタ３１は、３
タツプをＨしている。３タツプの内の中央のものは、中
央即ち第１タツプ３３と呼ばれるものである。他のタッ
プは、中央タップ３３の左側と右側とに示されており、
各々、第２タツブ３４、第３タップ３５と呼ばれる。ま
た、第２及び第３タツプ３４，３５は、第１及び第２　
｛，Ｉ加タップとも呼ばれる。

第１及び第２遅延ユニッＩ−３６．３７は、それぞれ第
２及び第１タップ３４．３３間と、第１及び第３タップ
３３．３５間に位置している。第１及び第２遅延ユニッ
Ｉ−３６．３７の各々は、実質的に変調速度の逆数と等
しい遅れを与える。第１等化信号ＩＮは、｛＝Ｊ加タッ
プのうちの第１　｛＝Ｊ加タップ信号として、第２タツ
プ３４に送られ、かつ、第１等化信号ＩＮは、第１及び
第２迦延ユニッ１・３６．３７により、連続的に遅延さ
れて、それぞれ第１及び第３タップ３３．３５に送られ
る。中央タップ信号及び第２付加タップ信号として、各
々出力され、第２、第１、及び第３タツプ３４，３３及
び３５を、その連続的な遅れを考慮して、それぞれ（−
１），　Ｏ　，　　（＋１）の連続番号によって示すこ
とにしよう。この点に関し、（−１）タツプ３４に現れ
る簗１付加タップ信号は、Ｓ　（−１）によって示され
る。同様に、中央及び第２付加タップ信号は、各々、Ｓ
（０）及びＳ　（＋１）によって示される第１等化信号
ＩＮは、直交変調されており、第１等化信号ＩＮは、同
相及び直交位相成分を含む。

同相及び直交位相成分は、中央タップ信号Ｓ（０）を基
準として個別的に処理される。もっと、詳細に述べれば
、第１付加タップ信号Ｓ　（−１）は、第１同相乗算器
４１及び第１直交乗算器４２に送られる。第２付加タッ
プ信号Ｓ　（＋１）は、第２同相乗算器４３及び第２直
交乗算器４４に送られる。中央同相乗算器４５のみに与
えられる。何故なら、中央タップ信号Ｓ（０）は、中央
タップ信号Ｓ（０）には直交位相成分が存在していない
からである。乗算器４１〜４５の各々は重み付け回路と
呼ばれる。

．Ｉｉｌｌ御′ｎＪ能なタップ利得Ｃ　（０）　，　　
Ｃ　（−１＞，及びＣ　（＋１）は、後述するように、
利得制御回路３２により生成される。制御可能なタップ
利得Ｃ（０），Ｃ　（−１），及びＣ　（＋１＞は、そ
れぞれ中央複素制御信号、第１及び第２複素数制御信号
と呼ばれる。中央複素制御信号Ｃ（０）は実部のみから
なり、従って、第５図においてｒ（０）によって表され
ている。

一方、第１及び第２複素制御信号Ｃ　（−１），及びＣ
（＋１）の各々は、それぞれｒとｄとで表される実部と
虚部とから成る。第５図において、第１複素制御信号Ｃ
（利）は、ｒ　（−１）とｄ　（−１３との組合わせに
よって表され、第２複素制御信号Ｃ　（＋１）はｒ（１
）１　２ とｄ（１）との組合わせによって示される。

第５図に示されるように、第１複素制御信号Ｃ　（−１
）の実部及び虚部ｒ　（−１）及びｄ　（−１）は、そ
れぞれ利得制御回路３２から第１同相及び第１直交乗算
器４１及び４２に送られる。同様に、第２複素制御信号
Ｃ（１）の実部及び虚部ｒ（１）及びｄ（１）は、それ
ぞれ第２同相及び第２直交乗算器４３及び４４に送られ
る。中央複素制御信号Ｃ　（０）すなわち、ｒ（０）は
、中央同相乗算器４５に通′Ｊ；９の方法で送られる。

第１同相及び第１直交乗算器４１及び４２は、それぞれ
第１及び第２加算器５１及び５２に、第１の制御された
同相成分Ｓ’　（−１）及び第１の制御された直交成分
Ｓ’（−１）を供給する。第２同相及び第２直交乗算器
４３及び４４は、それぞれ第１及び第２加算器５１及び
５２に、Ｓ’　（＋１）及びＳ（＋１）によって表され
る第２の制御された同相成分及び第２の制御された直交
成分を供給する。第１及び第２同相成分の各々は第１の
制御された信号と呼ばれ、第１及び第２直交成分の各々
は第２の制御された信号と呼ばれる。中央の制御された
同相成分Ｓ’（０）は中央同相乗算器４５から第１加算
器５１に送られる。

第１及び第２加算器５］及び５２は加算を実行し、それ
ぞれ加算結果を表す同相信号ＲＳ及び直交信号ＩＳを出
力する。同相及び直交信号ＲＳ及びＩＳは、それぞれ第
１及び第２の処理された信号と呼ばれる。この点に関し
、第１及び第２加算器５１及び５２は、それぞれ第１及
び第２処理回路として呼ばれている。同相及び直交信号
ＲＳ及びＩｓは、結合回路５３により、同相及び直交信
号ＲＳ及びＩｓ間の直交位相関係を維持した状態で、結
合された信号に結合される。結合された信号は、等化さ
れた信号ＯＵＴとして復調器４に送られる。

復調器４は、等化された信号ＯＵＴと搬送再生器５７か
ら供給される再生搬送波とに応答するコヒーレント検出
器５６を有している。コヒーレン１・検出器５６は、再
生搬送波に話づいてコヒーレン１・検出を実行し、復調
されたベースバンド信号を出力する。複調されたパース
ハンド信号はそれそれＢ　Ｔ）及びＢｑにより表される
同相及び心交成分から戊る。同相及び直交成分Ｂ　Ｔ）
及びＢ　ｑは、それそれ、同相及び直交レヘルを持つ。

ベースハンド信号の同相及び直交成分Ｂｐ及びＢｑに対
応して、クロツク発生器５９は、再生されたクロック信
号Ｃ　Ｌ　Ｋを、利得制御回路３２と弁別器６１との両
方に送出する。再生クロック信号Ｃ　Ｌ　Ｋは、基準ク
ロック信号を再生したものである。弁別器６１は、再生
されたデータ系列Ｄを生或する。１１↑生されたデータ
系列は、伝送データ系列のｉｌｊ　ｉｌ＝てある。再生
されたデータ系列Ｄは、同相データ成分Ｄｐ，Ｄｐ’　
　と、直交データ成分Ｄｑ，Ｄｑ’とから成る。同相デ
ータ成分Ｄｐ，Ｄｐ’　は、復調されたベースバンド信
号の同相成分Ｂｐの直交レヘルを表し、同様に、直交デ
ータ成分Ｄｑ，Ｄｑ′は、復調されたベースバンド信号
の直交成分Ｂｑの直交レベルを表している。弁別器６１
は、また、ディジタル誤差信号Ｅを生成する。ディジタ
ル誤差信号Ｅは、再生されたデータ系列Ｄに関係つけら
れている。それそれディジタル誤差信号Ｅは、同相及び
直交データ成分Ｄｐ，Ｄｑに対応した同相及び直交誤差
成分Ｅｐ及びＥｑから成る。

このような弁別器６１は、先に引用した米国特許に記裁
された゛１′１１定凹路であり、このため、その説明は
省略する。

搬送波再生回路５７は、復調されたベースバンド（ご号
の同相及び直交成分Ｂｐ及びＢｑに応答し、再生された
搬送波を生戊する。再生された搬送波団路５７は非同期
検出回路６２に結合されている。

非同期検出回路６２は、搬送波再生回路４７を監担して
、′：５化システムの非同期状態を検出し、非同期検出
回路６２が非同期状態を検出したときには、非同期状悪
を表す非同期状態信号ＡＳＹを出力する。

ディジタル誤差信号Ｅの同相及び直交誤差或分Ｅｐ及び
Ｅｑと、再生されたデータ系列の同相及び直交データ成
分Ｄｐ及びＤｑとは、複調器５５から再生された夕ロッ
ク信号Ｃ　Ｌ　Ｋ及び非同期状態信号ＡＳＹとＪ（に、
利得制御回路３８に出力さ１　５ １　６ れる。

利得制御目路３８は、再生されたクロック信号ＣＬＫ、
ディジタル誤差信号Ｅの同相及び直交誤差或分Ｅｐ及び
Ｅｑ、及び再生されたデータ系列Ｄの同相及び直交デー
タ成分Ｄ　ｐ及びＤｑに対応して、利得制御回路３８は
、七ロ・フォーシンク（Ｚ　Ｆ）アルゴリスムを使用し
て、制御可能なタップ利得Ｃ　（ｉ）を制御する。ここ
で、ＪはＯ，（１），及び（＋１）のようなタップ番号
を表す。第ｋ番１」の時刻ｋは、１１↑生されたクロッ
ク信号Ｃ　Ｌ　Ｋの繰逗し周期たけ、第（ｋ＋１）番口
の時刻（ｋ→１）より前にあると仮疋しよう。ゼロ・フ
ォーンンクアルゴリズムによれば、第（ｋ＋１）番目の
時刻（ｋ＋１）での１，１ｊ御可能なタップ利得Ｃ　（
ｊ．ｋ＋１）は、以下に示すとおり、第１（番目の時刻
ｌ（でのディジタル誤差ｆ≦号Ｅ（ｋ）、第（ｋ−ｉ）
番ＩＩの］１、？刻（ｋ−ｉ）での４１ｒ生されたデー
タ系列Ｄ　（ｋ−ｊ）　、及び第１（番「１のＩＩ、１
ｊ刻ｌ（ての制御可能なタップ利得Ｃ　（ｊ．ｋ）との
組合わせにより決定される。

Ｃ　（ｊ．ｋ＋１）−Ｃ　（ｊ，ｋ）一Δ［ｓｇｎｆΣ
Ｄ　”　　（ｋ−ｊ）ＸＥ　（ｋ）ｌコ・・　（　１　
） Ｃ　（ｊ，ｋ）　　一ｒ　（ｊ，　　ｋ）＋　ｉｄ（ｊ
，　　ｋ）　　　　　−　　（　２）Ｅ　　（ｋ）　　
一Ｅ　ｐ　　（ｌｃ）　　＋　ｉ　Ｅ　ｑ　　（１（）
　　　・・・　（３）Ｄ　″（ｋ−ｊ）　　＝　Ｄ　ｐ
　（ｋ−ｊ）−ｉ　Ｄ　ｑ　（ｋ−ｊ）　　　・・・　
（４）ここで、Δは固定されたｊ曽加ステップザイズを
表し、１はＪ−１と等しい血数，！，１１泣を表し、記
号ｓｇｎ　　は一対の中括弧で囲まれた変数の極性を表
し、Ｈは生の整数を表している。

制御＋１Ｊ能なタップ利ｍ　Ｃ　（ｊ，ｋ＋１）は、次
式によってｊえられる実部及び虚部ｒ　（ｊ．ｋ＋１）
及びｄ（ｊ．ｋ＋１）を持つ。

ｒ　（ｊ，ｋ＋１）−ｒ　（ｊ，ｋ）一八［ｓｇｎｆｌ
　（ｌＥｐ（ｋ）■Ｄ　Ｉ）　（ｋ−Ｄ＋　Ｅ　ｑ　（
ｋ）　　■Ｄ　ｑ　（ｋ−ｊ）ｌ］（５） ］　８ ｄ　（ｊ．ｋ＋１）−ｄ　（ｊ，ｋ）一Δ［ｓｇｎ（Σ
（Ｅｑ（ｋ）■Ｄ　ｐ　（ｋ−ｊ）十Ｅｐ（ｋ）　　■
Ｄ　ｑ（ｋ−ｊ）ｌコ　　　　　　　・・　（６）ここ
で、シンボル■はυ１・他的ＯＲ演算子として使用され
、シンボル○は排他的ＮＯＲ演算子として使用されてい
る。

利得制御回路３８は、相関検出回路６３と積分Ｉｉ″！
Ｉ路６４とを自゜する。相関検出回路６３は、＋ｌｊ牛
されたデータ系列Ｄ　（ｍ）とデイジタル票差信号Ｅ　
（ｍ）との間の相互相関を見つけて、複数の相関信号を
出力する。積分回路６３は、相関信号を積分して、複数
の積分された信号を、制御可能なタップ利？’ＭＣ（ｊ
）として出力する。

第６図を参照して、本発明をより良く理肘するために、
従来の相関検出回路について説明する。

園示された相関検出回路６３は遅延回路６５と排他的論
理回路７０とを有する。遅延回路６５は、再生されたデ
ータ系列Ｄ　（ｍ）とデイジタル誤差ＩＺ号Ｅ　（ｍ）
と再生されたクロック信号Ｃ　Ｌ　Ｋに同期して遅延し
、遅延されたデータ系列Ｄ（ｒｎ１）及び遅延された誤
差信号Ｅ（ｍ−１）とを出力する。遅延されたデータ系
列Ｄ（ｍ−１）と遅延された誤差信号Ｅ（ｍ−１）とは
、それそれ再生されたデータ系列Ｄ　（ｍ）及びディジ
タル誤差信号Ｅ　（＋ｍ）に比較して、再生されたクロ
ック信号Ｃ　Ｌ　Ｋの１繰返し周期だけ遅延されている
。

もっと詳細にのべると、遅延回路６５は、第１乃至第４
フリップフロツプ６６，６７，６８，及び６９を有する
。第１のフリップフロップ６６は、ディジタル誤差信号
Ｅ　（ｍ）の同相誤差成分Ｅｐ（ｍ）を再生されたクロ
ック信号ＣＬＫに同期して迎延し、遅延された誤差信号
Ｅ（ｍ−１）の遅延された同相誤差成分Ｅｐ（ｍ−１．
）を出力する。

同様に、第２のフリップフロツプ６７は、ディジタル誤
差信号Ｅ　（ｍ）の直交誤差成分Ｅｐ（ｍ）を再生され
たクロック信号Ｃ　Ｌ　Ｋに同期して遅延し、遅延され
た誤差信号Ｅ（ｍ−１）の遅延された直交誤差成分Ｅｑ
（ｍ−１）を出力する。第３及び狛４フリップフロップ
６８及び６９は、再生されたデータ系列Ｄ　（ｍ）の同
相及び直交データ２０ 成分Ｄｐ（ｍ）及びＤｑ　（ｍ）を再生された夕ロック
信号Ｃ　Ｌ　Ｋに同期して遅延し、遅延されたデータ系
列Ｄ（ｍ−１）の遅延された同相及び迦延された直交デ
ータ成分Ｄｐ（ｍ−１）及びＤｑ（ｍ−１）を出力する
。

遅延されたデータ系列Ｄ（ｍ−１），遅延された誤差信
号Ｅ（ｍ−１），再生されたデータ系列Ｄ（ｍ），及び
ディジタル誤差信号Ｅ　（ｍ）は、複数の入力信号とし
て排他的論理回路７０に供給される。排他的論理回路７
０は、入力信号の排他的論理動作を実行し、相関信号を
出力する。排他的論理回路７０は、第１乃至第９の排他
的ＯＲゲト　７１，　　　７２，　　　７３，　　　７
４，　　　７５，　　　７６，　　　７７，７８，及び
７９と、第１乃至第３の排他的ＮＯＲゲート８１，８２
，及び８３とを有する。もっと詳細に述べれば、第１の
排他的ＯＲゲート７１は、同相誤差成分Ｅｐ（ｍ）と同
相データ成分Ｄｐ（ｍ）の排他的ＯＲ動作を実行し、第
１の相関信号Ｐｒ（０）を出力する。徒って、第１の相
関信号Ｐｒ（０）は、次式により与えられ得る。

Ｐ　　ｒ　　（０）　　＝Ｅｐ　　（ｍ）　　■Ｄｐ（
ｍ）．同様に、第２の排他的ＯＲゲート７２は、直交誤
差成分Ｅｑ（ｍ）及び直交データ成分Ｄｑ　（ｍ）の排
他的ＯＲ動作を実行し、第２の相関信号Ｑｒ（（１）を
出力する。第２の相関信号Ｑｒ（０）は次式により与え
られる。

Ｑｒ　（０）−Ｅｑ　（ｍ）■Ｄｑ（ｍ）．同様に、第
３の排他的ＯＲゲート７３は、直交誤差成分Ｅｑ（ｍ）
及び同相データ成分Ｄｐ（ｍ）の排他的ＯＲ動作を実行
し、第３の相関信号Ｑｄ（０）を出力する。掬３の相関
信号Ｑｄ　（０）は次式により与えられる。

Ｑｄ　（０）＝Ｅｑ　（ｍ）■Ｄｐ（ｍ）．第１排他的
ＮＯＲゲート８１は、同相誤差成分Ｅｐ（ｍ）と直交デ
ータ成分Ｄｑ（ｍ）の排他的ＮＯＲ動作を実行し、第４
の相関信号Ｐｄ（０）を出力する。第４の相関信号Ｐｄ
（０）は次式により与えられる。

Ｐｄ　（０）＝Ｅｐ　（ｍ）■Ｄｑ（ｍ）．このように
、第４、第５、及び第６の排他的ＯＲノｉ−｝７４，７
５，及び７６と、第２の排他的ＮＯＲゲート８２は、下
記の式て与えられる５）５５昂６　狛７，及び昂８の相
関信号Ｐｒ（　−１．）Ｑｒ　（−１），Ｑｄ　（−１
），及びＰｄ（−１．）を出力する。

Ｐ　ｒ　（　−１．）　一Ｅ　Ｔ）　（ｍ　−　：ｌ．
）■Ｄｐ　（ｍ）Ｑｒ　（　−１）−Ｅｑ　（ｍ−１）
■Ｄｑ　（ｍ）Ｑｄ　（　−１）＝Ｅｑ　（ｍ−１）■
Ｄｐ（ｍ）Ｐ　ｒ　（−１）　一Ｅｐ　（ｍ−１）■Ｄ
ｑ（ｒｎ）．同様に、第７、拍８、及び第９の排他的Ｏ
Ｒケ１・７７，７８，及び７９と、第３のＪＪＩ他的Ｎ
○Ｒゲー１・８３は、下記の式に示される第９，第１、
第１１，及び第１２の相関信号Ｐｒ（１）Ｑｒ　（１）
，Ｑｄ　（１），及びＰｄ　（１）を出力する。

Ｐｒ　　（１）＝Ｅｐ　　（ｍ）■Ｄｐ（ｍ−１）Ｑｒ
　　（１）＝Ｅｑ　　（ｔｎ）■Ｄｑ（ｍ−１）Ｑｄ　
　（］．）＝Ｅｑ　　（ｍ）■［）ｐ（ｍ−１．）．Ｐ
ｄ　　（１）＝Ｅｐ　　（ｍ）ＯＤｑ　　（ｍ−１）媚
３及び第４の相関信号Ｑｄ　（０）及びＰｄ（０）を除
いた他の相関信号は、持分回路６４に供給される。

復調されたベースバンド信号の同相及び直交或分Ｂｐ及
びＢｑは、上記したように、搬送波ＩＴ　％同路５７に
供給されているけれども、復調されたヘースバンド信号
の同相及び直交成分Ｂｐ及びＢｑは、必すしも搬送波再
生［Ｏｌ路５７に供給されなくとも良い。この場合には
、第３及び第４の柑関１，１月ＱｃＪ　（０）及びＰｄ
（０）が、復；Ｊ．’Ｊされたべスバンド信号の同相及
び直交成分Ｂｐ及びＢｑの代わりに使用される。

第１図に戻って、積分回路６４は第１乃至第５の再設定
可能な積分器９１，９２，９３，９４，及び９５を有す
る。第１の再設定可能な積分器９１は、朶１及び第２の
抵抗器１０１及び１０２を介して、第１及び第２の排他
的ＯＲゲート７１及び７２に拮合されている。同様に、
第２の再設定１’ｌＪ能な積分器９２は、第３及び第４
の抵抗器１０３及び１０４を介して、第４及び第５の排
他的ＯＲゲート７４及び７５に粘合されている。第３の
可−゛−”，，−　　２３ ９，’＋、，：，：） ＋＋ｊ設定可能な積分器９３は、第５及び第６１氏抗器
１０５及び１０６を介して、第６排他的Ｏ　Ｒケ＝１・
７６及び第２の排他的ＮＯＲゲー１・８２に糺会されて
いる。第４の再設定可能な積分器９４は、第７及び第８
の抵抗器１０７及び１０８を介して、筆７及び第８の琲
他的ＯＲケート７７及び７８に結合されている。釦５の
再設疋１−ＩＪ能な私分２ｇ９５は、第９及び第１０の
抵抗器］０９及び１］０を介して、第９の排他的ＯＲゲ
ート７つ及び狛３の排他的ＮＯＲゲー１・８３に結合さ
れている。

一対の第１及び第２の抵抗器１０１及び１０２は、狛］
相関信号Ｐ　ｒ　（０）及び第２の相関信号Ｑｒ（０）
を拮合して、第１の拮合信号Ｅ　Ｒ　（０）を出力する
。よって、第１の桔合信号Ｅ　Ｒ　（０）は次式により
与えられる。

Ｅ　Ｒ　（０）　−　Ｐ　ｒ　（０）　＋　Ｑ　ｒ　（
０）＝　　Ｅ　　ｐ　　（ｍ）　　■　Ｄ　　ｐ　　（
ｍ）＋Ｅｑ（…）■Ｄ　ｑ　（ｍ）． 同碌に、他の一対の第３及び第４の抵拉器］０３及び］
０４は、第４の相関信号Ｐ　ｒ　（−１）及び第一一へ
、２４ ５相関信号Ｑ　ｒ　（−１）を桔合し、次式により与え
られる狛２の桔合された信号Ｅ　Ｒ　（−１）を出力す
る。

Ｅ　Ｒ　（−１）＝　Ｐ　ｒ　（−１）＋　Ｑ　ｒ　（
−１）＝　Ｅ　ｐ　（ｍ−１）■Ｄ　ｐ　（ｍ）＋　Ｅ
　ｑ　（ｍ−１）■Ｄｑ（ｍ）．このようにして、第５
及び第６の抵抗器１０５及び］０６，第７及び第８の批
抗器１０７及び］０８　そして第９及び第１０の抵抗器
１０９及び１］０の対は、それそれ、次式てｈえられる
第３，第４，及び第５の粘合された信号Ｅ　Ｉ　（−１
），　　Ｅ　Ｒ（１），及びＥ　Ｉ　（１）を出力する
。

Ｅ　Ｉ　（−１）＝　Ｑ　ｄ　（−１）−１−　Ｐ　ｄ
（１）＝　Ｅ　ｑ　（−１）■Ｄ　ｐ　（ｍ）＋　Ｅ　
ｐ　（−１）■Ｄ　ｑ　（ｍ）　，ＥＲ（１）　一Ｐ　
ｒ　（１．）→−Ｑ　ｒ　（１）＝　Ｅ　ｐ　（ｍ）■
Ｄ　ｐ　（ｍ−１）＋　Ｅ　ｑ　（ｍ）　ＯＤ　ｑ　（
ｍ−１）Ｅｌ（ｌ．）＝Ｑｄ（↓）＋Ｐｄ（１．）一Ｅ
　ｑ　（ｍ）■Ｄｐ（…−１） ＋　Ｅ　ｐ　（ｍ）■Ｄ　ｑ　（ｍ−１）第１乃至第５
の再設定可能な積分器９１〜９５は非同期検出回路６２
に結合されている。非同期状態信号ＡＳＹが、非同期検
出器６２から第１乃至第５の再設定可能な積分器９１〜
９５にうえられる場合、第１の再設定可能な積分器９１
は論理“１”レベルに再設定され、論理“１”レベルに
維持される。他の積分器９１〜９３の各々は、論理“Ｏ
”レベルに再設定される。一方、非同期状態信号ＡＳＹ
が存在しない場合には、積分器９１乃至９５の各々は、
結合されたｆ！号ＥＲ（０），ＥＲ　（−１），　　　
Ｅ　Ｉ　（−１），　　Ｅ　Ｒ　（１）及びＥ　Ｉ　（
１）の各々の時間平均を行い、各結合された信号から不
要なノイズ成分を除去する。とにかく、第１乃至気５の
積分器９１〜９５は制御可能なタップ利得Ｃ（０）　，
　　Ｃ　（−１），及びｃ　（＋ｉ）を出力する。

気１乃至第１０の抵抗器１０１〜１１０は、上述したよ
うに、各一対の相関信号を拮合するために使用されてい
る。しかしながら、ＯＲゲートが、第１乃至第１０の抵
抗器１０１〜１１０の代わりに使用されても良い。

第２図（ｄ）に示すとおり、適応型トランスバサル等化
ユニット３が符号間干渉を除去するように作動すること
が判る。これにより、符号間干ｌルに起因する全ての振
幅歪を除去することがてきた。

［発明の効果コ 本発明によれば、所望の周波数帯域の端部におけるサイ
ドレベルの過剰抑圧により生じる７：）一号間干渉を除
去する隣接干渉除去装置が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わるブロック図、第２図（
ａ）は人力信号のスペク１・ラムを示す図、第２図（ｂ
）ほろ波出力信号のスペクトラムを示す図、第２図（ｃ
）は符号間干渉を伴う第１等化ｆｃｉ号のペクトラムを
示す図、第２図（ｄ）は符号間干渉を除去された第２等
化信号のスペク１・ラムを示す図、第３図は第１図に示
す振幅制御回路のブロック図、第４図は第３図の振幅制
御回路における３つのる波の特性図、第５図は第１図に
用い２７ ２　８ られる適応型トランスバーサル等化ユニットのブロック
図、第６図；は第５図の適応型トランスバーサル等化ユ
ニットにおける相関検出回路である。 １・・・受信フィルタ、２・・・適応型振幅ｚ５・化ユ
ニット、３・・・適応型トランスバーサル等化ユニッ１
・、４・・・嚢調器、２１・・・傾斜等化器、２２・・
・曲率等化器、２３・・・振幅制御回路、３１・・・ト
ランスバーサルフィルタ、３２・・・利得制御回路。 第 ２ 周波数 ｆｏ−ｆ１ｆｏｆｏ＋ｆ１ ｆｏ”−ｆ　１ｆｏ　　ｆｏ”ｆ１ ＋ａ＋ ｔｂ＋ （Ｃｌ （ｄｉ Ｗ４馨

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）ディジタル符号系列を有する入力信号をろ波し、所
   望の周波数帯域に隣接した他の周波数帯域による前記所
   望の周波数帯域上の隣接干渉に起因して、前記所望の周
   波数帯域に発生した振幅歪を伴うろ波出力信号を出力す
   る受信フィルタと、前記ろ波出力信号に応答し、前記ろ
   波出力信号の周波数軸に沿って前記隣接干渉を等化して
   、符号間干渉を伴う第１等化信号を発生する第１適用型
   等化手段とを有する隣接干渉除去装置において、前記第
   １等化信号を受け、前記第１等化信号の時間軸に沿って
   前記符号間干渉を等化して、第２等化信号を出力信号と
   して発生する第２適応型等化手段を設けたことを特徴と
   する隣接干渉除去装置。 ２）第１請求項記載の隣接干渉除去装置において、 前記ディジタル符号系列は基準クロック信号によりディ
   ジタル化され、 前記出力信号を、再生されたクロック信号及びディジタ
   ルエラー信号を伴う再生された符号系列に復調する復調
   器に接続され、 前記再生されたクロック信号は前記基準信号の再生され
   たものであり、 前記再生された符号系列は前記ディジタル符号系列の再
   生されたものであり、 前記ディジタルエラー信号は前記符号間干渉と関連付け
   られており、 前記第２適応型等化手段は、 制御可能なタップ利得を有する複数のタップを有すると
   共に、前記第１適応型等化手段と前記復調器とに接続さ
   れ、前記タップ利得に応答して前記符号間干渉を等化し
   て、前記第２等化信号を発生し、当該第２等化信号を前
   記復調器に供給するトランスバーサルフィルタと、 前記復調器と接続され、前記再生された符号系列及び前
   記ディジタルエラー信号に応答して、前記タップ利得を
   、前記符号間干渉を減少させるように制御する利得制御
   手段とを 有することを特徴とする隣接干渉除去装置。