JPH03129914A - Surface acoustic wave resonator composite type filter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To miniaturize a capacity element, to easily set an arbitrary capacity value, and also, to extend a service life of the element by forming the capacity element for constituting the surface acoustic wave resonator composite filter by an inter digital filter electrode. CONSTITUTION:An inter-electrode capacity C0 of an inter digital filter electrode can be derived by C0=CsXNXW. Cs denotes an intrinsic value determined by a dielectric constant of a piezoelectric body 1 for forming inter digital filter electrodes 3, 4 and a ratio (a/b) of electrode width and a period of electrode repetition, and N and W denote the number of electrode repetitions and electrode cross width, respectively. At the time of (a/b)=1/4, Cs becomes 514.93pF/m, and when the number of repetitions of the electrode and the electrode cross width are designed to 200 pairs and 70mum, respectively, the inter-electrode capacity becomes about 7.2pF. In this case, when electrode width (a) is set to '1', the electrode repetition period becomes 4mu, and a pattern size of the capacity element becomes 70mumX800mum.

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

【産業上の利用分野１ 本発明は、自動車電話、携帯用電話等、セルラー無線の
送・受信器に用いて好適な弾性表面波共振器複合型フィ
ルタに関する。 【従来の技術】 従来の弾性表面波複合型フィルタは、特開平１−１５７
１０９号公報に記載のように、入出力径路に対して直列
に接続される容量成分を、一対の対向する電極によって
実現している。 （発明が解決しようとする課題］ 上記従来技術においては、要求される容量値の増加に伴
い容量パターンの大きさが必要以上に大きくなり、現実
的サイズにおいてデバイスが実現できないという問題点
がある。 本発明の目的は、弾性表面波共振器が形成されると同一
の圧電体上に、目的の周波数領域において純粋な容量成
分となる容量素子を、弾性表面波共振器と同程度の寸法
で実現する事にある。 本発明の他の目的は、上記、容量素子を大電力が通過し
た時に、電極に発生するマイグレーションと電極の抵抗
損失による発熱の相乗効果によって、短期間のうちに電
極が溶断してしまう事を防止する事にある。INDUSTRIAL APPLICATION FIELD 1 The present invention relates to a surface acoustic wave resonator composite filter suitable for use in cellular radio transmitters/receivers such as car phones and mobile phones. [Prior Art] A conventional surface acoustic wave composite filter is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1-157.
As described in Japanese Patent No. 109, the capacitive component connected in series to the input/output path is realized by a pair of opposing electrodes. (Problems to be Solved by the Invention) The above-mentioned conventional technology has the problem that as the required capacitance value increases, the size of the capacitance pattern becomes larger than necessary, making it impossible to realize a device of a realistic size. An object of the present invention is to realize a capacitive element that becomes a pure capacitive component in a target frequency range on the same piezoelectric material when a surface acoustic wave resonator is formed, with dimensions comparable to those of a surface acoustic wave resonator. Another object of the present invention is to melt the electrode in a short period of time due to the synergistic effect of migration generated in the electrode and heat generation due to resistance loss of the electrode when a large power passes through the capacitive element. The purpose is to prevent things from happening.

【課題を解決するための・手段】[Means to solve the problem]

上記目的は、容量素子を、圧電基板上に多数対の電極指
を互いに挿間してなる一開口弾性表面波共振器と同様の
構成で形成する事によって実現される。 さらに上記容量素子を大電力が通過時に、マイグレーシ
ョン及び発熱の相乗効果によって、素子を形成する電極
材料に劣化が生じるのを防止するように、容量素子を形
成する多数対の電極のくり返し周期を設定する事によっ
て実現される。The above object is achieved by forming a capacitive element with a structure similar to a one-aperture surface acoustic wave resonator formed by interposing multiple pairs of electrode fingers on a piezoelectric substrate. Furthermore, the repetition period of the many pairs of electrodes forming the capacitive element is set to prevent deterioration of the electrode material forming the element due to the synergistic effect of migration and heat generation when high power passes through the capacitive element. It is realized by doing.

【作用１ 弾性表面波複合型フィルタを形成する容量素子を、複数
の電極対を互いに挿間してなるインタディジタル電極で
形成する事によって、従来の一対の対向電極よりなる容
量素子と比較して充分大きな容量値を持つ容量素子が実
現可能となる。更に。 前記容量素子は圧電体上に形成されるため、入力信号の
周波数によっては、ｆ！！気的気骨信号率よく音響的信
号に変換してしまうが、容量素子を形成するインタディ
ジタル電極の電極くり返しの周期をフィルタの減衰極を
形成する弾性表面波共振器の電極くり返し周期に条件を
課す事により、フィルタに入力されるフィルタの中心周
波数近傍の周波数においては、容量素子における、電気
信号から音響信号への変換を極めて小さくする事が可能
となる。これにより、中心周波数近傍の周波数において
は純粋な容量成分となるとともに電極薄膜に印加される
応力振幅が小さくなる。したがって、大電力通電時のマ
イグレーションの発生を抑制する事ができ、大電力通電
による電極の劣化が少ない。 （実施例］ 以下具体的な実施例を用いて本発明の詳細な説明する。 第１図に容量素子を実現する圧電体１上のインタディジ
タ電極指３，４の断面の一部を示す。第２図は前記容量
素子の上面図である。 インタディジタ電極の電極間容量Ｃ６は、Ｃｏ”　Ｃｓ
Ｘ　Ｎ　ＸＷ （１） で求める事ができる。但し、Ｃｓはインタディジタ電極
３，４を形成する圧電体１の誘電率と電極巾と電極くり
返しの周期の比（ａ／ｂ）で定まる固有の値であり、Ｎ
は電極のくり返し数、Ｗは電極交差中である。 弾性表面波デバイス用の圧電体として用いられる事の多
い、６４°カットＹＸ−ＬｉＮｂＯ，の場合を例示する
。（ａ／ｂ）＝−の時には、Ｃｓは５１４．９３ｐＦ／
ｍとなり、電極のくり返し数を２００対、電極交差中を
７０μｍに設計すると、電極間容量は約７．２　Ｐ　Ｆ
となる。ここで、電極巾ａを１μｍとすれば、電極くり
返し周期は４μとなり、容量素子のパターン寸法は、７
０μｍＸ８００μｍとなる。この容量素子の大きさは、
例えば、８００　Ｍ　Ｈｚ帯の自動車電話用のフィルタ
を実現する際に用いる弾性表面波共振器のパターン寸法
と同程度あるいは、それ以下の大きさであり、複数の弾
性表面波共振器と複数の容量素子を、同一の圧電体上に
形成しても、フィルタの外形寸法は、数ｍｌ１１角とな
り小型化が容易に実現される。 前記容量素子は圧電体上のインタディジタ電極として実
現するために圧電体表面に励振される弾性表面波との相
互作用により、電極のくり返し周期で定まるところの周
波数領域では容量成分ではなく、誘魂成分の素子として
機能する。以下、圧電体上にインタディジタ電極で構成
した容量素子に特有の問題について論する。第３図に一
般に用いられる平行平板容量の外形図を、第４図に電気
的等価回路を示す。第５図に平行平板コンデンサのイン
ピーダンスの周波数特性を示す。よく知られている様に
、平行平板容量のインピーダンスの絶対値は１周波数の
増加と共に単調に減少する。 一方、第２図に示す、インタディジタ電極で形成した容
量素子は、基板の圧電作用によって弾性表面波が励振さ
れるために、その電気的な等価回路は第６図に示すもの
となり、平行平板容量と同様の電極間容量５、弾性振動
によって生じる等価容量６、等価インダクタンス７より
なる。容量素子を形成するインタディジタ電極の電極対
数が充分に多い場合には、容量素子は弾性表面波共振器
となり、そのインピーダンスの周波数特性は第７図に示
す様になる。図中、ｆ、は共振周波数、ｆａｒを***振
周波数である。ｆ　ｒ、　ｆａｒはインタディジタ電極
の電極くり返し周期で定まり、ｆ。 とｆａｒの周波数間隔は圧電体の材料定数によフて定ま
る。ｆ、〜ｆａｒの周波数では素子のインピーダンスは
誘導性となり、容量素子とはならないので、目的の周波
数において、容量素子とするためには、ｆｒ即ちインタ
ディジタ電極の電極くり返し周期を！ｌｌ整する必要が
ある。式（１）で示す様に、インタディジタ電極の電極
間容量は、電極対数、電極巾と電極くり返しの周期の比
、及び圧電性基板の材料定数によって決まる。この事は
、電極巾と電極くり返しの周期の比を同一にすれば電極
くり返しの同期を変えても容量値が変化しない事を示し
ている。具体的には第８図（ａ）、（ｂ）に示した様な
、電極くり返しの周期が４μｍ、電極巾が１μ、電極交
差巾が７０μｍで電極対数２００対のインタディジタ電
極のもつ電極間の容量値は、第９図（ａ）、（ｂ）に示
す、同様の基板上に形成した電極くり返しの周期２μｍ
、電極巾０．５μｍ、電極交差巾が７０μｍのインタデ
ィジタ電極と全く同等の容量値となる。しかし、インタ
ディジタル電極が、先述のように圧電体表面に励振され
る弾性表面波との相互作用により、共振器となる時のイ
ンタディジタル電極個有の共振周波数ｆ「′、及び***
振周波数ｆ　ａｒ′は、電極くり返しの周期によって異
なる。 従って容量素子が共振特性を示す場合においても、容量
素子の電極くり返し周期の調整によって共振によりイン
ピーダンスが急激に変化する周波数領域をフィルタの中
心周波数とは異なる周波数に設定する事により、フィル
タの中心周波数において、平行平板容量と同等の周波数
特性を持つ容量素子を実現する事ができる。第１０図（
ａ）はバンドパスあるいはバンドリジェクションの急峻
な周波数特性を実現する弾性表面波共振器のインピーダ
ンスの周波数変化を示したもので、特に、共振周波数の
近傍を詳細に表示している。共振周波数をｆ７、***振
周波数をｆａｒで示しである。 第１０図（ｂ）は平行平板容量のインピーダンスの周波
数特性を示したものである。周波数ｆ工〜ｆ２の領域で
は、共振に伴ってインピーダンスが急激に変化し、ｆ、
でＯ，ｆａｒでωとなる。更に、この周波数領域では、
インピーダンスが周波数変化と共に小刻みに振動する、
リップル現象が発生している。このため平行平板容量の
ように設計性のよい容量素子としては使用する事ができ
ない。 一方、周波数ｆ工以下及び周波数ｆ２以上の周波数にお
いては１弾性表面波共振器インピーダンスの周波数に対
する変化は、ｆ１〜ｆ２内に存在するリップル等もなく
非常に緩やかであり、第１０図（ａ）及び第１０図（ｂ
）の比較から明らかな様に、平行平板容量のインピーダ
ンスの周波数変化と極めて近いものとなっている。 種々の圧電基板（水晶、ＬｉＮｂ０．、ＬｉＴａＯ３等
）を用いたコンピュータシミュレーション及び基礎実験
の結果、弾性表面波共振器の共振周波数ｆ、と***振周
波数ｆａｒの周波数差をΔｆとすると、周波数ｆ工及び
ｆ２は以下の式で近似できる事が明らかになった。 ｆ１＝ｆ、−Δｆ ｆ２＝ｆａｒ＋Δｆ＝ｆｒ＋２Δｆ 周波数差Δｆは圧電基板の材料定数である電気機械結合
定数に２を用いて。 Δｆ＝　　（−）２・　ｋ”−ｆ。 π で示される事が知られている。 この表現を用いれば、前述の周波数ｆ１及びｆ２は ｒ１＝ｆ、（１−（−）Ｊｃ２） ｆ　ｚ＝ｆ　ｒ　　（１＋　２　（）”　ｋ２）π で表現される。 第１１図（ａ）は、急峻なバンドパスあるいはバンドリ
ジェクションの周波数特性を実現する弾性表面波共振器
のインピーダンスの周波数変化を示しており１周波数ｆ
ｔ”ｆａｒ近傍がフィルタの中心周波数となる。周波数
ｆ□以下及び周波数１２以上の周波数領域では、弾性表
面波の励振が少ないため、弾性表面波共振器のインピー
ダンスの周波数特性は、平行平板容量と等価である。第
１１図（ｂ）はフィルタの中心周波数で平行平板容量と
等価な容量となる様設計された容量素子のインピーダン
スの周波数変化を示している。ｆ、（ｃ）は容量素子が
共振特性を示す時の共振周波数であり、ｆａｒ（ｃ）は
***振周波数である。ｆ２（ｃ）は、周波数ｆ、（ｃ）
以上では、容量素子が平行平板容量と等価なインピーダ
ンスの周波数特性を持つ事を示し、ｆ、（ｃ）は、周波
数ｆ、（ｃ）以下では容量素子が、平行平板容量と等価
なインピーダンスの周波数特性を持つ事を示している。 容量素子の共振周波数ｆ　＝（ｃ　）を第１１図（ｂ）
に示す通り、となる。よって。 とする事によって、ｆ２（ｃ）≦ｆ□となり、容量素子
に生じる急激なインピーダンスの周波数変化は、フィル
タの中心周波数近傍では生じない。 同様に、第１１図（ｃ）に示す様に、 に設定すると、周波数ｆ２（Ｃ）は ｆ’ｚ（ｃ）　＝ｆ　ｒ（ｃ）　・（１＋　２　（）２
ｋ”）＝ｆ、（１−（−）”ｋ”） π ｆ、（ｃ）＝ｆｒ（ｃ）＋　（１−（−）２　ｋ２）π ＝ｆ、（１＋２　（−）”　　ｋ”）ｆｒπ ＝ｆ１ ＝ｆ２ となる。よって、 とする事によって、ｆ工（ｃ）≧ｆ２となり、容量素子
に生じる急激なインピーダンスの周波数に対する変化は
フィルタの中心周波数近傍では生じない。 以上述べた様に、容量素子の共振周波数を、弾性表面波
共振器の共振周波数の にする事によって、容量素子が共振特性を持つ場合にお
いても、共振によって生じる急激なインピーダンス変化
が、フィルタの中心周波数近傍に影響を及ぼさない様に
する事ができる。 容量素子の共振周波数を、弾性表面波共振器の共振周波
数の にするには、容量素子の電極くり返し周期を、弾性表面
波共振器の電極くり返し周期の あるいは にすればよく、同様に容量素子の共振周波数を、弾性表
面波振器の共振周波数の にするには、容量素子の電極くり返しの周期を弾性表面
波共振器の電極くり返しの周期のにすれば良いので、設
計が容易である。 以上、インタディジタ電極から成る容量素子が共振特性
を示す際にも平行平板容量と同様に、設計性良く取り扱
える条件を示し、本発明の詳細な説明した。 以下に、具体的な弾性表面波フィルタのデバイス構成を
例示し、別の視点から本発明の有意性を示す。 第１２図は本発明の一実施例の構成図で、電極３−２．
４−２からなる１個の弾性表面波共振器と、電極３−１
．．４−１からなる１個の容量素子を設けて、弾性表面
波共振器複合型フィルタを形成したものである事を示し
ている。 第１３図は第１２図の構成図で示す弾性表面波共振器複
合型フィルタの電気的等価回路である。 等価容量（６−１）等価インダクタンス（７−１）電極
間容量（５−１）からなる弾性表面波共振器が入出力回
路に対して並列に接続されており、更に電極間容量（５
−２）からなる容量素子が入出力回路に対して直列に接
続される事によって弾性表面波共振器複合型フィルタが
構成されている事を示したものである。 第１４図（ａ）は、第１２図の構成図及び第１３図の電
気的等価回路で示した弾性表面波共振器複合型フィルタ
の周波数特性であり、第１４図（ｂ）は１弾性表面波共
振器のインピーダンスの周波数特性である。フィルタの
狙止帯域１３は、弾性表面波共振器のインピーダンスが
、周波数ｆ、において、理想的にはＯになる事によって
形成される。 また、フィルタの通過帯域１４は周波数ｆ　ａｒにおい
て弾性表面波共振器のインピーダンスかのになる事によ
って形成される。従って、フィルタに入力される信号の
電力の大きい通過帯域近傍の周波数においては、フィル
タに入力された電力の大部分は、インタディジタ電極で
形成された容量素子を通過する。携帯電話用の弾性表面
波フィルタの場合には、フィルタにはＩＷ〜数Ｗの電力
が入力される。フィルタの通過帯域周波数では、この電
力の大半が、容量素子を通過する事になるため、インタ
ディジタ電極を形成する電極薄膜に流れる電流は単位断
面積当り、１０’Ａ／ｃｎ＋”〜１０７Ａ／ｃｍ２に達
する。この値は、半週体分野の研究報告によれば、電流
によって電極薄膜を構成する金属原子が移動して、断線
・短絡を生じるエレクトロマイグレーションの発生が心
配される値である。 弾性表面波フィルタの場合、電流によるエレクトロマイ
グレーション以外に、弾性表面波が伝搬する際に電極薄
膜に発生する応力振幅によって、エレクトロマイグレー
ションと同様の現象が生じる事が知られており、一般に
ストレスマイグレーションと呼ばれている。 本発明で用いる容量素子を形成する電極薄膜においては
、前記の様に、高密度の電流が流れており、同時に応力
振幅が発生すると、エレクトロマイグレーションとスト
レスマイグレーションの相乗効果によって極めて短時間
でマイグレーションが進行すると考えられる。マイグレ
ーションが進行すると、電極抵抗が増大し、電流による
発熱量が増加するので、最終的には電極が溶断してしま
う。従って、弾性表面波フィルタの信頼性を確保するた
めには、容量素子を形成する電極薄膜に応力振幅が発生
しない様に設定する必要がある。第１０図において、イ
ンタディジタ電極で形成した容量素子のインピーダンス
特性がｆ工〜ｆ２の周波数において、平行平板容量のイ
ンピーダンス特性と異なるのは、ｆ１〜ｆ、の周波数領
域で、電気的エネルギーが、弾性振動のエネルギーに効
率良く変換されるためである。従って、先に示したイン
タディジタ電極で形成した容量素子が、平行平板容量と
等価な容量素子となる条件は同時に、インタディジタ電
極に応力振幅が生じないための条件でもあり、上記条件
に設定した容量素子は耐電力性についても優れたもので
ある。 以上、インタディジタ電極から成る容量素子が弾性表面
波共振器複合型フィルタの中心周波数において、近似的
に平行平板容量と等価なインピーダンス特性を持つ事を
示し、同時にこの条件が大電力通電時の耐マイグレーシ
ョン性に関しても効果のある事を述べた。しかしながら
、特に数Ｗ以上の大電力を通電した場合、上記条件を満
足する容量素子においても、フィルタの中心周波数の入
力信号が極く微少量ながら弾性表面波に変換されるため
、長時間の通電後には、電極表面にマイグレーションが
発生し、素子特性が劣化していく事が、実験の結果判明
した。 以下に、特に大電力を入力するフィルタにおいて有効と
なる、フィルタの中心周波数の信号が容量素子において
、全く弾性表面波に変換されない条件について述べる。 フィルタの中心周波数をｆｏとして、圧電体表面を伝搬
可能な弾性表面波の音速をＶ。とすると、周波数ｆ０の
弾性表面波の波長λ。は ｆ。 で表される。 第１５図は電極くり返し周期２λ。の容量素子の断面図
である。図中の波線は波長λ。で周波数ｆ、の弾性表面
波の振幅を示している。 図中のＸ点での弾性表面波の振幅と、Ｘ点から距離λだ
け離れたＹ点での弾性表面波の振幅は、周波数ｆ０の弾
性表面波では等しくなる。ところが、Ｘ点に与えられる
電位とＹ点に与えられる電位は全く逆位相のものである
から、弾性表面波によって生じる電位分布と、外部電源
によって与えられる電位分布が、相殺されてしまうため
、電極くり返し周期２λ。の容量素子上には、周波数ｆ
６の弾性表面波は励振される事がない。 この様に中心周波数ｆ０の信号に対しては、容量素子の
電極くり返し周期を圧電体表面を伝搬可能な弾性表面波
の音速をｖｏとして、 ０ に設定する事によって１弾性表面波の発生を完全に抑制
する事が可能となる。 現実的な弾性表面波共振器複合型フィルタ、例えば、携
帯電話用弾性表面波フィルタの場合には、通過帯域中は
１０ＭＨｚ〜３０ＭＨｚ程度の周波数巾を持つ。従って
、通過帯域内の全周波数において、弾性表面波の発生を
完全に抑制する事は不可能である。しかしながら、容量
素子の電極くり返しの周期を、弾性表面波共振器の電極
くり返しの周期の１．８倍乃至２．２倍に設定する事に
よって前述の理由により、弾性表面波が発生しないので
大電力通電時の耐マイグレーション性が飛躍的に向上す
る事を試作素子によって確認した。 この様に１本構成の容量素子は、特に大電力の通電を要
求される、耐電力性フィルタに対して有効である。 以下に本発明の他の実施例を示す。第１６図は本発明の
一実施例の構成図で、電極３−３．４−３．３−５．４
−５からなる２個の弾性表面波共振器と、電極３−４．
４−４からなる１個の容量素子を設けて、弾性表面波共
振器複合型フィルタを形成したものである事を示してい
る。第１７図は第１６図の構成図で示す弾性表面波共振
器複合型フィルタの電気的等価回路である。 等価容量６−２．６−３、等価インダクタシス７−．２
．７−３．電極間容量５−４．５−５からなる弾性表面
波共振器が入力側、出力側、各々に入出力回路に並列に
接続され、容量素子の電極間容量５−３を介して接続さ
れている。 本構成のフィルタは広帯域な阻止域２通退域を法要とさ
れるフィルタを実現する際に有利である。 【発明の効果】 本発明によれば、弾性表面波共振器複合型フィルタを構
成する容量素子をインタディジタ電極で形成するため、
容量素子の小型化が計れ、任意の容量値を容易に設定す
る事が可能となる。更に、本発明の容量素子に大電力が
入力された場合でも、ストレスマイグレーションの発生
が少く、素子の寿命が長くすることができる。[Effect 1] By forming the capacitive element forming the surface acoustic wave composite filter with interdigital electrodes formed by interposing multiple electrode pairs, compared to the conventional capacitive element consisting of a pair of opposing electrodes, A capacitive element with a sufficiently large capacitance value can be realized. Furthermore. Since the capacitive element is formed on a piezoelectric material, depending on the frequency of the input signal, f! ! The air-to-bone signal rate is converted into an acoustic signal with a good rate, but a condition is imposed on the electrode repetition period of the interdigital electrode that forms the capacitive element and the electrode repetition period of the surface acoustic wave resonator that forms the attenuation pole of the filter. As a result, at frequencies near the center frequency of the filter that are input to the filter, it is possible to make the conversion from an electrical signal to an acoustic signal in the capacitive element extremely small. As a result, at frequencies near the center frequency, the stress becomes a pure capacitive component and the stress amplitude applied to the electrode thin film becomes small. Therefore, it is possible to suppress the occurrence of migration when high power is applied, and there is little deterioration of the electrodes due to high power application. (Example) The present invention will be described in detail below using specific examples. Fig. 1 shows a part of a cross section of interdigital electrode fingers 3 and 4 on a piezoelectric body 1 that realizes a capacitive element. FIG. 2 is a top view of the capacitive element. The interelectrode capacitance C6 of the interdigital electrode is Co" Cs
It can be found as X N XW (1). However, Cs is a unique value determined by the dielectric constant of the piezoelectric material 1 forming the interdigital electrodes 3 and 4, the ratio (a/b) of the electrode width and the period of electrode repetition, and N
is the number of electrode repetitions and W is the electrode crossing. The case of 64° cut YX-LiNbO, which is often used as a piezoelectric material for surface acoustic wave devices, will be exemplified. When (a/b)=-, Cs is 514.93pF/
m, and if the number of repeating electrodes is 200 pairs and the interelectrode crossing is designed to be 70 μm, the interelectrode capacitance is approximately 7.2 P F
becomes. Here, if the electrode width a is 1 μm, the electrode repetition period is 4 μm, and the pattern dimension of the capacitive element is 7 μm.
0μm×800μm. The size of this capacitive element is
For example, the pattern size is the same as or smaller than that of a surface acoustic wave resonator used to realize a filter for a car phone in the 800 MHz band, and it has multiple surface acoustic wave resonators and multiple capacitors. Even if the elements are formed on the same piezoelectric body, the external dimensions of the filter are several ml and 11 squares, and miniaturization is easily realized. Since the capacitive element is realized as an interdigital electrode on a piezoelectric material, due to the interaction with the surface acoustic wave excited on the surface of the piezoelectric material, it becomes an inductive component instead of a capacitive component in the frequency range determined by the repetition period of the electrode. Functions as a component element. In the following, problems specific to a capacitive element composed of interdigital electrodes on a piezoelectric body will be discussed. FIG. 3 shows the outline of a generally used parallel plate capacitor, and FIG. 4 shows an electrical equivalent circuit. Figure 5 shows the frequency characteristics of the impedance of a parallel plate capacitor. As is well known, the absolute value of the impedance of a parallel plate capacitor monotonically decreases as the frequency increases. On the other hand, in the capacitive element shown in Fig. 2 formed with interdigital electrodes, surface acoustic waves are excited by the piezoelectric action of the substrate, so its electrical equivalent circuit becomes the one shown in Fig. 6, which is a parallel plate. It consists of an interelectrode capacitance 5 similar to capacitance, an equivalent capacitance 6 generated by elastic vibration, and an equivalent inductance 7. When the number of electrode pairs of interdigital electrodes forming a capacitive element is sufficiently large, the capacitive element becomes a surface acoustic wave resonator, and the frequency characteristic of its impedance becomes as shown in FIG. In the figure, f is the resonant frequency and far is the anti-resonant frequency. f r, far is determined by the electrode repetition period of the interdigital electrode, and f. The frequency interval between and far is determined by the material constants of the piezoelectric material. At frequencies f, ~far, the impedance of the element becomes inductive and it does not function as a capacitive element. Therefore, in order to function as a capacitive element at the desired frequency, fr, that is, the electrode repetition period of the interdigital electrode, must be set! I need to make some adjustments. As shown in equation (1), the interelectrode capacitance of the interdigital electrode is determined by the number of electrode pairs, the ratio of the electrode width to the period of electrode repetition, and the material constant of the piezoelectric substrate. This shows that if the ratio of the electrode width and the period of the electrode repetition is made the same, the capacitance value will not change even if the synchronization of the electrode repetition is changed. Specifically, as shown in Fig. 8(a) and (b), the interdigital electrode has an electrode repetition period of 4 μm, an electrode width of 1 μm, an electrode crossing width of 70 μm, and 200 pairs of electrodes. The capacitance value is determined by the electrode repetition period of 2 μm shown in FIGS. 9(a) and 9(b), which are formed on a similar substrate.
, the capacitance value is exactly the same as that of an interdigital electrode with an electrode width of 0.5 μm and an electrode crossing width of 70 μm. However, when the interdigital electrode becomes a resonator due to the interaction with the surface acoustic wave excited on the surface of the piezoelectric material as described above, the interdigital electrode's own resonant frequency f' and antiresonant frequency f ar' varies depending on the period of electrode repetition. Therefore, even if the capacitive element exhibits resonance characteristics, adjusting the electrode repetition period of the capacitive element will make the frequency range where the impedance changes rapidly due to resonance different from the center frequency of the filter. By setting the frequency, it is possible to realize a capacitive element with frequency characteristics equivalent to a parallel plate capacitor at the center frequency of the filter.
Figure a) shows the frequency change of the impedance of a surface acoustic wave resonator that realizes steep frequency characteristics of band pass or band rejection, and particularly shows the vicinity of the resonant frequency in detail. The resonance frequency is indicated by f7, and the anti-resonance frequency is indicated by far. FIG. 10(b) shows the frequency characteristics of the impedance of the parallel plate capacitor. In the frequency range from f to f2, the impedance changes rapidly due to resonance, and f,
So it becomes O, and far becomes ω. Furthermore, in this frequency domain,
The impedance oscillates little by little as the frequency changes.
A ripple phenomenon is occurring. Therefore, it cannot be used as a well-designed capacitor element like a parallel plate capacitor. On the other hand, at frequencies below the frequency f and above the frequency f2, the change in the impedance of one surface acoustic wave resonator with respect to the frequency is very gradual, with no ripples existing between f1 and f2, as shown in Figure 10(a). and Figure 10 (b
), it is very close to the frequency change of the impedance of a parallel plate capacitor. As a result of computer simulations and basic experiments using various piezoelectric substrates (crystal, LiNb0., LiTaO3, etc.), when the frequency difference between the resonant frequency f and the anti-resonant frequency far of the surface acoustic wave resonator is Δf, the frequency f It has become clear that f2 and f2 can be approximated by the following formula. f1=f, -Δf f2=far+Δf=fr+2Δf For the frequency difference Δf, 2 is used as the electromechanical coupling constant which is the material constant of the piezoelectric substrate. It is known that Δf= (-)2・k''-f. It is expressed as = f r (1+ 2 ()” k2) π. Figure 11(a) shows the frequency change of the impedance of a surface acoustic wave resonator that realizes steep bandpass or band rejection frequency characteristics, and shows the frequency change of the impedance for one frequency f.
The center frequency of the filter is near t"far. In the frequency range below the frequency f□ and above the frequency 12, there is little excitation of surface acoustic waves, so the frequency characteristics of the impedance of the surface acoustic wave resonator are similar to those of the parallel plate capacitance. They are equivalent. Figure 11(b) shows the frequency change of the impedance of a capacitive element designed to have a capacitance equivalent to a parallel plate capacitance at the center frequency of the filter. It is the resonant frequency when exhibiting resonance characteristics, and far(c) is the anti-resonant frequency.f2(c) is the frequency f,(c)
The above shows that the capacitive element has a frequency characteristic of impedance equivalent to a parallel plate capacitance, and f, (c) is the frequency f, below (c), the capacitive element has a frequency characteristic of an impedance equivalent to a parallel plate capacitance. It shows that it has a characteristic. The resonance frequency f = (c) of the capacitive element is shown in Fig. 11(b).
As shown in , it becomes. Therefore. By setting f2(c)≦f□, a sudden frequency change in impedance that occurs in the capacitive element does not occur near the center frequency of the filter. Similarly, as shown in FIG. 11(c), when set to
k")=f, (1-(-)"k") π f, (c)=fr(c)+ (1-(-)2 k2)π =f, (1+2 (-)"k") frπ = f1 = f2. Therefore, by setting f(c)≧f2, the sudden change in impedance with respect to frequency that occurs in the capacitive element does not occur near the center frequency of the filter.As stated above, By setting the resonant frequency of the capacitive element to the resonant frequency of the surface acoustic wave resonator, even if the capacitive element has resonant characteristics, rapid impedance changes caused by resonance will not affect the vicinity of the center frequency of the filter. In order to make the resonant frequency of the capacitive element equal to the resonant frequency of the surface acoustic wave resonator, the electrode repetition period of the capacitive element must be set to be equal to or equal to the electrode repetition period of the surface acoustic wave resonator. Similarly, in order to make the resonant frequency of the capacitive element the same as that of the surface acoustic wave resonator, the period of electrode repetition of the capacitive element should be made equal to the period of electrode repetition of the surface acoustic wave resonator. Therefore, the design is easy.The present invention has been described in detail by showing the conditions under which the capacitive element consisting of interdigital electrodes can be handled with good designability in the same way as the parallel plate capacitor when it exhibits resonance characteristics. , illustrates the device configuration of a specific surface acoustic wave filter and shows the significance of the present invention from another perspective. FIG. 12 is a configuration diagram of an embodiment of the present invention, in which electrodes 3-2 .
One surface acoustic wave resonator consisting of 4-2 and electrode 3-1
．． ．． 4-1 is provided to form a surface acoustic wave resonator composite filter. FIG. 13 is an electrical equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator composite filter shown in the configuration diagram of FIG. 12. A surface acoustic wave resonator consisting of an equivalent capacitance (6-1), an equivalent inductance (7-1), and an inter-electrode capacitance (5-1) is connected in parallel to the input/output circuit, and an inter-electrode capacitance (5-1) is connected in parallel to the input/output circuit.
This figure shows that a surface acoustic wave resonator composite filter is constructed by connecting a capacitive element consisting of -2) in series to an input/output circuit. FIG. 14(a) shows the frequency characteristics of the surface acoustic wave resonator composite filter shown in the configuration diagram in FIG. 12 and the electrical equivalent circuit in FIG. This is the frequency characteristic of the impedance of a wave resonator. The target band 13 of the filter is formed by the impedance of the surface acoustic wave resonator ideally being O at the frequency f. Further, the pass band 14 of the filter is formed by the impedance of the surface acoustic wave resonator at the frequency far. Therefore, at frequencies near the pass band where the power of the signal input to the filter is large, most of the power input to the filter passes through the capacitive element formed by the interdigital electrode. In the case of a surface acoustic wave filter for a mobile phone, power of IW to several W is input to the filter. At the passband frequency of the filter, most of this power passes through the capacitive element, so the current flowing through the electrode thin film forming the interdigital electrode is 10'A/cn+'' to 107A/cm2 per unit cross-sectional area. According to a research report in the field of semiweekly bodies, this value is such that there is concern about the occurrence of electromigration, where the metal atoms that make up the electrode thin film move due to the electric current, causing wire breaks and short circuits. In the case of surface wave filters, in addition to electromigration caused by current, it is known that a phenomenon similar to electromigration occurs due to the stress amplitude generated in the electrode thin film when surface acoustic waves propagate, and is generally called stress migration. In the electrode thin film that forms the capacitive element used in the present invention, as mentioned above, a high-density current flows, and if stress amplitude occurs at the same time, the synergistic effect of electromigration and stress migration causes an extremely short period of time. It is thought that migration progresses over time.As migration progresses, the electrode resistance increases and the amount of heat generated by the current increases, eventually causing the electrode to melt.Therefore, the reliability of the surface acoustic wave filter is In order to ensure this, it is necessary to set the electrode thin film that forms the capacitive element so that stress amplitude does not occur. The reason why the impedance characteristic differs from that of the parallel plate capacitor is that electrical energy is efficiently converted into energy of elastic vibration in the frequency range f1 to f.Therefore, the interdigital electrode shown above The conditions for the capacitive element formed to become a capacitive element equivalent to a parallel plate capacitor are also the conditions for no stress amplitude to occur in the interdigital electrodes, and the capacitive element set to the above conditions also has excellent power durability. The above shows that the capacitive element consisting of interdigital electrodes has an impedance characteristic approximately equivalent to that of a parallel plate capacitor at the center frequency of the surface acoustic wave resonator composite filter, and at the same time, this condition is As mentioned above, it is also effective in terms of migration resistance when electricity is applied.However, especially when a large power of several watts or more is applied, even with a capacitive element that satisfies the above conditions, the input signal at the center frequency of the filter may become extremely high. As a result of experiments, it was found that because a very small amount of this energy is converted into a surface acoustic wave, migration occurs on the electrode surface after long-term energization, deteriorating the device characteristics. Below, conditions will be described that are particularly effective in filters that receive a large amount of power and that the signal at the center frequency of the filter is not converted into a surface acoustic wave at all in the capacitive element. Let the center frequency of the filter be fo, and the sound speed of the surface acoustic wave that can propagate on the piezoelectric surface be V. Then, the wavelength λ of the surface acoustic wave of frequency f0. is f. It is expressed as Figure 15 shows an electrode repetition period of 2λ. FIG. 3 is a cross-sectional view of a capacitive element. The wavy line in the figure is the wavelength λ. indicates the amplitude of the surface acoustic wave at frequency f. The amplitude of the surface acoustic wave at point X in the figure and the amplitude of the surface acoustic wave at point Y, which is a distance λ from point X, are equal for the surface acoustic wave of frequency f0. However, since the potential applied to point Repetition period 2λ. On the capacitive element of
6 surface acoustic waves are never excited. In this way, for a signal with center frequency f0, the generation of one surface acoustic wave can be completely suppressed by setting the electrode repetition period of the capacitive element to 0, where vo is the sound speed of the surface acoustic wave that can propagate on the surface of the piezoelectric material. It is possible to suppress the In the case of a practical surface acoustic wave resonator composite filter, for example, a surface acoustic wave filter for a mobile phone, the pass band has a frequency width of about 10 MHz to 30 MHz. Therefore, it is impossible to completely suppress the generation of surface acoustic waves at all frequencies within the passband. However, by setting the electrode repetition period of the capacitive element to 1.8 to 2.2 times the electrode repetition period of the surface acoustic wave resonator, no surface acoustic waves are generated due to the above-mentioned reason, and a large amount of power is required. Using a prototype device, we confirmed that migration resistance during energization was dramatically improved. In this way, a single capacitive element is particularly effective for power-resistant filters that require large amounts of current to be passed through. Other examples of the present invention are shown below. FIG. 16 is a configuration diagram of an embodiment of the present invention, in which electrodes 3-3.4-3.3-5.4
-2 surface acoustic wave resonators consisting of electrodes 3-4.
It is shown that one capacitive element consisting of 4-4 is provided to form a surface acoustic wave resonator composite filter. FIG. 17 is an electrical equivalent circuit of the surface acoustic wave resonator composite filter shown in the configuration diagram of FIG. 16. Equivalent capacitance 6-2.6-3, equivalent inductance 7-. 2
．． 7-3. A surface acoustic wave resonator consisting of an inter-electrode capacitance 5-4 and 5-5 is connected in parallel to the input and output circuits on the input side and the output side, respectively, and is connected via the inter-electrode capacitance 5-3 of the capacitive element. There is. The filter having this configuration is advantageous in realizing a filter that requires a wide band with two stopbands and a withdrawal band. [Effects of the Invention] According to the present invention, since the capacitive element constituting the surface acoustic wave resonator composite filter is formed of interdigital electrodes,
The capacitive element can be made smaller, and any capacitance value can be easily set. Furthermore, even when a large amount of power is input to the capacitive element of the present invention, stress migration is less likely to occur, and the life of the element can be extended.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明に係るフィルタの断面の一部を示す図、
第２図はその上面図、第３図は通常の平行平板容量の外
形図、第４図は平行平板容量の等価回路を示す図、第、
５図は平行平板容量のインピーダンスの周波数特性を示
す図、第６図は弾性表面波共振器の等価回路を示す図、
第７図は弾性表面波共振器のインピーダンスの周波数特
性を示す図、第８図（ａ）、　（ｂ）　、第９図（ａ）
及び（ｂ）は本発明に係る容量素子の実施例を示す図、
第１０図（ａ）及び（ｂ）は弾性表面波共振器と平行平
板容量のインピーダンスの周波数特性の比較図、第１１
図（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）は弾性表面波共振器と本発
明の容量素子のインピーダンスの周波数特性の比較図、
第１２図は本発明に係る弾性表面波共振器複合型フィル
タの構成例を示す図。 第１３図は第１２図の構成図で示した実施例の等価回路
を示す図、第１４図（ａ）及び（ｂ）は第１２図の構成
図で示した実施例の特性を説明するための図、第１５図
は本発明に係る容量素子の断面を示す図、第１６図は本
発明の弾性表面波共振器複合型フィルタの構成例を示す
図、第１７図は第１６図の構成図で示した実施例の等価
回路を説明するための図である。 符号の説明 １・・・圧電体、１′・・・誘電体、２，２′・・・容
量素子の電気端子、３，４・・・電極、５・・・電極間
容量、６・・・等価容量、７・・・等価インダクタンス
、８．８′・・・入力端子、９，９′・・・出力端子、
１０−１．１０−２．１０−３．１０−４゜１０−５．
１０−６．１０−７．１０−８゜１０−９．１０−１０
．１０−１１゜ １０−１２・・・整合用回路、１１・・・容量素子、１
２・・・弾性表面波共振器、１３・・・フィルタの阻止
帯域、１４・・・フィルタの通過帯域。 カ ５ 図 第 図 隼ｔｆ図 絹７図 第　ノｌ　囚 ネ！３図 ＄７７図FIG. 1 is a diagram showing a part of a cross section of a filter according to the present invention,
Fig. 2 is a top view, Fig. 3 is an outline drawing of a normal parallel plate capacitor, Fig. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of a parallel plate capacitor,
Figure 5 is a diagram showing the frequency characteristics of the impedance of a parallel plate capacitor, Figure 6 is a diagram showing the equivalent circuit of a surface acoustic wave resonator,
Figure 7 is a diagram showing the frequency characteristics of impedance of a surface acoustic wave resonator, Figure 8 (a), (b), Figure 9 (a)
and (b) is a diagram showing an example of the capacitive element according to the present invention,
Figures 10 (a) and (b) are comparison diagrams of the frequency characteristics of the impedance of a surface acoustic wave resonator and a parallel plate capacitor;
Figures (a), (b), and (c) are comparison diagrams of the impedance frequency characteristics of the surface acoustic wave resonator and the capacitive element of the present invention,
FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of a surface acoustic wave resonator composite filter according to the present invention. Fig. 13 is a diagram showing an equivalent circuit of the embodiment shown in the block diagram of Fig. 12, and Figs. 14 (a) and (b) are for explaining the characteristics of the embodiment shown in the block diagram of Fig. 12. , FIG. 15 is a diagram showing a cross section of a capacitive element according to the present invention, FIG. 16 is a diagram showing a configuration example of a surface acoustic wave resonator composite filter of the present invention, and FIG. 17 is a diagram showing the configuration of FIG. 16. FIG. 3 is a diagram for explaining an equivalent circuit of the example shown in the figure. Explanation of symbols 1...piezoelectric body, 1'...dielectric material, 2, 2'...electrical terminal of capacitive element, 3, 4...electrode, 5...capacitance between electrodes, 6...・Equivalent capacitance, 7...Equivalent inductance, 8.8'...Input terminal, 9,9'...Output terminal,
10-1.10-2.10-3.10-4°10-5.
10-6.10-7.10-8゜10-9.10-10
．． 10-11゜10-12... Matching circuit, 11... Capacitive element, 1
2... Surface acoustic wave resonator, 13... Stop band of filter, 14... Pass band of filter. Ka5 Figure Figure Hayabusa TF Figure Silk Figure 7 Nol Prisoner! Figure 3 $77 figure

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] １．圧電基板上に第１の容量素子，弾性表面波共振器を
含む複数の回路素子を直列接続した直列回路と、上記回
路素子の電極と共通アースとの間に第２の容量素子，弾
性表面波共振器を形成してなる、弾性表面波共振器複合
型フィルタにおいて、上記容量素子は多数対の電極指を
互いに挿間してなるインタディジタル電極指によるギャ
ップ容量を含むことを特徴とする弾性表面波共振器複合
型フィルタ。1. A series circuit in which a plurality of circuit elements including a first capacitive element and a surface acoustic wave resonator are connected in series on a piezoelectric substrate, and a second capacitive element and a surface acoustic wave resonator are connected between the electrodes of the circuit elements and a common ground. In the surface acoustic wave resonator composite filter that forms a resonator, the capacitive element includes a gap capacitance caused by interdigital electrode fingers formed by interposing multiple pairs of electrode fingers. Wave resonator composite filter. ２．請求項１に記載の弾性表面波共振器複合型フィルタ
において、前記インタディジタル電極指の電極くり返し
の周期が、圧電性基板の電気機械結合定数をｋ＾２とし
、同一圧電基板上に形成される弾性表面波共振器の電極
くり返し周期の（｛１−（２／π）＾２・ｋ＾２｝）／
（｛１＋２・（２／π）＾２・ｋ＾２｝）倍以下である
ことを特徴とする弾性表面波共振器複合型フィルタ。2. 2. The surface acoustic wave resonator composite filter according to claim 1, wherein the electrode repetition period of the interdigital electrode fingers is formed on the same piezoelectric substrate, with the electromechanical coupling constant of the piezoelectric substrate being k^2. The electrode repetition period of the surface acoustic wave resonator ({1-(2/π)^2・k^2})/
({1+2・(2/π)^2・k^2}) times or less. ３．請求項１に記載の弾性表面波共振器複合型フィルタ
において、前記インタディジタ電極指の電極くり返しの
周期が圧電性基板の電気機械結合定数をｋ＾２とし、同
一圧電基板上に形成される弾性表面波共振器の電極くり
返しの周期の（｛１＋２・（２／π）＾２・ｋ＾２｝）
／（｛１−（２／π）＾２・ｋ＾２｝）倍以上であるこ
とを特徴とする弾性表面波共振器複合型フイルタ。3. 2. The surface acoustic wave resonator composite filter according to claim 1, wherein the interdigitator electrode finger has an electrode repetition period of k^2, an electromechanical coupling constant of the piezoelectric substrate, and an elastic band formed on the same piezoelectric substrate. The period of electrode repetition of the surface wave resonator ({1+2・(2/π)＾2・k＾2})
/({1-(2/π)^2·k^2}) times or more. ４．請求項１に記載の弾性表面波共振器複合型フィルタ
において、前記インタディジタ電極の電極くり返しの周
期が、同一圧電基板上に形成される弾性表面波共振器の
電極くり返し周期の１．８倍乃至２．２倍であることを
特徴とする弾性表面波共振器複合型フィルタ。4. In the surface acoustic wave resonator composite filter according to claim 1, the electrode repetition period of the interdigitator electrode is 1.8 times or more than the electrode repetition period of the surface acoustic wave resonator formed on the same piezoelectric substrate. A surface acoustic wave resonator composite filter characterized by 2.2 times