JPH03117207A

JPH03117207A - 衛星放送受信装置のａｆｃ方法

Info

Publication number: JPH03117207A
Application number: JP1255701A
Authority: JP
Inventors: Takao Nishiyama; 西山　隆男; Hisao Okada; 久男岡田; Tatsuaki Doumura; 堂村　龍明
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1989-09-29
Filing date: 1989-09-29
Publication date: 1991-05-20
Anticipated expiration: 2009-06-22
Also published as: DE69032838T2; KR0152079B1; JPH0648778B2; EP0420275A2; DE69032838D1; EP0420275B1; EP0420275A3; KR910007297A; US5107335A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】（イ）産業上の利用分野本願は、衛星放送受信技術に関し、ＢＳチューナと呼ば
れる屋内用受信機に関する。

（ロ）従来の技術通常の衛星放送は、ＮＴＳＣ規格の映像信号をＦＭ変調
して、１２ＧＨｚ帯のＦＭ映像信号として送信している
。

受信側では、この１２ＧＨｚ帯のＦＭ映像信号を、ＩＧ
Ｈｚ帯の第１中間周波数信号に変換した後に、さらに４
０２．７８Ｍ　Ｈ！を含む周波数帯の第２中間周波数信
号に順次ダウンコンバートした後に、ＦＭ復調して、映
像信号を出力する。

このダウンコンバートするための局部発振回路の発振周
波数は、ＡＦＣ回路（自動周波数制御回路）で良好に制
御される。

ＡＦＣ動作は、複数の回路がＡＦＣループを形成するこ
とにより行なわれる。

通常のＡＦＣは、ＦＭ復調回路より出力された映像信号
の同期信号部分の直流信号レベルが、第２中間周波数信
号の周波数に対応することを利用し、この直流信号のレ
ベルを検出し、この検出結果で局部発振回路の発振周波
数をフィードバック制御していた（特開昭５７−１３５
５８２号参照）。

しかし、直流信号はドリフト等の影響を受けやすい欠点
がある。

このため、第２中間周波数信号（以下、第２■Ｆ信号と
称す）の、周波数をカウントして、このカウントデータ
で局部発振周波数をフィードバック制御する技術が考え
られている。

この例を第１２図及び第１３図を参照しつつ簡単に説明
する。

第１２図に於いて、（１０）はＢＳアンテナである。（
１１）はアンテナ部であり、例えばパラボラアンテナ又
は平面アンテナである。（１２）は第１コンバータであ
る。第１コンバータ（１２）は受信した１２ＧＨ！帯の
衛星放送信号（ＦＭ映像信号）と内部の発振回路（１３
）の出力を混合回路（１４）で混合して約Ｉ　ＧＨ２帯
のＦＭ映像信号（第１中間周波数信号）（第１ＩＦ信号
）を出力する。その出力変動は、±１．　ｓＭ　Ｈｚま
で許容されている。尚、この変動は、ＡＦＣ動作により
補正される。

（１６）はＢＳチューナである。（１８）は第２ダウン
コンバータであり、第１１Ｆ信号を多チャンネル化に有
利な例えば４０２．７８Ｍ　Ｈ２の第２ＩＦ信号に変換
する。（２０）（２４）は自動利得制御用増幅回路であ
る。（２２）は混合回路である。（２６）は可変発振回
路、（２８）は１７２分周を行う前置プリスケーラ、（
３０）はＰＬＬループ用回路である。このＰＬＬループ
用回路（３０）は回路（２６）（２８）と共にＰＬＬル
ープを形成する。選局用マイクロコンピュータ（マイコ
ン）　（３２）は、ＰＬＬループ用回路（３０）内蔵プ
ログラムデバイダの分周比を切り換えることにより、受
信チャンネルを切り換えると共に、微同調のためのＡＦ
Ｃも行う。尚、一般的なＰＬＬループについては、特開
昭６０−７７５３３号（＋（０４Ｂ１／１６）等に示さ
れ、周知であるので説明は省略する。

（３４）はＦＭ復調ブロックである。（３６）は第２Ｉ
Ｆ用フイルタ、（３８）はアンプ、（４０）はＰＬＬ型
ＦＭ復調回路である。（４２）はＡＧＣ電圧を作成する
ＡＧＣ検波回路である。（４４）はＥ　ＣＬ　ｌ！！　
１／２５６分周回路である。

（４６）は１　／２５６分周回路の出力信号を直接カウ
ントするカウンタ回路である。このカウンタ回路（４６
）はリセットとカウント動作期間をマイコン（３２）に
より制御され、カウントデータをこのマイコン（３２）
に出力している。

（４８）は音声ＤＰＳＫ信号復調回路である。（５０）
はＰＣＭデコーダである。このＰＣＭデコーダは例えば
■来夏製の７Ｍ４２１８Ｎであり、ＮＴＳＣ放送の音声
ＰＣＭ信号受信時に信号（ＮＳＹＮＣ）を出力する端子
（５０ａ）を備えている。（５２）はデジタルアナログ
変換を行うと共にローパスフィルタより成る音声出力回
路である。（５４）はデジタル機器の出力用エンコーダ
である。（５６）はバッファアンプである。（５８）は
ローパスフィルタ・デイエンファシス回路、（６０）は
三角波を除去するデイスパーサル回路、（６２）は出力
アンプである。

（６４）は出力処理ブロックである。（６６）は出力端
子群である。（６６ａ）（６６ｂ）は音声出力用端子、
（６６ｃ）（６６ｄ）はＤＡＴ用光ケーブルコネクタ仕
用出力端子、（６６ｅ）はピットストリーム用出力端子
、（６６ｆ）は有料放送デコーダ用出力端子、（６６ｇ
）は映像出力端子である。

（６８）は同期分離回路であり、垂直同期信号パルス（
ＶＤ）を抜出して、マイコン（３２）に出カスる。

上記動作を説明する。

このＢＳチューナ（１６）は、所定期間、カウンタ回路
（４６）を動作せしめ、このカウントデータをマイコン
（３２）に入力する。マイコン（３２）は、このデータ
と、基準データとを比較することにより、第２ＩＦ信号
の周波数のずれを知る。そして、マイコン（３２）は、
このずれを補正するべ（ＰＬＬ用回回路（３０）のプロ
グラムデバイダの分周比を可変する。

そして、このカウントする所定期間は、マイコン（３２
）が垂直同期信号（ＶＯ）より決定する。この所定期間
（ｇａｔｅ）を第１３図に示す。

第１３図の（ａ）はＰＬＬ型ＦＭ復調回路（４０）の出
力、（ｂ）は同期分離回路（６８）の出力、（Ｃ）はマ
イコン（３２）より出力されるカウンタ回路（４６）の
リセット信号（ＣＮ）、（ｄ）はマイコン（３２）より
出力されるカウンタ回路（４６）のカウンタ動作期間指
定信号（ｇａｔｅ）である。

動作を第１２図を参照しつつ説明する。

同期分離回路（６８）から垂直同期信号パルス（Ｖ　Ｏ
）が、マイコン（３２）に入力されると、マイコン（３
２）はリセット信号（ＣＪりを出力する。そして、垂直
同期帰線期間（１０２４μ秒間）（Ａ）ゲート信号を出
力してカウンタ回路（４６）のカウント動作を許容する
。そして、期間（Ｂ）の間このゲート信号（ｇａｔｅ）
の出力を休止した後に再び１０２４μ秒の間（Ｃ）ゲー
ト信号（ｇａｔｅ）を出力する。そして、マイコン（３
２）はこの後の期間（Ｄ）にカウンタ回路（４６）のカ
ウントデータを読み取る。そして、エネルギー拡散信号
である三角波の影響を除去するために、マイコン（３２
）は、２フレ一ム期間の４つのカウント結果（尚、入力
は４つであるが、カウント期間は４×２の８つである）
を加算し４で割った値と、ＮＴＳＣ放送受放送受信率デ
ータ値とを比較して、１２１Ｆ信号の周波数の「ずれ」
を検出して、ＰＬＬ用回路（３０）の分周比を可変して
、ＡＦＣ動作を行う。

尚、カウンタ回路（４６）を映像期間中に動作°させる
のは、ＮＴＳＣ放送の場合、主搬送波周波数制御方式と
して送信用の平均値ＡＦＣを採用しているためである。

又、第１３図（ｄ）の期間（Ｂ）の値は、例えばフィー
ルドごとに６ｍ秒、４ｍ秒、６ｍ秒、８ｍ秒と可変して
、画面の各部の周波数の値を検出して、明るさのバラツ
キによる変動を防止している。

このように、マイコン（３２）は、２フレ一ム期間ごと
に、ＰＬＬ用回路（３０）を制御して平均値ＡＦＣを行
う。尚、１フイールドごとにＰＬＬ用回路（３０）を制
御する場合は、過去４回のカウント結果を平均するよう
にして、これを基準データと比較して、ＡＦＣ動作を行
なっても良い。

又、上記例では、４フイールド（２フレーム）期間の４
つのカウント結果を平均化したが、これは、４．６．８
フレ一ム期間でも良い。

尚、このＢＳチューナでＭＵＳＥ信号（ＮＨＫが開発し
た高品位ＴＶ信号を帯域技術により変換された信号）を
ＦＭ変調した衛星放送（一般にハイビジョン放送と呼ば
れている）をも受信する場合は、ＭＵＳＥ信号用の拡散
信号の周期に合わせて何フィールドのカウント値を平均
するかをＮＴＳＣ方式の場合と切り換える。又、カウン
タ回路（４６）を動作せしめる期間も、当然ＭＵＳＥ受
信の場合は、ＭＵＳＥ信号のクランプ・レベル期間に切
り換える。尚、ＭＵＳＥ信号については、日経マグロウ
ヒル社発行の雑誌「日経エレクトロニクス１９８７年１
１月２日号ＮＱ４３３ＪのＰ２Ｓ５−Ｐ２１２に日本放
送協会二宮佑−著「衛星を使うハイビジョン放送の伝送
方式ＭＵＳＥＪとして示されており、周知の技術である
。

しかしながら、第１４図に示す様にＭＵＳＥ信号のクラ
ンプ・レベル期間は、ＮＴＳＣ放送の帰線期間（１０２
４μ秒）に比べ非常に短か＜（２３μ秒）、さらにカウ
ンタ回路を動作せしめる期間はさらに短＜（１５〜１７
μ秒）なり、この期間のカウントでＡＦＣ動作を精度良
く行なうことは無理である。つまり、ＭＵＳＥ放送受信
時には、カウンタ回路の１カウント当たりの第２ＩＦ信
号の変移「ずれ」の検出精度は約１７ＭＨ２となり、と
ても、ＡＦＣ動作を行なえるものではない。

依って、１／２５６分周器（４４）を使用せず第２１Ｆ
信号を直接カウンタ回路（４６）でカウントすれば良い
。しかし、４０２．７８Ｍ　Ｈｚの第２ＩＦ信号をカウ
ントする高速カウンタ回路は現在のところ作成すること
は困難であり、非常に高価となる。

又、第２ＩＦ信号をＥＣＬの分周回路で１７２〜１／４
にした信号でもカウントは実現困難である。

又、これ以上分周すると１カウント当たりの検出精度が
粗くなりすぎて実用上問題が生じる。これは、第２１Ｆ
信号の周波数の変動分も同時に分周されるからである。

尚、１／２の時に、もしカウントできると、その時の１
カウント当たりの検出精度は約１３０ＫＨｚ、ｌハの時
は約２６０ＫＨｚである。

そこで、ＭＵＳＥ受信時は通常のキードＡＦＣを行うこ
とが考えられる。第１５図に、この例を示す。（７０）
はＭＵＳＥデコーダである。このデコーダ（７０）は高
品位テレビ信号を出力すると共に、ＭＵＳＥ信号入力時
にのみクランプレベル信号期間を示す信号（キードＡＦ
Ｃパルス信号）（Ｐ）を出力する。

（７２）はＭＵＳＥ信号用バッファ、（７２ａ）は出力
端子、（７４）はキードＡＦＣパルス信号入力端子（ハ
イビジョン放送対応端子）　、（７６）はクランプレベ
ル信号をサンプリングするサンプルホールド回路、（７
８）はサンプルホールド回路（７６）の値をデジタル値
に変換するＡ／Ｄ変換器である。マイコン（３２）は、
ＭＵＳＥ受信時には、このＡ／Ｄ変換器（７８）からの
値と、ＭＵＳＥ受信時用基準データとを比較して「ずれ
」を検出し、ＰＬＬ用回路（３０）を制御してＡＦＣ動
作を行う。

しかし、この様な回路は、前述した様にアナログ信号を
サンプルホールドしており、温度等の影響を受けて、Ｂ
Ｓチューナの高精度高応答性を実現することは無理であ
った。

（ハ）発明が解決しようとする課題ところで、前述の如く、ＮＴＳＣ信号の送信には、平均
値ＡＦＣが用いられる。この平均値ＡＦＣに依れば、第
１６図に示す様に映像信号のレベルに応じて搬送波の中
心周波の対応輝度レベルが変動するので、従来例に於い
ては、これにＡＦＣ動作が追随し、且つ短期間の映像信
号レベルの変動に誤って追随して誤動作にしない様に、
映像期間と垂直同期期間（第１３図（ｄ）のＡＣ）の両
方をカウント期間としていた。

しかし乍ら、衛星放送のＮＴＳＣ送信に於いて、平均値
ＡＦＣの時定数は小さく、映像信号のレベル変動に素早
く追随することが判った。

本発明は、この様な放送に適応するＢＳチューナのＡＦ
Ｃ方法の１つを提案するものである。

例えば、平均値ＡＦＣに適格に対応しようとすればエネ
ルギー拡散信号の１周期（１／１５秒）の間、カウンタ
を動作させれば良いが、この様なカウントを行うカウン
タは大規模となる。

本発明は、この様なことのないＡＦＣ方法を提供するも
のである。

（ニ）課題を解決するための手段本発明は、第１中間周波数に変換されているＦＭ映像信
号と可変発振回路からの発振信号とを混合することによ
り、このＦＭ映像信号を第２中間周波数に変換し、この
第２中間周波数信号を分周してカウントし、所定値と比
較して周波数のズレの値を求め、この周波数ズレを補正
するべく前記可変発振回路の発振周波数を制御する衛星
放送受信装置のＡＦＣ方法に於いて、前記第２中間周波数のＦＭ映像信号を復調して同期成分
を検出し、この検出出力により前記直接カウントするカウント期間
（Ｂ　）（Ｃ）を制御して、このカウント期間を垂直帰線期間（ＶＢ）を除き、且つ
水平ブランキング期間を含む映像信号期間（Ｙ　＋　Ｈ
）の全域をｎ個に分割した領域内全域に渡って移動させ
、少なくともエネルギー拡散信号の１周期期間に検出し
た複数の前記カウントの結果により前記周波数ズレの値
を検出することを特徴とする。

（ホ）作用本発明は、第２図に示す映像信号期間（Ｙ）と水平帰線
期間（Ｈ）と垂直帰線期間（ＶＢ）との関係より、画面
全体と映像期間（Ｙ）の割合（７７％）と、映像信号期
間と水平帰線期間とを合わせた期間（Ｙ＋Ｈ）と映像信
号期間（Ｙ）の割合（８３％）とが似ていることに注目
し、この期間（ｙ　＋　ｃ　）をカウントする領域とし
、且つこの領域内のカウント期間（Ａ　）（Ｃ’）をラ
ンダムに設定する様にしている。

そして、このカウント結果より、映像信号レベルの局所
的な変動及びエネルギー拡散信号による変動を防止する
ために、少なくともエネルギー拡散信号の１周期期間の
複数のカウント結果の平均と基準データを比べることに
より、周波数のズレを検出する。

（へ）実施例第１図を参照しつつ本発明の詳細な説明する。

これは、従来例の第１３図と同様にＮＴＳＣ信号受信号
受信中ント期間（Ａ　）（Ｃ）を示す図である。

つまり、マイコンは、垂直同期信号（Ｖｔ＋）により、
タイミングを検出して、垂直帰線期間を除き水平帰線期
間を含む映像信号期間（Ｙ　＋　Ｈ）を２等分する。そ
して、この２等分された領域内をカウント期間（Ａ　）
（Ｃ）がランダムに移動する様に期間（Ｂ　、）（Ｂ　
、）を所定範囲内でランダムに設定する。

そして、１７１５秒間に検出して入力した８つの期間の
４つのカウントデータよりＡＦＣのためのｉ寅算を行う
。

第３図を参照しつつ、本発明の一実施例のＢＳチューナ
を説明する。尚、このＢＳチューナはＭＵＳＥ信号受信
のための回路をも備えている。

（８０）はＡＦＣ用ダウンコンバータ回路であり、４０
２、７８Ｍ　Ｈ，の第２１Ｆ信号を２４．７８Ｍ　Ｈ，
の第３７Ｆ信号に変換する。（８２）はアンプ、（８４
）は３７８Ｍ　Ｈｚで発振する高安定発振回路、（８６
）は混合回路、（８８）は２４．７８Ｍ　Ｈｚ信号のバ
ンドパス用アンプである。（９０）は１／１６分周回路
である。（ＳＷＩ）は切り換えスイッチである。このス
イッチ（ＳＷｌ）はＮＴＳＣ放送受信時には、Ｎ側に接
続される。

（９２）は受信モード判別回路であり、同期信号とキー
ドＡＦＣパルス信号によりｒＮＴＳＣ放送受信時か」、
ｒＭＵＳＥ放送受信時か」、「それ以外か」を判別して
マイコン（３２）に出力すると共に、スイッチ（ｓｗｉ
）をＭＵＳＥ受信時受信側に切り換え、ＮＴＳＣ受信時
受信側に切り換える。

（９４）はＮＴＳＣ受信時用カウンタ制御パルス作成回
路であり、同期信号を入力して第１図のゲート信号（ｇ
ａｔｅ）、クリア信号（Ｃｌ）、垂直同期信号（ＶＤ）
を出力する。

（９６）はＭＵＳＥ受信時用カウンタ制御パルス作成回
路であり、キードＡＦＣパルス（Ｐ）を入力して、第２
ゲート信号（ｇａｔｅ２）、第２クリア（０ｇ２）、カ
ウンタデータ読み取り制御信号（Ｖ　Ｏ２）を作成する
。そして、選択出力回路（９８）は、受信モードに応じ
て、この２つのパルス作成回路（９４）（９６）からの
信号を、選択してカウンタ回路（４６）とマイコン（３
２）に出力する。

（１００）はＡＦＣ禁止回路であり、ＭＵＳＥ受信時受
信側ＡＧＣ電圧の低い時（弱電界時）にスイッチ（ＳＷ
２）を開いて、読み取り制御信号（ＶＤ２）の入力を遮
断してＡＦＣ動作を禁止する。これは、弱電界受信時に
は、ＡＦＣ動作の信頼性が低下するからである。尚、Ｎ
ＴＳＣ放送受信時には、少々第２１Ｆ信号が欠落しても
、サンプル時間が長いので、ＡＦＣは大きくは誤動作し
ない。

上記動作を第１図第３図第４図を参照しつつ説明する。

使用者が受信チャンネルを選択すると、そのチャンネル
を受信するための標準分周比データをマイコン（３２）
がＰＬＬ用回路（３０）に出力する。そして、この分周
比データでしばらくの間受信を行う。

そして、この後、受信判別回路（９２）が同期信号によ
りＮＴＳＣ受信モードであると判別すると、選択出力回
路（９８）はカウンタ回路（４６）にクリア信号（ＣＬ
）［１１図のＣ］とゲート信号（ｇａｔｅ）［第１図ｄ
］を出力し、マイコン（３２）に垂直同期信号（Ｖａ）
を出力する。又、ＮＴＳＣ受信モードであることはマイ
コン（３２）にも知らされマイコンはＮＴＳＣ用ＡＦＣ
動作を開始する。そして、スイッチ（ＳＷＩ）はＮ側に
接続される。

つまりマイコン（３２）は、カウンタ回路（４６）のカ
ウント終了後にカウントデータを読み込んで、４フイ一
ルド間の平均化を行ないＮＴＳＣ受信時用基準データと
比較する。そして、第２ＩＦ信号の「ずれ」を検出し、
前述と同様にＰＬＬ用回路（３０）の分周比を可変して
ＡＦＣ動作を行う。

又、選局後、端子（７２ａ）より出力された信号が図示
省略したＭＵＳＥデコーダに入力され、このＭＵＳＥデ
コーダがＭＵＳＥ信号であると判断すると、このＢＳチ
ューナ（１６）の端子（７４）よりキードＡＦＣパルス
信号（Ｐ）が入力される。そして、受信判別回路（９２
）は、このキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）によりＭＵＳ
Ｅ受信モードであると判別する。スイッチ（ＳＷＩ）は
Ｍ側に接続され、マイコン（３２）はＭ　Ｕ　Ｓ　Ｅ用
ＡＦＣ動作を開始する。

選択出力回路（９８）はＭＵＳＥ用カウンター制御パル
ス作成回路（９６）で作成した第２ゲート信号（ｇａｔ
ｅ２）第２クリア信号（Ｃ９２）制御信号（ＶＤ２）を
出力する。

この信号を第４図に示す。第４図（ａ）はＭＵＳＥ信号
に貴重される三角波を示している。（ｂ）はＭＵＳＥデ
コーダより出力されるキードＡＦＣパルス信号を示して
いる。（ｃ）は第２クリア信号（ＣＪ！２）、（ｄ）は
第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を示している。（ｅ）は
制御信号（ＶＤ２）を示している。

この第４図からも分る様にクランプ・レベル信号期間で
あるキードＡＦＣパルス信号出力期間は、三角波の丁度
中央電位である。依って、ＭＵＳＥ信号受信時は、三角
波の影響により、カウンタ回路（４６）のカウントデー
タ値がフィールドごとに変動することはない。従って、
１回のカウントデータでも論理上は、三角波の影響なし
にＡＦＣ動作を行なえる。しかし、実際には、この三角
波とＭＵＳＥ信号の重畳時のズレ、キードＡＦＣパルス
信号の検出遅れ等により、やはり、最低でも１週期（１
フレーム）の間にサンプルした２つのデータを平均化し
なくてはならない。

尚、この従来例では、信頼性を高めるために２フレ一ム
期間の４つのデータの平均と、ＭＵＳＥ受信時用基準デ
ータとを比較してＡＦＣ動作を行っている。さらに、こ
の４つのデータの内、あまりにも大きく他のデータと、
かけ離れたカウントデータをマイコン（３２）は除外し
て平均化を行う安全策を採用している。又、あまりにも
大きく、基準データからかけ離れたカウントデータを除
外して、過去４回のカウントデータを平均化しても良い
。

第５図に他の例を示す。この第５図は第１２図の従来例
と同様にマイコン（３２）でＮＴＳＣ受信時のクリア信
号ＣＣＩ＞とゲート信号（ｇａ　ｔｅ　）を作成するタ
イプである。又、ＮＴＳＣ受信時のカウンタ回路（４６
）へのカウント入力も第２１Ｆ信号の１７２５６分周信
号である。

このマイコン（３２）は、同期分離回路（６８）から垂
直同期信号（ＶＤ）が入力されるとＮＴＳＣ放送受信時
であると判別してＮＴＳＣ用のＡＦＣ動作を行う。又、
キードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるとＭＵＳＥ
放送受信時であると判別して、ＭＵＳＥ用のＡＦＣ動作
を行う。そして、両信号とも入力されない時は、ＡＦＣ
動作を停止する。

つまり、ＰＬＬ用回路（３０）の分周比の変更を行なわ
ず、分周比は前値ホールドされる。

（９３）はＭＵＳＥ放送受放送受信口判別回路、ＭＵＳ
Ｅ放送時にスイッチ（ＳＷ３）を開放して、誤って垂直
同期信号パルス（ＶＯ）が入力されるのを防止する。又
、この判別回路（９３）は、常時、Ｎ側に接続されてい
るスイッチ（ＳＷ６）（ＳＷ７）（ＳＷＩ）を、ＭＵＳ
Ｅ放送時にＭ側に切り換える。

（ＳＷ４）は常閉スイッチ、（ＳＷＳ）は常開スイッチ
、（１０２）はゲートパルス作成回路である。このゲー
トパルス作成回路（１０２）は、第６図（ｂ）のキード
ＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入力されるつどに第６図（Ｃ
）の約１／６０秒遅延した遅延パルス信号（Ｇ）を出力
する。そして、第６図（ｃ）の期間（Ｇ）の間、常閉ス
イッチ（ＳＷ４）は開放される。又、第６図（ｃ）の期
間（Ｇ）の間、常開スイッチ（ＳＷＳ）は閉じられる。

つまり、このスイッチ（ＳＷ４）（ＳＷＳ）からは、６
０Ｈｚの間隔で入力される正規のキードＡＦＣパルス信
号（Ｐ）が通過し、ノイズ性パルスは除去される。

（９７）ハ第２クリア信号（Ｃｅ２）、第２ゲート信号
（ｇａｔｅ２）を作成するＭＵＳＥ用カウンタ制御信号
作成回路である。カウンタ回路（４６）のカウンタ動作
期間は、精度良く設定しないとＡＦＣ動作の誤動作の原
因となるので、本実施例ではＩＯＭＨｚの発振回路（１
０４）の出力で第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）期間を設
定する。

（１０４’ｌはｘｏＭＨｚの発振回路であり、第７図（
ｂ）のタロツク信号を出力する。（１０６）はキーパル
ス同期回路である。このキーパルス同期回路（１０６）
は、第７図（ａ）のキードＡＦＣパルス信号（Ｐ）が入
力された後にクロック信号が入力されたタイミングで第
７図（Ｃ）の第２クリア信号（Ｃ１２）を出力する。（
１０８）は、この第２クリア信号（（Ｎ２）によりクリ
アされるカウンタである。

（１１０）はゲート信号作成回路であり、第２クリア信
号（ＣＩ！、２）により、セットされて第７図（ｄ）の
第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）を立ち上げる。ゲート信
号作成回路（１１０）はカウンタ（１０８）の動作を許
容する第７図（ｅ）の信号（ｋ）を出力する。

依って、カウンタ（１０８）はクロック信号のカウント
を開始する。カウンタ（１０８）はクロック信号を１６
０個カウントすると第７図（ｆ）のリセット信号（Ｒ）
を出力する。このリセット信号（Ｒ）により、ゲート信
号作成回路（１１０）は第２ゲート信号（ｇａｔｅ２）
を立ち下げる。又、ゲート信号作成回路（１１０）は信
号（ｋ）をローレベルとしてカウンタ（１０８）の動作
を禁止する。

（８５）は第３１Ｆ信号作成用の高安定発振回路である
。（１１２）は３７８ＭＨ，の発振回路、（１１４）は
４ＭＨ２の水晶（精度１０−’）を備えたＥＣＬプリス
ケーラを内蔵したＰＬＬ用回路であり、この分周比は固
定である。この様に、ＰＬＬループを形成して発振回路
（１１２）を制御して、その発振周波数変動を±３７．
８ＫＨｚ以内に抑さえこんだ。

尚、このＢＳチューナでも、ＭＵＳＥ放送の弱電界受信
対策を行なっても良い。例えば、前例と同様にＡＧＣ信
号により、弱電界受信時を検出してＡＦＣ動作を停止し
ても良い。又、弱電界になるほど、平均化するための期
間を、（例えば８フレ一ム期間になるように）長く設定
変更しても良い。又、キードＡＦＣパルス信号の入力期
間にランプを点灯してＭＵＳＥ放送受信モードであるこ
とを知らしても良い。又、同期信号又は、第１２図のＰ
ＣＭデコーダ（５０）の端子（５０ａ）出力を利用して
、ランプを点灯してＮＴＳＣ放送受信時であることを知
らせる様にしても良い。

又、ＭＵＳＥデコーダを内蔵する様にしても良い。

又、ＵＨＦＳＶＨＦ、ＣＡＴＶ受信用ノＴＶチューナも
内蔵する様にしても良い。尚、この時、発振回路（８４
）（１１２）の発振周波数はＴＶのチャンネル伝送帯域
に重ならないようにチャンネルとチャンネルの間の周波
数に設定する。

第８図に他の例を示す。尚、第５図と同一部分には同一
符号を付して重複説明を省略する。第８図に於いて、（
１３０）はゲートアレイＩＣである。

つまり、この例では、回路をＩＣ化している。そして、
このゲートアレイ（１３０）は、第３ＩＦの有無を検出
して、第３ＩＦが無い時にＡＦＣ動作を停止せしめる（
前値ホールドする）ものである。

つまり、受信信号が短期的に欠落したり、ダウンコンバ
ータ（８０）が故障した時には、ＡＦＣが誤動作するた
め、このＡＦＣ動作を停止せしめる安全策を、このゲー
トアレイＩ　Ｃ（１３０）が採用している。

第８図に於いて、（９３’）はＭＵＳＥ放送受放送受信
口判別回路、ＭＵＳＥ受信時であることを選局用マイコ
ン（３２’）に知らせる。又、この判別回路（９３”）
はスイッチ（ＳＷ３’）を切り換える。つまり、通常Ｎ
側に接続されたスイッチ（ＳＷ３′）をＭＵＳＥ受信時
にＭ側に切り換えて、カウンタ制御信号作成回路（９７
）で整形したキードＡＦＣパルス（疑似第２ゲート信号
）　（ｇａｔｅ２°）を選局用マイコン（３２’）に入
力する。

選局用マイコン（３２’）は、判別回路（９３’）から
の信号により、ＮＴＳＣ受信時か、ＭＵＳＥ受信時かを
認識して、そのモード用のプログラムを実行する。そし
て、スイッチ（ＳＷ３’）からの垂直同期信号または疑
似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）の立ち下がりにより
タイミングを設定されてカウンタ回路（４６）のデータ
を取り込む。

（１２０）はこの例の特徴を示すＤフリップフロ・ツブ
である。このＤフリップフロップ（１２０）のタロツク
端子（ＣＫ）には第３ＴＦ信号が供給される。つまり、
このＤフリップ７０ツブ（１２０）は、第５図の第２ゲ
ート信号（ｇａｔｅ２）を第３１Ｆ信号の周期で遅延し
た疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）を出力する。も
し、第３１Ｆ信号が無くなると、このＤフリップフロッ
プ（１２０）は第３ＩＦ信号が無くなる前の値（通常は
０）を保持する。このため、選局マイコン（３２’）に
は、疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）は与えられず
、選局マイコン（３２’）はデータの取り込みを行なわ
ず、ＡＦＣ動作は実質的に停止する。

つまり、第８図では、第５図と同様にして作成した第２
ゲート信号（ｇａｔｅ２）をＤフリップ７０ツブ（１２
０）のＤ端子に入力する。第３ＩＦ信号は、Ｄ７リツプ
７０ツブ（１２０）のクロック端子（ＣＫ）に入力され
る第３ＩＦ信号がなくなると、Ｄフリップフロップ（１
２０）の出力端子（Ｑ）からは、通常出力（疑似第２ゲ
ート信号、ｇａｔｅ２’）は無くなる。そして、この疑
似第２ゲート信号（ｇａ　ｔｅ２　’　）の立ち下がり
は、選局マイコン（３２’）でデータの読み込みタイミ
ング用のパルスとして使用されているので、選局マイコ
ン（３２’）はデータの読み込みを停止する。

この為、第３１Ｆ信号が無くなった時点でのＡＦＣ動作
によるＰＬＬ用回路（３０）の値が保持される。

上記の如く、第８図の例では、第３１Ｆ信号が無くなる
と疑似第２ゲート信号（ｇａｔｅ２’）の選局マイコン
（３２’）への供給を停止して、ＡＦＣ動作を停止せし
めている。

尚、上記例では、ゲート信号作成回路（１１０）とスイ
ッチ（ＳＷ７）との間にＤフリップ７０ツブ（１２０）
を設けたが、これはスイッチ（ＳＷ７）とスイッチ（Ｓ
Ｗ３°）との間に設けても良い。

又、この例では、Ｄフリップフロップ（１２０）　１個
で第３ＩＦ信号欠落時の誤動作を防止したが、これは別
に、第３ＩＦ信号の欠落状態検出回路と、この検出回路
の出力で選局マイコン（３２’）のＭＵＳＥ受信時のＡ
ＦＣ動作を停止せしめる停止回路とを、別々に設けて実
施しても良い。尚、この様にすれば、信頼性は向上する
。又、第３図の回路にも当然適用出来、ＮＴＳＣ受信時
にもＮＴＳＣのＡＦＣ動作を停止（前値ホールド）して
も良い。

上記の例において、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路（８
０）から出力される第３１Ｆ信号の周波数は、このＢＳ
チューナに内蔵された、又は近接配置される通常のＶＨ
Ｆ、ＵＨＦ、ＣＡＴＶチューナに悪影響を与えないよう
に、たとえば、第９図に示すように設定される。

日本の通常のテレビジョン放送（地上放送）受信用ＴＶ
においては、音声中間周波数信号ＳＩＦの周波数は５４
．２５Ｍ　Ｈ，、映像中間周波数信号ＶＩＦの周波数は
５８．７５Ｍ　Ｈ，に設定されている。ＢＳチューナの
ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路（８０）から出力される
第３ＩＦ信号（Ｉ　Ｆ）の周波数が２４、７８Ｍ　Ｈ，
に設定されると、その第３１Ｆ信号の第２高調波（ＩＦ
２）の周波数は４９．５６Ｍ　Ｈｔとなる。このように
、第３１Ｆ信号の第２高調波の周波数が音声中間周波数
信号の周波数および映像中間周波数信号の周波数と重な
らないように、第３ＩＦ信号の周波数が設定される。ま
た、第３１Ｆ信号の第３高調波（ＩＦ３）の周波数が音
声中間周波数信号（Ｓ　Ｉ　Ｆ）および映像中間周波数
信号（ＶＩＰ）の周波数と重ならないように、第３ＩＦ
信号の周波数が設定される。

また、ＡＦＣ用ダウンコンバータ回路（８０）に含まれ
る発振回路（８４）、（１１２）の発振周波数は、第１
０図に示すように、日本のテレビジョン放送においては
、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との間に、空き領域が存在（ＳＲ
）する。したがって、発振回路（８４）、（１１２）か
ら出力される発振信号（ＯＳＣ）の周波数が２２２Ｍ　
Ｈ１〜４７０Ｍ　Ｈｔの間に設定される。

この場合において、発振信号（ＯＳＣ）の第２高調波成
分（ＯＳ　Ｃ２）がいずれかのチャンネルにおける映像
キャリア（ｆｐ）および音声キャリア（ｆｓ）の周波数
と重ならないように、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が設
定される。たとえば、発振信号（ＯＳＣ）の周波数が３
７８Ｍ　ＨＺに設定されると、第２高調波成分（Ｏ３Ｃ
２）の周波数は６０チヤンネルの映像キャリア（ｆｐ）
の周波数と音声キャリア（ｆｓ）の周波数とのちょうど
中間になる。

もし、第１１図に示すように、ＶＨＦ帯とＵＨＦ帯との
間の空き領域にチャンネルが割当てられると、発振回路
（８４）、（１１２）から出力される発振信号の周波数
は、それらのチャンネルにおける映像キャリア（ｆｐ）
の周波数および音声キャリア（ｆｓ）の周波数と重なら
ないように設定される。第１１図においては、発振信号
の周波数が、音声キャリア（ｆｓ）の周波数３７７、７
５Ｍ　Ｈ２と映像キャリア（ｆｐ）の周波数３７９．２
５Ｍ　Ｈｚとの間の３７８Ｍ　Ｈｚに設定されている。

又、この３７８Ｍ　Ｈ、は、ちょうどチャンネルとチャ
ンネルの間の境の周波数である。

以上のように、上記例によれば、第２ＴＦ信号が周波数
混合方式により第３ＩＦ信号に変換される。そのため、
第２ＩＦ信号の変動分は分周されない。したがって、第
２ＩＦ信号の周波数変動が精度良く検出されることがで
き、高精度のＡＦＣ動作が可能となる。

（ト）発明の効果本発明に依れば、平均値ＡＦＣで送信されるＮＴＳＣ信
号受信時の選局装置に於けるＡＦＣ動作が良好に行える
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を説明するための図である。第２図は映像期間及び帰線期間を示す図である。第３図は本発明の第１実施例を示す図である。第４図はその説明のための図である。第５図は第２実施例を示す図である。第６図、第７図は
その説明のための図である。第８図は第３実施例を示す図である。第９図、第１Ｏ図、第１Ｉ図はその動作を説明するため
の図である。第１２図、第１３図、第１４図、第１５図、第１６図は
従来例を説明するための図である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）第１中間周波数に変換されているＦＭ映像信号と
可変発振回路からの発振信号とを混合することにより、
このＦＭ映像信号を第２中間周波数に変換し、この第２
中間周波数信号をカウントし、所定値と比較して周波数
のズレの値を求め、この周波数ズレを補正するべく前記
可変発振回路の発振周波数を制御する衛星放送受信装置
のＡＦＣ方法に於いて、前記第２中間周波数のＦＭ映像信号を復調して同期成分
を検出し、この検出出力により前記カウントするカウント期間（Ｂ
）（Ｃ）を制御して、このカウント期間を、期垂直帰線期間（ＶＢ）を除き、
且つ水平ブランキング期間を含む映像信号期間（Ｙ＋Ｈ
）の全域を、ｎ個に分割した領域内全域に渡って移動さ
せ、少なくともエネルギー拡散信号の１周期期間に検出した
複数の前記カウントの結果により前記周波数ズレの値を
検出することを特徴とする衛星放送受信装置のＡＦＣ方
法。