JPH0281366A - Ｆｍ復調回路 - Google Patents
Ｆｍ復調回路Info
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- JPH0281366A JPH0281366A JP63233912A JP23391288A JPH0281366A JP H0281366 A JPH0281366 A JP H0281366A JP 63233912 A JP63233912 A JP 63233912A JP 23391288 A JP23391288 A JP 23391288A JP H0281366 A JPH0281366 A JP H0281366A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 35
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 claims description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 27
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 9
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 5
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/92—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
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- H04N5/76—Television signal recording
- H04N5/91—Television signal processing therefor
- H04N5/93—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof
- H04N5/931—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal
- H04N5/9315—Regeneration of the television signal or of selected parts thereof for restoring the level of the reproduced signal the level control being frequency dependent
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、磁気記録再生装置におけるＦＭａ調回路に関
するもので、特にＦＭ変調度が高いＦＭ変調波信号を再
生する場合に発生しやすい反転現象を防止するものであ
る。
するもので、特にＦＭ変調度が高いＦＭ変調波信号を再
生する場合に発生しやすい反転現象を防止するものであ
る。
従来の技術
民生用ＶＴＲのように低搬送波ＦＭ記録再生で、かつＦ
Ｍ片側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、Ｆ
Ｍ変調指数が大きいＦＭ変調波信号を復調する場合、Ｆ
Ｍａ調器において零クロス点が忠実に再現できず、反転
現象が生じやすい、これは、下側帯波成分Ｊ１のレベル
がＦＭ基本波成分Ｊ０のレベルに比べ、大きくなる時に
発生し、さらに再生ノイズが重畳されている場合では、
ノイズの影響で、Ｊ、＜Ｊ、の場合でも反転現象が発生
する。
Ｍ片側帯波再生を行なう磁気記録再生装置において、Ｆ
Ｍ変調指数が大きいＦＭ変調波信号を復調する場合、Ｆ
Ｍａ調器において零クロス点が忠実に再現できず、反転
現象が生じやすい、これは、下側帯波成分Ｊ１のレベル
がＦＭ基本波成分Ｊ０のレベルに比べ、大きくなる時に
発生し、さらに再生ノイズが重畳されている場合では、
ノイズの影響で、Ｊ、＜Ｊ、の場合でも反転現象が発生
する。
従来、この反転現象を軽減する復調方式が種々提案され
ている０例えば、特開昭５７−１８９３１１号公報に示
されているように、再生ＦＭ信号の基本波成分をリミッ
タ回路により方形波に変換し、この方形波によりパルス
を発生させ、このパルスを再生ＦＭ信号に重畳した後、
第２のリミッタ回路により復調するものである。これを
第１７図のブロック図、第１８図（Ａ）〜（Ｊ）の波形
図を用いて説明する。
ている０例えば、特開昭５７−１８９３１１号公報に示
されているように、再生ＦＭ信号の基本波成分をリミッ
タ回路により方形波に変換し、この方形波によりパルス
を発生させ、このパルスを再生ＦＭ信号に重畳した後、
第２のリミッタ回路により復調するものである。これを
第１７図のブロック図、第１８図（Ａ）〜（Ｊ）の波形
図を用いて説明する。
再生ＦＭ信号りをバンドパスフィルタ２０により基本波
成分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号
Ｊをリミッタにかけ信号ｋを得、信号によりパルス信号
ｌを得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｊの零クロス点
の情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点
である。そして、再生ＦＭ信号りにパルスＩを重畳する
ことにより信号ｍを得、変調度が高い点においても零ク
ロス点が存在し、反転現象は生じないというものである
。
成分ｉを取り出し、所定時間遅延し信号ｊを得る。信号
Ｊをリミッタにかけ信号ｋを得、信号によりパルス信号
ｌを得る。ここで、信号ｌは基本波信号ｊの零クロス点
の情報を示すパルスであり、本発明と本質的に異なる点
である。そして、再生ＦＭ信号りにパルスＩを重畳する
ことにより信号ｍを得、変調度が高い点においても零ク
ロス点が存在し、反転現象は生じないというものである
。
しかしながら、ＦＭ基本波を所定時間遅延した信号ｊの
零クロス点の時間情報である信号１と、再生ＦＭ信号波
形のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報
であるにもかかわらず、それを重畳するのはＦＭ信号の
もつ情報を歪ませることになり、次のような問題が生じ
ていた。
零クロス点の時間情報である信号１と、再生ＦＭ信号波
形のピーク点との時間情報は本質的に異なった時間情報
であるにもかかわらず、それを重畳するのはＦＭ信号の
もつ情報を歪ませることになり、次のような問題が生じ
ていた。
今、ＶＴＲでのＦＭアロケーシッンを５〜７ＭＨｚとし
、ダーククリップを１（１０）％、ホワイトクリップを
２（１０）％とすると、ダーククリップ周波数は３ＭＨ
ｚ、ホワイトクリップ周波数は９ＭＨｚとなり、基本波
の存在する範囲は３〜９ＭＨｚとなる。
、ダーククリップを１（１０）％、ホワイトクリップを
２（１０）％とすると、ダーククリップ周波数は３ＭＨ
ｚ、ホワイトクリップ周波数は９ＭＨｚとなり、基本波
の存在する範囲は３〜９ＭＨｚとなる。
つまり基本波の反転周期は約３３３／２ｎｓｅｃ〜１１
１／２ｎｓｅｃの間で変化することになる。
１／２ｎｓｅｃの間で変化することになる。
第１８図りに再生ＦＭ信号、基本波信号をｉに示し、遅
延時間をｌ Ｏ０ｎｓｅｃとした時の重畳するパルス波
形を１に、重畳した時の波形をｍに示す。
延時間をｌ Ｏ０ｎｓｅｃとした時の重畳するパルス波
形を１に、重畳した時の波形をｍに示す。
ｍを見ると、重畳されたパルスと再生波との位相間係が
周波数軒よってずれる。つまり基本波信号ｉが低い周波
数のときでは、パルスと基本波信号のピーク点が一致す
るが、基本波信号ｌが高い周波数のときでは、ずれてく
る、そのため、χ、ポイントでは零クロスが復元できず
、いわゆる黒やぶれが発生し、χ２ポイントでは余分に
零クロスが発生するいわゆる白やぶれが発生するのがゎ
がる。
周波数軒よってずれる。つまり基本波信号ｉが低い周波
数のときでは、パルスと基本波信号のピーク点が一致す
るが、基本波信号ｌが高い周波数のときでは、ずれてく
る、そのため、χ、ポイントでは零クロスが復元できず
、いわゆる黒やぶれが発生し、χ２ポイントでは余分に
零クロスが発生するいわゆる白やぶれが発生するのがゎ
がる。
次に遅延時間を短かくし、５０ｎｓｅｃとした時のパル
ス波形を１２に、重畳した時の波形をｍ２に示すａｍ２
を見ると、χ３ポイントで白やぶれが発生しているのが
わかる。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波
形１２を信号りの零クロス付近に重畳することになり、
再生ＦＭ信号りの零クロス点の波形が変化し、復調後の
周波数特性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅
延時間を単に短かく設定するのは好ましくない。
ス波形を１２に、重畳した時の波形をｍ２に示すａｍ２
を見ると、χ３ポイントで白やぶれが発生しているのが
わかる。さらに遅延時間を短かく設定すると、パルス波
形１２を信号りの零クロス付近に重畳することになり、
再生ＦＭ信号りの零クロス点の波形が変化し、復調後の
周波数特性に悪影響を及ぼすことが十分に考えられ、遅
延時間を単に短かく設定するのは好ましくない。
つまり、再生ＦＭ信号に、反転現象が発生する恐れの無
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、再生ＦＭ信号のＣ／Ｎ劣化や復調信号の
Ｓ／Ｎ劣化、波形劣化を発生させる原因となり好ましく
ない。
いときに、上記パルス波形を重畳することは無意味であ
るだけでなく、再生ＦＭ信号のＣ／Ｎ劣化や復調信号の
Ｓ／Ｎ劣化、波形劣化を発生させる原因となり好ましく
ない。
さらに、上記パルス波形を再生ＦＭ信号に重畳するとい
うことは、再生ＦＭ信号の最大振幅が増大することを意
味し、ＩＣ等の振幅値に制限のある系においてＦＭ信号
の最大振幅の増大は大きな問題となっていた。
うことは、再生ＦＭ信号の最大振幅が増大することを意
味し、ＩＣ等の振幅値に制限のある系においてＦＭ信号
の最大振幅の増大は大きな問題となっていた。
発明が解決しようとする課題
このように、従来例では再生ＦＭ変調波の基本波の零ク
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
ＦＭ’再生信号のピーク点に重畳することに無理があり
、反転現象防止の効果がＦＭ基本波の存在するすべての
周波数範囲にわたって成立するものでは無く、ＦＭ再生
信号によっては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防
止することはできなかった、さらに、再生ＦＭ信号に、
反転現象が発生する恐れのないときに、上記パルス波形
を重畳することは無意味であるだけでなく、ＦＭａ調波
形の劣化を発生させる原因となっていた。
ロス点の有する時間情報を本質点に別の時間情報である
ＦＭ’再生信号のピーク点に重畳することに無理があり
、反転現象防止の効果がＦＭ基本波の存在するすべての
周波数範囲にわたって成立するものでは無く、ＦＭ再生
信号によっては、黒やぶれ、白やぶれ等の反転現象を防
止することはできなかった、さらに、再生ＦＭ信号に、
反転現象が発生する恐れのないときに、上記パルス波形
を重畳することは無意味であるだけでなく、ＦＭａ調波
形の劣化を発生させる原因となっていた。
さらに、ＩＣ等の振幅値に制限のある系においてＦＭ信
号の最大振幅の増大は大きな問題となっていた。
号の最大振幅の増大は大きな問題となっていた。
課題を解決するための手段
上記課題を解決するため、本発明の復調回路は、ＦＭ変
調波のピーク点を検出するピーク検出回路と、前記ピー
ク検出回路からの情報により微小幅を有しＦＭ変調波と
逆極性のパルスを発生するパルス発生回路と、差動入力
型リミッタ回路を有する復調回路により構成され、前記
ＦＭ変調波と前記パルス発生回路からの出力を前記差動
入力型リミッタ回路の２つの差動人力に入力しリミッタ
を行なった後ＦＭ復調するものであり、さらに、パルス
発生回路からの出力の出力レベルを制御回路からの情報
により鯛整するレベル調整回路と、レベル調整回路を制
御する制御回路を備え、レベル調整回路の出力とＦＭ変
調波を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力に
入力しリミッタを行なった後ＦＭａ調するように構成し
たものである。
調波のピーク点を検出するピーク検出回路と、前記ピー
ク検出回路からの情報により微小幅を有しＦＭ変調波と
逆極性のパルスを発生するパルス発生回路と、差動入力
型リミッタ回路を有する復調回路により構成され、前記
ＦＭ変調波と前記パルス発生回路からの出力を前記差動
入力型リミッタ回路の２つの差動人力に入力しリミッタ
を行なった後ＦＭ復調するものであり、さらに、パルス
発生回路からの出力の出力レベルを制御回路からの情報
により鯛整するレベル調整回路と、レベル調整回路を制
御する制御回路を備え、レベル調整回路の出力とＦＭ変
調波を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力に
入力しリミッタを行なった後ＦＭａ調するように構成し
たものである。
作用
本発明は、上記した構成により、ＦＭ基本波の存在する
すべての周波数範囲にわたって反転現象を防止すること
ができ、さらに再生ＦＭ信号に重畳するパルス波形のレ
ベルを、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、
反転現象が発生する恐れの大きい時は大とすることによ
り、ＦＭ信号の不必要な波形劣化を発生さセないもので
あり、さらに再生ＦＭ信号の最大振幅値を増大させるこ
とがないため、ＩＣ等の振幅値に制限のある系において
極めて大きな効果を発揮するものである。
すべての周波数範囲にわたって反転現象を防止すること
ができ、さらに再生ＦＭ信号に重畳するパルス波形のレ
ベルを、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、
反転現象が発生する恐れの大きい時は大とすることによ
り、ＦＭ信号の不必要な波形劣化を発生さセないもので
あり、さらに再生ＦＭ信号の最大振幅値を増大させるこ
とがないため、ＩＣ等の振幅値に制限のある系において
極めて大きな効果を発揮するものである。
実施例
以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。
明する。
本発明の第１の実施例のブロック図を第１図に示し、各
部波形ａ ”−’ ｅに対応する波形図（Ａ）〜（Ｅ）
に示す、端子１より入力された再生ＦＭ信号ａは基本波
ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路
２は、再生ＦＭ信号の基本波成分すのピーク点を示す情
報Ｃを出力する。パルス発生回路３は、信号Ｃよりｄに
示すように信号Ｃの立上りエツジでは正方向のパルス、
立下りエツジでは負方向のパルスを発生するものであり
、つまりパルス発生回路３は微分回路で良い、ここで、
信号ｄのパルス発生点は信号すのピーク点と完全に一敗
している。
部波形ａ ”−’ ｅに対応する波形図（Ａ）〜（Ｅ）
に示す、端子１より入力された再生ＦＭ信号ａは基本波
ピーク検出回路２へ入力される。基本波ピーク検出回路
２は、再生ＦＭ信号の基本波成分すのピーク点を示す情
報Ｃを出力する。パルス発生回路３は、信号Ｃよりｄに
示すように信号Ｃの立上りエツジでは正方向のパルス、
立下りエツジでは負方向のパルスを発生するものであり
、つまりパルス発生回路３は微分回路で良い、ここで、
信号ｄのパルス発生点は信号すのピーク点と完全に一敗
している。
そして信号ａと信号ｄを復調回路５に入力する。
復調回路５は差動入力型リミッタ回路４とパルスカウン
ト回路４２より構成されている。リミッタ回路４の２つ
の差動人力に信号ａとｄが入力されることにより信号ｅ
が得られる。この信号ｅは信号ｄを入力しない時、つま
り従来の出力【に比べて反転現象が発生していた区間Ｚ
１での零クロス点を復元しているため反転現象は生じず
、良好なＦＭａ調が実現される。
ト回路４２より構成されている。リミッタ回路４の２つ
の差動人力に信号ａとｄが入力されることにより信号ｅ
が得られる。この信号ｅは信号ｄを入力しない時、つま
り従来の出力【に比べて反転現象が発生していた区間Ｚ
１での零クロス点を復元しているため反転現象は生じず
、良好なＦＭａ調が実現される。
次に基本波のピーク点を検出する検出回路２の第１の実
施例を第３図に示し、各部波形を第４図（Ａ）〜（Ｄ）
に示す、入力されたＦＭ再生信号ａをバンドパスフィル
タＢＰＦ６を通し、ＦＭ基本波すを抜き出す、ここでＢ
ＰＦの通過帯域はおおよそＦＭ信号のデビエーシッンに
設定される０次に信号すのピーク値を検出するために、
信号すを微分回路７で微分し、信号ｂ２を得る。ここで
、信号ｂ２の零クロス点が信号すのピーク点を示すこと
になる。そこで信号ｂ２をリミッタ回路８によりリミッ
タすることにより信号Ｃを得ることができる。ここで、
信号Ｃは第１図、第２図の信号Ｃと同一のものである。
施例を第３図に示し、各部波形を第４図（Ａ）〜（Ｄ）
に示す、入力されたＦＭ再生信号ａをバンドパスフィル
タＢＰＦ６を通し、ＦＭ基本波すを抜き出す、ここでＢ
ＰＦの通過帯域はおおよそＦＭ信号のデビエーシッンに
設定される０次に信号すのピーク値を検出するために、
信号すを微分回路７で微分し、信号ｂ２を得る。ここで
、信号ｂ２の零クロス点が信号すのピーク点を示すこと
になる。そこで信号ｂ２をリミッタ回路８によりリミッ
タすることにより信号Ｃを得ることができる。ここで、
信号Ｃは第１図、第２図の信号Ｃと同一のものである。
またＢＰＦ６と微分回路７の順序が入れかわっても構わ
ない。
ない。
次に、微分回路７の第１の回路例を第５図Ａに示す、第
５図Ａは抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路である。
５図Ａは抵抗ＲとコンデンサＣによる微分回路である。
次に微分回路の第２の回路例を第５図已に示す。
これは微小時間ｔ１遅延する遅延回路９とコンパレータ
１０により構成されている。第５図Ｂの動作を第６図の
波形図を用いて説明する。ここで、第５図Ｂと第６図（
Ａ）、（Ｂ）に示す信号す、ｂ３゜はそれぞれ対応して
いる。ＦＭ基本波すと微少時間１．遅延した信号ｂ３を
コンパレートすると、信号Ｃが得られる。ここで、Ｃは
信号すのピーク点とは最大で微小区間ｔ１だけずれてい
るものであるが、ｔｌを無視できるだけ小さくする（例
えば２０ｎｓｅｃ）ことは可能である。さらにコンパレ
ータ１０の出力信号Ｃはすでに方形波になっているため
、第３図の微分回路７にこの構成を用いた場合、第３図
のリミッタ回路８は省略できるというメリットがある。
１０により構成されている。第５図Ｂの動作を第６図の
波形図を用いて説明する。ここで、第５図Ｂと第６図（
Ａ）、（Ｂ）に示す信号す、ｂ３゜はそれぞれ対応して
いる。ＦＭ基本波すと微少時間１．遅延した信号ｂ３を
コンパレートすると、信号Ｃが得られる。ここで、Ｃは
信号すのピーク点とは最大で微小区間ｔ１だけずれてい
るものであるが、ｔｌを無視できるだけ小さくする（例
えば２０ｎｓｅｃ）ことは可能である。さらにコンパレ
ータ１０の出力信号Ｃはすでに方形波になっているため
、第３図の微分回路７にこの構成を用いた場合、第３図
のリミッタ回路８は省略できるというメリットがある。
次に検出回路２の第２の実施例を示す、第７図、にブロ
ンク図、第８図（Ａ）〜（Ｄ＞に波形図を示す。
ンク図、第８図（Ａ）〜（Ｄ＞に波形図を示す。
再生ＦＭ信号ａより、ＢＰＦ６にてＦＭ基本波すを取り
出す、９０°シフト回路１１では、信号すの位相をＦＭ
基本波すの存在する帯域において９０°シフトする。こ
れにより信号ｂ４が得られる。信号ｂ４の零クロス点は
信号すのピークポイントと一致している。つまり、信号
ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることにより信号
Ｃを得ることができる。ここで、９０” シフト回路１
１はコンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅
延素子で構成することも可能である。遅延素子を用いて
位相を９０°シフトさせる例を第７図（Ｂ）に示す。
出す、９０°シフト回路１１では、信号すの位相をＦＭ
基本波すの存在する帯域において９０°シフトする。こ
れにより信号ｂ４が得られる。信号ｂ４の零クロス点は
信号すのピークポイントと一致している。つまり、信号
ｂ４をリミッタ回路８にてリミッタすることにより信号
Ｃを得ることができる。ここで、９０” シフト回路１
１はコンデンサと抵抗で構成することも可能であり、遅
延素子で構成することも可能である。遅延素子を用いて
位相を９０°シフトさせる例を第７図（Ｂ）に示す。
第８図に示した９０＠シフト回路！１は一種のくし形フ
ィルタであり、時間ｔ２遅延した信号ａ１に対し、入力
信号と時間２ｔ２遅延した信号を合成した信号ａ２との
位相差が常に９０”になるものである、そこで、信号ａ
１を復調回路５にあるリミッタ回路４に送り、信号ａ２
をＢＰＦ６に送り基本波ｂ４を取り出すと、この基本波
ｂ４の零クロス点は信号ａ１のピークポイントと一致す
ることになる。そこで、信号ｂ４をリミッタ回路８にて
リミッタすることにより、信号Ｃを得ることができる。
ィルタであり、時間ｔ２遅延した信号ａ１に対し、入力
信号と時間２ｔ２遅延した信号を合成した信号ａ２との
位相差が常に９０”になるものである、そこで、信号ａ
１を復調回路５にあるリミッタ回路４に送り、信号ａ２
をＢＰＦ６に送り基本波ｂ４を取り出すと、この基本波
ｂ４の零クロス点は信号ａ１のピークポイントと一致す
ることになる。そこで、信号ｂ４をリミッタ回路８にて
リミッタすることにより、信号Ｃを得ることができる。
ここで、極性はリミッタ回路８で調整するものとする。
この第８図の構成では、再生ＦＭ信号ａｔもｔ２遅れて
いるため、第１図に示したブロック図と若干具なったも
のになっている。
いるため、第１図に示したブロック図と若干具なったも
のになっている。
これは、９０’シフト回路の構成によるものであり、本
発明の本質的な問題ではない。
発明の本質的な問題ではない。
次に、本発明の第２の一実施例について図面を参照しな
がら説明する。
がら説明する。
本発明の第２の実施例のブロック図を第９図に示し、各
部波形ａ −ｆに対応する波形図を第１０図（Ａ）〜（
Ｅ）に示す、ここで第１の実施例と同様の動作の説明は
略する。パルス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路３
０にてパルスのレベルを調整され、リミッタ回路４に送
られる。ここで、レベル調整回路３０のレベルは制御回
路３１にて制御される。また、制御回路３１の入力端子
３２には種々の信号が考えられ、これについては後で述
べる。
部波形ａ −ｆに対応する波形図を第１０図（Ａ）〜（
Ｅ）に示す、ここで第１の実施例と同様の動作の説明は
略する。パルス発生回路３の出力ｄはレベル調整回路３
０にてパルスのレベルを調整され、リミッタ回路４に送
られる。ここで、レベル調整回路３０のレベルは制御回
路３１にて制御される。また、制御回路３１の入力端子
３２には種々の信号が考えられ、これについては後で述
べる。
リミッタ回路４にて信号ｅが得られる。
この信号ｅは、信号ｄ１を入力しない時の出力、つまり
従来の出力ｆにおいて反転現象が発生していた区間２１
での零クロス点が復元されているため反転現象は生じず
、良好なＦＭａ調が実現される。
従来の出力ｆにおいて反転現象が発生していた区間２１
での零クロス点が復元されているため反転現象は生じず
、良好なＦＭａ調が実現される。
また、もともと反転現象の心配の無い場合、レベル調整
回路３０で信号ｄのレベルを小さく、さらには０にする
ため、復調信号の波形劣化を発生させることは無い。
回路３０で信号ｄのレベルを小さく、さらには０にする
ため、復調信号の波形劣化を発生させることは無い。
次に、レベル調整回路３０の一例を第１１図に示す、抵
抗Ｒ１，、Ｒ２とＦＥＴ３２で構成される。
抗Ｒ１，、Ｒ２とＦＥＴ３２で構成される。
パルス発生回路３の出力信号は端子３４に入力され、端
子３３に入力される制御回路３１がらの信号がＨｉｇｈ
のとき小なるレベルが、Ｌｏｗのとき大なるレベルが、
端子３５から出力されるものである。
子３３に入力される制御回路３１がらの信号がＨｉｇｈ
のとき小なるレベルが、Ｌｏｗのとき大なるレベルが、
端子３５から出力されるものである。
次に、制御回路３１の一実施例を第１２図（Ａ）〜（Ｅ
）示す。
）示す。
（Ａ）は、記録再生装置で設定された記録時間モードを
情報とし、長時間モードの時、Ｌｏｗを出力し、信号レ
ベルを増やすようにレベル調整回路を制御するものであ
る。
情報とし、長時間モードの時、Ｌｏｗを出力し、信号レ
ベルを増やすようにレベル調整回路を制御するものであ
る。
（Ｂ）は、記録再生装置で設定された通常のＦＭキャリ
ア周波数か、高域にシフトしたハイバンドＦＭキャリア
周波数かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイ
バンドモードの時、Ｌｏｗを出力し、信号レベルを増や
すようにレベル調整回路を制御するものである。
ア周波数か、高域にシフトしたハイバンドＦＭキャリア
周波数かを示すハイバンド記録モードを情報とし、ハイ
バンドモードの時、Ｌｏｗを出力し、信号レベルを増や
すようにレベル調整回路を制御するものである。
（Ｃ）は、再生ＦＭ変調波を入力としＦＭｆ：ｊｊｉ波
の振幅レベルを検出する検出回路３６により構成され、
前記ＦＭ変調の振幅レベルが小なる時、Ｌｏｗを出力し
、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御する
ものである。
の振幅レベルを検出する検出回路３６により構成され、
前記ＦＭ変調の振幅レベルが小なる時、Ｌｏｗを出力し
、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御する
ものである。
（Ｄ）は、ＦＭ変調波の下側帯波を通過するローパスフ
ィルタ３７と、下側帯波レベルを検出する検出回路３８
により構成され、下側帯波レベルが大なる時、Ｌｏｗを
出力し、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制
御するものである。
ィルタ３７と、下側帯波レベルを検出する検出回路３８
により構成され、下側帯波レベルが大なる時、Ｌｏｗを
出力し、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制
御するものである。
（Ｅ）は、ＦＭ変調波のＦＭ基本波成分のみを強調する
イコライザ回路３９と、前記イコライザ回路３９の出力
を復調する第２の復調回路４０と、第２の復調回路４０
の出力の低域成分を通過させるローパスフィルタ４１よ
り構成され、ローパスフィルタ４１の出力信号レベルが
ＦＭ基本波が高域であることを示すレベルになる程、信
号レベルを増やすように出力Ｓ１を制御するものである
。
イコライザ回路３９と、前記イコライザ回路３９の出力
を復調する第２の復調回路４０と、第２の復調回路４０
の出力の低域成分を通過させるローパスフィルタ４１よ
り構成され、ローパスフィルタ４１の出力信号レベルが
ＦＭ基本波が高域であることを示すレベルになる程、信
号レベルを増やすように出力Ｓ１を制御するものである
。
ここで、イコライザーは復調回路４０で反転現象を発生
させないために挿入される。
させないために挿入される。
（Ｅ）では、映像信号の黒レベルのキャリア周波数より
、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調され
ていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベル
になる程、制御回路３１の出力Ｓ１はＬｏｗになること
を意味しており、デイエンファシスをしない信号波形が
望ましい、映像信号が白１（１０）％の時の波形を第１
１図（Ｆ）に示す。
、映像信号の白レベルのキャリア周波数が高く変調され
ていた場合、第２の復調回路で復調した信号の白レベル
になる程、制御回路３１の出力Ｓ１はＬｏｗになること
を意味しており、デイエンファシスをしない信号波形が
望ましい、映像信号が白１（１０）％の時の波形を第１
１図（Ｆ）に示す。
また、上述した第１．及び第２の実施例において、基本
波ピーク検出回路２の構成要素であるＢＰＦ６は、その
帯域が狭い程帯域内のノイズ量が減るためにＣ／Ｎが改
善され、反転現象の改善効果が大となる。しかし、反対
に狭くしすぎるとＦＭ基本波が通過できなくなり基本波
のピーク検出が不完全になる。そこで、再生ＦＭ信号の
キャリア周波数やＣ／Ｎの状態にあわせ、ＢＰＦの帯域
が最適値になるようにアダプティブに制御するように構
成してもよい、制御するための情報としては、再生ＦＭ
信号の出力レベルや記録再生装置の記録モード（例えば
ＶＴＲでは標準記録、長時間記録か、もしくはスタンダ
ード記録、ハイバンド記録）等が考えられる。
波ピーク検出回路２の構成要素であるＢＰＦ６は、その
帯域が狭い程帯域内のノイズ量が減るためにＣ／Ｎが改
善され、反転現象の改善効果が大となる。しかし、反対
に狭くしすぎるとＦＭ基本波が通過できなくなり基本波
のピーク検出が不完全になる。そこで、再生ＦＭ信号の
キャリア周波数やＣ／Ｎの状態にあわせ、ＢＰＦの帯域
が最適値になるようにアダプティブに制御するように構
成してもよい、制御するための情報としては、再生ＦＭ
信号の出力レベルや記録再生装置の記録モード（例えば
ＶＴＲでは標準記録、長時間記録か、もしくはスタンダ
ード記録、ハイバンド記録）等が考えられる。
次に、第３の実施例を示す、基本波ピーク検出回路２や
パルス発生回路３で回路の演算やフィルタによる微小な
遅れが発生することが考えられる。
パルス発生回路３で回路の演算やフィルタによる微小な
遅れが発生することが考えられる。
そこで、この微小な遅れを補償するために第１３図、第
１４図に示すように、復調回路５の前段に一種の遅延回
路であるイコライザ回路１２を挿入するのが望ましい、
イコライザ回路１２は、群遅延特性が一定で周波数特性
が子端であるのが望ましい、しかし、さらに復調信号の
Ｓ／Ｎ改善を意図して再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの悪い高域
成分を減衰させるローパスフィルタの特性であっても構
わない、つまり、従来復調信号のＳ／Ｎ改善手段として
、復調器５の前段で再生ＦＭ信号の高域成分を減衰する
ことが知られているが、減衰量を大とすると反転現象が
生じるため、あまり減衰量は大きくできなかった。しか
し、本発明を用いることにより、・イコライザ回路１２
の高域の減衰器を大とし、復調後のＳ／Ｎ改善量を大と
しながら反転現象を発生させないことが可能となる。つ
まり、本発明の効果としてＳ／Ｎ改善の効果も有するこ
とになる。
１４図に示すように、復調回路５の前段に一種の遅延回
路であるイコライザ回路１２を挿入するのが望ましい、
イコライザ回路１２は、群遅延特性が一定で周波数特性
が子端であるのが望ましい、しかし、さらに復調信号の
Ｓ／Ｎ改善を意図して再生ＦＭ信号のＣ／Ｎの悪い高域
成分を減衰させるローパスフィルタの特性であっても構
わない、つまり、従来復調信号のＳ／Ｎ改善手段として
、復調器５の前段で再生ＦＭ信号の高域成分を減衰する
ことが知られているが、減衰量を大とすると反転現象が
生じるため、あまり減衰量は大きくできなかった。しか
し、本発明を用いることにより、・イコライザ回路１２
の高域の減衰器を大とし、復調後のＳ／Ｎ改善量を大と
しながら反転現象を発生させないことが可能となる。つ
まり、本発明の効果としてＳ／Ｎ改善の効果も有するこ
とになる。
また、検出回路２においてＢＰＦ６の帯域をＦＭ側帯波
が入る程広くとり、さらにはＢＰＦ６を省いてしまい、
側帯波を含んだ状態のＦＭ信号のピーク点を微分回路７
によって直接検出することも可能である。この場合、復
調信号の波形劣化はさらに改善されるがＢＰＦ６での帯
域制限がないため、Ｃ／Ｎの改善効果は無く、リミッタ
回路８の出力信号Ｃの信頼度も上述した実施例に比べ低
くなることになる。
が入る程広くとり、さらにはＢＰＦ６を省いてしまい、
側帯波を含んだ状態のＦＭ信号のピーク点を微分回路７
によって直接検出することも可能である。この場合、復
調信号の波形劣化はさらに改善されるがＢＰＦ６での帯
域制限がないため、Ｃ／Ｎの改善効果は無く、リミッタ
回路８の出力信号Ｃの信頼度も上述した実施例に比べ低
くなることになる。
次に、第４の実施例を第１５図に示す、第１゜第２の実
施例での信号ｄは、ＦＭ基本波すの奇数次の高調波成分
を反転した信号と考えることができる。そこで、高調波
発生回路１３の出力信号ｄとＦＭ信号ａを復調回路５に
送ることにより本発明と同様の効果を得ることができる
。ここで、高調波発生回路１３の一例は、第１５図に示
すように基本波ピーク検出回路２とパルス発生回路３で
構成され、動作は第１．第２の実施例と同様である。ま
た第１５図の各部の波形図を第１６図（Ａ）〜（Ｄ）に
示しているが、この波形も第１、第２の実施例と同様で
あるので説明を略する。また実施例ではＶＴＲの復調回
路について述べたがこれに限定されるものでは無く、デ
ィスク、ＦＭ放送等のＦＭｕｌｉ１回路すべてに対し本
発明が有効であることはいうまでもない。
施例での信号ｄは、ＦＭ基本波すの奇数次の高調波成分
を反転した信号と考えることができる。そこで、高調波
発生回路１３の出力信号ｄとＦＭ信号ａを復調回路５に
送ることにより本発明と同様の効果を得ることができる
。ここで、高調波発生回路１３の一例は、第１５図に示
すように基本波ピーク検出回路２とパルス発生回路３で
構成され、動作は第１．第２の実施例と同様である。ま
た第１５図の各部の波形図を第１６図（Ａ）〜（Ｄ）に
示しているが、この波形も第１、第２の実施例と同様で
あるので説明を略する。また実施例ではＶＴＲの復調回
路について述べたがこれに限定されるものでは無く、デ
ィスク、ＦＭ放送等のＦＭｕｌｉ１回路すべてに対し本
発明が有効であることはいうまでもない。
発明の効果
以上のように本発明は、ＦＭ変調波のピーク点を検出す
るピーク検出回路と、前記ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有しＦＭ変調波と逆極性のパルスを発生す
るパルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路を有する
復調回路により構成され、前記ＦＭ変調波と前記パルス
発生回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回路の２
つの差動入力に入力しリミッタを行なった後ＦＭｕｌｉ
ｌｌするものであり、さらに、パルス発生回路からの出
力の出力レベルを制御回路からの情報により調整するレ
ベル調整回路と、レベル調整回路を制御する制御回路を
備えレベル調整回路の出力とＦＭ変調波を前記差動入力
型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリミッタを行
なった後ＦＭＳ！ＤＩするように構成したものである。
るピーク検出回路と、前記ピーク検出回路からの情報に
より微小幅を有しＦＭ変調波と逆極性のパルスを発生す
るパルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路を有する
復調回路により構成され、前記ＦＭ変調波と前記パルス
発生回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回路の２
つの差動入力に入力しリミッタを行なった後ＦＭｕｌｉ
ｌｌするものであり、さらに、パルス発生回路からの出
力の出力レベルを制御回路からの情報により調整するレ
ベル調整回路と、レベル調整回路を制御する制御回路を
備えレベル調整回路の出力とＦＭ変調波を前記差動入力
型リミッタ回路の２つの差動入力に入力しリミッタを行
なった後ＦＭＳ！ＤＩするように構成したものである。
これにより、正常なＦＭ信号の零クロス点を変化させる
ことなくＦＭ反転現象を防止することができるものであ
り、さらに再生ＦＭ信号に重畳するパルス波形のレベル
を、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反転
現象が発生する恐れの大きい時は大とすることにより、
ＦＭ信号の不必要な波形劣化を発生させないものであり
、さらにはＦＭ再生信号の最大振幅を増大することがな
いためＩＣ等の系において非常に有利であり、ＦＭ片側
帯波再生を行なうＶＴＲ等にとってこの効果は極めて大
なるものがある。
ことなくＦＭ反転現象を防止することができるものであ
り、さらに再生ＦＭ信号に重畳するパルス波形のレベル
を、反転現象が発生する恐れの無いときは小とし、反転
現象が発生する恐れの大きい時は大とすることにより、
ＦＭ信号の不必要な波形劣化を発生させないものであり
、さらにはＦＭ再生信号の最大振幅を増大することがな
いためＩＣ等の系において非常に有利であり、ＦＭ片側
帯波再生を行なうＶＴＲ等にとってこの効果は極めて大
なるものがある。
第１図は本発明の第１の実施例のブロック図、第２図は
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
第７図の各部の波形図、第９図は本発明の第２の実施例
のブロック図、第１０図は本発明の第２の実施例の波形
図、第１１図は本発明のレベル調整回路の回路図、第１
２図は本発明の制御回路のブロック図と波形図、第１３
図、第１４図は本発明の第３の実施例のブロック図、第
１５図は本発明の第４の実施例のブロック図、第１６図
は本発明の第４の実施例の波形図、第１７図は従来例の
ブロック図、第１８図は従来例の波形図である。 ２・・・・・・基本波ピーク検出回路、３・・・・・・
パルス発生回路、４・・・・・・差動入力型リミッタ回
路、５・・・・・・復調回路、６・・・・・・バンドパ
スフィルタ、７・・・・・・微分回路、８・・・・・・
リミッタ回路、９・・・・・・遅延回路、１０・・・・
・・コンパレータ、１１・・・・・・９０″シフト回路
、１２・・・・・・イコライザー回路、１３・・・・・
・高調波発生回路、３０・・・・・・レベル調整回路、
３１・・・・・・制御回路、３２・・・・・・ＦＥＴ、
３６．３８・・・・・・検出回路、３９・・・・・・イ
コライザー回路、４０・・・・・・復調回路、３７．４
１・・・・・・ローパスフィルタ、４２・・・・・・パ
ルスカウント回路。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名第 図 第 図 （Ｆ） 第 図 第 図 ネ ワ 第 図 第 図 第 図 第 図 ？ 第 図 第１Ｏ図 （Ｅｌ 第１２因 、？／ 粥 図 ／？１ 第１３図 第１４図 唾 呼
本発明の第１の実施例の波形図、第３図は本発明の基本
波ピーク検出回路の第１の実施例のブロック図、第４図
は本発明の基本波ピーク検出回路の第１の実施例の波形
図、第５図は本発明の基本波ピーク検出回路における微
分回路の回路図、第６図は本発明の基本波ピーク検出回
路における微分回路の波形図、第７図は本発明の基本波
ピーク検出回路の第２の実施例のブロック図、第８図は
第７図の各部の波形図、第９図は本発明の第２の実施例
のブロック図、第１０図は本発明の第２の実施例の波形
図、第１１図は本発明のレベル調整回路の回路図、第１
２図は本発明の制御回路のブロック図と波形図、第１３
図、第１４図は本発明の第３の実施例のブロック図、第
１５図は本発明の第４の実施例のブロック図、第１６図
は本発明の第４の実施例の波形図、第１７図は従来例の
ブロック図、第１８図は従来例の波形図である。 ２・・・・・・基本波ピーク検出回路、３・・・・・・
パルス発生回路、４・・・・・・差動入力型リミッタ回
路、５・・・・・・復調回路、６・・・・・・バンドパ
スフィルタ、７・・・・・・微分回路、８・・・・・・
リミッタ回路、９・・・・・・遅延回路、１０・・・・
・・コンパレータ、１１・・・・・・９０″シフト回路
、１２・・・・・・イコライザー回路、１３・・・・・
・高調波発生回路、３０・・・・・・レベル調整回路、
３１・・・・・・制御回路、３２・・・・・・ＦＥＴ、
３６．３８・・・・・・検出回路、３９・・・・・・イ
コライザー回路、４０・・・・・・復調回路、３７．４
１・・・・・・ローパスフィルタ、４２・・・・・・パ
ルスカウント回路。 代理人の氏名 弁理士 粟野重孝 はか１名第 図 第 図 （Ｆ） 第 図 第 図 ネ ワ 第 図 第 図 第 図 第 図 ？ 第 図 第１Ｏ図 （Ｅｌ 第１２因 、？／ 粥 図 ／？１ 第１３図 第１４図 唾 呼
Claims (16)
- （１）ＦＭ変調波のピーク点を検出するピーク検出回路
と、前記ピーク検出回路からの情報により微小幅を有し
前記ＦＭ変調波と逆極性のパルスを発生するパルス発生
回路と、差動入力型リミッタ回路を有する復調回路によ
り構成され、前記ＦＭ変調波と前記パルス発生回路から
の出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力
に入力しリミッタ動作を行なった後ＦＭ復調することを
特徴とするＦＭ復調回路。 - （２）ピーク検出回路は、ＦＭ変調波を微分する微分回
路と、前記微分回路の出力信号をリミッタして零クロス
点を検出するためのリミッタ回路より構成することを特
徴とする請求項（１）記載のＦＭ復調回路。 - （３）ＦＭ変調波の基本波のピーク点を検出する基本波
ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路からの情
報により微小幅を有し前記基本波と逆極性のパルスを発
生するパルス発生回路と、差動入力型リミッタ回路を有
する復調回路により構成され、前記ＦＭ変調波と前記パ
ルス発生回路からの出力を前記差動入力型リミッタ回路
の２つの差動入力に入力しリミッタ動作を行なった後Ｆ
Ｍ復調することを特徴とするＦＭ復調回路。 - （４）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
ルタの出力信号の位相を９０°シフトする９０°シフト
回路と、前記９０°シフト回路の出力信号をリミッタし
て零クロス点を検出するリミッタ回路より構成すること
を特徴とする請求項（３）記載のＦＭ復調回路。 - （５）基本波ピーク検出回路は、ＦＭ変調波の基本波を
通過させるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィ
ルタの出力を微分する微分回路と、前記微分回路の出力
信号をリミッタして零クロス点を検出するためのリミッ
タ回路より、構成することを特徴とする請求項（３）記
載のＦＭ復調回路。 - （６）ＦＭ変調波信号の基本波のピーク点を検出する基
本波ピーク検出回路と、前記基本波ピーク検出回路から
の情報により微小幅を有し基本波と逆極性のパルスを発
生するパルス発生回路と、前記パルス発生回路からの出
力信号のレベルを制御回路からの情報により調整するレ
ベル調整回路と、前記レベル調整回路を制御する制御回
路と、差動入力型リミッタ回路を有する復調回路により
構成され、前記ＦＭ変調波と前記パルス発生回路からの
出力を前記差動入力型リミッタ回路の２つの差動入力に
入力しリミッタ動作を行なった後ＦＭ復調することを特
徴とするＦＭ復調回路。 - （７）ＦＭ変調波をピーク検出回路もしくは基本波ピー
ク検出回路と、パルス発生回路での演算時間に対応する
遅延時間を有するイコライザー回路を通過させた後、差
動入力型リミッタ回路へ入力することを特徴とする請求
項（１）、（３）、または（６）のいずれかに記載のＦ
Ｍ復調回路。 - （８）イコライザー回路は、ＦＭ変調波の周波数の高域
成分を減衰させる特性であることを特徴とする請求項（
７）記載のＦＭ復調回路。 - （９）微分回路は、入力信号を微小時間遅延する遅延回
路と、コンパレータより構成され、入力信号と遅延回路
の出力信号を前記コンパレータの２入力に入力し微分信
号を得ることを特徴とする請求項（２）または（５）の
いずれかに記載のＦＭ復調回路。 - （１０）パルス発生回路は、コンデンサと抵抗により構
成される微分回路であることを特徴とする請求項（１）
、（３）、または（６）のいずれかに記載のＦＭ復調回
路。 - （１１）制御回路は、記録再生装置で設定された記録時
間モードを情報とし、長時間記録モードの時、信号レベ
ルを増やすようにレベル調整回路を制御することを特徴
とする請求項（６）記載のＦＭ復調回路。 - （１２）制御回路は、記録再生装置で設定された通常の
ＦＭキャリア周波数か、高域にシフトしたハイバンドＦ
Ｍキャリア周波数かを示すハイバンド記録モードを情報
とし、ハイバンドモードの時、信号レベルを増やすよう
にレベル調整回路を制御することを特徴とする請求項（
６）記載のＦＭ復調回路。 - （１３）制御回路は、ＦＭ変調波の振幅レベルを検出す
る検出回路を有し、前記ＦＭ変調の振幅レベルが小なる
時、信号レベルを増やすようにレベル調整回路を制御す
ることを特徴とする請求項（６）記載のＦＭ復調回路。 - （１４）制御回路は、ＦＭ変調波のＦＭ基本波成分のみ
を強調するイコライザ回路と、前記イコライザ回路の出
力を復調する第２の復調回路と、第２の復調回路の出力
の低域成分を通過させるローパスフィルタより構成され
、前記ローパスフィルタの出力信号レベルがＦＭ基本波
が高域であることを示すレベルになる程、信号レベルを
増やすようにレベル調整回路を制御することを特徴とす
る請求項（６）記載のＦＭａ調回路。 - （１５）制御回路は、ＦＭ変調波の下側帯波レベルを検
出し、下側帯波レベルが大なる程、信号レベルを増やす
ようにレベル調整回路を制御することを特徴とする請求
項（６）記載のＦＭ復調回路。 - （１６）ＦＭ変調波信号よりＦＭ基本波を検出し、前記
ＦＭ基本波の奇数次の高調波成分の逆相を高調波発生回
路にて生成し、前記高調波発生回路の出力信号と前記Ｆ
Ｍ変調波信号を差動入力型リミッタ回路の２つの差動入
力に入力し、リミッタ動作を行うことによりＦＭ復調す
ることを特徴とするＦＭ復調回路。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233912A JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
| EP89309466A EP0360537B1 (en) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequency demodulation circuit |
| DE68921125T DE68921125T2 (de) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequenzdemodulationsschaltung. |
| US07/408,220 US4959620A (en) | 1988-09-19 | 1989-09-18 | Frequency demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63233912A JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0281366A true JPH0281366A (ja) | 1990-03-22 |
| JPH083939B2 JPH083939B2 (ja) | 1996-01-17 |
Family
ID=16962537
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63233912A Expired - Fee Related JPH083939B2 (ja) | 1988-09-19 | 1988-09-19 | Ｆｍ復調回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4959620A (ja) |
| EP (1) | EP0360537B1 (ja) |
| JP (1) | JPH083939B2 (ja) |
| DE (1) | DE68921125T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69027815T2 (de) * | 1989-05-25 | 1996-12-12 | Sony Corp | FM-Demodulator |
| EP0433032A3 (en) * | 1989-12-15 | 1992-08-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal reproducing apparatus |
| JPH03237656A (ja) * | 1990-02-15 | 1991-10-23 | Sony Corp | Ｆｍ復調装置 |
| US6445732B1 (en) * | 1998-09-23 | 2002-09-03 | Conexant Systems, Inc. | Dynamic range reduction circuitry for a digital communications receiver |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5214951B1 (ja) * | 1970-09-22 | 1977-04-25 | ||
| US3748586A (en) * | 1972-05-02 | 1973-07-24 | Collins Radio Co | Frequency discriminator utilizing mechanical filter |
| US4064361A (en) * | 1975-12-31 | 1977-12-20 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Correlative timing recovery in digital data transmission systems |
| JPS5715505A (en) * | 1980-07-03 | 1982-01-26 | Toshiba Corp | Fm demodulation circuit |
| JPS57189311A (en) * | 1981-05-14 | 1982-11-20 | Olympus Optical Co Ltd | Fm demodulating system |
| EP0289346B1 (en) * | 1987-04-30 | 1995-08-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Frequency demodulation circuit |
-
1988
- 1988-09-19 JP JP63233912A patent/JPH083939B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-09-18 DE DE68921125T patent/DE68921125T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-09-18 EP EP89309466A patent/EP0360537B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-09-18 US US07/408,220 patent/US4959620A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE68921125T2 (de) | 1995-09-21 |
| US4959620A (en) | 1990-09-25 |
| EP0360537A3 (en) | 1990-07-04 |
| EP0360537A2 (en) | 1990-03-28 |
| DE68921125D1 (de) | 1995-03-23 |
| JPH083939B2 (ja) | 1996-01-17 |
| EP0360537B1 (en) | 1995-02-15 |
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