JPH027838A - 電力伝達装置 - Google Patents

電力伝達装置

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JPH027838A
JPH027838A JP1053981A JP5398189A JPH027838A JP H027838 A JPH027838 A JP H027838A JP 1053981 A JP1053981 A JP 1053981A JP 5398189 A JP5398189 A JP 5398189A JP H027838 A JPH027838 A JP H027838A
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、変成器の巻線間で電力を効率的に伝達するた
めの装置に関し、特に、空気間隙（エアーギャップ）イ
ンターフェースを介した電力伝達に関する。
［従来技術］ 変成器の一次巻線から二次巻線への電力の伝達は公知の
機能である。ビかしながら、−次巻線及び二次巻線が空
気間隙によって分離されている場合、及び、利用可能な
電力が制限されている場合には、電力伝達効率を最大に
することは非常に重要である。この種の問題は、空気間
隙（無接点）インターフェースを有するスマートカード
（Ｓｍａｒｔ　Ｃａｒｄ）において生じる。
従来技術の一例においては、無接点インターフェース間
の電力伝達は容量結合によって実現された。米国特許第
４．４８０．１７８号には、この種の結合を増強するよ
うに設計された同調装置が記載されている。しかしなが
ら、より高い効率が必要とされるため、伝達効率を向上
させるべく変成器結合が用いられた。米国特許第４．８
９２，８０４号においては、電力変成器の二次側として
機能するインダクタに関して、フレキシブルかっ磁歪効
果を有しない磁性体コアピースの使用が示唆されている
。その結果、著しい改善が実現されたものの、実際利用
可能な空間においては限られた量の磁性体しか用いるこ
とは出来ず、さらに、無接点インターフェース間での電
力伝達に小さなバッテリーのみが利用可能であるという
問題も生じてきている。
第３図に示した従来技術に係る電力伝達回路は、特許出
願節８５１，８４９号（１９８８年４月１４日出願）に
記載されており、電力及びタイミングを負荷抵抗Ｒ１に
伝達するように機能する。Ｒｏは、整流し、平滑し、か
つ最終的に伝達された電力を消費する回路と等価な負荷
を表わしていることに留意されたい。さらに、ＲＬは特
に本発明において用いられる周波数においては、純抵抗
であることが稀であることにも留意されたい。
タイミング信号は端子３０１及び３０２に印加され、高
周波数の正弦波よりなる。変成器３１０は当該印加電圧
を昇圧する；当該変成器の二次巻線は、その出力を位相
差１８０°の２倍号に分割するために、センタータップ
を有している。
当該電力増幅器のドライブ回路は、プッシュプルＢ級増
幅器を構成する２個のＦＥＴ３１４及び３１５よりなる
。同調キャパシタ３２１　、３２２及び抵抗３１Ｂ−３
１８は、波形整形のために用いられる。
当該プッシュプル構成は、固定された電源から、単一デ
バイス増幅器によって得られるよりもより大きなビーク
ビーク値出力振幅を得るために用いられる。理論的には
、出力コイルが共振している場合には、電源電圧の４倍
のビークピーク値振幅が得られる。この出力振幅を得る
ことは重要である。なぜなら、前記変成器３１０の二次
側出力電圧を同一とした場合の一次巻線の巻数をより多
くすることができるからである。その結果、回路のＱが
下がり、回路の損失が低下する。当該回路においては、
各々のＦＥＴのゲートにおけるビークピーク値振幅は１
８Ｖにも達する。当該振幅を意識的に高めることによっ
て１、全てのデバイスが確実にＯＮとなり、低ドライブ
レベルが用いられた場合に種々のデバイスで生じうるＯ
Ｎ“チャネルの抵抗の偏差を低減することを保証する。
Ｆ　Ｅ　Ｔ３１４．３１５１；ｔ２〜４　ＶのＶ、を有
し、最大２．４Ωの“ＯＮ”チャネル抵抗を有する。ゲ
ートのドライブは、センタータップを有する変成器の出
力によりてなされ、当該センタータップには、遷移時間
内でのデッドバンドを低減するために、通常１．８Ｖで
ＤＣバイアスされている。抵抗３１１　。
３１３及びキャパシタ３１２からなる分圧器が必要なバ
イアス電圧を供給している。
キャパシタ３２１及び３２２は、−次コイル３３１を共
振させるために用いられる。正確な同調を行なわない場
合には、当該−次コイルは自己共振周波数で励振され、
二次側に誤ったクロックパルスを生じさせるような激し
いリンギングを生ずる。
同調をとることによって一次回路が前記ドライブ回路に
対して“実際の“負荷と見えるようになり、ドライブ回
路におけるリアクタンスの電流成分及び関連した損失が
大幅に低減される。同調用キャパシタンスはキャパシタ
３２１及び３２２に分割されており、各々が必要とされ
るキャパシタンスの２倍の値を有し、前記−次コイルの
センタータップを結ぶように直列接続されている。この
ことにより、−次コイル３３１の全体に対して単一のキ
ャパシタが接続された場合よりも、よりスムーズかつ対
称的な出力波形が得られる。
本発明の目的は、−次及び二次巻線が空気間隙によって
隔てられている変成器の伝達効率を改善することである
。
本発明の他の目的は、低電圧源からの効率的な電力伝達
を実現することである。
［発明の概要］ 変成器の一次巻線及び二次巻線間の電力結合を実現する
ための装置は、前記−次巻線と並列に第１キャパシタを
有している。この−次タンク回路は、その一端において
電圧源に接続され、他端において、所定の周波数で動作
するスイッチング回路を通じて接地されている。
前記−次巻線と密結合し、並列に第２キャパシタを有す
る三次巻線を付加することによって、前記装置は改善さ
れる。この、所謂“共振”タンク回路は、前記−次タン
ク回路と協調して共通の磁性体コアを通じて磁気エネル
ギーを吸収し、当該エネルギーを前記二次巻線へ伝達す
ることによって、全体としての電力伝達効率を改善する
。
本発明は、効率的な電力伝達が実現されるとともに、わ
ずかの素子で構成できることからコスト効率が良い、と
いう利点も有している。
［実施例］ 以下、本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。
第１図には、本発明の具体例が記載されている。
１．８４３２Ｍ）ｌｚのクロック信号Ｖｃが、抵抗ＲＩ
ＳＲ３を通してＦ　Ｅ　Ｔ１００．２００をドライブす
るために用いられている。このＦＥＴとして適切なもの
の一例は、シリコニクス（ＳｉｌＩｃｏｎｌｘ）社から
市販されている２Ｎ７０００であり、“ＯＮ”抵抗が５
Ω未満のものである。
Ｆ　Ｅ　Ｔｌ００　、２００がＯＮになると、ドライブ
ノードＢが、当該具体例では３．３Ωの値を有する抵抗
Ｒを通じて接地されることになる。抵抗Ｒ２は、−次コ
イルＬ１を通して流れる最大電流を制限するために用い
られる。２個のＦ　ＥＴｌｏｏ　、２００は、当該ＦＥ
Ｔ間の“ＯＮ”インピーダンスの偏差の効果を最小とす
るために、Ｒ２と組み合わせて用いられる。この技法に
より、最大電流制限に対する制御が改善され、その結果
、最大電力を二次側へ伝達しうる。同様に、キャパシタ
Ｃ３は、その時の電流レベル及び周波数で重要な、電圧
源における配線インピーダンスに関連した影響を除去す
るために用いられる。
Ｌｌを流れる電流が変化すると、Ｌ１自体の変化に対す
るリアクタンスにより、５■電源とり。
自体の磁束（即ち磁界）との間で連続的にエネルギーが
交換される。磁界エネルギーは磁性体コア１０１によっ
て吸収され、当該コアが素子Ｌ２及びＣ２よりなる“共
振”タンク回路に当該エネルギーを伝達する。
コイルＬ２はコイルＬ１と磁性体コア１０１を共有する
が、電気的にＬｌに接続されている必要はない。Ｌ　及
びＬ２は、第１図に示されているよ■ うに、作製上の利便性から接続されている。当該具体例
においては、磁性体コア１０１及び１０２は空気間隙に
よって隔てられており、そのことが、電力及びタイミン
グを誘電体インターフェースを介して伝達する無接点ス
マートカードアプリケーションにおいて、当該回路を非
常に利用しやすいものとしている点に留意されたい。当
該回路を魅力的なものとしている他の特徴は、負荷イン
ピーダンスＲＬに対して適切な電力を伝達するために低
電圧源（５Ｖ）を用いる点である。
同調をとるための素子値の選択を以下に述べる。
まず、Ｌ２の値をａｌｌｌ定腰次いで、以下の（１）式
に従って、クロック周波数において無負荷並列共振を実
現するようにＣ２の値を選択する：ｆ　　　−１／２π
ＬＣ 全インダクタンスＬＴ−Ｌ１＋Ｌ２＋Ｍ１：２を測定し
て、（１）式に従って、クロック周波数において並列共
振を実現するようにＬＴと並列の全キャパシタンスＣ１
を決定する。その後、直列接続されたキャパシタに対す
る以下の式（２）を充足させるようにＣＩの値を選択す
る： ｃ　　　−ｃ　　　Ｃ／（ｃ　　　＋Ｃ）　　　　　（
２）ここで、コイルＬ１及びＬ２は密結合しており、無
負荷相互インダクタンスＭ１工。を有している。
素子値の例は以下のようになる： Ｃ−１２００ｐ　Ｆ　　　　Ｌｌ−２，０μＨＣｍｌ３
７００　ｐＦ　　　　Ｌ　２−２．Ｏｕ　ＨＣ−４７μ
Ｆ　　　Ｍ、２−１．２５μＨ一次巻線は、３３ゲージ
電線の１６回巻きである。
当該−次巻線はセンタータップを有するため、インダク
タし　及びＬ２は各々８回巻きとなる。二次巻線は、４
１ゲージ電線の３６回巻きである。
第２図には、種々の信号の時間相互関係を示し、本発明
に係る当該具体例回路の理解を助ける一連の波形が示さ
れている。当該具体例におけるクロック信号Ｖ　は、１
．８４３２ＭＨｚでＯＶから５ｖの間で変化する対称的
な方形波である。
■５て示されたノードＢにおける電圧の瞬時値は、トラ
ンジスター００が’ＯＮ“になった時点で接地電位（−
０Ｖ）へ向けて変化する。この時、抵抗Ｒ２及びトラン
ジスタ１００及び２００の”ＯＮ″インピーダンスによ
り、■ｂがＯｖの近傍でいくらか振動する。トランジス
タ１００．２００が“ＯＦＦ″になると、Ｌｌを通じて
流れる電流は以前と同一方向へ流れようとする。従って
、■、はより正の方向に変化し、キャパシタＣ１に電流
が流れる。実際、トランジスタ１００及び２００がＯＦ
Ｆになると、−次側タンク回路は個々の素子値によって
決定される周波数で共振する。この周波数は本設計では
クロック周波数の１．８４３２Ｍｌ１ｚに選択されてい
る。。この時点では、−次側回路全体は、ＦＥ　Ｔ　１
００及び２００がＯＦＦであるので、自由振動している
。
■　で示されたノードＡにおける電圧の瞬時値は、平均
ＤＣ電圧＋５Ｖを有し、実質的にサイン（正弦）波状に
振動する。電圧Ｖａ及びＶ５は、空間間隙インターフェ
ースを通した負荷インピーダンスＲ０への電力伝達を最
適化するように協調している。
第２図の種々の波形を観察することにより、素子Ｃ１、
Ｌｌ、Ｃ２、Ｌ２よりなるタンク回路が前述の正弦波の
半分を二次負荷に、及び、素子Ｃ２、Ｌ２よりなるタン
グ回路（共振器）が残りの半分を当該二次負荷に、それ
ぞれ伝達していることがわかる。結果として、−次側の
電圧はビークビーク値がほぼ４０Ｖはどの正弦波で表わ
れされるものになる。
第３図に示した従来技術に係る回路は、約１０％の電力
伝達効率を有する。それに対して、第１図に示した本発
明に係る共振器を有する回路では、２０９６を越える電
力伝達効率が実現される。本発明に係る回路においては
、０．０８インチの空気間隙を通じて２０ｍ　Ａを供給
することが可能である。−次側の平均電流は、二次負荷
を接続しない状態で３５ｍＡであり、二次負荷を接続し
た状態で８５ｍＡ　（空気間隙に依存する）である。
本発明は、無接点スマートカードに対して電力を供給す
る際に最も有用である。電力伝達に関する周波数は、ス
マートカード側でそのクロックリファレンスとして用い
られる。第１図に示した具体列において、Ｌ３は、変成
器の二次側に関する誘導性負荷を表わしている。最大電
力伝達は、二次側の回路が純抵抗である場合に実現され
、ここではキャパシタを抵抗ＲＬに直列に付加すること
により実現される。当該キャパシタは、Ｌ３と電力伝達
周波数で直列共振するように選択される。
しかしながら、特に興味深いのは、二次負荷がリアクタ
ンス特性の場合である。この場合、二次コイルが一次コ
イルの磁界内におかれると、当該リアクタンスな負荷に
よって誘起されたわずかな離調が一次回路に反映するこ
とによって、電力伝達効率が低下する。この種の離調は
、それが、不充分なアラインメントによるある種の効果
を最小にする、という点においては、重要な利点となる
。
−次及び二次コイル間の電力伝達効率は、これらのコイ
ルを完全にアラインメントすることによって低下するが
、実際の電力伝達量は、アラインメントの度合いの広い
範囲にわたって実質的に一定である。
なお、本明細書には特定の具体例が記載されているが、
本発明の精神及びその範鴫を逸脱することなしに種々の
修正が可能であることに留意されたい。例えば、より高
（（周波数においては、キャパシタＣ１の必要性は、漂
遊容量によって無くなってしまう。さらに、電圧源及び
接地の電位及びその極性は、本発明の原理を損うことな
く変更あるいは反転されうる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明に係る電力伝達回路を模式的に示した
図； 第２図は、第１図の回路に関する種々の波形を示した図
；及び 第３図は、従来技術に係る電力伝達回路を模式的に示し
た図である。 出　願　人：アメリカン　テレフォン　アンドＦＩＧ、
　　１ ＦＩＧ、３ （咲来例） ＦＩＧ、２

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）ドライバユニットとデータカードとを有し、予め
    定められた周波数の電気的エネルギーを誘電体インター
    フェースを介して前記データカードに伝達するための電
    力伝達装置において、前記ドライバユニットは、 第１キャパシタ（Ｃ１）に並列に接続され、磁性体コア
    部材（１０１）に結合され、且つ一対の電圧源の間に前
    記周波数で“ＯＮ”及び“ＯＦＦ”状態の間をスイッチ
    するスイッチング手段（１００，２００）と直列に接続
    された第１コイル（Ｌ１）と；第２キャパシタ（Ｃ２）
    に並列に接続され、前記磁性体コア部材（１０１）に結
    合され、前記磁性体コア部材の磁束によってのみドライ
    ブされ、且つ第２キャパシタ（Ｃ２）とのインピーダン
    ス値が前記周波数に共振するように選択されている第２
    コイル（Ｌ２）と； を有し、 前記データカードが、 負荷インピーダンス（Ｒ＿Ｌ）に直列に接続され、当該
    データカードの絶絶層間に設けられて、前記第１及び第
    ２コイルから前記周波数の電気的エネルギーを受信する
    第３コイル（Ｌ３） を有する ことを特徴とする電力伝達装置。
  2. （２）前記第１及び第２コイルと前記第１及び第２キャ
    パシタとによる無負荷共振周波数は、前記予め定められ
    た周波数であることを特徴とする請求項１記載の電力伝
    達装置。
  3. （３）前記第１及び第２コイルが直列に接続されており
    、当該接続点が前記電圧源の一方に電気的に接続されて
    いることを特徴とする請求項１記載の電力伝達装置。
  4. （４）前記スイッチング手段（Ｒ１，Ｒ３，１００，２
    ００）は、前記予め定められた周波数で“ＯＮ”状態と
    “ＯＦＦ”状態との間を変化するトランジスタ（１００
    ）を有し、当該ＯＮ及びＯＦＦ状態の持続時間が実質的
    に等しいことを特徴とする請求項１記載の電力伝達装置
    。
  5. （５）前記第３コイル（Ｌ３）及び負荷インピーダンス
    （Ｒ＿Ｌ）よりなる複合入力インピーダンスが全体とし
    てリアクタンス特性を有し、その結果、第３コイルが第
    １及び第２コイルとアライメント状態にあるとき、第１
    及び第２コイルと第１及び第２キャパシタとの前記並列
    共振周波数がシフトし、それによって、前記ドライバユ
    ニットと前記データカードとの間の電力伝達が、前記ア
    ラインメントの度合いの広い範囲に亘って実質的に一定
    となることを特徴とする請求項２記載の電力伝達装置。
JP1053981A 1988-03-18 1989-03-08 電力伝達装置 Expired - Fee Related JPH0669275B2 (ja)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
US169901 1988-03-18
US07/169,901 US4802080A (en) 1988-03-18 1988-03-18 Power transfer circuit including a sympathetic resonator

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH027838A true JPH027838A (ja) 1990-01-11
JPH0669275B2 JPH0669275B2 (ja) 1994-08-31

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ID=22617682

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Country Status (9)

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US (1) US4802080A (ja)
EP (1) EP0333388B1 (ja)
JP (1) JPH0669275B2 (ja)
KR (1) KR920007372B1 (ja)
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