JPH0272727A - 変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置 - Google Patents
変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置Info
- Publication number
- JPH0272727A JPH0272727A JP1175382A JP17538289A JPH0272727A JP H0272727 A JPH0272727 A JP H0272727A JP 1175382 A JP1175382 A JP 1175382A JP 17538289 A JP17538289 A JP 17538289A JP H0272727 A JPH0272727 A JP H0272727A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input
- multiplexer
- output
- detector
- equalizer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 claims abstract description 22
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 claims description 17
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 4
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 abstract 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 23
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 238000012549 training Methods 0.000 description 3
- 238000007476 Maximum Likelihood Methods 0.000 description 2
- 230000006978 adaptation Effects 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 2
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000013256 coordination polymer Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 1
- 230000001151 other effect Effects 0.000 description 1
- 229920002401 polyacrylamide Polymers 0.000 description 1
- 238000012797 qualification Methods 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 230000000638 stimulation Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ベースバンドにおける受信被変調データの直
交成分の両方を発生するベースバンド変換器と、もとの
２進データ信号を復元するようベースバンド直交成分の
両方が供給される秀化器／検波器とからなる、変調指数
ｈ＝ｏ、ｓの２進連続位相被角度変調データ信号の等化
ｔｌ調配置に関する。
交成分の両方を発生するベースバンド変換器と、もとの
２進データ信号を復元するようベースバンド直交成分の
両方が供給される秀化器／検波器とからなる、変調指数
ｈ＝ｏ、ｓの２進連続位相被角度変調データ信号の等化
ｔｌ調配置に関する。
分散伝送チャンネルからなる情報伝送シスアムでは、伝
送される信号は遅延の差及び位相シフトにより歪む。デ
ィジタル情報伝送ではこれらの歪は、受信信号における
シンボル間干渉としてあられれる。また受信信号は雑音
あるいは類似の干渉信号により影響を受ける。信号のも
とのデータ内容を復元するには受信信号を等化する必要
がある。
送される信号は遅延の差及び位相シフトにより歪む。デ
ィジタル情報伝送ではこれらの歪は、受信信号における
シンボル間干渉としてあられれる。また受信信号は雑音
あるいは類似の干渉信号により影響を受ける。信号のも
とのデータ内容を復元するには受信信号を等化する必要
がある。
例えばパルス振幅変調（ＰＡＭ）又は直交振幅変ｍ（Ｑ
ＡＭ）等の直線変調がなされたデータ信号用の等止器に
ついては詳しい研究が行なわれて文献に記載されている
。それらは通常許容しうる費用と設計努力とで技術的に
実現しうる。これは例えば連続位相変調（ＣＰＭ）と称
される連続的位相変動を有する周波数変調等の非直線角
度変調がなされたデータ信号用の等化器の場合は全く異
なる。文献に記載されているＣＰＭ信号用の等化方法及
び配置は一般に非常に複雑かつ高価であるため価格上有
利な技術的実現にはやや不適である。
ＡＭ）等の直線変調がなされたデータ信号用の等止器に
ついては詳しい研究が行なわれて文献に記載されている
。それらは通常許容しうる費用と設計努力とで技術的に
実現しうる。これは例えば連続位相変調（ＣＰＭ）と称
される連続的位相変動を有する周波数変調等の非直線角
度変調がなされたデータ信号用の等化器の場合は全く異
なる。文献に記載されているＣＰＭ信号用の等化方法及
び配置は一般に非常に複雑かつ高価であるため価格上有
利な技術的実現にはやや不適である。
このことは特に、パーシャルレスポンス法を用いるＣＰ
Ｍ変調、つまり被変調信号の信号変動が伝達された瞬時
データビットだけでなく、そのデータビットの直航の固
定数のデータにも一定の仕方で依存する場合にあてはま
る。重要な２進パ一シヤルレスポンスＣＰＭ！［１方法
の例としては、ガウス最小偏移変調（Ｇａｕｓｓｉａｎ
Ｍｉｎｉｍｕｎ Ｓｈｉｆｔ−）（ｅｙｉｎｇ ：Ｇ
ＭＳＫ）及び一般馴化周波数変調（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚ
ｅｄ Ｔａｌｌ１ｅｄ Ｆｒｅｑｎｅｎｄｙ Ｍ
ｏｄｕｌ −ａｔｉｏｎ ：ＧＴＦＭ）がある。
Ｍ変調、つまり被変調信号の信号変動が伝達された瞬時
データビットだけでなく、そのデータビットの直航の固
定数のデータにも一定の仕方で依存する場合にあてはま
る。重要な２進パ一シヤルレスポンスＣＰＭ！［１方法
の例としては、ガウス最小偏移変調（Ｇａｕｓｓｉａｎ
Ｍｉｎｉｍｕｎ Ｓｈｉｆｔ−）（ｅｙｉｎｇ ：Ｇ
ＭＳＫ）及び一般馴化周波数変調（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚ
ｅｄ Ｔａｌｌ１ｅｄ Ｆｒｅｑｎｅｎｄｙ Ｍ
ｏｄｕｌ −ａｔｉｏｎ ：ＧＴＦＭ）がある。
パーシャルレスポンスＣＰＭ信号の等化及び復調配置は
、例えばＮ、Ａ、Ｂ、スベンソンによる１−オン オプ
チマム アンド ザプオプチマムコヒーレント デテク
ション オプ コンチニ１アス フェーズ モジュレー
ション オン アラ−ウェイ マルチパス フェージン
グ チャンネルＪＩＥＥＥ トランザクションス オ
ン コミュニケーションズ。第Ｃ０Ｍ−３５巻第１０号
。
、例えばＮ、Ａ、Ｂ、スベンソンによる１−オン オプ
チマム アンド ザプオプチマムコヒーレント デテク
ション オプ コンチニ１アス フェーズ モジュレー
ション オン アラ−ウェイ マルチパス フェージン
グ チャンネルＪＩＥＥＥ トランザクションス オ
ン コミュニケーションズ。第Ｃ０Ｍ−３５巻第１０号
。
１０４１−１０４９頁、 １９８７年１０月より公知で
ある。この配ｒは、Ｃ，Ｅ、ザンドバーグによる「コン
チニュアス フェーズ モジュレーションＪ ＩＥＥＥ
コミュニケーションス マガジン、第２４巻第４号、
２５−２８頁、 １９８６年４月に開示された無歪の受
信パーシャルレスポンスＣＰＭ信号用復講各に基（。後
者の文献の３１頁第１０図は、ベースバンド変換器とビ
タビ検波器とからなる直交受信機を示す。ベースバンド
変換器は、入力信号が供給される帯域フィルタと、各々
が帯域Ｕ’波された信号を供給され、また低域フィルタ
により後続される２つのミクサとからなる。第１のミク
サの混合搬送信号は、第２のミクサの混合搬送信号と比
較して、位相が９０°遅れている。混合搬送信号の周波
数は受信される被変調信号の搬送周波数に対応する。ミ
クサの後に配置される低域フィルタは、混合出力の低周
波数信号部分のみを通す。
ある。この配ｒは、Ｃ，Ｅ、ザンドバーグによる「コン
チニュアス フェーズ モジュレーションＪ ＩＥＥＥ
コミュニケーションス マガジン、第２４巻第４号、
２５−２８頁、 １９８６年４月に開示された無歪の受
信パーシャルレスポンスＣＰＭ信号用復講各に基（。後
者の文献の３１頁第１０図は、ベースバンド変換器とビ
タビ検波器とからなる直交受信機を示す。ベースバンド
変換器は、入力信号が供給される帯域フィルタと、各々
が帯域Ｕ’波された信号を供給され、また低域フィルタ
により後続される２つのミクサとからなる。第１のミク
サの混合搬送信号は、第２のミクサの混合搬送信号と比
較して、位相が９０°遅れている。混合搬送信号の周波
数は受信される被変調信号の搬送周波数に対応する。ミ
クサの後に配置される低域フィルタは、混合出力の低周
波数信号部分のみを通す。
第１のミクサの低域−波出力信号は一般に同相成分（１
成分）と称され、第２のミクサの低域Ｐ波出力信号は一
般に直交位相成分（Ｑ成分）と称される。これら２つの
直交成分は、ビタビ検波器へ供給されて、最尤系列評価
（Ｍ ａｘｉＩＩ＋ｕｓ＋ Ｌ １ｋｅｌ −１ｈｏ
ｏｄ ５ｅｑｅｎｃｅ Ｅ ｓｔｉｍａｔｉｏｎ ：
Ｍ Ｌ、 Ｓ Ｅ ）法に従って伝送データが復元さ
れる。スベンソンによる文献に従う歪んだＣＰＭ信号用
の直交受信機においては、ビタビ検波器は、やはりＭＬ
ＳＥ法に従って動作するビタビ等化器により置き換えら
れる（前記文献の１０４３頁第２図参照）。ビタビ等化
器は、等化を行なうと同時に、検波、つまり伝送される
もとのデータの復元を行なう。従ってこの場合ＣＰＭ変
調のパーシャルレスポンス性と歪を有する伝送チャンネ
ルの特性の両方が考慮に入れられる。基本的には決定帰
還等化器等の他の形式の等化器をビタピ等化器の代わり
に用いることが可能である。前記のスベンソンによる文
献を参照されたい。
成分）と称され、第２のミクサの低域Ｐ波出力信号は一
般に直交位相成分（Ｑ成分）と称される。これら２つの
直交成分は、ビタビ検波器へ供給されて、最尤系列評価
（Ｍ ａｘｉＩＩ＋ｕｓ＋ Ｌ １ｋｅｌ −１ｈｏ
ｏｄ ５ｅｑｅｎｃｅ Ｅ ｓｔｉｍａｔｉｏｎ ：
Ｍ Ｌ、 Ｓ Ｅ ）法に従って伝送データが復元さ
れる。スベンソンによる文献に従う歪んだＣＰＭ信号用
の直交受信機においては、ビタビ検波器は、やはりＭＬ
ＳＥ法に従って動作するビタビ等化器により置き換えら
れる（前記文献の１０４３頁第２図参照）。ビタビ等化
器は、等化を行なうと同時に、検波、つまり伝送される
もとのデータの復元を行なう。従ってこの場合ＣＰＭ変
調のパーシャルレスポンス性と歪を有する伝送チャンネ
ルの特性の両方が考慮に入れられる。基本的には決定帰
還等化器等の他の形式の等化器をビタピ等化器の代わり
に用いることが可能である。前記のスベンソンによる文
献を参照されたい。
ＣＰＭ変調は非直線角度変調であって、分散性伝送チャ
ンネルによる線型のシンボル間干渉の他に変調パーシャ
ルレスポンス性による非線型のシンボル間干渉も発生す
るために、ＣＰＭ信号用の等化器は、ＰＡＭ信号又はＱ
ＡＭ信号等の直線的に変調されたデータ信号の等化器と
比べて大幅に複雑かつ高価となる。スペンソンの文献か
ら明らかな如く、等化器においては位相連続周波数変調
の特定の構造、変調の非直線的パーシャルレスポンス特
性の両方、及び分散性伝送チャンネルによる非線型のシ
ンボル間干渉を１１Ｉ雑な様態に考慮しなければならな
い。このために非常に多数の広範囲にわたる複素量の乗
算及び加算を実時間で行なわなければならない。
ンネルによる線型のシンボル間干渉の他に変調パーシャ
ルレスポンス性による非線型のシンボル間干渉も発生す
るために、ＣＰＭ信号用の等化器は、ＰＡＭ信号又はＱ
ＡＭ信号等の直線的に変調されたデータ信号の等化器と
比べて大幅に複雑かつ高価となる。スペンソンの文献か
ら明らかな如く、等化器においては位相連続周波数変調
の特定の構造、変調の非直線的パーシャルレスポンス特
性の両方、及び分散性伝送チャンネルによる非線型のシ
ンボル間干渉を１１Ｉ雑な様態に考慮しなければならな
い。このために非常に多数の広範囲にわたる複素量の乗
算及び加算を実時間で行なわなければならない。
本発明の目的は、発明の詳細な説明の冒頭に示された種
類でありて、２進ＣＰＭ被変調データ信号の等化及び復
調のための費用及び設ｇ１努力が低減される配置を構成
するにある。特に低費用で技術的実現をなすには、性能
は同じままで変調の種類に応じ必要となる複素演算によ
る費用の増加が回避される２進ＣＰＭ信号の等化及び復
調配置を提供するのが望ましい。
類でありて、２進ＣＰＭ被変調データ信号の等化及び復
調のための費用及び設ｇ１努力が低減される配置を構成
するにある。特に低費用で技術的実現をなすには、性能
は同じままで変調の種類に応じ必要となる複素演算によ
る費用の増加が回避される２進ＣＰＭ信号の等化及び復
調配置を提供するのが望ましい。
本発明によれば、この目的は、ベースバンド変換器と茗
化器／検波器との間に、ベースバンド直交成分により表
わされる被変調データ信号が所定方向に頌散的農隔前進
する位相回転に対応する信号処理を行なうめ処理ユニッ
トを挿入し、被変調データ信号に含まれる２進データ信
号のビット間隔毎の離散的位相回転間隔の大きさは９０
°であるよう（することで達成される。
化器／検波器との間に、ベースバンド直交成分により表
わされる被変調データ信号が所定方向に頌散的農隔前進
する位相回転に対応する信号処理を行なうめ処理ユニッ
トを挿入し、被変調データ信号に含まれる２進データ信
号のビット間隔毎の離散的位相回転間隔の大きさは９０
°であるよう（することで達成される。
本発明による眞処理は、本来の直交成分Ｉ及びＱを、Ｐ
ＡＭ信号又は２進ＰＳＫ信号等の直線的被変、ＪＪ２准
データ信号が伝達されたとする場合のベースバンドの変
換器の出力の直交成分の値に略対応する値をビットクロ
ック時点を有する被変調データ信号の直交成分ビ及びＱ
′に変換する。
ＡＭ信号又は２進ＰＳＫ信号等の直線的被変、ＪＪ２准
データ信号が伝達されたとする場合のベースバンドの変
換器の出力の直交成分の値に略対応する値をビットクロ
ック時点を有する被変調データ信号の直交成分ビ及びＱ
′に変換する。
一般に、ベースバンド変換は時間に依存する搬送波位相
エラーに影響され、また分散性伝送チャンネルも時間に
依存する多重通路伝播を被むるため、同相成分ビが前処
理ユニットの出力に発生するだけでなく、直交位相成分
Ｑがゼロでなくなるが、このことは等上申に公知の方法
で考慮に入れられるので、検波中は等化される同相成分
の実数値のみが処理されればよい。従って本発明による
前処理では、ＣＰＭ信号の非直線的角度変調の複雑な構
造を考慮する必暮はなく、直線的な振幅変調のＪ１常に
単純な構造に基づいて等化が行なえる。
エラーに影響され、また分散性伝送チャンネルも時間に
依存する多重通路伝播を被むるため、同相成分ビが前処
理ユニットの出力に発生するだけでなく、直交位相成分
Ｑがゼロでなくなるが、このことは等上申に公知の方法
で考慮に入れられるので、検波中は等化される同相成分
の実数値のみが処理されればよい。従って本発明による
前処理では、ＣＰＭ信号の非直線的角度変調の複雑な構
造を考慮する必暮はなく、直線的な振幅変調のＪ１常に
単純な構造に基づいて等化が行なえる。
有利な実施態様では、前処理ユニットは、直交成分１及
びＱはビットクロックの速さで前処理され、ピットクロ
ックの第１のクロック期間では両方の直交成分がそのま
ま送られ、その債の第２のり０ツク期間では２つの直交
成分の一方が反転され、第３のり０ツク期間では両Ｉ）
の直交成分が反転され、第４のクロック期間では第２の
クロック期間に反転されなかったｈの直交成分が反転さ
れ、第２と第４のｌ！Ｑ闇では前記の反転のほかに２つ
の直交位相の交換がなされるよう構成される。この処理
手順はクロック期間のサイクルで周期的に続けられる。
びＱはビットクロックの速さで前処理され、ピットクロ
ックの第１のクロック期間では両方の直交成分がそのま
ま送られ、その債の第２のり０ツク期間では２つの直交
成分の一方が反転され、第３のり０ツク期間では両Ｉ）
の直交成分が反転され、第４のクロック期間では第２の
クロック期間に反転されなかったｈの直交成分が反転さ
れ、第２と第４のｌ！Ｑ闇では前記の反転のほかに２つ
の直交位相の交換がなされるよう構成される。この処理
手順はクロック期間のサイクルで周期的に続けられる。
低価格の前処理ユニットを導入することで、比較的中ｌ
ｉ！！な２進ＰＡＭ信号用の適宜の等化器／検波器を用
いて歪んだ受信２進ＣＰＭ信号の等化及び復調を行なう
ことが可能となる。従って直線的被変調データイｎ＠用
等化器／検波器のための確実で信頼性のある回路概念を
用いることができ、等化墓／検波器で行なわれるべき尊
術演算の数で表わされる費用及び設計努力は大幅に減る
。
ｉ！！な２進ＰＡＭ信号用の適宜の等化器／検波器を用
いて歪んだ受信２進ＣＰＭ信号の等化及び復調を行なう
ことが可能となる。従って直線的被変調データイｎ＠用
等化器／検波器のための確実で信頼性のある回路概念を
用いることができ、等化墓／検波器で行なわれるべき尊
術演算の数で表わされる費用及び設計努力は大幅に減る
。
特にスベンソンによる文献においてＣＰＭ等化器で必要
とされる複素乗算の大部分は不要となり、残りの演算も
実数の乗算あるいは非常に単純な符号によりｔｌｌｌ
Ｗされる加算／減算演算に変化する。
とされる複素乗算の大部分は不要となり、残りの演算も
実数の乗算あるいは非常に単純な符号によりｔｌｌｌ
Ｗされる加算／減算演算に変化する。
本発明による等化器／検波器により達成される単純化を
明らかにするために、以下でスベンソンの文献によるＣ
ＰＭ信号用等化器を２進ＰＡＭ信号用ＭＬＳＥ等化器と
比較する。例として変調指数ｈ＝０．ビット周期Ｔ、Ｌ
ビット周期期間のパーシャルレスポンス周波数パルス、
Ｌビット周期ｍｍのチャンネルインパルスレスポンスの
２進ＣＰＭ形式の場合について説明する。
明らかにするために、以下でスベンソンの文献によるＣ
ＰＭ信号用等化器を２進ＰＡＭ信号用ＭＬＳＥ等化器と
比較する。例として変調指数ｈ＝０．ビット周期Ｔ、Ｌ
ビット周期期間のパーシャルレスポンス周波数パルス、
Ｌビット周期ｍｍのチャンネルインパルスレスポンスの
２進ＣＰＭ形式の場合について説明する。
スベンソンの文献によれば、ＣＰＭ等化器は２Ｌ）Ｋ状
態を有する状態トしＩリスに作用する。時点Ｔｎ”ｎＴ
においては、値十／−１をとる過去のデータビットｂ
、・・・、ｂｎ−Ｌ−□１及び位相状態θｎとにより
、状態ベクトル Ｚｎ ＝ （０１，ｂｏ−１，・” ｂｎ−Ｌ−に＋１
）が定まる。位相状態θ１は全ての過去のデータビッ
トに依存し、ｎが偶数なら値Ｏ又はπであり、日が奇数
ならπ／２又は３π／２である。詳しくは次の通りであ
る。
態を有する状態トしＩリスに作用する。時点Ｔｎ”ｎＴ
においては、値十／−１をとる過去のデータビットｂ
、・・・、ｂｎ−Ｌ−□１及び位相状態θｎとにより
、状態ベクトル Ｚｎ ＝ （０１，ｂｏ−１，・” ｂｎ−Ｌ−に＋１
）が定まる。位相状態θ１は全ての過去のデータビッ
トに依存し、ｎが偶数なら値Ｏ又はπであり、日が奇数
ならπ／２又は３π／２である。詳しくは次の通りであ
る。
θ１− （π／２ Σ ｂ、 ）
糟ｏｄ２ πｉ＜ｎ−Ｌ−に＋１ トレリスを走査する再ビタビアルゴリズムにより進めら
れるデータバスの各々について位相状態θ１が追跡され
ねばならないということが、決定的にＣＰＭ等化器を複
雑かつ精巧なものとする。
糟ｏｄ２ πｉ＜ｎ−Ｌ−に＋１ トレリスを走査する再ビタビアルゴリズムにより進めら
れるデータバスの各々について位相状態θ１が追跡され
ねばならないということが、決定的にＣＰＭ等化器を複
雑かつ精巧なものとする。
この決定は本発明による眞処理ユニットを用いるならば
解決される。
解決される。
［十に−１
他の欠点としてはＣＰＭ等化器が２ 個の異なるデ
ータパターンに対し非線型的なバーシャルレスポンスＣ
ＰＭ信号を再構成し、これらのセグメントをチャンネル
インパルス応答とたたみこむという非常に複雑な計量計
算を行なうことがある。受信複素ベースバンド信号をｘ
（ｔ）と記し、ＣＰＭ位相遷移関数をｑ（ｔ＞と記すと
、計量増加分は となる。ここで、 ｓ（ｔ、ｂＴｌ−ＺＴＩ ） ＝ である。
ータパターンに対し非線型的なバーシャルレスポンスＣ
ＰＭ信号を再構成し、これらのセグメントをチャンネル
インパルス応答とたたみこむという非常に複雑な計量計
算を行なうことがある。受信複素ベースバンド信号をｘ
（ｔ）と記し、ＣＰＭ位相遷移関数をｑ（ｔ＞と記すと
、計量増加分は となる。ここで、 ｓ（ｔ、ｂＴｌ−ＺＴＩ ） ＝ である。
本発明による前処理ユニットが用いられるならば、２進
ＰＡＭ信号用のはるかに単純なＭ Ｌ Ｓ Ｅ等化器が
ＣＰＭ信号の等化及び検波に使用される。
ＰＡＭ信号用のはるかに単純なＭ Ｌ Ｓ Ｅ等化器が
ＣＰＭ信号の等化及び検波に使用される。
ＰＡＭ等化器は２１＋に状態を有する正規の状態トレリ
スに作用する。時点ｔ、＝ｒｌＴでのＬｔｌ／’Ｃクト
ルは次の通りである。
スに作用する。時点ｔ、＝ｒｌＴでのＬｔｌ／’Ｃクト
ルは次の通りである。
ＺＴＩ ＝ （ｂ 、・・・、ｂ ）ｎ−１
ｎ−１−に 位相状態変動は発生しなくなっているがらビタビＭＬＳ
Ｅ処理が相当単純化される。
ｎ−１−に 位相状態変動は発生しなくなっているがらビタビＭＬＳ
Ｅ処理が相当単純化される。
さらに基準信号Ｓ（’ｔ、ｂη、２η）がｓ（ｔ、 ｂ
Ｔｌ＋’ＺＴｌ ） ＝ Σ Ｊ ｈ’ （ｔ−
ｉＴ）ｉ＝ｎ−Ｌ−に で与えられるようになるから計量計算の信号処理の複雑
さは大幅に低下する。ここで、ｈ’ （ｔ）はＣＰＭ
方式のパーシャルレスポンス特性を有する伝送チャンネ
ルの修正されたインパルスレスポンスである。受信信号
Ｘ（ｔ）の前処理を受けた対応部分で動作するチャンネ
ル推定装置は、付加的な処理を必要とすることなくｈ’
（ｔ）の推定値を直接発生する。Ｍ単信号ｓ（ｔ、
ｂη、Ｚｎ）の計算は、ＣＰＭ ＭＬＳＥ等化器の場
合多数の複素乗算が必要であるが、ＰＡＭ ＭＬＳＥ
の場合少数の加算／減算演算が必要なだけである（シン
ボルｂ、は＋／−１のみであることに注意）。
Ｔｌ＋’ＺＴｌ ） ＝ Σ Ｊ ｈ’ （ｔ−
ｉＴ）ｉ＝ｎ−Ｌ−に で与えられるようになるから計量計算の信号処理の複雑
さは大幅に低下する。ここで、ｈ’ （ｔ）はＣＰＭ
方式のパーシャルレスポンス特性を有する伝送チャンネ
ルの修正されたインパルスレスポンスである。受信信号
Ｘ（ｔ）の前処理を受けた対応部分で動作するチャンネ
ル推定装置は、付加的な処理を必要とすることなくｈ’
（ｔ）の推定値を直接発生する。Ｍ単信号ｓ（ｔ、
ｂη、Ｚｎ）の計算は、ＣＰＭ ＭＬＳＥ等化器の場
合多数の複素乗算が必要であるが、ＰＡＭ ＭＬＳＥ
の場合少数の加算／減算演算が必要なだけである（シン
ボルｂ、は＋／−１のみであることに注意）。
響
ｈ＝０．５の２進ＣＰＭ信号が（以前仮定した如く）デ
ータビットｂ、の瞬時周波数への直線的マツピングに基
く場合は、本発明の前処理を行なうＰＡＭ ＭＬＳＥ
が出力するデータビットはちとのデータｂ＋を復元する
ためには差動的デコードされねばならない。
ータビットｂ、の瞬時周波数への直線的マツピングに基
く場合は、本発明の前処理を行なうＰＡＭ ＭＬＳＥ
が出力するデータビットはちとのデータｂ＋を復元する
ためには差動的デコードされねばならない。
本発明の別の実施例では等化器／検波器は適応等止器／
検波器の形式であり、瞬時チャンネルインパルスレスポ
ンスの、２つの直交成分からなる推定値を出力するチャ
ンネル推定装置が設けられ、直交成分は第２の前処理ユ
ニットを介して適応等化器／検波器へ調整信号として供
給される。
検波器の形式であり、瞬時チャンネルインパルスレスポ
ンスの、２つの直交成分からなる推定値を出力するチャ
ンネル推定装置が設けられ、直交成分は第２の前処理ユ
ニットを介して適応等化器／検波器へ調整信号として供
給される。
第１図に示される実施例は、受信信号ｒ（ｔ）を等化及
び復調する配置である。この配置は、伝送システムの図
示しない受信器の一部を形成する。
び復調する配置である。この配置は、伝送システムの図
示しない受信器の一部を形成する。
伝送されるべきディジタルデータは、図示しない送信器
において非直線的ＣＰＭ変調器により搬送信号上へ変調
される。送信信号は伝送路を介して受信機へ供給される
。伝送路は、例えば光ファイバ等の伝送ラインでも、あ
るいは例えばラジオチャンネル等の無線伝送路であって
もよい。伝送路において発生する遅延差２反射その他の
効果により、受信機セクションにおいては送信信号では
なく、雑音その他の干渉による歪及び変形を受けた信号
ｒ（ｔ）が受信されるのみである。
において非直線的ＣＰＭ変調器により搬送信号上へ変調
される。送信信号は伝送路を介して受信機へ供給される
。伝送路は、例えば光ファイバ等の伝送ラインでも、あ
るいは例えばラジオチャンネル等の無線伝送路であって
もよい。伝送路において発生する遅延差２反射その他の
効果により、受信機セクションにおいては送信信号では
なく、雑音その他の干渉による歪及び変形を受けた信号
ｒ（ｔ）が受信されるのみである。
歪を有する受（ｎ信＠ｒ（ｔ）は、公知の方法で帯域フ
ィルタ、２つのミクサ及び各ミクサに後続するそれぞれ
の低域フィルタから形成されるベースバンド変換器１０
に供給される。ミクサには、受信信号ｒ Ｂ）の搬送周
波数に対応する周波数を有する２つの直交搬送波が供給
される。ベースバンド変換器１０は、その第１の出力に
同相成分■を第２の出力に直交成分Ｑを出力する。■成
分は、第２のマルチプレクサ２３の第１の入力、第２の
マルチプレクサ２４の第２の入力及び第１のインバータ
２１へ供給される。第１のインバータ２１の出力は第１
のマルチプレクサの第３の入力３及び第２のマルチプレ
クサ２４の第４の入力４へ接続されている。Ｑ成分は、
第１のマルチブレり＋ｊ−２３の第４の入力、第２のマ
ルチプレクサの第１の入力、及び第２のインバータ２２
へ供給される。第２のインバータ２２の出力は、第１の
マルチプレクサ２３の第２の入力及び第２のマルチプレ
クサ２４の第３の人力へ接続されている。第１のマルチ
ブレク＋ｊ２３の出力は、等化器／′検波器３０の第１
の入力に接続され、第２のマルチブレク４ｊ２４の出力
は等止器／検波器３０の第２の入力に接続される。等止
器／検波器は、少なくとも伝送状態が良好であるならば
、もとの伝送データに対応する復調データを出力りから
出力する。
ィルタ、２つのミクサ及び各ミクサに後続するそれぞれ
の低域フィルタから形成されるベースバンド変換器１０
に供給される。ミクサには、受信信号ｒ Ｂ）の搬送周
波数に対応する周波数を有する２つの直交搬送波が供給
される。ベースバンド変換器１０は、その第１の出力に
同相成分■を第２の出力に直交成分Ｑを出力する。■成
分は、第２のマルチプレクサ２３の第１の入力、第２の
マルチプレクサ２４の第２の入力及び第１のインバータ
２１へ供給される。第１のインバータ２１の出力は第１
のマルチプレクサの第３の入力３及び第２のマルチプレ
クサ２４の第４の入力４へ接続されている。Ｑ成分は、
第１のマルチブレり＋ｊ−２３の第４の入力、第２のマ
ルチプレクサの第１の入力、及び第２のインバータ２２
へ供給される。第２のインバータ２２の出力は、第１の
マルチプレクサ２３の第２の入力及び第２のマルチプレ
クサ２４の第３の人力へ接続されている。第１のマルチ
ブレク＋ｊ２３の出力は、等化器／′検波器３０の第１
の入力に接続され、第２のマルチブレク４ｊ２４の出力
は等止器／検波器３０の第２の入力に接続される。等止
器／検波器は、少なくとも伝送状態が良好であるならば
、もとの伝送データに対応する復調データを出力りから
出力する。
ある実施例では等止器／検波器３０は、ビタビアルゴリ
ズムを用いるＭＬＳＥ等化器により実現される。、ＰＡ
ｆｖｌ又はＱＡＭ＄の直線的変調方式に対するビタビＭ
ＬＳＦ等化器の例は、Ｇ、Ｄ、フＡ−二一の［マクシマ
ムーライクリフツド シーケンス エスヂメーション
オブ ディジタルシーケンシズ イン ザ プレぜンス
オブ インターシンボル インターフェレンスｊ、Ｉ
ＥＥＥトランザクションス オン インフォメーション
セオリー、 ｉ Ｔ −１８、３６３−３７８頁、
１９７２年５月。
ズムを用いるＭＬＳＥ等化器により実現される。、ＰＡ
ｆｖｌ又はＱＡＭ＄の直線的変調方式に対するビタビＭ
ＬＳＦ等化器の例は、Ｇ、Ｄ、フＡ−二一の［マクシマ
ムーライクリフツド シーケンス エスヂメーション
オブ ディジタルシーケンシズ イン ザ プレぜンス
オブ インターシンボル インターフェレンスｊ、Ｉ
ＥＥＥトランザクションス オン インフォメーション
セオリー、 ｉ Ｔ −１８、３６３−３７８頁、
１９７２年５月。
及びＧ、アンガーベツクの「アダブチブ マクシマムー
ライクリフッド レシーバ フォア キ１７リヤーモジ
ユレーテツド データートランスミッション システム
ス、ＩＥＥＥ トランザクションズ オン コミュニ
ケーションス、第Ｃ０Ｍ２２巻、 ６２４−６３６頁
、 １９７４年５月に記載されている。本発明によれば
２准ＰＡＭ用ビタビＭＬＳＥ等化器は、値＋１及び−１
のみを取ると仮定された変調データシンボルについて用
いられる。。
ライクリフッド レシーバ フォア キ１７リヤーモジ
ユレーテツド データートランスミッション システム
ス、ＩＥＥＥ トランザクションズ オン コミュニ
ケーションス、第Ｃ０Ｍ２２巻、 ６２４−６３６頁
、 １９７４年５月に記載されている。本発明によれば
２准ＰＡＭ用ビタビＭＬＳＥ等化器は、値＋１及び−１
のみを取ると仮定された変調データシンボルについて用
いられる。。
また、等止器／検波器３０は、受信信号ｒ （ｔ）に同
期し、・カウンタ２５のクロック人力に供給されるピッ
トクロックＣ１を出力下から出力４る。
期し、・カウンタ２５のクロック人力に供給されるピッ
トクロックＣ１を出力下から出力４る。
ただし、このクロック信号は例えば別体のクロックパル
ス発生コニットによって発生することもできる。２つの
インバータ２１．２２．２つのマルチプレクサ２３．２
４及びカウンタ２５は合わさって前処理ユニット２０を
形成する。
ス発生コニットによって発生することもできる。２つの
インバータ２１．２２．２つのマルチプレクサ２３．２
４及びカウンタ２５は合わさって前処理ユニット２０を
形成する。
カウンタ２５はモジュロ４カウンタであり、その計数出
力は１つのマルチプレクサ２３及び２４の制御入力へ接
続される。、０から３までの瞬時カウンタ位置に阜いて
マルチプレクサは、４つの入力１．２．３．４のうちか
ら、ピットクロックＣ１の１クロック期間中当該マルチ
プレクサの出力へ送られる入力を常に１つ選択する。第
１図にはカウンタ位置Ｏに対するマルチプレクリの切換
え状態を示す。ピットクロックＣ１のクロックパルスの
各々でカウンタ位置は１段階増加し、カウンタ位置３に
達した侵に続くピットクロックＣ１のクロックパルスで
はカウンタ位置は再びＯとなる。
力は１つのマルチプレクサ２３及び２４の制御入力へ接
続される。、０から３までの瞬時カウンタ位置に阜いて
マルチプレクサは、４つの入力１．２．３．４のうちか
ら、ピットクロックＣ１の１クロック期間中当該マルチ
プレクサの出力へ送られる入力を常に１つ選択する。第
１図にはカウンタ位置Ｏに対するマルチプレクリの切換
え状態を示す。ピットクロックＣ１のクロックパルスの
各々でカウンタ位置は１段階増加し、カウンタ位置３に
達した侵に続くピットクロックＣ１のクロックパルスで
はカウンタ位置は再びＯとなる。
カウンタ位置０では２つのマルチプレクサの第１の入力
１が、カウンタ位Ｍ１ではマルチプレクサの第２の入力
２がカウンタ位置２では第３の人力が、カウンタ位Ｍ３
では第４の入力４がそれぞれ該当マルｌ゛−プレクサ２
３．２４の出力に切換えられる。
１が、カウンタ位Ｍ１ではマルチプレクサの第２の入力
２がカウンタ位置２では第３の人力が、カウンタ位Ｍ３
では第４の入力４がそれぞれ該当マルｌ゛−プレクサ２
３．２４の出力に切換えられる。
次の表はカウンタ２５のカウンタ位置に応じてマルチプ
レクサの出力から出力される信号を示す。
レクサの出力から出力される信号を示す。
Ｚの列はカウンタ２５のカウンタ位置を示し、Ｅの列は
それぞれのカウンタ位ｒでマルチプレクサ２３．２４の
入力１．２．３．４のどれにつなげられるかを示す。Ｉ
′の列は第１のマルチプレクサの出力に発生する信号成
分を示し、Ｑ′の列は第２のマルチプレクサの出力に発
生する信号成分を示す。成分ビ及びＱ′は、ベースバン
ド変換器１０及びインバータ２１．２２へのマルチプレ
クサ入力の結線の結果である。
それぞれのカウンタ位ｒでマルチプレクサ２３．２４の
入力１．２．３．４のどれにつなげられるかを示す。Ｉ
′の列は第１のマルチプレクサの出力に発生する信号成
分を示し、Ｑ′の列は第２のマルチプレクサの出力に発
生する信号成分を示す。成分ビ及びＱ′は、ベースバン
ド変換器１０及びインバータ２１．２２へのマルチプレ
クサ入力の結線の結果である。
この表が示す如く、カウンタ位置Ｏでは２つの直、交成
分■及びＱはそのまま送られる。カウンタ位置１ではＱ
成分は反転され１成分と交換される。
分■及びＱはそのまま送られる。カウンタ位置１ではＱ
成分は反転され１成分と交換される。
カウンタ位置２では２つの直交成分は反転されるが、本
来の配置でつなげられる。カウンタ位Ｍ３では、カウン
タ位置１の場合と対称的に■成分のみが反転され、２つ
の直交成分が交換される。
来の配置でつなげられる。カウンタ位Ｍ３では、カウン
タ位置１の場合と対称的に■成分のみが反転され、２つ
の直交成分が交換される。
次の第２の表は、ピットクロックＣ１の速さで行なわれ
る反転及び交換の異なる系列を示す。
る反転及び交換の異なる系列を示す。
この表が第１の表と異なるのは、カウンタ位置１におい
てＱ成分の代わりに！成分が反転され、カウンタ位置３
においてＩ成分の代わりにＱ成分が反転されることであ
る。これら２つのカウンタ位置において２つの信号成分
■とＱとはやはり交換される。この系列はマルチプレク
ザ入力の結線を少し変更すれば得られる。両回路とも本
発明の実施に等しく好適である。
てＱ成分の代わりに！成分が反転され、カウンタ位置３
においてＩ成分の代わりにＱ成分が反転されることであ
る。これら２つのカウンタ位置において２つの信号成分
■とＱとはやはり交換される。この系列はマルチプレク
ザ入力の結線を少し変更すれば得られる。両回路とも本
発明の実施に等しく好適である。
本発明の図示の実施例では２つのインバータ及びマルチ
プレクサに供給される２つの直交成分Ｉ及びＱは、ベー
スバンド変換器１０中に含まれているが図示されていな
いアナログディジタルワード表現に変換されている。こ
のためマルチプレクサはゲイジタルマルチブレクサとし
て構成され、またインバータは、アナログディジタル変
換器からのデータワードの表覗に応じて、それぞれ符号
インバータ又は補数発生器として構成される。
プレクサに供給される２つの直交成分Ｉ及びＱは、ベー
スバンド変換器１０中に含まれているが図示されていな
いアナログディジタルワード表現に変換されている。こ
のためマルチプレクサはゲイジタルマルチブレクサとし
て構成され、またインバータは、アナログディジタル変
換器からのデータワードの表覗に応じて、それぞれ符号
インバータ又は補数発生器として構成される。
図示しない別の実施例では前処理ユニットは部分的には
アナログ回路素子で構成される。ベースバンド変換器１
０は、アナログディジタル変換器を設けられず、従って
直交成分Ｉ及びＱをアナログ信号として出力する。２つ
のインバータ２１及び２２は利得４数が１の反転増副器
として構成され、２つのマルチプレクサノ２３及び２４
はアナログマルチプレクサである。マルチプレクサ２３
゜２４の結線は第１図の実施例の場合と変わらない。
アナログ回路素子で構成される。ベースバンド変換器１
０は、アナログディジタル変換器を設けられず、従って
直交成分Ｉ及びＱをアナログ信号として出力する。２つ
のインバータ２１及び２２は利得４数が１の反転増副器
として構成され、２つのマルチプレクサノ２３及び２４
はアナログマルチプレクサである。マルチプレクサ２３
゜２４の結線は第１図の実施例の場合と変わらない。
アナログディジタル変換器は、マルチプレクサ２３．２
４のそれぞれの出力と、ディジタル式の等化器／検波器
３０のそれぞれの入力との間に配置される。
４のそれぞれの出力と、ディジタル式の等化器／検波器
３０のそれぞれの入力との間に配置される。
説明されている実施例で伝送されるデータについては、
所定数のデータビットが１つのデータフレーム中で組み
合わされつる。受信データ信号から復元されるフレーム
同期信号によって、カウンタ２５が割数を開始する時点
では容易にデータフレームの開始と同期させられる。そ
の結果、２つのマルチプレクサの第１の入力は、常に例
えば各データフレームの第１のデータビットにおいてつ
なげられるようにできる。
所定数のデータビットが１つのデータフレーム中で組み
合わされつる。受信データ信号から復元されるフレーム
同期信号によって、カウンタ２５が割数を開始する時点
では容易にデータフレームの開始と同期させられる。そ
の結果、２つのマルチプレクサの第１の入力は、常に例
えば各データフレームの第１のデータビットにおいてつ
なげられるようにできる。
図示しないある実施例では、等化器／検波器３０の等化
部分は、一般に適応等止器と称される形式である。再帰
的な適応又は前処理を受けた直交成分■′及びＱ′の観
察に基くチャンネル推定により、等化器／検波器は自身
を伝送路の伝送特性に適応せしめる。
部分は、一般に適応等止器と称される形式である。再帰
的な適応又は前処理を受けた直交成分■′及びＱ′の観
察に基くチャンネル推定により、等化器／検波器は自身
を伝送路の伝送特性に適応せしめる。
適応等止器／検波器が用いられる場合カウンタ又はマル
チプレクサのフレーム同期化はそれぞれ不要である。こ
の場合、マルチプレクサの位相進み又は位相遅れは適応
等化器／検波器に対して９０＠の倍数の一定の位相シフ
トとなるが、これは等化器／検波器により適応手続中に
伝送路中で発生する一定の位相シフトであるかのように
して打消される。
チプレクサのフレーム同期化はそれぞれ不要である。こ
の場合、マルチプレクサの位相進み又は位相遅れは適応
等化器／検波器に対して９０＠の倍数の一定の位相シフ
トとなるが、これは等化器／検波器により適応手続中に
伝送路中で発生する一定の位相シフトであるかのように
して打消される。
第２図は、ベースバンド変換器１００と、適応等化器／
検波器３００と、第１及び第２の前処理ユニット２０１
． ２０２と、チャンネル推定装置４００とからなる。
検波器３００と、第１及び第２の前処理ユニット２０１
． ２０２と、チャンネル推定装置４００とからなる。
２進被角度変調データ信号の等化及び復調配置の一実施
例を示す。前処理ユニット２０１゜２０２は両方とも、
第１実施例で既述の前処理ユニット２０と動作が対応す
る。
例を示す。前処理ユニット２０１゜２０２は両方とも、
第１実施例で既述の前処理ユニット２０と動作が対応す
る。
伝送信号の各データフレームは、トレーニング信号とし
て一定のビット系列を含む。この既知のトレーニング信
号によって、伝送路で発生する信号歪は詳細に記録され
て評価される。２つの直交成分１及びＱは、一方では直
接チャンネル推定装置４００へ供給され、他方では第２
の前処理ユニット２０１を介して適応等止器／検出器３
００へ供給される。チャンネル推定装置４００は、２つ
の直交成分■及びＱ内に歪んで含まれているトレーニン
グ信号を評価し、公知の方法で瞬時チャンネルインパル
スレンポンスの推定を出力する。このチャンネルインパ
ルスレスポンスも２つの直交成分ｉ及びｑからなる。こ
れら２つの直交成分は第２の前処理ユニット２０２へ供
給され、そこで前述の方法で反転及び交換されて２つの
信号ｉ′及びｑ′が発生される。これらの前処理を受け
た信号成分ｉ′及びｑ′は、適応等止器／検波器３００
の調整入力へ供給される。これらの信号を用いて適応等
化器／検波器３００の語数は、伝送路で発生する信号歪
がなくなるか考慮されるようにして調整される。
て一定のビット系列を含む。この既知のトレーニング信
号によって、伝送路で発生する信号歪は詳細に記録され
て評価される。２つの直交成分１及びＱは、一方では直
接チャンネル推定装置４００へ供給され、他方では第２
の前処理ユニット２０１を介して適応等止器／検出器３
００へ供給される。チャンネル推定装置４００は、２つ
の直交成分■及びＱ内に歪んで含まれているトレーニン
グ信号を評価し、公知の方法で瞬時チャンネルインパル
スレンポンスの推定を出力する。このチャンネルインパ
ルスレスポンスも２つの直交成分ｉ及びｑからなる。こ
れら２つの直交成分は第２の前処理ユニット２０２へ供
給され、そこで前述の方法で反転及び交換されて２つの
信号ｉ′及びｑ′が発生される。これらの前処理を受け
た信号成分ｉ′及びｑ′は、適応等止器／検波器３００
の調整入力へ供給される。これらの信号を用いて適応等
化器／検波器３００の語数は、伝送路で発生する信号歪
がなくなるか考慮されるようにして調整される。
適応等止器／′検波器の第２図に示される実施例では、
前処理ユニット２０１及び２０２のそれぞれのカウンタ
及びマルヂブレクサはデータフレームと絶対的に同期し
ている必要はない。しかし前処理ユニット２０１及び２
０２のそれぞれのカウンタ及びマルヂブレクザは、Ｕい
に同期していなければならない。つまり、それらの初期
状態は各データフレームにおいて互いに一定の関係にな
ければならない。
前処理ユニット２０１及び２０２のそれぞれのカウンタ
及びマルヂブレクサはデータフレームと絶対的に同期し
ている必要はない。しかし前処理ユニット２０１及び２
０２のそれぞれのカウンタ及びマルヂブレクザは、Ｕい
に同期していなければならない。つまり、それらの初期
状態は各データフレームにおいて互いに一定の関係にな
ければならない。
プログラム制御信号プロセッサも等化及び復調を行なう
のに好適である。信号成分を前処理することで、これら
の前処理がｆｔ＠ブ［１セツυ自身により行なわれるこ
とが可能であるため、決定的な利点が得られる。４算の
費用及び設Ｓ１努力が低減するため、ハードウェア及び
／又はソ”ノドウェアが減少し、また信号処理時間も短
縮される。
のに好適である。信号成分を前処理することで、これら
の前処理がｆｔ＠ブ［１セツυ自身により行なわれるこ
とが可能であるため、決定的な利点が得られる。４算の
費用及び設Ｓ１努力が低減するため、ハードウェア及び
／又はソ”ノドウェアが減少し、また信号処理時間も短
縮される。
第１図は本発明の実施例を示す図、第２図は適応等化器
／検波器からなる実施例を示す図である。 ｉｏ、 ｉｏｏ・・・ベースバンド交換器、２０ 、
２０１゜２０２・・・前処理ユニット、２１．２２・
・・インバータ、２３．２４・・・マルチブレクザ、２
５・・・カウンタ、３０・・・等止器／検波鼎、３００
・・・適応等化器／検波器、４００・・・ヂャンネル准
定装置。
／検波器からなる実施例を示す図である。 ｉｏ、 ｉｏｏ・・・ベースバンド交換器、２０ 、
２０１゜２０２・・・前処理ユニット、２１．２２・
・・インバータ、２３．２４・・・マルチブレクザ、２
５・・・カウンタ、３０・・・等止器／検波鼎、３００
・・・適応等化器／検波器、４００・・・ヂャンネル准
定装置。
Claims (11)
- （１）ベースバンドにおける受信被変調データの直交成
分の両方を発生するベースバンド交換器と、もとの２進
データ信号を復元するようベースバンド直交成分の両方
が供給される等化器／検波器とからなる、変調指数ｈ＝
０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調
配置であって、ベースバンド変換器と等化器／検波器と
の間に、ベースバンド直交成分により表わされる被変調
データ信号が所定方向に離散的間隔前進する位相回転に
対応する信号処理を行なう前処理ユニットを挿入し、被
変調データ信号に含まれる２進データ信号のビット間隔
毎の離散的位相回転間隔の大きさは９０°であることを
特徴とする等化復調配置。 - （２）等化器／検波器は適応等化器／検波器として実現
され、前処理を受けた直交成分から、調整信号として適
応等化器／検波器へ直接供給される２つの直交成分から
なる瞬時チャンネルインパルスレスポンスの推定を発生
するチャンネル推定装置を設けたことを特徴とする請求
項１記載の等化復調配置。 - （３）等化器／検波器は適応等化器／検波器として実現
され、直交成分から、調整信号を得るために第２の前処
理ユニットを介して適応等化器／検波器に供給される２
つの直交成分からなる瞬時チャンネルインパルスレスポ
ンスの推定を発生するチャンネル推定装置が設けられ、
２つの前処理装置は互いに同期して同一の信号処理動作
を行なうことを特徴とする請求項１記載の等化復調配置
。 - （４）直交成分は前処理ユニットにおいてクロックの速
さで処理され、第１のクロック期間では直交成分は両方
ともそのまま送られ、後続の第２のクロック期間では２
つの直交成分の一方が反転され第３のクロック期間では
直交成分の両方が反転され、第４のクロック期間では第
２のクロック期間では反転されなかった直交成分が反転
され、第２と第４のクロック期間では前記反転のほかに
２つの直交成分の交換がされることを特徴とする請求項
１乃至３のいずれか一項記載の等化復調装置。 - （５）クロックの期間の長さは、直交成分に含まれる２
進データ信号のビット期間の長さに対応することを特徴
とする請求項４記載の等化復調配置。 - （６）前処理ユニットは、ベースバンド変換器の第１の
出力に接続される入力を有する第１のインバータと、ベ
ースバンド変換器の第２の出力に接続される入力を有す
る第２のインバータと、それぞれモジュロ４カウンタに
より制御される４つの入力及び等化器／検波器の入力へ
接続される出力を有する２つのマルチプレクサとより形
成されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一
項記載の等化復調配置。 - （７）モジュロ４カウンタはフレーム同期信号により制
御されることを特徴とする請求項６記載の等化復調配置
。 - （８）第１のマルチプレクサの第１の入力はベースバン
ド変換器の第１の出力へ接続され、第２のマルチプレク
サの第１の入力はベースバンド変換器の第２の出力に接
続され、第１のマルチプレクサの第２の入力は第２のイ
ンバータの出力に接続され、第２のマルチプレクサの第
２の入力はベースバンド変換器の第１の出力に接続され
、第１のマルチプレクサの第３の入力は第１のインバー
タの出力に接続され、第２のマルチプレクサの第３の入
力は第２のインバータの出力に接続され、第１のマルチ
プレクサの第４の入力はベースバンド変換器の第２の出
力に接続され、第２のマルチプレクサの第４の入力は第
１のインバータの出力に接続されることを特徴とする請
求項６記載の等化復調配置。 - （９）第１のマルチプレクサの第１の入力はベースバン
ド交換器の第１の出力へ接続され、第２のマルチプレク
サの第１の入力はベースバンド変換器の第２の出力に接
続され、第１のマルチプレクサの第２の入力はベースバ
ンド変換器の第２の出力に接続され、第２のマルチプレ
クサの第２の入力は第１のインバータの出力に接続され
、第１のマルチプレクサの第３の入力は第１のインバー
タの出力に接続され、第２のマルチプレクサの第３の入
力は第２のインバータの出力に接続され、第１のマルチ
プレクサの第４の入力は第２のインバータの出力に接続
され、第２のマルチプレクサの第４の入力はベースバン
ド変換器の第１の出力に接続されることを特徴とする請
求項６記載の等化復調配置。 - （１０）等化器／検波器は、２進０°／１８０°位相偏
移変調で変調されたデータ信号に適する等化器／検波器
であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項
記載の等化復調配置。 - （１１）等化器／検波器は、２進パルス振幅変調された
データ信号に適する等化器／検波器であることを特徴と
する請求項１乃至９のいずれか一項記載の等化復調装置
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3823374A DE3823374A1 (de) | 1988-07-09 | 1988-07-09 | Vorrichtung zur entzerrung und demodulation winkelmodulierter datensignale |
| DE3823374.6 | 1988-07-09 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0272727A true JPH0272727A (ja) | 1990-03-13 |
| JP2865710B2 JP2865710B2 (ja) | 1999-03-08 |
Family
ID=6358375
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1175382A Expired - Fee Related JP2865710B2 (ja) | 1988-07-09 | 1989-07-06 | 変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5014283A (ja) |
| EP (1) | EP0350999B1 (ja) |
| JP (1) | JP2865710B2 (ja) |
| CA (1) | CA1297170C (ja) |
| DE (2) | DE3823374A1 (ja) |
| FI (1) | FI893296A (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1989012367A1 (en) * | 1988-06-06 | 1989-12-14 | Motorola, Inc. | Synchronous receiver for minimum shift keying transmission |
| SE464437B (sv) * | 1989-08-25 | 1991-04-22 | Ericsson Telefon Ab L M | Metod i en mogilradiomottagare foer att reducera mottagarens effektbehov |
| DE3938126A1 (de) * | 1989-11-16 | 1991-05-23 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit direkter quadratur-abtastung des eingangssignals |
| FR2689712B1 (fr) * | 1992-04-03 | 1994-08-19 | Alcatel Telspace | Dispositif de démodulation de signaux numériques modulés selon une technique à constellations de modulation alternées. |
| US5841817A (en) * | 1995-10-27 | 1998-11-24 | Adc Telecommunications, Inc. | Apparatus and methods for signal recovery in a digital communication system |
| DE19732895C2 (de) * | 1997-07-30 | 1999-05-12 | Siemens Ag | Anordnung zur schnellen digitalen Erzeugung eines digitalen Signals mit vorgebbarer Phasenlage mit Hilfe eines Referenz-Trägersignals |
| DE19732894C2 (de) * | 1997-07-30 | 1999-11-11 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnungen zum schnellen Synchronisieren zweier Trägersignale |
| DE19827029A1 (de) * | 1998-06-17 | 1999-12-30 | Siemens Ag | Demodulation durch Phasenverschiebung eines Lokaloszillators |
| US7079574B2 (en) | 2001-01-17 | 2006-07-18 | Radiant Networks Plc | Carrier phase recovery system for adaptive burst modems and link hopping radio networks |
| US6628707B2 (en) | 2001-05-04 | 2003-09-30 | Radiant Networks Plc | Adaptive equalizer system for short burst modems and link hopping radio networks |
| WO2009065936A2 (en) * | 2007-11-21 | 2009-05-28 | Interuniversitair Microelektronica Centrum Vzw | Method for generating a data block for transmission using a cpm scheme |
| JP6325942B2 (ja) * | 2014-08-07 | 2018-05-16 | 株式会社東芝 | 無線通信装置および集積回路 |
| US9276704B1 (en) * | 2014-12-15 | 2016-03-01 | Intel Corporation | Maximum likelihood sequence detection in the phase domain |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3947768A (en) * | 1975-01-08 | 1976-03-30 | International Business Machines Corporation | Carrier-modulation data transmission equalizers |
| FR2546001B1 (fr) * | 1983-05-10 | 1985-07-05 | Thomson Csf | Demodulateur de signaux, a enveloppe constante et phase continue, modules angulairement par un train de symboles binaires |
| CH669489A5 (ja) * | 1986-01-17 | 1989-03-15 | Bbc Brown Boveri & Cie | |
| US4716577A (en) * | 1986-07-07 | 1987-12-29 | Rockwell International Corporation | Autoequalizer |
-
1988
- 1988-07-09 DE DE3823374A patent/DE3823374A1/de not_active Withdrawn
-
1989
- 1989-07-06 CA CA000604887A patent/CA1297170C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-07-06 DE DE58908490T patent/DE58908490D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-07-06 EP EP89201786A patent/EP0350999B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-07-06 JP JP1175382A patent/JP2865710B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1989-07-06 FI FI893296A patent/FI893296A/fi not_active IP Right Cessation
- 1989-07-07 US US07/377,367 patent/US5014283A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1297170C (en) | 1992-03-10 |
| JP2865710B2 (ja) | 1999-03-08 |
| FI893296A (fi) | 1990-01-10 |
| EP0350999A3 (en) | 1990-11-07 |
| US5014283A (en) | 1991-05-07 |
| FI893296A0 (fi) | 1989-07-06 |
| DE3823374A1 (de) | 1990-01-18 |
| EP0350999B1 (de) | 1994-10-12 |
| DE58908490D1 (de) | 1994-11-17 |
| EP0350999A2 (de) | 1990-01-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Ungerboeck | Fractional tap-spacing equalizer and consequences for clock recovery in data modems | |
| US4089061A (en) | Method and apparatus for determining the initial values of the coefficients of a complex transversal equalizer | |
| US6055281A (en) | Passband DQPSK detector for a digital communications receiver | |
| US3906347A (en) | Transversal equalizer for use in double sideband quadrature amplitude modulated system | |
| US3524169A (en) | Impulse response correction system | |
| CA1258296A (en) | Decision feedback equalizer with a pattern detector | |
| US4053837A (en) | Quadriphase shift keyed adaptive equalizer | |
| Lucky | A survey of the communication theory literature: 1968-1973 | |
| US3935535A (en) | Fast equalization acquisition for automatic adaptive digital modem | |
| US5063573A (en) | Method for the equalization of dispersive, linear or approximately linear channels for the transmission of digital signals and arrangement for carrying out the method | |
| GB1587421A (en) | Method of and apparatus for digital signal equalization | |
| JPH0272727A (ja) | 変調指数０．５の２進連続位相被角度変調データ信号の等化復調配置 | |
| AU615864B2 (en) | Demodulator with composite transversal equalizer and eye detection clock synchronizer | |
| US4025719A (en) | Phase-directed decision feedback equalizer | |
| EP0486049B1 (en) | Decision feedback equalizer | |
| EP0050930A1 (en) | Improvements in or relating to data transmission systems | |
| US3736414A (en) | Transversal filter equalizer for partial response channels | |
| US5005185A (en) | Parallel mode adaptive transversal equalizer for high-speed digital communications system | |
| US5027371A (en) | Self-adaptive equalizer circuit for a differentially coherent demodulation installation | |
| US4617537A (en) | Method for digital quadrature amplitude modulation | |
| US5299230A (en) | Digital data transmission system with predistortion of transmitted pulses | |
| CA1278347C (en) | Correlation detecting circuit operable in a low frequency | |
| EP0390609B1 (en) | Adjacent channel interference canceller with means for minimizing intersymbol interference | |
| Clark et al. | Detection processes for a 9600 bit/s modem | |
| US7280614B2 (en) | Synchronization and equalization device for a digital transmission system receiver |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081218 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |