JPH026074B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、楽音発生器に関するものであり、更
に詳しく云えばデジタル楽音シンセサイザに関す
る。

基本正弦波の高調波倍音である複数の正弦波を
組み合わせることによつて、楽音の複雑な波形が
合成できることは周知である。異なる高調波倍音
の相対的振幅を変えることによつて、音質を変化
させることができる。アナログ型シンセサイザで
は、音色構造を変えるためにタイムバリアントフ
イルタが使用される。そのようなフイルタは普通
“スライド型フオルマント”と呼ばれている。デ
ジタル楽音発生器にもスライド型フオルマントフ
イルタの均等物が組み込まれている。一般的に云
つて、これは、時間の関数として制御されるため
に個々の高調波係数を必要とした。しかし、米国
特許第3515792号に記載してあるような或る型の
デジタル楽音発生器においては、楽音を発生させ
る場合に、個々の高調波係数は利用できない。む
しろ固定した波形データが固定メモリに記憶され
ている。高調波係数データが利用できる場合で
も、このデータを時間の関数として変更し、結果
として生じる波形データを発生させるのに必要な
計算を行うことは、複雑で時間のかかる動作とな
るはずである。

本発明は、個々の高調波係数の制御を必要とし
ない時間的に変化する波形をうるための改良され
たデジタル楽音発生器に関し、特に、フーリエ計
算モードである正弦波合成モードと周波数変調計
算モードである周波数変調合成モード（FM合成
モード）を有し、各モードを選択的に切換えるこ
とによつて、各モードに応じた波形や多数の異つ
た波形データの和に対応した波形を得る。簡単に
云うと、本発明のシステムは、変調側波帯が基本
（搬送波周波数）信号の高調波倍音又は非高調波
倍音である周波数変調をデジタル技術によつて実
行することにより倍音を生成する。従つて、本発
明は、楽音の基本周波数が搬送波周波数と一致す
る場合には、周波数変調搬送波の側波帯が倍音を
形成するという周知の性質を利用している。楽音
発生を目的とした周波数変調技術の使用は、J.
M.Chowing著、“周波数変調による複雑なオーデ
イオスペクトロールの合成”と題する論文（J.
Aud.Eng.Soc.、Vol.21、No.７、1973年９月、526
−534頁）に述べられている。また米国特許第
4018121号Chowningにも、独特な楽音を発生さ
せるために周波数変調理論を実行に移すためのデ
ジタルシステムが述べられている。

周波数変調信号を定義するための一般式は次の
通りである。

ｘ（ｔ）＝Asin［2πfct＋Msin（2πfmt）］ ……(1) 但し、fcは搬送波周波数、fmは変調周波数、
Ｍは変調指数である。三角余弦関数
（trigonometric cosine function）を用いること
によつて式(1)と全く等しい式が得られる。周波数
変調が側波帯構造をつくり出すことは周知であ
る。もし、式(1)において、変調周波数fmが搬送
周波数fcに等しくなされると、その結果生じる信
号ｘ（ｔ）は、搬送波と、搬送波周波数と高調波
的（harmonically）に関係した側波帯とから構
成される。搬送波と変調周波数との間のその他の
諸関係は、種々の音色構造をつくり出すであろ
う。例えば、もしfmがfcの偶数倍数（even
multiple）であれば、奇数番の高調波（odd
numbered harmonic）のみが発生するであろう。
もしfmがfcの整数倍でなければ、倍音は搬送周
波数と高調波的に関係はない。この変調条件は、
倍音が例えば鐘によつて発生される音のような基
本音の単純な高調波でない可聴音（オーデイオサ
ウンド）を発生させるのに使用できる。

簡単に云うと、本発明は、アドレス可能なメモ
リに記憶されている正弦波曲線又はその他の三角
関数値の表を用い、所定の方法でそのメモリをア
ドレスすることによつて数値を読み出して、可聴
（オーデイオ）波形を規定する一連の点の振幅に
対応するデジタル数値を計算することを含む。明
確に云えば、そのアドレスは、逐次的なアドレス
（sequentical address）をあらわす数を発生させ
ることにより、また周期的に、例えば正弦波的
（sinusoidally）に変化する一連の数のうちの１
つを各数に加算することによつてアドレスを変更
して決定される。この変更されたアドレスは、波
形を規定する点の振幅に対応する一組のデータを
提供するために、表から正弦波関数値を読み出す
ように逐次的に利用される。そのデータは、Ｄ−
Ａ変換器によつて可聴電圧（オーデイオ電圧）に
変換される。

この発明を更によく理解するためには、添付の
図面を参照すべきである。

本発明は、米国特許第3515792号に述べられて
いるデジタルオルガン、米国特許第3809786号に
述べられているコンピユータオルガン、或いは
1975年８月11日出願の米国特許第4085644号（特
開昭52−27621）に述べられている複音シンセサ
イザのような種々の型のデジタル楽音発生器或い
はデジタル楽音シンセサイザに応用できるもので
あり、その各々はこゝに実施例として組み込まれ
ている。

複音シンセサイザに応用した本発明は、第１図
のブロツク図に示されている。複音シンセサイザ
においては、発生される波形の１周期に沿つて等
間隔におかれた一連の点の振幅をあらわす主デー
タ組（セツト）は、計算モードの期間中に計算さ
れる。ついでそのデータ組（セツト）は音調シフ
トレジスタ３５へ転送され、そこから振幅値は、
発生される楽音の基本周波数によつて決定される
速度で連続的に出力される（shift out）。シフト
アウトされたデータ組の連続したデジタル値はＤ
−Ａ変換器７８へ加えられその変換器は、シフト
レジスタから読み出されたデジタルデータの値の
変化とともに振幅を変化するアナログ電圧を発生
させる。

主データ組は、例えば楽音波形の1/2サイクル
を構成する32の点の振幅を計算し、これら32の数
値を反転（complementing）して残りの1/2サイ
クルを構成する更に付加的な32個の点をえて、楽
音発生器の音調シフトレジスタに64個の振幅値を
提供することによつて、計算モードの期間中に発
生される。主データ組中の32個の数値の各々は、
一般的に用いられているフーリエ解析に従つて、
基本波の対応する32個の点の振幅と各高調波とを
加算することによつて計算される。各高調波は正
弦波であるので、各高調波の諸点は、正弦波関数
表を用いて計算される。正弦波関数表の出力は、
係数表からえられる特定の高調波の振幅係数を乗
算される。いろいろな係数表を選択することによ
つて、相対的振幅は、従つて結果として生じる可
聴音の音質は制御されることができる。

第１図のブロツク図に更に詳しく示すように、
上記の米国特許第4085644号に述べた複音シンセ
サイザは、楽器鍵盤の鍵が何時押鍵されるかを検
出する音調検出・割当（detect and assignor）
回路１４を具えている。音調検出・割当回路１４
は、鍵が作動させられているという信号を実行制
御回路１６へ送り、実行制御回路１６は計算サイ
クルを開始させる。回路１４は米国特許第
4022098号に詳しく述べられている。

上記の米国特許第4085644号（特開昭52−
27621）に詳しく述べてあるように、計算サイク
ルは、32までカウントする語カウンタ１９と、32
までカウントする高調波カウンタ２０によつて制
御される。実行制御回路１６は、語カウンタ１９
が主クロツク１５からのクロツクパルスに応答し
て32までカウントする度毎に高調波カウンタ２０
を進める。高調波カウンタ２０の出力は、語カウ
ンタ１９が１カウント進める度毎に、ゲート２１
を経て加算器−アキユムレータ２１へ印加され
る。加算器−アキユムレータ２１は、高調波カウ
ンタ２０のカウント状態をアキユムレータに累積
された値に加算する。従つて、アキユムレータは
最初の（第１）高調波に対しては値“１”を32回
カウントする。第２の高調波に対しては値“２”
を、第３の高調波に対しては値“３”をカウント
し、以下これに準じる。アキユムレータ２１の出
力は、加算器１０１を通じてそのままの値がメモ
リ・アドレス・デコーダ２３に印加され、表２４
に記憶されている１組の正弦値をアドレスする。
各正弦関数値が表２４から読み出されると、その
関数値には、２６および２７に示すような高調波
係数メモリのうちの１つからの高調波係数が乗算
される。高調波係数は、高調波カウンタ２０のカ
ウント状態ｑに応じてメモリ・アドレス・デコー
ダ２５により、選択されたメモリにおいてアドレ
スされるので、各高調波に対して１つの特定の係
数値が与えられる。乗算器２８の出力は、加算器
３３を経て主レジスタ３４へ転送されるが、その
加算器３３は、可聴波形（オーデイオ波形）の1/
２サイクルの32のサンプル点の各々について、各
高調波の振幅を前に計算された高調波の総和に加
算する。計算サイクルが完了した時点において、
主レジスタ３４は、発生される楽音の所望の波形
の1/2サイクルを構成する等間隔に配置された32
の点の振幅に対応する32語を具える。32の点の計
算は32回くり返されねばならないこと、即ちシス
テムが設計されている32の高調波の各々について
１回づつ計算されねばならないことが理解され
る。従つて、主レジスタ３４の主データセツトを
計算するためには、全部で32×32の乗算が必要で
ある。

計算モードが完了した時点において、その32語
は、鍵盤上で押鍵された鍵のピツチによつて決ま
るクロツク周波数を有する音調クロツクパルスと
同期して音調シフトレジスタ３５へ転送される。
ひとたび音調シフトレジスタ３５が主レジスタ３
４から負荷されると、点ごとの振幅情報が連続的
にＤ−Ａ変換器７８へシフトされ、該変換器は連
続的な語を所望の波形及び周波数を有するアナロ
グ電圧に変換する。Ｄ−Ａ変換器の出力は、可聴
音（オーデイオトーン）を再生するために音響シ
ステム１１へ加えられる。

本発明は、上述した周波数変調の理論を用い
て、主レジスタ３４内の主データリストを計算す
るための著しく単純化した配置を提供する。式(1)
は不連続（discrete）時系列として下記の形に書
き変えることができる。

X_N＝Asin［πN／32＋Msin（πN／32）］ ……(2) Ｎ＝１、２、…64 式(2)の不連続時系列は、変調周波数fmが搬送
波周波数fcに等しく、１周期あたり64のサンプル
点を有する波形用に書かれているという仮定に基
づいている。しかし、X_NはＮの中央の範囲につ
いている奇対象（odd symmetry）を示すので、
Ｎの最初の32の値だけを計算すればよい。残りの
32の値は、最初の32の値を反転し、逆転すること
によつて得られる。

式(2)によつて32のサンプル点の各々の値を計算
し、それらの値を計算モードの期間中に主レジス
タ３４に負荷するためには、第１図に示すように
上述の複音シンセサイザはFM合成モードに対応
するために下記の説明でするように部分修正され
る。FM合成モードで作動させる場合は、正弦波
関数表２４は、Ｎの各値およびＭの所定値につい
て式(2)のカツコ内の量の値を決定することによつ
てアドレスされる。実行制御回路からの線１０６
の分岐線１０５上の信号に応答して、正弦波関数
表２４からのアドレスされた情報の出力は、高調
波係数ではなくて一定の値が乗算される。正弦波
関数表２４をアドレスするアドレス情報は、Ｎの
数値を決定するために語カウンタ１９を用いて計
算される。ゲート２２は実行制御回路からの線１
０６によつて閉じられ、加算器−アキユムレータ
２１はその機能が抑止される。そこでFM合成モ
ードでの語カウンタ１９の出力は、第２の正弦波
関数表１２４をアドレスするために、加算器−ア
キユムレータ２１を経て直接にメモリアドレスデ
コーダ１２３の入力へ転送される。第１の正弦波
関数表２４と同じく、正弦波関数表１２４はＮ／
32の32の正弦波関数値を記憶している。語カウン
タ１９によつて正弦波関数表１２４から読み出さ
れる一連の正弦波関数値には、それぞれスケーラ
１０４によりスケールフアクタＭが乗算される。
Ｍの値は入力偏移制御信号によつて決定される。
この入力偏移制御信号は、例えばM₁、M₂など一
定の値から手動で選ぶこともできるし、或いはス
イツチ１００によつて複音シンセサイザのアタツ
ク／レリーズ発生器１０３から誘導されることも
でき、従つて変化する音色効果を発生させる時間
の関数としてＭを変化させることができる。

スケーラ１０４の出力は、加算器１０１によつ
て語カウンタ１９からＮの値に加えられ、正弦波
関数表２４をアドレスするためにメモリアドレス
デコーダ２３に印加される。従つて、語カウンタ
１９が進む度ごとに、正弦波関数値は式(2)のX_N
の数値に対応して主レジスタ３４へ転送される。
Ｎが32をカウントすると、主レジスタ３４に記憶
されるＸの値は32個となり、計算サイクルが完了
する。このことにより、複音シンセサイザについ
て上述した米国特許第4085644号に述べた方法に
よつて、音調シフトレジスタ３５へ転送するため
の主データリストが与えられる。

正弦波関数表２４は、０Ｎ＋M′32でsin
［ｘ／32（Ｎ＋M′）］の値を記憶している固定メモ
リで構成される。メモリアドレス・デコーダ２３
は、独立変数（argument）Ｎ＋M′（但しM′は
32／πMsin（πN／32）に等しい）に対応して正弦
波関数表２４から正弦波関数値をアクセスする。
Ｎ＋M′は記憶された正弦関数値のアドレスと正
確に一致しないことがあるかもしれない。しか
し、デコーダ２３は、記憶されたもののなかで最
も近い正弦関数値をアクセスするようにＮ＋
M′の値を丸める（round off）勿論、表の正弦波
関数値が大であればあるほど、正弦波関数値をア
ドレスする際の丸め誤差は小さくなるであろう。
基本周波数は、音調シフトレジスタ３５の移送
（シフト）速度によつて制御されるので、この丸
めから生じるどんな誤差も不快な可聴雑音は起こ
さない。そのような誤差は、高調波内容を僅かに
変更し、従つて音質を変える効果を奏する。

上記の説明において、本発明は、正弦波関数表
２４及び１２４の正弦波関数値を使用するものと
して述べられているが、楽音に用いられるような
周期的波形については、その波形を表わすのに一
般化した高調波級数を使用できることは数学的技
術では周知である。そのような一般化した高調波
級数としては、式(1)および(2)に示した種類のフー
リエ級数のほかに、１群の直交関数系又は直交多
項式がある。直交多項式には、ルジヤンドル、ゲ
ーゲンバウアー、ヤコビ、エルミートの多項式が
ある。直交関数系には、正弦波関数、余弦波関
数、三角関数は勿論ウオルシユ（walsh）、ベツ
セル（Bessel）関数が含まれる。“直交関数”と
いう術語は、三角関数と直交多項式とを包括する
ものとして使用されている。

周期的三角波は、特にそのピーク値がその先端
を切られる場合には、正弦波に近似するものとし
て使用できることも周知である。従つて、第２図
に示すように、別の実施例では、正弦波関数表１
２４およびメモリアドレスデコーダ１２３の代り
に位相カウンタ１１１を置き換えてある。位相カ
ウンタは、語カウンタ１９と同期してカウントさ
れるが、語カウンタが１から32までカウントして
いる間に位相カウンタは１から16までカウント
し、それからまた１に戻るように配置されてい
る。次いで位相カウンタ１１１の出力は、スケー
ラ１０４によりＭの値に従つてスケールされ、加
算器１０１によりＮの値に加算され、正弦波関数
表２４をアドレスする。

上述したように、式(2)は、搬送周波数と変調周
波数が等しい場合に対して説明されたものであ
る。しかし、搬送周波数と変調周波数との間のそ
の他の関係を選択することによつて、他の音響効
果を発生させることができる。即ち、式(2)は更に
一般的な形として次のように書くことができる。

X_N＝Asin［πK′N／32＋MsinπKN／32）］ ……(3) Ｋは便宜上整数として選定してあるが、整数に
限定されるものではない。Ｋを変える効果は、変
調周波数fmを搬送周波数の或る倍数に変えるこ
とにある。例えば、若し、Ｋが２の値をもつよう
に選択されると、つまり変調周波数を搬送周波数
の２倍にすると、偶数高調波は発生せず、その結
果生ずる楽音はクラリネツトに似た音質を有す
る。第３図は第１図の変形例を示すもので、乗算
器１１０は、Ｎの値にＫの値を乗算しその積をメ
モリアドレスデコーダ１２３に印加するように具
えられている。Ｋの値は、例えば音楽家によつて
手動で選択されてもよい。

項K′を変化させると、楽音の選択された高調
波に搬送波周波数fcを設定することができるが、
他方変調周波数は楽音の基本波に等しく保持され
る。そのような場合には、基本周波数にスペクト
ル成分は存在しない、即ち、基本ピツチは抑圧さ
れている。語カウンタ１９からのＮを加算器１０
１の入力に印加する前にＮに整数定数K′を乗算
することによつて第１図におけるK′の変化を実
行させることができるが、K′の整数倍数を得る
ために、高調波カウンタ２０および加算器−アキ
ユムレータ２１を使用することは可能である。実
行制御回路１６は、高調波カウンタ２０をK′の
整数値に初期設定する（initialize）。ついで、加
算器−アキユムレータ２１により、高調波カウン
タ２０の出力はＮを乗算される。従つて、加算器
−アキユムレータ２１の出力は、連続値K′Nを与
える。

Ｍが変化するにつれて、その結果生ずる波形は
Ｍ＝０の純粋な正弦波から、Ｍの値の増加に従つ
て更に高調波が加わつた一層複雑な波形へと変化
するのが第４図から理解されよう。第６図は、基
本波の高調波における側波帯の対象分布が、
K′の整数値が増加する度ごとに１次高い高調波
へ中心周波数をシフトして発生されることを示し
ている。

主レジスタ３４において形成される主データリ
ストは、加算器３３を使用する加算処理プロセス
を含むので、正弦波関数表の出力は主レジスタ３
４内の既存の波形データに加算することができ、
従つて多数の異つた波形の和に対応する主データ
リストを提供する。例えば、正弦波関数表２４、
乗算器２５、高調波係数メモリ２６および２７を
使用して、上記の米国特許第4085644号において
述べた方法によつて波形を計算することができ
る。その後の計算は、本発明のFM技術及び既に
主レジスタ３４に記憶された波形データに直接加
算され、後者の計算からえられる波形データを使
用して行なうことができる。従つて、主レジスタ
３４中の主データ組（セツト）は、結合された波
形と一致する。その代りに、主レジスタ３４の内
容は、幾つかの変数Ｋ，K′およびＭのうちのど
れかが変更される幾つかのFM計算の累算結果で
あつてもよい。この加算技術を用いることによつ
て、或るより高い高調波の冪（power）は、基本
波又は中間高調波に関して強調され、アナログ型
楽音シンセサイザに用いられるＱアクセント効果
としても知られている共振効果を発生させること
ができる。第７図は、非高調波倍音
（nonharmonic overtone）をもつ楽音を発生さ
せるのに使用できる第１図の複音シンセサイザ配
置の別の実施例が示されている。第７図の配置に
おいて、主データセツトは、“複音シンセサイザ
用音調周波数発生器”と題する1977年１月10日付
出願の米国特許第4114496号（特開昭53−107815
号）記載の方法により計算され、主レジスタ３４
に記憶される。米国特許第4114496は、１以下の
周波数ナンバーを加算累算し、その累算値が１に
達するか又は超過したとき、オーバフローパルス
を出力し、このオーバーフローパルスを音調クロ
ツクとする米国特許第4085644号への１つの適用
を示す特許である。すなわち本発明の目的のため
には、主レジスタに記憶された主データ組（セツ
ト）は、単純な正弦波に対応してもよく、或いは
もつと複雑な波形と対応してもよい。ここに引用
により組み入れられている米国特許第4114496号
（特開昭53−107815号）においては、主データリ
ストは、主レジスタ３４から音調シフトレジスタ
３５へ転送され、更に音調シフトレジスタ３５か
ら加算器１１８を介してＤ−Ａ変換器へ転送さ
れ、音響システム１１を駆動させるためのアナロ
グ信号を発生する。音調シフトレジスタ３５は、
モジユロ１カウンタとして作動する加算器−アキ
ユムレータ１１０からの溢れパルス（overflow
pulse）によつてシフトされる。周波数ナンバー
レジスタから抽出された周波数ナンバーＲは、ア
キユムレータ１１０内でそれ自体へ加算され、周
波数ナンバーは、常に１より小さいナンバーであ
り、発生される楽音の基本波の周波数に関連づけ
られている。それ自体に加算される周波数ナンバ
ーＲは、１以上の値に累算すると、溢れパルス
（overflow pulse）は、音調シフトレジスタに印
加され、次のデータサンプルをＤ−Ａ変換器４７
へシフトする。音調シフトレジスタ３５がシフト
される速度は、Ｄ−Ａ変換器４７から生じる可聴
（オーデイオ）信号の基本周波数を決定する。

本発明によると、加算器−アキユムレータ１１
０の内容は、メモリアドレスデコーダ３０１によ
り正弦波関数表３０２をアドレスするのに用いら
れる。正弦波関数表の出力は、量Ｍによる偏移制
御に応答してスケールされ、加算器−アキユムレ
ータ１１０の内容に加えられる。スケーラ３０３
の出力は、正数又は負数であり、加算器−アキユ
ムレータ１１０に加算される量を増加又は減少さ
せるように動作し、それによつて溢れパルス間の
時間周期を変える。その効果は、音調シフトレジ
スタ３５がシフトされる速度を変調し、それによ
つて周波数変調効果を発生させることである。

本発明は、またコンピユータオルガンについて
米国特許第3809786号に述べられている型の楽音
システムにも有効である。この特許に述べられて
いるコンピユータオルガンは、フーリエ型合成ア
ルゴリズム（算法）を用いて実時間で楽音波形の
連続的サンプル点の振幅を計算する楽音発生器を
利用している。波形上の点の振幅は計算されたサ
ンプル ZqR＝_W 〓^R=1 Ansin（πnqR／Ｗ）；ｑ＝１、２… ……(4) である。

但し、Ｗは高調波のナンバーであり、Ｒは楽音
波形上の点の間隔を決定する周波数ナンバーであ
る。サンプリング速度は固定されているのでＲは
発生された楽音の基本周波数を定める。

本発明によるFM動作（operation）モードに
おいては、コンピユータオルガンは、下記の式で
表わされるように実時間でデータ点を計算するよ
うになつている。

ZqR＝Asin〔πqR／Ｗ＋Msin（πqR／Ｗ）〕；ｑ＝１、
２………(5) 第８図を参照するに、上記の米国特許第
3809786号に詳しく説明されているコンピユータ
オルガンのブロツク図が、本発明によつて変更さ
れた態様として示されている。コンピユータオル
ガンをFMモードで作動させるため、２２８に示
す高調波間隔加算器（harmonic interval
adder）は、例えば、FMモード制御信号により
禁止又はバイパスされる。従つて、音調間隔加算
器２２５からのナンバーqRは、正弦波関数表２
２９をアドレスするためメモリアドレスデコーダ
２３０へ直接印加される。正弦波関数表からの出
力は、高調波振幅乗算器２３３へ加えられる代り
に、FM動作モードでスケーラ回路２０１へ直接
に接続され、スケーラ回路のスケールフアクタは
偏移制御入力信号Ｍによつて制御される。偏移制
御信号は変調指数係数Ｍに対応し、正弦関数表の
出力はsin（πqR／Ｗ）である。従つてスケーラ２０ １は正弦関数値に変調指数を乗算する。スケーラ
の出力は加算器２０２へ加えられ、その加算器は
それを値qRへ加算する。加算器２０２からの和
は第２正波関数表２０４をアドレスするためメモ
リアドレスデコーダ２０３へ加えられる。従つて
値 sin〔πqR／Ｗ＋Msin（πqR／Ｗ）〕 ……(6) は正弦波関数表２０４から読み出され、コンピユ
ータオルガンの乗算器２３３を経てアキユムレー
タ２１６へ加えられる。高調波係数メモリ２１５
から乗算器２３３への入力は、FMモードで作動
する時には、乗算器２３３のもう１つの入力にお
ける一定の乗数によつて置きかえられる。勿論第
８図の配置は、第２図および第３図に関連して上
述したのと同じ方法で変更することができるの
で、変調周波数は搬送周波数の倍数Ｋとすること
ができ、正弦波関数表２２９の代りに三角波発生
器を使用できる。ここで注目すべきことは、第８
図の配置においては、変調周波数を搬送波周波数
の非整数倍数とすることができ、その結果基本周
波数又は搬送周波数とは高調波的には無関係な倍
音構造となるということである。そのような非高
調波倍音は、鐘（ベル）又はドラムのような音な
どの打撃音（percussive sound）をシミユレート
するのに使用できる。従つてコンピユータオルガ
ンは、乗算器を含むように変更した場合には、メ
モリアドレス２３０への入力に係数Ｋを乗算する
ことによりメモリアドレスデコーダ２３０の出力
に変換され得る。同様に、加算器２０２への入力
qRに係数Ｋを乗算するために乗算器を使用し、
第１図に関連して上述したのと同じ方法で基本周
波数に関係ある搬送周波数を変えることができ
る。

本発明は、また米国特許第3743755号記載のメ
モリアドレスシステムにより変更された米国特許
第3515792号に更に詳しく記載されている型のデ
ジタルオルガンにも組み入れることができる。第
９図は、この配置に用いたメモリアドレスサブシ
ステムに組み入れたFM変調システムを示す。位
相角レジスタ３０８の出力は、米国特許第
3743755号に述べられているようにサンプル点ア
ドレスレジスタ３０９に直接に接続される代り
に、乗算器３５１を経て加算器４０３の一方の入
力に接続される。ついで加算器４０３の出力は、
サンプル点アドレスレジスタ３０９へ加えられ
る。乗算器３５１は、上述の方法で搬送周波数を
変化させるため、位相角レジスタの出力に係数
K′を乗算する。位相角レジスタ３０８の出力も
また正弦波関数表４０１をアドレスするために、
乗算器３５０を経てメモリアドレスデコーダへ加
えられる。正弦関数表から読み出された正弦波
は、スケーラ４０２を経て加算器４０３のもう一
方の入力へ接続される。スケーラ４０２は、第１
図に関連して上述したように、一定の信号又は可
変信号の何れかである偏移制御信号に応答して正
弦値に指数係数Ｍを乗算する。乗算器３５０は、
上記した方法で変調周波数を変化させるように位
相角レジスタの出力に値Ｋを乗算する。

加算器４０３の出力は、サンプル点アドレスレ
ジスタ３０９に記憶され、アドレスデコーダ３１
０により固定メモリ中の正弦波関数表３０１をア
ドレスするのに用いられる。メモリ３０１から読
み出された正弦波関数値はアキユムレータ３０４
に記憶され、上記の特許第3743755号に詳述した
方法によりアキユムレータ３０４からＤ−Ａ変換
器へシフトアウトされる。

上記の説明から、複雑な楽音波形は、周波数変
調の概念を利用することによつてデジタル的に発
生させうることが判る。本発明は、現在存在する
デジタル楽音発生器において実行され得ることが
でき、その結果個々の高調波倍音の発生及び制御
を必要としない単純化した回路を得ることができ
る。音質特性は、変調指数を変化させることによ
つて時間の関数として変え得ることができ、従つ
て従来の楽音シンセサイザに用いられているフオ
ルマント型フイルタの効果を発生することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を組み入れたデジタル楽音発生
器のブロツク図である。第２図は第１図の配列を
変更したブロツク図である。第３図は第１図の配
列を更に変更したブロツク図である。第４図乃至
第６図は第１図の配列の動作を示す波形である。
第７図は非高調波倍音を有する楽音を発生させる
ため第１図の配列を更に変更したブロツク図であ
る。第８図は本発明を組み入れたコンピユータオ
ルガンのブロツク図である。第９図は本発明を組
み入れたデジタルオルガンのブロツク図である。 第１図において、１４は音調検出割当回路、１
５は主クロツク回路、１６は実行制御回路、１９
は語カウンタ、２０は高調波カウンタ、２１は加
算器−アキユムレータ、２２はゲート、２３，２
５，１２３はメモリアドレスデコーダ、２６，２
７は高調波係数メモリ、２８は乗算器、３３は加
算器、３４は主レジスタ、４０は音調セレクト回
路、４２はクロツクセレクト回路、１０１は加算
器、２４，１２４は正弦関数表、１０４はスケー
ラ、１０３はアタツク／レリーズ、１０１は音響
システム。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 正弦波を重畳して楽音を合成する正弦波合成
   モードと周波数変調によつて楽音を合成するFM
   合成モードとを各々選択的に指示するモード選択
   機能を含む制御手段１６と、 正弦波関数を記憶する正弦波記憶手段２４と、 正弦波関数を発生する手段１２３，１２４と該
   発生された正弦波関数をスケールする手段１０４
   とを含み、前記制御手段のモード選択機能がFM
   モードを指示する場合の周波数変調を行うための
   変調波を発生する変調波発生手段と、 前記正弦波記憶手段を前記制御手段のモード選
   択機能の指示する態様により読み出す手段であつ
   て、更に前記変調波発生手段からの信号を加える
   手段を含む読出し手段１０１，２３と、 前記正弦波関数記憶手段からの出力と発生され
   る楽音特性を決定するための高調波係数とを乗算
   する乗算手段２８とを具え、 前記制御手段のモード選択機能が正弦波合成モ
   ードを指示する場合は前記読出し手段に加えられ
   る前記変調波発生手段からの信号を禁止し、前記
   高調波係数に基づいた正弦波合成がなされ、前記
   制御手段のモード選択機能がFM合成モードを指
   示する場合は前記読出し手段に前記変調波発生手
   段からの信号を加え、前記変調波発生手段からの
   信号に基づいたFM合成がなされるように制御す
   ることを特徴とする電子楽器。