JPH0247907B2 - Bosokuonkairo - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、電話機に用いられるブリツジ回路
構成の防側音回路に関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

電話機においては、送話器および受話器を電話
線に接続する４線−２線変換に際し、送話器から
受話器への側音を抑圧するための防側音回路が備
えられるが、その一方式としてブリツジ回路構成
のものが知られている。

第１図はブリツジ回路構成の防側音回路の基本
構成を示すもので、１は送話器、２は受話器、３
は電話線、４はブリツジ回路であり、ブリツジ回
路４の隣接する二辺に抵抗５，６を接続し、他の
二辺に電話線３の線路端および平衡回路網７を接
続している。平衡回路網７はＣ、Ｒによつて構成
され、電話線３の線路インピーダンスZ_lに相似の
インピーダンスZ_oを持つ。すなわち、抵抗５，６
の値をR_a、R_bとすれば R_a／R_b＝Z_l／Z_o ……(1) となるように、つまりブリツジ回路４が平衡する
ようにZ_oは選定される。このとき送話器１の出力
は受話器２には加わらないことになり、原理的に
は極めて大きな側音減衰量が得られる。

しかしながら、線路インピーダンスZ_lは電話線
３の直列抵抗と線間容量とによるインピーダンス
であつて、周波数によつて変化する上、線路長や
線の種類によつても大きく変化するため、平衡回
路網７の定数を固定した場合にはブリツジ回路４
の平衡が十分に得られず、側音減衰量が低下す
る。側音減衰量の若干の低下は通常はあまり問題
とならないが、拡声電話のようにマイクロフオン
とスピーカを用いてインターフオンの如き使い方
をするものでは、マイクロフオンからの音声入力
がスピーカを経由して再びマイクロフオンに戻る
ことによりハウリングを起こす危険性がある。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、電話線の線路インピーダン
ス変化によらず常に大きな側音減衰量が得られる
防側音回路を提供することである。

〔発明の概要〕 この発明は、ブリツジ回路に設けられる平衡回
路網の、電話線の線路インピーダンスに対応する
抵抗および容量を、電子的制御によりインピーダ
ンスを変化させることが可能な可変インピーダン
ス回路により構成し、そのインピーダンスを線路
インピーダンスの変化に応じて最適値に制御する
ようにしたことを特徴としている。

電話線の線路インピーダンスの変化は、例えば
送話器と受話器の各端子電圧の比から検出するこ
とができ、この比が一定となるように平衡回路網
における可変インピーダンス回路のインピーダン
スを制御すれば、このインピーダンスは線路イン
ピーダンスの変化に対応した最適の値に設定され
る。

〔発明の効果〕

この発明によれば、平衡回路網のインピーダン
スが電話線の線路インピーダンス変化に追従して
常に最適値に制御されることにより、ブリツジ回
路の平衡状態が常に得られる。従つて側音減衰量
を大きくとることができ、拡声電話においても十
分な防側音特性が得られ、ハウリングを防止する
ことが可能となる。

〔発明の実施例〕

第２図にこの発明の一実施例に係る防側音回路
の構成を示す。図において送話器１および受話器
２の各両端にはそれぞれ検波器１１，１２が接続
され、これらの検波器１１，１２によりそれぞれ
の端子電圧が検出されるようになつている。検波
器１１，１２はこの例では、入力電圧を電流に変
換した後、ダイオードにその電流を流して再び電
圧に変換してから整流平滑を行なうことによつて
対数変換特性を持たせるものが用いられる。これ
らの検波器１１，１２の出力は減算器１３によつ
て差がとられるが、この操作は検波出力が対数変
換によつてdB表示となつている関係上、送話器
１および受話器２の端子電圧の比をとつたことに
相当する。この減算器１３の出力はＡ／Ｄ変換器
１４によりデイジタル値に変換された後、例えば
マイクロプロセツサを用いて構成された制御回路
１５に与えられる。制御回路１５はＡ／Ｄコンバ
ータ１４からの入力デイジタル値が一定となるよ
うに、つまり上記両端子電圧の比が一定となるよ
うに平衡回路網７における可変インピーダンス回
路のインピーダンスを電子的に制御する。

平衡回路網７は例えば第３図の等価回路で表わ
される。第３図中C₀、R₀は交換器の終端インピ
ーダンスに相当するもので、固定の値である。残
りの抵抗R₁、R₂および容量C₁、C₂が電話線３の
線路インピーダンスZ_lに相当するもので、本実施
例ではこれらR₁、R₂、C₁、C₂を電子的な可変イ
ンピーダンス回路により構成する。

可変インピーダンス回路としては種々のものが
知られているが、例えば特願昭53−138243号等で
提案されたものが使用可能であり、これを用いて
第３図の如き平衡回路網７を構成した例を第４図
に示す。２１，２２，２３，２４がそれぞれR₁、
R₂、C₁C₂を構成する可変インピーダンス回路で
ある。

第５図は前述した特願昭53−138243号記載の可
変インピーダンス回路を用いてR₁、R₂、C₁、C₂
を構成した例で、ａは両端がフローテイング状態
であるR₁、C₁に適用した例、ｂは一端が接地状
態であるR₂、C₂に適用した例をそれぞれ示して
いる。

第５図ａにおいて端子３１，３２間に加わる電
圧は電圧フオロワ３３，３４を介して差動入力・
差動出力型の電圧電流変換器（Ｖ／Ｉ変換器）３
５の両入力端間に与えられ、トランジスタQ₃，
Q₄を介して電圧電流変換インピーダンス要素３
６にその電圧差に比例した電流を流す。インピー
ダンス要素３６は固定の抵抗または容量である。
電流源CS₅，CS₆の電流はトランジスタQ₃，Q₄の
エミツタ電流によつて変化しないので、インピー
ダンス要素３６に流れた電流の変化分はすべて
Q₃，Q₄のエミツタ電流の差分の変化となり、こ
れはベース電流を無視すればすべてコレクタ電流
の変化となつて差動出力電流として取出される。

この差動出力電流は電流帰還回路３７を介して
Ｖ／Ｉ変換器３５の両入力端に帰還される。すな
わちトランジスタQ₃，Q₄のコレクタ電流の変化
はダイオード接続のトランジスタQ₅，Q₆のコレ
クタ電流の変化となり、このトランジスタQ₅，
Q₆のベース・エミツタ間電圧V_BEの変化はトラン
ジスタQ₇，Q₈のコレクタ電流となりこれが帰還
電流となる。この帰環電流、つまりQ₇，Q₈のコ
レクタ電流の変化分は、電流源CS₇の電流2I₁によ
つて異なり、電流源CS₅，CS₆の電流をI₂とすれ
ば、Q₅，Q₆のコレクタ電流の変化分のI₁／I₂倍と
なる。すなわちインピーダンス要素３６を流れる
電流の変化分はI₁／I₂倍されて端子３１，３２に
戻つてくることになるから、端子３１，３２間の
インピーダンスはその電圧差を上記帰還電流で除
した値となり、これはインピーダンス要素３６の
インピーダンスをZ₀とすればＺ＝Z₀・I₂／I₁とな
る。

従つてI₂／I₁、つまり電流帰還回路３７の電流
帰還比を電子的制御により変えることで、インピ
ーダンスＺを変えることができる。具体的には電
流源CS₃〜CS₆の電流をI₁、I₂が差動的に変化する
ように、第４図中に示すバイアス制御回路２５，
２６によつて制御すればよい。なお、端子３１，
３２間のインピーダンスＺはインピーダンス要素
３６に抵抗を用いれば抵抗性、また容量を用いれ
ば容量性となつて、それぞれR₁、C₁として使用
できる。

一方、R₂またはC₂として用いる第５図ｂの例
は、一方の端子３２が接地状態であるため電流帰
還を端子３１側にのみ施した点以外は第５図ａと
同様である。

ところで、第５図ａ，ｂの端子３１や第５図ａ
の端子３２を見ると、いずれも電流源CS₃，CS₄
とやはり電流源としてのトランジスタQ₈，Q₇が
接続されており、電流源のインピーダンス極めて
高いためCS₃とQ₈、CS₄とQ₇にわずかでも電流の
差があると、大きな直流オフセツト電圧が現れ
る。インピーダンス要素３６が抵抗の場合は、こ
れを通して直流負帰還がかかることによりこの直
流オフセツト電圧は打消されるが、インピーダン
ス要素３６が容量の場合はこのような帰還はかか
らない。第４図で例えば可変インピーダンス回路
２４内のインピーダンス要素３６は容量であり、
一方この回路２４と端子P₇，P₂を介して接続さ
れている可変インピーダンス回路２１内のインピ
ーダンス要素３６は抵抗であるら、回路２１内の
上述の直流負帰還によつて回路２４の端子P₇の
直流オフセツト電圧も回路２１の端子P₂の直流
オフセツト電圧と同時に打消されるとも考えられ
る。しかしながら回路２４が持つ等価容量C₂が
大きくインピーダンスが低い、つまり端子P₇へ
の電流帰還量が大で、かつ回路２１が持つ等価抵
抗R₁が大きい、つまり端子P₂への電流帰還量が
小の場合には、回路２４における直流電流の誤差
を回路２１の直流負帰還で補正することは不可能
となり、結局、端子P₂，P₇の直流オフセツト電
圧は打消されず大きく変動し、最悪の場合動作不
能となる。これは回路２２，２３についても全く
同様である。

このような問題を避けるため、第４図では回路
２１，２４の接続点P_a（端子P₂，P₇）および回路
２２，２３の接続点P_b（端子P₃，P₆）に直流オフ
セツト電圧安定化回路２７，２８を接続してい
る。

第６図は直流オフセツト電圧安定化回路の具体
例を示すもので、第４図の点P_aまたはP_bに接続
される端子４１にトランジスタQ₁₁と電流源CS₁₁
からなる電圧フオロワ（エミツタフオロワ）４２
が接続され、この電圧フオロワ４２の出力は抵抗
R₁₁とコンデンサC₁₁のローパスフイルタ４３で直
流分のみ抽出される。そしてこのローパスフイル
タ４３の出力電位V_dと基準電位V_rとが、共通エ
ミツタを電流源CS₁₂に接続したトランジスタ
Q₁₂，Q₁₃，Q₁₄よりなる差動アンプ４４によつて
比較され、負荷としてのトランジスタQ₁₅，Q₁₆
からなるカレントミラー４５を介してV_dとV_rの
差に応じた電流が電圧フオロワ４２の入力端に帰
還される。

このような負帰還ループにより、端子４１の直
流電位は基準電位V_rと等しく保たれる。すなわ
ち前述した直流オフセツト電圧が一定に保たれ
る。この場合、端子４１から電圧フオロワ４２お
よびカレントミラー４５を見た交流インピーダン
スは極めて大きいので、可変インピーダンス回路
の本来の特性にはほとんど影響を与えない。

以上述べたように、この発明の防側音回路は平
衡回路網のインピーダンスが電話線の線路インピ
ーダンスに対し最適値に自動制御される構成とな
つているので、側音減衰量が十分にとれ、拡声電
話等にも十分に対応することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はブリツジ回路構成の防側音回路の基本
構成を示す図、第２図はこの発明の一実施例に係
る防側音回路の構成を示す図、第３図は平衡回路
網の等価回路図、第４図は可変インピーダンス回
路を用いて構成した平衡回路網の構成図、第５図
ａ，ｂは第４図の平衡回路網に用いる可変インピ
ーダンス回路の回路図、第６図は第４図の平衡回
路網における直流オフセツト電圧安定化回路の回
路図である。 １……送話器、２……受話器、３……電話線、
４……ブリツジ回路、５，６……抵抗、７……平
衡回路網、１１，１２……検波器、１３……減算
器、１４……Ａ／Ｄ変換器、１５……制御回路、
２１〜２４……可変インピーダンス回路、２５，
２６……バイアス制御回路、２７，２８……直流
オフセツト電圧安定化回路、３３，３４……電圧
フオロワ、３５……差動入力・差動出力型電圧電
流変換器、３６……電圧電流変換インピーダンス
要素、３７……電流帰還回路、４２……電圧フオ
ロワ、４３……ローパスフイルタ、４４……差動
アンプ、４５……カレントミラー。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 電話線の線路インピーダンスと相似のインピ
   ーダンスを持つ平衡回路網を一辺に有するブリツ
   ジ回路構成の防側音回路において、前記平衡回路
   網における前記線路インピーダンスに対応する抵
   抗および容量を、電子的制御によりインピーダン
   スを変化させることが可能な可変インピーダンス
   回路により構成するとともに、この可変インピー
   ダンス回路のインピーダンスを前記線路インピー
   ダンスの変化に応じて最適値に制御する制御手段
   を備え、この制御手段は送話器および受話器の端
   子電圧を検出し、両端子電圧の比が一定となるよ
   うに前記可変インピーダンス回路のインピーダン
   スを制御するものであることを特徴とする防側音
   回路。 ２ 平衡回路網は、可変インピーダンス回路を電
   圧電流変換インピーダンス要素に抵抗または容量
   を用いた差動入力・差動出力型の電圧電流変換器
   と、この変換器の差動出力電流をこの変換器の少
   なくとも一方の入力側に帰還する電流帰還回路と
   で構成し、この電流帰還回路の電流帰還比の制御
   により上記変換器の差動入力端子間のインピーダ
   ンス（抵抗または容量）を変化させるものである
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の防
   側音回路。 ３ 平衡回路網は、抵抗性の可変インピーダンス
   回路と容量性の可変インピーダンス回路との接続
   点を電圧フオロワに接続し、この電圧フオロワの
   出力をローパスフイルタに導き、このローパスフ
   イルタの出力電位と基準電位とを比較し、両電位
   の差に応じた電流を電圧フオロワの入力端に帰還
   することにより、上記接続点の直流電位を基準電
   位と等しく保つようにしたものであることを特徴
   とする特許請求の範囲第１項記載の防側音回路。