JPH0244906A - Amplifier circuit - Google Patents
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- JPH0244906A JPH0244906A JP63196525A JP19652588A JPH0244906A JP H0244906 A JPH0244906 A JP H0244906A JP 63196525 A JP63196525 A JP 63196525A JP 19652588 A JP19652588 A JP 19652588A JP H0244906 A JPH0244906 A JP H0244906A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
２ へ−ノ
本発明は、トランジスタのコレクターエミッタ間ブレイ
クダウン電圧を越える出力電圧変化が得られるトランジ
スタ増幅回路に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application 2 The present invention relates to a transistor amplifier circuit that can obtain an output voltage change that exceeds the collector-emitter breakdown voltage of a transistor.
従来の技術
近年、半導体集積回路に使用されるトランジスタは、高
集積化、高速化が進み、トランジスタの面積が小さ（な
るとともに、トランジスタのコレクターエミッタ間ブレ
イクタウン電圧も低くなってきているが、出力電圧の変
化幅は、従来と同様に広範囲な電圧変化を要求されるこ
とか多い。Conventional technology In recent years, transistors used in semiconductor integrated circuits have become more highly integrated and faster, and their area has become smaller (as well as the transistor's collector-emitter breaktown voltage has become lower, but the output As with the conventional technology, a wide range of voltage changes is often required.
以下に従来の増幅回路について説明する。A conventional amplifier circuit will be explained below.
第３図は従来の増幅回路を示すものである。第３図にお
いて１は電源端子、２は出力端子、３は接地電位端子、
４は入力端子、５は負荷抵抗、６はＮＰＮトランジスタ
、７はトランジスタ６のエミッタ抵抗である。第３図の
増幅回路の動作は一般番どよく知られているもので、ト
ランジスタ６のエミッタ抵抗７の抵抗値をＲＥ、負荷抵
抗５の抵抗値をＲＬとすれば、増幅器の利得Ｇは（１）
式て近３・＼−７
第４図は第３図の回路において、入力端子４の電圧ｖ４
の変化に対する各部の電圧変化の様子を図示した特性図
である。第６図において、ｖ２は端子２の重用変化を表
わしたものてあり、ＶＦ６はトランジスタ６のエミッタ
電圧の変化を表わしたものである。（１）式から求めら
れる利得は、ｖ２の傾きとして表わされている。またト
ランジスタ６のコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥ６は（
２）式によって求めることができる。FIG. 3 shows a conventional amplifier circuit. In Figure 3, 1 is a power supply terminal, 2 is an output terminal, 3 is a ground potential terminal,
4 is an input terminal, 5 is a load resistance, 6 is an NPN transistor, and 7 is an emitter resistance of the transistor 6. The operation of the amplifier circuit shown in FIG. 3 is generally well known. If the resistance value of the emitter resistor 7 of the transistor 6 is RE, and the resistance value of the load resistor 5 is RL, the gain G of the amplifier is ( 1)
Equation 3・＼−7 Figure 4 shows the voltage v4 at input terminal 4 in the circuit of Figure 3.
FIG. 2 is a characteristic diagram illustrating how voltage changes in each part with respect to changes in . In FIG. 6, v2 represents a change in the use of the terminal 2, and VF6 represents a change in the emitter voltage of the transistor 6. The gain obtained from equation (1) is expressed as the slope of v2. In addition, the collector-emitter voltage VCE6 of transistor 6 is (
2) It can be determined by the formula.
ＶＣＥ６＝Ｖ２−ＶＦ６””’−（２１さらに電源端子
１の電圧をｖＣＣ、トランジスタ６のエミッタ電流を１
６、トランジスタ６の直流電流増幅率ｈＦＥを無限大と
すれば、ｖ２は（３）人ＶＥ６は（４）式により求める
ことができる。VCE6=V2-VF6""'-(21 Furthermore, the voltage of power supply terminal 1 is set to vCC, and the emitter current of transistor 6 is set to 1.
6. If the DC current amplification factor hFE of the transistor 6 is infinite, then v2 can be determined by (3) and VE6 can be determined by equation (4).
Ｖ２＝ＶＣＣ−１６ＲＬ−−ｉ３］
ＶＥ６””Ｖ４−ＶＢＥ６°°−゛（４）ＶＢＥ６ ：
）ランジスタロのペースエミッタ間電圧
発明が解決しようとする課題
しかしながら上記従来の構成では、トランジスタノコレ
フターエミッタ間ブレイクダウン電圧（ＢＶＣＥ）を越
える出力電圧変化が得られない。V2=VCC-16RL--i3] VE6""V4-VBE6°°-゛(4) VBE6:
) Problems to be Solved by Ranjistaro's Pace-Emitter Voltage Invention However, with the above-mentioned conventional configuration, it is not possible to obtain an output voltage change exceeding the transistor core-emitter breakdown voltage (BVCE).
例えば、第３図の回路では、入力端子４の電圧が接地電
位に等しい場合、トランジスタ６のＶＣＥは、電源電圧
（Ｖｃｃ ）と等しくなる。すなわち、ｖｃｃはトラン
ジスタのＢＶＣＥ以下でなければならない。また端子２
の最大電圧変化幅ＤＬはＶｃｃ以下であることは明らか
であるので、第３図のような回路構成では、トランジス
タの日ＶＣＥを越える出力電圧変化が得られないという
欠点を有していた。For example, in the circuit of FIG. 3, when the voltage at input terminal 4 is equal to the ground potential, VCE of transistor 6 is equal to the power supply voltage (Vcc). That is, vcc must be less than or equal to the BVCE of the transistor. Also terminal 2
It is clear that the maximum voltage change width DL of is less than Vcc, so the circuit configuration as shown in FIG. 3 has the disadvantage that it is not possible to obtain an output voltage change exceeding VCE of the transistor.
本発明は」１記従来の欠点を解決するもので、トランジ
スタのコレクターエミッタ間ブレイクダウン電圧を越え
る出力電圧変化が得られる増幅回路を提供することを目
的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the conventional drawbacks described in 1.It is an object of the present invention to provide an amplifier circuit that can obtain an output voltage change that exceeds the collector-emitter breakdown voltage of a transistor.
課題を解決するための手段
この目的を達成するために本発明の増幅回路は、第１の
トランジスタのエミッタが第１のエミ・ツタ抵抗を介し
て接地され、第１のトランジスタのコレクタには第２の
トランジスタのエミ、ツタが接続５八
され、第２のトランジスタのコレクタは第１の負荷抵抗
を介して第１の電源端子へ導びかれており、また第１の
トランジスタのベースは第３のトランジスタのベースへ
接続され、第３のトランジスタのエミッタは第２のエミ
ッタ抵抗を介して接続され、第３のトランジスタのコレ
クタは、第２のトランジスタのベースへ接続されると共
に、第２の負荷抵抗を介して第２の電源端子へ導ひかれ
る構成を有している。Means for Solving the Problems To achieve this object, the amplifier circuit of the present invention has the emitter of the first transistor grounded via the first emitter resistor, and the collector of the first transistor connected to the ground via the first emitter resistor. The emitter and ivy of the second transistor are connected 58, the collector of the second transistor is led to the first power supply terminal via the first load resistor, and the base of the first transistor is connected to the third The emitter of the third transistor is connected to the base of the transistor, the emitter of the third transistor is connected to the base of the second transistor, and the collector of the third transistor is connected to the base of the second transistor, and the emitter of the third transistor is connected to the base of the second transistor. It has a configuration in which it is led to the second power supply terminal via a resistor.
作 用
この構成によって、第１、第３のトランジスタのコレク
タ電流は、入力電圧の変化に対し、同一の変化であり、
第２のトランジスタは第１のトランジスタのコレクタ電
流をそのまま第２のトランジスタのコレクタ電流として
伝達するため、第２のトランジスタのコレクタ電圧が増
加すれば、第３のトランジスタのコレクタ電圧も増加し
、反対に第２のトランジスタのコレクタ電圧か減少すわ
ば第３のトランジスタのコレクタ電圧も減少する。Operation With this configuration, the collector currents of the first and third transistors change in the same manner with respect to changes in the input voltage.
Since the second transistor directly transmits the collector current of the first transistor as the collector current of the second transistor, if the collector voltage of the second transistor increases, the collector voltage of the third transistor also increases, and the opposite occurs. As the collector voltage of the second transistor decreases, the collector voltage of the third transistor also decreases.
このため、第２のトランジスタのコレクターエミ６・＼
−／
ツタ間電圧の変化は、第２のトランジスタのコレクタ電
圧の変化より小さくすることができる。すなわち、第２
のトランジスタのコレクタ電圧の変化分を、第２のトラ
ンジスタのコレクターエミ・ツタ間電圧の変化分と、第
１のトランジスタのコレクターエミッタ間電圧の変化分
とで分割することになり、第２のトランジスタのコレク
タ電圧の変化が、トランジスタのコレクターエミ・ツタ
間ブレイクダウン電圧ＢＶＣＥ以上であっても、各トラ
ンジスタのコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥは＠ＶｃＥ
を越えないようにすることができ、トランジスタのＢＶ
ＣＥを越える出力電圧変化を得ることが可能となる。For this reason, the collector emitter of the second transistor 6.\
-/ The change in the voltage between the vines can be made smaller than the change in the collector voltage of the second transistor. That is, the second
The change in the collector voltage of the transistor is divided by the change in the collector-emitter voltage of the second transistor and the change in the collector-emitter voltage of the first transistor. Even if the change in the collector voltage of the transistor is greater than the collector-emitter breakdown voltage BVCE of the transistor, the collector-emitter voltage VCE of each transistor is @VcE
The BV of the transistor can be
It becomes possible to obtain an output voltage change exceeding CE.
実施例
以下本発明の一実施例について図面を参照しながら説明
する。第１図は本発明の一実施例における増幅回路を示
すものである。第１図において、１は第１の電源端子、
２は出力端子、３は接地電位端子、４は入力端子、５は
第１の負荷抵抗、６はＮＰＮ＋−ランンスタ、７および
８は抵抗、９お７ ・＼−２
よび１０はＮ Ｐ Ｎ ＋−ランジスタ、１１は第２の
負荷抵抗、１２は第２の電源端子である。EXAMPLE An example of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an amplifier circuit in one embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is the first power supply terminal;
2 is an output terminal, 3 is a ground potential terminal, 4 is an input terminal, 5 is a first load resistor, 6 is an NPN + - run star, 7 and 8 are resistors, 9, \-2 and 10 are N P N + - transistor, 11 is a second load resistor, and 12 is a second power supply terminal.
第１図におけるトランジスタ６．９は、それぞれ入力は
同一であるが、個別の増幅器を構成している。トランジ
スタ１０は、トランジスタ６のコレクタ電流をそのまま
Ｉ・ランジスタ１０のコレクタ電流として伝達するため
、抵抗５はトランジスタ６の負荷抵抗になっている。ま
た抵抗１１はトランジスタ９の負荷抵抗であり、トラン
ジスタ６を中心に構成される増幅器の利得をＧ１、トラ
ンジスタ９を中心として構成される増幅器の利得をＧ２
、抵抗５の抵抗値をＲ５、抵抗７の抵抗値をＲ７、抵抗
８の抵抗値をＲ８、抵抗１１の抵抗値をＲ１１とすれば
、利得Ｇ１、Ｇ２は、それぞれ（５）式、（６）式によ
り求められる。Although the transistors 6.9 in FIG. 1 each have the same input, they form separate amplifiers. Since the transistor 10 directly transmits the collector current of the transistor 6 as the collector current of the I transistor 10, the resistor 5 serves as a load resistance for the transistor 6. Further, the resistor 11 is a load resistance of the transistor 9, and the gain of the amplifier mainly composed of the transistor 6 is G1, and the gain of the amplifier mainly composed of the transistor 9 is G2.
, the resistance value of the resistor 5 is R5, the resistance value of the resistor 7 is R7, the resistance value of the resistor 8 is R8, and the resistance value of the resistor 11 is R11, then the gains G1 and G2 are calculated by equations (5) and (6), respectively. ) is obtained by the formula.
Ｇ１＝ −・・・・・・・ （５
第２図は入力端子４の電圧変化ｖ４に対する各部の電圧
変化を示す特性図である。第２図におけるＶ２は出力端
子２の電圧を示し、ＶＥｌｏはトランジスタ１０のエミ
ッタ電圧であり、ｖＥ６はトランジスタ６のエミッタ電
圧である。G1= -... (5 Figure 2 is a characteristic diagram showing the voltage change of each part with respect to the voltage change v4 of the input terminal 4.V2 in Figure 2 indicates the voltage of the output terminal 2, and VElo is the emitter voltage of transistor 10, and vE6 is the emitter voltage of transistor 6.
また第１図における第１の電源端子１の電圧をＶＣＣＬ
第２の電源端子１２の電圧をｖＣＣ２トスレバ、ｖ２は
（７）式、ＶＥＩＯは（８）式、ＶＥ６は（９）式で求
められる。In addition, the voltage of the first power supply terminal 1 in FIG.
The voltage of the second power supply terminal 12 is determined by the vCC2 toslever, v2 is determined by the formula (7), VEIO is determined by the formula (8), and VE6 is determined by the formula (9).
Ｖ２＝Ｖｃｃ １−−・ＶＥｓ＝−＝１７）ｖＦ３Ｅ１
ｏ：トランジスタ１０のペースエミッタ間電圧
Ｖ Ｅ ６ ＝ Ｖ ４− Ｖ Ｂ Ｅ ６ ”””
（９’ＶＢＥ６：）ランジスタロのベースエミッタ
間電圧（５）式、（６）式が示す増幅器の利得は、第２
図におけるｖ２、ＶＥＩＯの傾きで表わされていること
は（ア）式、（８）式から説明できる。以」二のように
増幅器の動作、利得等は従来例と同様に求められるが、
第１図の回路では、各トランジスタのコレクター９・＼
−２
エミッタ間に印加される最大電圧が、電源端子の電圧よ
りもかなり小さくできるという特徴を持っている。トラ
ンジスタ１０のコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥ１０は
（１０）式により求まる。V2=Vcc 1--・VEs=-=17) vF3E1
o: Pace emitter voltage of transistor 10 V E 6 = V 4 - V B E 6 """
(9'VBE6:) The base-emitter voltage of Ranjistaro The gain of the amplifier shown by formulas (5) and (6) is
What is expressed by the slopes of v2 and VEIO in the figure can be explained from equations (A) and (8). As shown below, the operation, gain, etc. of the amplifier are determined in the same way as in the conventional example, but
In the circuit shown in Figure 1, the collector 9 of each transistor is
-2 It has the characteristic that the maximum voltage applied between the emitters can be much smaller than the voltage at the power supply terminal. The collector-emitter voltage VCE10 of the transistor 10 is determined by equation (10).
ＶｃＥ１０＝ＶｃＣ１−Ｖｃｃ２＋ＶＢＥ１０このＶＣ
Ｅ １０のとり得る最大の値ＶＣＥ１０ｍａｘは（１１
）式で得られる。VcE10=VcC1-Vcc2+VBE10 This VC
The maximum value VCE10max that E10 can take is (11
) can be obtained by the formula.
ｖｃｔ＝ １０ｍａｘ＝ＶＣＣＩ ＶＣＣ２十ＶＢＥ
１（１−・−（１１）
トランジスタ６のコレクターエミッタ間電圧ＶＣＥ６は
（１２）式で求められる。vct=10max=VCCI VCC20VBE
1(1-.-(11)) The collector-emitter voltage VCE6 of the transistor 6 is obtained by equation (12).
ＶＣＥ６＝ＶＣＣ２−ＶＢＥ １０
ＶＣＥ６の最大値ＶＣＥ６ｍａｘは、（１３）式となる
。VCE6=VCC2-VBE 10 The maximum value VCE6max of VCE6 is expressed by equation (13).
ＶＣＥ６ｍａｘ＝ＶＣＣ２ＶＢＥｌ（）−（１３）トラ
ンジスタ９のコレクターエミッタ間電圧ｖＣＥ９は（１
４）式で求められる。VCE6max=VCC2VBEl()-(13) The collector-emitter voltage vCE9 of transistor 9 is (1
4) It can be obtained using the formula.
１０ヘーノ
そしてＶＣＥ９の最大値ＶＣＥ９ｍａｘは（１５）式と
なる。10Heno and the maximum value VCE9max of VCE9 is expressed by equation (15).
ＶＣＥ９ｍａｘ−Ｖ ＣＣ２・−−（１５）すなわち（
１６）式、（１７）式、（１Ｂ）式が成立すれば、各ト
ランジスタのＶＣＥはトランジスタのコレクターエミッ
タ間ブレイクダウン電圧ＢＶＣＥを越えることはない。VCE9max-V CC2・--(15) i.e. (
If equations (16), (17), and (1B) hold true, the VCE of each transistor will not exceed the collector-emitter breakdown voltage BVCE of the transistor.
ＢＶＣＥ≧ＶＣＣ２”’−−（１７）
＋ＶＢＥ １０”’−・−＝ （１Ｂ ）また、トラン
ジスタのコレクタ電流ミ・ツタ間飽和電圧ＶＣＥＳＡＴ
を無視すれば、出力端子２の最大変化幅ＤＬは、およそ
（１９）式により求められる。BVCE≧VCC2''--(17) +VBE 10'''--= (1B) Also, the saturation voltage between the collector current and the peak of the transistor VCESAT
Ignoring this, the maximum variation width DL of the output terminal 2 can be approximately determined by equation (19).
例えばＶＣＣＩ＝９Ｖ、ＶＣＥ２−５Ｖ、ＢＶＣＥ＝５
Ｖ、Ｒ７＝Ｒ８＝Ｉ ＫΩ、Ｒ５−１了にΩ、Ｒ１１＝
９［１、ＶＢＥ＝０．７Ｖとすれば（１６）式、（１７
）式、（１８）式は成立する。For example, VCCI=9V, VCE2-5V, BVCE=5
V, R7=R8=I KΩ, R5-1 Ω, R11=
9[1, VBE=0.7V, equation (16), (17
) and (18) hold true.
１１ 、５
トランジスタ１０のＶＣＥの最大値ＶＣＥ７０□□は（
１１）式より
ＶＣＥｌｏｍａ）（＝４．７Ｖ、であり、ＢＶＣＥ以下
である。11,5 The maximum value of VCE of transistor 10 VCE70□□ is (
From formula 11), VCeloma) (=4.7V, which is less than BVCE).
トランジスタ６のＶＣＥの最大値ＶＣＥ６ｍａｘは（１
３）式より
ＶＣＥ６ｍａｘ＝４．３Ｖてあり、ＢＶＣＥ以下である
。The maximum value VCE6max of VCE of transistor 6 is (1
From formula 3), VCE6max=4.3V, which is less than BVCE.
トランジスタ９のＶＣＥの最大値ｖｃＥ９ｍａＸは（１
５）式より
ｖＣＥ９ｍａｘ＝５Ｖであり、ＢＶＣＥと等しい。The maximum value vcE9maX of VCE of transistor 9 is (1
From formula 5), vCE9max=5V, which is equal to BVCE.
さらに、出力端子２の最大電圧変化幅ＤＬは（１９）式
より
ＤＬ−＃８．５Ｖであり、ＢｖｃＥの約１．７倍である
。Furthermore, the maximum voltage change width DL of the output terminal 2 is DL-#8.5V from equation (19), which is about 1.7 times BvcE.
以」二のように本実施例によれば、トランジスタ１０と
６とのＶＣＥで出力電圧を分圧する構成を取ることによ
り、出力電圧変化幅を、トランジスの
りのＢＶＣＥおよそ２倍程度まで広くすることかできる
。As described in 2 below, according to this embodiment, by adopting a configuration in which the output voltage is divided by the VCE of the transistors 10 and 6, the output voltage change width can be widened to about twice the BVCE of the transistors. I can do it.
なお、本実施例ではＩ・ランジスタロ、９のエミッタに
抵抗７．８を接続しているが、トランジスタ６．９のエ
ミッタか直接接地されていても良いことは言うまでもな
い。In this embodiment, the resistor 7.8 is connected to the emitter of the transistor 6.9, but it goes without saying that the emitter of the transistor 6.9 may be directly grounded.
また本実施例ではトランジスタ６と１０の２つのトラン
ジスタのＶＣＥで出力電圧を分圧したが、同様に３つま
たはそれ以」二のトランジスタのＶｃＥで出力電圧を分
圧すれば、ＢＶＣＥの２倍以」二の出力電圧変化幅が得
られることは明らかである。Further, in this embodiment, the output voltage is divided by the VCE of two transistors 6 and 10, but if the output voltage is similarly divided by the VCE of three or more transistors, the output voltage can be twice the BVCE. It is clear that the following two output voltage change widths can be obtained.
発明の効果
以上のように本発明は、出力電圧を２つまたはそれ以」
二のトランジスタのコレクターエミッタ間電圧で分厚す
る回路構成を設けることにより、出力電圧変化幅をトラ
ンジスタのＢＶＣＥの約２倍またはそれ以上に広げるこ
とができる優れた増幅回路を実現できるものである。Effects of the Invention As described above, the present invention provides two or more output voltages.
By providing a circuit configuration thickened by the collector-emitter voltage of the second transistor, it is possible to realize an excellent amplifier circuit that can widen the output voltage change width to about twice or more than the BVCE of the transistor.
第１図は本発明の一実施例における増幅回路の回路図、
第２図は第１図の増幅回路における入力電圧と各部の電
圧との関係を示す特性図、第３図１３八−７
は従来の増幅回路の回路図、第４図は従来回路での入力
電圧と各部の電圧の関係を示す特性図である。
１・・・・・第１の電源端子、２・・・・出力端子、３
・・接地電位端子、４・・入力端子、５．７．８．１１
・・・・・抵抗、６．９．１０・・・・・Ｎ Ｐ Ｎ
＋−ランジスタ、１２・・・・第２の電源端子。
代理人の氏名 弁理士 粟 野 重 孝 はか１名＼”
Ｊｃ−）刈〜怖ｃ３８００−Ｎ
、 １〜
＼ら
図
＼ト
み−一堝チ４の電圧
ｖ２−−−燭び？の電圧
ＶＥｂ −−−ｈランシ゛スダ乙のエミ・・ツクｔａＶ
’ＣＣ−−−電源培３７ｏ電及
一一一一FIG. 1 is a circuit diagram of an amplifier circuit in an embodiment of the present invention,
Figure 2 is a characteristic diagram showing the relationship between the input voltage and the voltage of each part in the amplifier circuit of Figure 1, Figure 3 138-7 is a circuit diagram of a conventional amplifier circuit, and Figure 4 is an input diagram of the conventional circuit. It is a characteristic diagram showing the relationship between voltage and voltage of each part. 1...First power supply terminal, 2...Output terminal, 3
...Ground potential terminal, 4...Input terminal, 5.7.8.11
...Resistance, 6.9.10...N P N
+- transistor, 12...second power supply terminal. Name of agent: Patent attorney Shigetaka Awano (1 person)
Jc-) Kari ~ Scary c3800-N, 1~ \ra figure\ Tomi - Voltage v2 of Ichibochi 4 --- Candle? Voltage VEb --- h Lancer's voltage VEb
'CC---Power supply culture 37o Electric power supply 1111
Claims (1)
介して接地され、第１のトランジスタのコレクタには第
２のトランジスタのエミッタが接続され、第２のトラン
ジスタのコレクタは第１の負荷抵抗を介して第１の電源
端子へ接続され、第１のトランジスタのベースは第３の
トランジスタのベースへ接続され、第３のトランジスタ
のエミッタは第２のエミッタ抵抗を介して接地され、第
３のトランジスタのコレクタは第２のトランジスタのベ
ースへ接続されるとともに、第２の負荷抵抗を介して第
２の電源端子へ接続され、第１および第３のトランジス
タのベースへ入力信号が印加され、第２のトランジスタ
のコレクタより出力信号を得るようにしたことを特徴と
する増幅回路。The emitter of the first transistor is grounded via a first emitter resistor, the emitter of the second transistor is coupled to the collector of the first transistor, and the collector of the second transistor is grounded via a first load resistor. The base of the first transistor is connected to the base of the third transistor, the emitter of the third transistor is grounded via the second emitter resistor, and the emitter of the third transistor is connected to the first power supply terminal. The collector is connected to the base of the second transistor and also connected to the second power supply terminal via the second load resistor, and the input signal is applied to the bases of the first and third transistors. An amplifier circuit characterized in that an output signal is obtained from the collector of a transistor.
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63196525A Pending JPH0244906A (en) | 1988-08-05 | 1988-08-05 | Amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0244906A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5391997A (en) * | 1993-10-28 | 1995-02-21 | Motorola, Inc. | Optically isolated N-channel MOSFET driver |
| GB2619534A (en) * | 2022-06-08 | 2023-12-13 | Knight Peter | A ground aeration device |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4911449A (en) * | 1972-05-30 | 1974-01-31 |
-
1988
- 1988-08-05 JP JP63196525A patent/JPH0244906A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4911449A (en) * | 1972-05-30 | 1974-01-31 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5391997A (en) * | 1993-10-28 | 1995-02-21 | Motorola, Inc. | Optically isolated N-channel MOSFET driver |
| GB2619534A (en) * | 2022-06-08 | 2023-12-13 | Knight Peter | A ground aeration device |
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