JPH0226234A - Charger for storage battery - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は蓄電池充電装置、特に蓄電池の充電電圧を充電
状態および温度条件に応じて制御しつつ蓄電池の充電を
行なう蓄電池充電装置に関するものである。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a storage battery charging device, and particularly to a storage battery charging device that charges the storage battery while controlling the charging voltage of the storage battery according to the state of charge and temperature conditions. .
［従来の技術］
従来、鉛電池やＮｉＣｄ電池などの蓄電池充電方法とし
てはサイクル充電を行なう定電圧定電流充電が広く知ら
れている。[Prior Art] Conventionally, constant voltage and constant current charging which performs cycle charging is widely known as a method for charging storage batteries such as lead batteries and NiCd batteries.
しかし、この充電方法は長期間充電器に蓄電池を接続し
ておくと過電流となって蓄電池を劣化させてしまうため
、その対策として第５図のような２段定電圧充電回路が
使用されている。However, with this charging method, if the storage battery is connected to the charger for a long period of time, an overcurrent will occur and the storage battery will deteriorate, so as a countermeasure, a two-stage constant voltage charging circuit as shown in Figure 5 is used. There is.
第５図において端子Ｔ１は直流電源電圧Ｖｉｎを入力す
る入力端子で、また端子Ｔ２は蓄電池Ｂの接続端子で、
これらの端子の間に形成される電源ラインは、電力制御
用のトランジスタＱ１のコレフタルエミッタ回路〜定電
流検出用の抵抗Ｒ２、蓄電池Ｂ〜保護用ダイオードＤ１
〜低電流検出用の抵抗Ｒ５により構成される。In FIG. 5, terminal T1 is an input terminal for inputting DC power supply voltage Vin, and terminal T2 is a connection terminal for storage battery B.
A power supply line formed between these terminals runs from the corefthal emitter circuit of the transistor Q1 for power control to the resistor R2 for constant current detection, and from the storage battery B to the protective diode D1.
~Constructed by a resistor R5 for low current detection.
抵抗Ｒ２の両端には、定電流制御用のトランジスタＱ２
のベース−エミッタが接続される。トランジスタＱ２の
コレフタルエミッタ回路は、抵抗Ｒ１とともにトランジ
スタＱ１のバイアス回路を形成する。A transistor Q2 for constant current control is connected to both ends of the resistor R2.
The base-emitter of is connected. The corephthal emitter circuit of transistor Q2 together with resistor R1 forms a bias circuit for transistor Q1.
トランジスタＱ４、Ｑ５はエミッタを抵抗Ｒ７により共
通接地された差動増幅器を構成する。トランジスタＱ４
のコレクタは抵抗Ｒ２の出力点に接続され、トランジス
タＱ５のコレクタはトランジスタＱ１のベースを制御す
るように接続されている。Transistors Q4 and Q5 constitute a differential amplifier whose emitters are commonly grounded through a resistor R7. Transistor Q4
The collector of transistor Q5 is connected to the output point of resistor R2, and the collector of transistor Q5 is connected to control the base of transistor Q1.
トランジスタＱ４のベースにはトランジスタＱ１の入力
点および抵抗Ｒ５の人力点の間の電圧を抵抗Ｒ６、ツェ
ナーダイオードＺＤＩで分圧した一定の基準電圧が入力
されている。また、差動増幅器の他方の入力端子である
トランジスタＱ５のベースには出力電圧の抵抗Ｒ３、Ｒ
４による分圧が人力されている。A constant reference voltage obtained by dividing the voltage between the input point of the transistor Q1 and the input point of the resistor R5 by the resistor R6 and the Zener diode ZDI is input to the base of the transistor Q4. Further, the base of the transistor Q5, which is the other input terminal of the differential amplifier, is connected to the output voltage resistors R3 and R.
Partial pressure by 4 is manually applied.
この抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点に生じる検出電圧は端子Ｔ
３を介して接続されたサーミスタＴＨの抵抗値、および
この接続点に抵抗Ｒ８を介して人力されるトランジスタ
Ｑ３の導通度によっても制御される。The detection voltage generated at the connection point of these resistors R3 and R4 is the terminal T
It is also controlled by the resistance value of the thermistor TH connected through R3, and the degree of conductivity of the transistor Q3 which is connected to this connection point through the resistor R8.
すなわち、サーミスタＴＨは蓄電池Ｂの近傍に設けられ
、電池の温度を検出する。検出温度が増大すると、サー
ミスタＴＨの抵抗値が低下し、トランジスタＱ５の検出
電圧は増大する。一方、通常トランジスタＱ３は一定以
上の充電電流が電源ラインに流れていれば、抵抗Ｒ５の
電圧降下により導通しているが、充電電流が一定以下に
なるとカットオフとなり、抵抗Ｒ８を介してトランジス
タＱ５の検出電圧が増大する。That is, the thermistor TH is provided near the storage battery B and detects the temperature of the battery. As the detected temperature increases, the resistance value of the thermistor TH decreases and the detected voltage of the transistor Q5 increases. On the other hand, normally transistor Q3 is conductive due to the voltage drop across resistor R5 if a charging current of a certain level or higher is flowing through the power supply line, but when the charging current becomes below a certain level, it becomes cut-off and the transistor Q5 is connected through resistor R8. The detected voltage increases.
′ｔＳ５図の回路は第６図のような定電流垂下特性を有
している。すなわち、ある一定の上限の充電電流を流さ
ないようにする定電流制御特性７１、また充電電流が上
限値以下の領域では定電圧制御特性７２、さらに充電電
流が所定値よりも小さい場合には出力電圧を低下させる
低電圧制御特性７３を有している。'tS5 The circuit shown in FIG. 5 has a constant current drooping characteristic as shown in FIG. That is, a constant current control characteristic 71 that prevents a certain upper limit charging current from flowing, a constant voltage control characteristic 72 in a region where the charging current is below the upper limit value, and an output when the charging current is smaller than a predetermined value. It has a low voltage control characteristic 73 that lowers the voltage.
次に第７図を参照して、第５図の回路の動作を説明する
。第７図では、第６図の符号７１〜７３により第６図の
３つの特性を参照しており、同図の横軸に時間、縦軸に
電流および電圧を取り、充電電流１ｏおよび充電（出力
）電圧ｖｏの変化を示している。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 5 will be explained with reference to FIG. In FIG. 7, reference numerals 71 to 73 in FIG. 6 refer to the three characteristics in FIG. (output) shows the change in voltage vo.
まず、放電した蓄電池Ｂが接続されると蓄電池已に大き
な充電電流が流れる。このときトランジスタＱ５の入力
電圧（抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧）は小さいため、トランジ
スタＱ５による制限は働かず、トランジスタＱ２による
定電流制御が行なわれる。すなわち、抵抗Ｒ２に流れる
充電電流が一定になるようにトランジスタＱ２がトラン
ジスタＱ１のベースを制御する。この制御状態は第６図
の符号７１に相当する。また、このときトランジスタＱ
３は導通状態にある。First, when the discharged storage battery B is connected, a large charging current flows through the storage battery. At this time, since the input voltage of the transistor Q5 (divided voltage of the resistors R3 and R4) is small, the limitation by the transistor Q5 does not work, and constant current control is performed by the transistor Q2. That is, transistor Q2 controls the base of transistor Q1 so that the charging current flowing through resistor R2 is constant. This control state corresponds to 71 in FIG. Also, at this time, the transistor Q
3 is in a conductive state.
次にある程度充電が進み蓄電池Ｂの端子電圧が上昇し、
トランジスタＱ５の入力電圧があるレベルに達すると、
トランジスタＱ５が蓄電池Ｂの両端電圧が一定になるよ
うに定電圧制御を開始する（第７図符号７２）。一般に
この符号７１．７２の定電流／定電圧充電状態を合わせ
てサイクル充電状態と呼ぶ。Next, charging progresses to a certain extent and the terminal voltage of storage battery B rises.
When the input voltage of transistor Q5 reaches a certain level,
Transistor Q5 starts constant voltage control so that the voltage across storage battery B becomes constant (reference numeral 72 in FIG. 7). In general, the constant current/constant voltage charging states of 71 and 72 are collectively called a cycle charging state.
さらに充電を続けると、トランジスタＱ１による定電圧
制御によって、充電電流は満充電に近づくに従って減少
していく。そして、充電電流がある電流値以下となると
抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ３がカットオフし、ト
ランジスタＱ５の検出電圧を増加させることにより出力
電圧を低下させる（第７図の符号７３）。この充電状態
をトリクル充電状態という。このトリクル充電制御を行
なうことにより、蓄電池Ｂに長期充電を行なった場合で
も蓄電池Ｂの劣化を最少限に抑えることができる。As charging continues, the charging current decreases as it approaches full charge due to constant voltage control by transistor Q1. When the charging current becomes less than a certain current value, the transistor Q3 is cut off via the resistor R5, and the detected voltage of the transistor Q5 is increased, thereby lowering the output voltage (reference numeral 73 in FIG. 7). This state of charge is called a trickle charge state. By performing this trickle charging control, deterioration of the storage battery B can be minimized even when the storage battery B is charged for a long period of time.
［発明が解決しようとする課題］
また、サーミスタＴＨによる温度補償は次のように行な
われる。[Problems to be Solved by the Invention] Temperature compensation by the thermistor TH is performed as follows.
すなわち、蓄電池Ｂの充放電は化学変化を利用している
ため、蓄電池Ｂの温度によって充電電圧が変化する。こ
の温度に依存する充電電圧特性はたとえば、カルシウム
合金による電極を用いた鉛電池の場合では第８図のよう
になっており、サイクル充電では約−３０ｍＶ／ｌ、ト
リクル充電では約−２０ｍ Ｖ ／ ”Ｃの変化率で調
節するのがよい、従って、サーミスタＴＨは、高温度領
域ではトランジスタＱ５の検出電圧を増加させ、低温度
領域では同検出電圧を低下させ、上記の充電電圧制御特
性に近付けるようになっている。That is, since the charging and discharging of the storage battery B utilizes chemical changes, the charging voltage changes depending on the temperature of the storage battery B. For example, in the case of a lead battery using a calcium alloy electrode, the temperature-dependent charging voltage characteristics are as shown in Figure 8, and are approximately -30 mV/l in cycle charging and approximately -20 mV/l in trickle charging. Therefore, the thermistor TH increases the detection voltage of the transistor Q5 in the high temperature region and decreases the detection voltage in the low temperature region, approaching the charging voltage control characteristics described above. It looks like this.
ところが、この温度計数は蓄電池の種類によって違うた
め、そのつと蓄電池Ｂに合った温度計数となるように回
路定数を設定する必要がある。However, since this temperature coefficient differs depending on the type of storage battery, it is necessary to set the circuit constants so that the temperature coefficient matches the storage battery B.
さらに、上記従来例では抵抗Ｒ３、Ｒ４による電圧帰還
回路の分割比切り換えにより充電電圧制御を行なってい
るので、温度計数はサイクル状態もしくはトリクル状態
のどちらかでしか設定できない。例えばサイクル状態で
約−３０ｍＶ／ｌに設定するとトリクル状態では約−２
７ｍ Ｖ ／ ”Ｃ程度になってしまう本来−２０ｍ
Ｖ ／ ℃の温度計数であるために低温では過充電、高
温では充電不足になり、逆に、トリクル状態で約−２０
ｍ Ｖ ／ ”Ｃに設定するとサイクル状態では約−２
２ｍＶ／ｌ：どなってしまい、低温では充電不足、高温
では過充電となってしまうという問題がある。Furthermore, in the conventional example described above, since the charging voltage is controlled by switching the division ratio of the voltage feedback circuit using the resistors R3 and R4, the temperature coefficient can only be set in either the cycle state or the trickle state. For example, if it is set to about -30 mV/l in a cycle state, it will be about -2 mV/l in a trickle state.
7m V/”Originally -20m which would be around “C”
Since the temperature coefficient is V/℃, it will overcharge at low temperatures and undercharge at high temperatures, and conversely, it will drop to about -20% at trickle conditions.
When set to mV/”C, it is approximately -2 in cycle state.
2 mV/l: There is a problem that the battery becomes unstable, resulting in insufficient charging at low temperatures and overcharging at high temperatures.
本発明の課題は以上の問題を解決することである。The object of the present invention is to solve the above problems.
［課題を解決するための手段］
以上の課題を解決するために、本発明においては、蓄電
池の充電電圧を充電状態および温度条件に応じて制御し
つつ蓄電池の充電を行なう蓄電池充電装置において、前
記蓄電池の充電電圧に通した温度補償計数を設定する手
段を設け、設定された温度補償計数を用いて前記温度条
件を補償しつつ充電電圧を制御する構成を採用した。[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, the present invention provides a storage battery charging device that charges the storage battery while controlling the charging voltage of the storage battery according to the charging state and temperature conditions. A configuration is adopted in which means is provided for setting a temperature compensation factor passed through the charging voltage of the storage battery, and the set temperature compensation factor is used to control the charging voltage while compensating for the temperature condition.
［作 用コ
以上の構成によれば、トリクル充電への切り換え時など
の充電電圧切り換え時に適切な温度補償を行なうことが
できる。[Function] According to the above configuration, appropriate temperature compensation can be performed when switching the charging voltage such as when switching to trickle charging.
［実施例］
以下、図面に示す実施例に基づき、本発明の詳細な説明
する。[Example] Hereinafter, the present invention will be described in detail based on the example shown in the drawings.
第１図は本発明を採用した蓄電池充電装置の実施例を示
している。FIG. 1 shows an embodiment of a storage battery charging device employing the present invention.
第１図においてトランジスタＱ１は、従来同様のパワー
トランジスタである。また、トランジスタＱ２も従来同
様に、抵抗Ｒ２とともに定電流制御を行なう、さらに、
トランジスタＱ３も抵抗Ｒ５とともにトリクル充電への
切り換えを行なうための電流低下検出機能を有する。サ
ーミスタＴＨの機能も同じで、蓄電池Ｂの温度に応じて
充電電圧を制御する。ただし、これらの素子の電圧ない
し電流情報の授受は従来と異なっている。以下、詳細に
回路を説明する。In FIG. 1, transistor Q1 is a conventional power transistor. In addition, the transistor Q2 also performs constant current control together with the resistor R2, as in the conventional case.
Transistor Q3, together with resistor R5, also has a current drop detection function for switching to trickle charging. The function of the thermistor TH is also the same, controlling the charging voltage according to the temperature of the storage battery B. However, the exchange of voltage or current information between these elements is different from the conventional method. The circuit will be explained in detail below.
トランジスタＱ１のベースはオペアンプＯＰＩによって
制御される。オペアンプＯＰ１の一入力端子には充電電
圧を検出する抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧が人力されている。The base of transistor Q1 is controlled by operational amplifier OPI. One input terminal of the operational amplifier OP1 is manually supplied with a voltage divided by resistors R3 and R4 for detecting charging voltage.
トランジスタＱ１のバイアス電源はオペアンプＯＰＩ内
部から供給される。Bias power for transistor Q1 is supplied from inside operational amplifier OPI.
一方、オペアンプＯＰＩの基準電源端子である＋端子に
は、オペアンプＯＰ２、ＯＦ２の出力が抵抗ＲＩＯ１Ｒ
１１により加算されて入力される。On the other hand, the outputs of the operational amplifiers OP2 and OF2 are connected to the + terminal, which is the reference power supply terminal of the operational amplifier OPI, through the resistor RIO1R.
11 and input.
このうち、オペアンプＯＰ２は抵抗Ｒ１の出力点に接続
されたツェナーダイオードＺＤＩにより形成される基準
電圧を分割して出力するボルテージフォロワである。こ
の分割値はトリクル充電時の電圧切り換えを行なうトラ
ンジスタＱ７、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３により制御される。Of these, the operational amplifier OP2 is a voltage follower that divides and outputs a reference voltage formed by a Zener diode ZDI connected to the output point of the resistor R1. This division value is controlled by transistor Q7, which performs voltage switching during trickle charging, and resistors R12 and R13.
一方、オペアンプＯＰ３はサイクル充電ないしトリクル
充電期間で温度計数を制御するボルテージフォロワであ
る。オペアンプＯＰ３の手入力端子は抵抗Ｒ１４を介し
てオペアンプＯＰ４の出力端子に接続されている。On the other hand, the operational amplifier OP3 is a voltage follower that controls the temperature coefficient during cycle charging or trickle charging. The manual input terminal of the operational amplifier OP3 is connected to the output terminal of the operational amplifier OP4 via a resistor R14.
オペアンプＯＰ４はサーミスタの検出温度を入力するた
めの誤差増幅器を構成する。すなわち、オペアンプＯＰ
４の手入力端子にはツェナーダイオードＺＤＩの基準電
圧の抵抗Ｒ７、Ｒ９による分圧が入力され、一方、−入
力端子には同基準電圧のサーミスタＴＨおよび抵抗Ｒ６
による分圧が入力される。つまり、オペアンプＯＰ４は
、抵抗Ｒ７、Ｒ８の一定の分圧値との差電圧としてサー
ミスタＴＨの検出温度情報を出力する。The operational amplifier OP4 constitutes an error amplifier for inputting the temperature detected by the thermistor. In other words, the operational amplifier OP
The reference voltage of the Zener diode ZDI divided by the resistors R7 and R9 is input to the manual input terminal 4, while the thermistor TH and the resistor R6 of the same reference voltage are input to the - input terminal.
The partial pressure is input. In other words, the operational amplifier OP4 outputs the temperature information detected by the thermistor TH as a differential voltage with a constant divided voltage value of the resistors R7 and R8.
一方、オペアンプＯＰ３の手入力端子は抵抗Ｒ１５を介
してサイクル充電ないしトリクル充電期間において温度
計数を切り換えるためのトランジスタＱ６によっても制
御される。On the other hand, the manual input terminal of operational amplifier OP3 is also controlled via resistor R15 by transistor Q6 for switching the temperature coefficient during cycle charging or trickle charging.
すなわち、トリクル充電への切り換えを行なうトランジ
スタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ２０を介してツェナーダイ
オードＺＤＩによる基準電圧に接続され、また、そのベ
ース〜エミッタには低電流検出用の抵抗Ｒ５が挿入され
ている。さらにトランジスタＱ３のコレクタ電圧は、抵
抗Ｒ１７、Ｒ１８により分圧されてトランジスタＱ６の
ベースに、また抵抗Ｒ１６、Ｒ１９により分圧されてト
ランジスタＱ７に入力されている。That is, the collector of transistor Q3, which performs switching to trickle charging, is connected to a reference voltage provided by a Zener diode ZDI via a resistor R20, and a resistor R5 for low current detection is inserted between its base and emitter. Further, the collector voltage of the transistor Q3 is divided by resistors R17 and R18 and inputted to the base of the transistor Q6, and also divided by resistors R16 and R19 and inputted to the transistor Q7.
つぎに以上の構成における動作につき説明する。Next, the operation of the above configuration will be explained.
第１図の回路において端子Ｔ１、Ｔ１間に直流電源を接
続し、また負荷として端子Ｔ２、Ｔ２に放電した蓄電池
Ｂを接続すると、回路はそれまで充電電流が流れていな
いため低電圧充電状態であるが、出力電圧の低下により
トランジスタＱ１の制御電流が増加し、抵抗Ｒ２の電圧
降下がＱ２のペースエミッタ電圧（ＶＢＥ）を越えると
トランジスタＱ２が導通し定電流充電が行なわれる。こ
れは、第７図の符号７１の定電流充電状態である。充電
電流の上限値はＶ Ｂ Ｅ／Ｒ２により与えられる。In the circuit shown in Figure 1, when a DC power source is connected between terminals T1 and T1, and a discharged storage battery B is connected to terminals T2 and T2 as a load, the circuit is in a low voltage charging state because no charging current is flowing until then. However, as the output voltage decreases, the control current of transistor Q1 increases, and when the voltage drop across resistor R2 exceeds the pace emitter voltage (VBE) of Q2, transistor Q2 becomes conductive and constant current charging is performed. This is the constant current charging state indicated by reference numeral 71 in FIG. The upper limit value of the charging current is given by V B E/R2.
この状態で蓄電池が充電されていくと、蓄電池端子間電
圧が上昇する。蓄電池Ｂの端子電圧は抵抗Ｒ３およびＲ
４によって分割されてオペアンプＯＰＩの一端子に接続
されているため、中端子の電圧と比較されることによっ
て定電圧制御が行なわれる。すなわち蓄電池Ｂの端子間
電圧がある電圧以上に上がろうとしても、オペアンプＯ
Ｐ１による定電圧制御が働き端子間電圧は一定になる。When the storage battery is charged in this state, the voltage between the storage battery terminals increases. The terminal voltage of storage battery B is determined by resistors R3 and R
4 and connected to one terminal of the operational amplifier OPI, constant voltage control is performed by comparing the voltage at the middle terminal. In other words, even if the voltage between the terminals of storage battery B attempts to rise above a certain voltage, the operational amplifier O
Constant voltage control by P1 works and the voltage between the terminals becomes constant.
これは、第７図７２の定電圧充電状態である。This is the constant voltage charging state of FIG. 772.
この状態になると、蓄電池Ｂが充電されるにつれて充電
電流は減少していく。そして、はぼ満充電に近い電流値
になると抵抗Ｒ５の電圧降下がトランジスタＱ３のＶＢ
Ｅ以下になり、トランジスタＱ３が遮断される。これに
より、トランジスタＱ６、Ｑ７がバイアスされて導通し
、オペアンプＯＰＩの中端子に接続された基準電圧およ
び温度計数を切り換える。これにより、低電圧充電（ト
リクル充電）状態への切り換えが行なわれるとともに、
温度計数が変更される。In this state, the charging current decreases as storage battery B is charged. When the current value is close to full charge, the voltage drop across resistor R5 increases to VB across transistor Q3.
E, and the transistor Q3 is cut off. This biases transistors Q6 and Q7 to conduct, switching the reference voltage and temperature coefficient connected to the middle terminal of operational amplifier OPI. This causes a switch to a low voltage charging (trickle charging) state, and
Temperature count is changed.
上記のうち基準電圧の切り換えは次のようにして行なわ
れる。低電圧制御への切り換え前では、オペアンプＯＰ
２の出力はトランジスタＱ７がオフのためツェナーダイ
オードＺＤ１の電圧に等しいが、トランジスタＱ７のオ
ンによりこれが抵抗Ｒ１２、Ｒ１３の分圧値まで減少す
る。この減少分だけオペアンプＯＰＩの中端子の基準電
圧が低下し、低電圧制御に８行する。Among the above, switching of the reference voltage is performed as follows. Before switching to low voltage control, the operational amplifier OP
Since the transistor Q7 is off, the output of the transistor Q2 is equal to the voltage of the Zener diode ZD1, but when the transistor Q7 is turned on, this voltage is reduced to the voltage divided by the resistors R12 and R13. The reference voltage at the middle terminal of the operational amplifier OPI decreases by this decrease, and eight rows of low voltage control are performed.
一方、サーミスタＴＨの検出温度値に対応するオペアン
プＯＰ４の出力は常時オペアンプＯＰ３を介してオペア
ンプＯＰＩの中端子に加算されているが、この加算分は
トランジスタＱ６のオンにより抵抗Ｒ１４、Ｒ１５で分
圧され、その分だけ低下する。従って、抵抗Ｒ１４、Ｒ
１５の分圧値を適当に選択することにより、温度補償特
性を第８図のサイクル充電電圧に適した特性からトリク
ル充ｉｔ圧に適した特性に切り換えることかできる。On the other hand, the output of the operational amplifier OP4 corresponding to the temperature value detected by the thermistor TH is constantly added to the middle terminal of the operational amplifier OPI via the operational amplifier OP3, but this addition is divided into voltages by the resistors R14 and R15 when the transistor Q6 is turned on. and decreases by that amount. Therefore, resistors R14, R
By appropriately selecting the partial pressure value of 15, the temperature compensation characteristic can be switched from a characteristic suitable for the cycle charging voltage shown in FIG. 8 to a characteristic suitable for the trickle charge IT pressure.
以上の充電方式によれば、定電流定電圧充電のため比較
的短時間で蓄電池を充電でき、また蓄電池をそのまま充
電器に接続しておいても低電圧充電に自動的に切り換わ
フて蓄電池を劣化させることがなく、また、サイクル充
電およびトリクル充電においてはそれぞれ最適な温度計
数が選択されるため従来のように充電制御状態によって
過充電、あるいは充電不足などを生じることがなく、広
い温度範囲で蓄電池を効率よく充電できるという特徴が
ある。According to the above charging method, the storage battery can be charged in a relatively short time due to constant current and constant voltage charging, and even if the storage battery is connected to the charger, it will automatically switch to low voltage charging. The storage battery does not deteriorate, and since the optimum temperature coefficient is selected for cycle charging and trickle charging, there is no possibility of overcharging or undercharging depending on the charge control status as in conventional methods, and it can be used over a wide range of temperatures. It has the characteristic of being able to efficiently charge storage batteries within a range.
なお、第１図の回路は第２図〜第４図に示すように変更
してもよい。Note that the circuit shown in FIG. 1 may be modified as shown in FIGS. 2 to 4.
第２図の場合には、第１図における温度計数を切り換え
るためのボルテージフォロワとしてのオペアンプＯＰ３
を省略し、トランジスタＱ６のコレクタを抵抗Ｒ１５を
介してオペアンプＯＰ１の十入力端子の電圧加算点に接
続している。その他の構成は第１図と同じである。この
ような構成によりオペアンプの数を減少し、より簡単な
構成によフて上記同様の動作が可能である。In the case of Fig. 2, the operational amplifier OP3 is used as a voltage follower for switching the temperature coefficient in Fig. 1.
is omitted, and the collector of the transistor Q6 is connected to the voltage addition point of the input terminal of the operational amplifier OP1 via the resistor R15. The other configurations are the same as in FIG. 1. With such a configuration, the number of operational amplifiers can be reduced, and the same operation as described above can be achieved with a simpler configuration.
第３図の場合には、さらに第２図におけるオペアンプＯ
Ｐ２によるボルテージフォロワも省略し、オペアンプＯ
ＰＩの加算点には抵抗ＲＩＯによりツェナーダイオード
ＺＤＩの基準電圧を入力するとともに、抵抗ａｌｌ、Ｒ
１４により温度検出値を出力するオペアンプＯＰ４の出
力を加算している。そして、抵抗Ｒ１１、Ｒ１４の接続
点を低電圧制御への切り換え時にオンとなるトランジス
タＱ６のコレクタにより制御するようにしている。これ
により、トランジスタＱ６により、温度計数の切り換え
と、低電圧制御への移行を行なうことができ、構成をよ
り簡略化することができる。In the case of FIG. 3, the operational amplifier O in FIG.
The voltage follower by P2 is also omitted, and the operational amplifier O
The reference voltage of the Zener diode ZDI is input through the resistor RIO to the addition point of PI, and the resistors all, R
14, the output of the operational amplifier OP4 which outputs the temperature detection value is added. The connection point between the resistors R11 and R14 is controlled by the collector of the transistor Q6, which is turned on when switching to low voltage control. Thereby, the transistor Q6 can switch the temperature coefficient and shift to low voltage control, and the configuration can be further simplified.
第４図の構成は第３図の電流低下検出用トランジスタＱ
３をオペアンプなどによるコンパレータＣＭＰＩに変更
している。コンパレータＣＭＰＩの一入力端子にはツェ
ナーダイオードＺＤＩの基準電圧を抵抗Ｒ１６、Ｒ１７
により分圧して人力し、抵抗Ｒ５の電圧降下を子端子に
人力し、その出力によりトランジスタＱ６を制御するよ
うにしている。第３図の構成では、電流低下検出電圧で
あるトランジスタＱ３のＶＢＥは温度に依存して変化す
るが、第４図のようにコンパレータを用いることにより
温度安定度を向上すると共に、電流検出精度を改善でき
る。さらに、トランジスタの電圧降下分を減少でき、効
率改善、あるいは電源の出力インピーダンス低減が可能
である。The configuration in Figure 4 is the current drop detection transistor Q in Figure 3.
3 has been changed to a comparator CMPI using an operational amplifier or the like. The reference voltage of the Zener diode ZDI is connected to one input terminal of the comparator CMPI through resistors R16 and R17.
The voltage drop across the resistor R5 is manually applied to the child terminal, and the output of the resistor R5 is used to control the transistor Q6. In the configuration shown in Figure 3, the VBE of transistor Q3, which is the current drop detection voltage, changes depending on the temperature, but by using a comparator as shown in Figure 4, temperature stability is improved and current detection accuracy is improved. It can be improved. Furthermore, the voltage drop of the transistor can be reduced, improving efficiency or reducing the output impedance of the power supply.
［発明の効果］
以上から明らかなように、本発明によれば、蓄電池の充
電電圧を充電状態および温度条件に応じて制御しつつ蓄
電池の充電を行なう蓄電池充電装置において、前記蓄電
池の充電電圧に通した温度補償計数を設定する手段を設
け、設定された温度補償計数を用いて前記温度条件を補
償しつつ充電電圧を制御する構成を採用しているので、
トリクル充電への切り換え時などの充電電圧切り換え時
に適切な温度補償を行なうことができ、充電電圧により
過充電、充電不足などを生じることなく適切な充電条件
を設定できるという優れた効果がある。[Effects of the Invention] As is clear from the above, according to the present invention, in the storage battery charging device that charges the storage battery while controlling the charging voltage of the storage battery according to the charging state and temperature conditions, the charging voltage of the storage battery is controlled. Since a configuration is adopted in which a means for setting a temperature compensation factor through which the battery is passed is provided, and the charging voltage is controlled while compensating for the temperature condition using the set temperature compensation factor,
Appropriate temperature compensation can be performed when switching the charging voltage such as when switching to trickle charging, and this has the excellent effect of setting appropriate charging conditions without causing overcharging or undercharging depending on the charging voltage.
第１図は本発明による蓄電池充電装置を示す回路図、第
２図〜第４図は第１図の回路の変形例をそれぞれ示した
回路図、第５図は従来装置の回路図、第６図は従来装置
の充電制御特性を示した線図、第７図は充電時の電流／
電圧変化を示した線図、第８図は鉛電池の適切な温度補
償特性を示した線図である。
ＯＰ１〜ＯＰ４・・・オペアンプ
Ｑ１〜Ｑ３、Ｑ６、Ｑ７・・・トランジスタＺＤ１・・
・ツェナーダイオード
ＴＨ・・・サーミスタ
Ｂ・・・蓄電池
大電装工の田躇ゼ
第１図
犬ｆ１ｆｆｉ／１回路画
第２図
犬霞致１の回路区
第３図
大電候工の回陽凶
第４図
イ；！、＃ＡＡ１ ｆ）ω隆菌
第５図
第６図FIG. 1 is a circuit diagram showing a storage battery charging device according to the present invention, FIGS. 2 to 4 are circuit diagrams showing modifications of the circuit in FIG. 1, FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional device, and FIG. The figure is a diagram showing the charging control characteristics of the conventional device, and Figure 7 shows the current/charging characteristics of the conventional device.
FIG. 8 is a diagram showing voltage changes, and FIG. 8 is a diagram showing appropriate temperature compensation characteristics of a lead-acid battery. OP1 to OP4...Operational amplifier Q1 to Q3, Q6, Q7...Transistor ZD1...
・Zener diode TH...Thermistor B...Storage battery Electrical engineer's diagram 1 f1ffi/1 circuit drawing Figure 2 Inukasumi 1's circuit section Figure 3 Large electrical engineer's turnaround Figure 4 I;! , #AA1 f) ω Ryu Bacteria Figure 5 Figure 6
Claims (1)
て制御しつつ蓄電池の充電を行なう蓄電池充電装置にお
いて、前記蓄電池の充電電圧に適した温度補償計数を設
定する手段を設け、設定された温度補償計数を用いて前
記温度条件を補償しつつ充電電圧を制御することを特徴
とする蓄電池充電装置。1) In a storage battery charging device that charges a storage battery while controlling the charging voltage of the storage battery according to the charging state and temperature conditions, a means for setting a temperature compensation factor suitable for the charging voltage of the storage battery is provided, and the set temperature A storage battery charging device characterized in that a charging voltage is controlled while compensating for the temperature condition using a compensation factor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63173794A JPH0226234A (en) | 1988-07-14 | 1988-07-14 | Charger for storage battery |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63173794A JPH0226234A (en) | 1988-07-14 | 1988-07-14 | Charger for storage battery |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0226234A true JPH0226234A (en) | 1990-01-29 |
Family
ID=15967278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63173794A Pending JPH0226234A (en) | 1988-07-14 | 1988-07-14 | Charger for storage battery |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0226234A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010068579A (en) * | 2008-09-09 | 2010-03-25 | Panasonic Corp | Charge control device |
| US8492486B2 (en) | 2005-12-23 | 2013-07-23 | 3M Innovative Properties Company | Adhesive compositions |
-
1988
- 1988-07-14 JP JP63173794A patent/JPH0226234A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8492486B2 (en) | 2005-12-23 | 2013-07-23 | 3M Innovative Properties Company | Adhesive compositions |
| JP2010068579A (en) * | 2008-09-09 | 2010-03-25 | Panasonic Corp | Charge control device |
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