JPH02161620A

JPH02161620A - 自動利得制御装置

Info

Publication number: JPH02161620A
Application number: JP63315953A
Authority: JP
Inventors: Naoshi Mizuguchi; 直志水口
Original assignee: Asahi Kogaku Kogyo Co Ltd
Current assignee: Pentax Corp
Priority date: 1988-12-14
Filing date: 1988-12-14
Publication date: 1990-06-21
Also published as: US5153865A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は光デイスク装置におけるトラッキングサーボ装
置又はフォーカスサーボ装置に用いて好適な自動利得制
御装置に関する。

〔従来の技脩〕

光ディスクには種々の種類があるが、プリグループとし
て形成されたトラック」二に物理的にピット（穴）を形
成することにより情報を記録する形式のものが規格化さ
れている。この形式の光ディスクにおいてはトラックが
スパイラル状に形成され、各トラックは複数のセクタに
区分されている。そして各セクタにはデータの記録に先
き立ち、所定のプリフォーマット信号が予め記録されて
おり、データはプリフォーマット領域の後に記録される
。

第２図ａはプリフォーマツ（−領域の再生信号の波形図
を模式的に表わしている。同図においてＳＭはセクタマ
ークであり、プリフォーマット領域からの再生信号の開
始点を表わしている。ＶＦＯは後続するＩＤ信号（セク
タアドレス、エラー検出コード等を含む）の再生に必要
なりロックを生成するための信号である。ＶＦＯとＩＤ
は３回繰り返して記録されている。、ＶＦＯはディスク
に記録される信号（データを含む）のうち最も高い周波
数の信号として規定されている。ＯＤＦはｌ−ラッキン
グサーボ回路の電気的オフセットを調整するだめの信号
である。ＯＤＦは鏡面部（プリグループの非形成部）ど
して予め形成されるのでミラーマークとも称される。Ｏ
ＤＦにおける信号は鏡面部からのレベルとなるのでプリ
グループ上の無信号部のレベル（ランドレベル）より大
きくなる、第２図ｇの再生ＲＦ信号を時間軸を縮めて表
わすと同図すに示すようになる。

一方トラッキングエラー信号（ＴＢ−ＴＡ）を生成する
ためトラックの左右に配δされた受光素子から出力され
る信号ＴＡとＴ　Ｂは、ＲＦ倍信号異なり周波数帯域が
狭いので再生データは含まないが、信号記録部において
そのレベルが低下するので第２図Ｃのようになる。

ＲＦ倍信号信号ＴＡ（ヌばＴＢ）をさらに時間軸を縮め
て表わすと、第２図ｄ、ｅに示ずようＬＪなる、第２１
ｊｌ　ｅの（Ｎ＋１．）セクタに示すように、ブリフォ
ーマツｊ−領域に続くコ、−ザ領域にもイご号が記録さ
れていると、その領域においても信号ＴＡ、ＴＢのレベ
ルが低下する。

このように信号ＴＡ、ＴＢのレベルがイｇ号記録部にお
いて低下するため６両者の差より生成さ力。

るｉ・ラッキングエラー信号（ＴＢ−ＴＡ）の信号記録
部のレベルが低下してしまう。つまりトラッキングザー
ボの利得が信号記録部において非信号記録部より小さく
なったのと等しくなり、外乱に対して弱くなる、そこで
サーボ回路に自動利得制御（ＡＧＣ）回路を付加し、ト
ラッキングエラー信号の利得が信号記録部と未記録部に
よるレベル変化に影響されないように制御している。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで従来の自動利得制御装置においては。

再生ＲＦ信号（又は信号ＴＡとＴＢを加算した信号（Ｔ
Ａ＋ＴＢ））がそのまま信号記録部と非記録部における
レベル変化に対応しているものとして］−ラフキングエ
ラー信号の利得を調整するようにしていた。しかしなが
ら１・・ラッキングサーボがオフされ、ヘッドが所定の
トラックから他のトラックに相対的に高速移動する場合
においては、第２図ｆに示すように信号（ＴＡ＋ＴＢ）
のレベルが情報記録部と未記録部だけでなく、トラック
とトラック間においても変化する（トラッククロス成分
が発生する）ので、本来のディスクの情報記録部と未記
録部におけるレベルの変化を正確に検出することが困難
になる。その結果トラッキングサーボオフ時に１−ラッ
キングエラー信号゛（第２図ｇ）の利得を正確に制御し
ておき、ト・ラッキングサーボをオンしたときロックイ
ン動作が迅速かつ確実に行えるようにすることが困難に
なる。また再生ＲＦ信号のピークの数をカラン１−する
ことにより飛び越したトラックの数をカランＩ−する場
合、カウントが誤って行われるおそれが大きくなる。

本発明は斯かる状況に鑑みなされたもので、本来の信号
記録部と非記録部におけるレベル変化に正確に対応した
利得制御とトラッキングやフォーカスサーボの確実かつ
迅速なロックインを可能にするものである。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の自動利得制御装置は、記録媒体より再生さ汎た
再生信号から最も高い周波数の信号を分離する分離手段
と、分離手段により分離された信号を増幅する増幅手段
と、増幅手段の出力を再生信号に加算する加算手段と、
加算手段の出力のピークをホールドするピークホー・ル
ド手段と、［・ラッキングクロス成分と記録領域に対応
する成分を含む再生信号からピークホールド手段の出力
成分を減算する減算手段と、減算手段の出力に対応して
サーボにおけるエラー信号の利得を制御する制御手段と
を備える。

〔作用〕

再生信号から例えばタロツク等の最も高い周波数の信号
が分離され、この信号が元の再生信号とは別に増幅され
た後、再び元の再生信号に加算される。これにより高周
波成分のレベル低下が補償さぁ、た再生信号が得られる
。この補骸さ扛だ再生信号のピーク（負のピークとして
のボトムを含む）がさらにホールドされ、記録領域成分
を含まず、トラックロス成分のみを含む信号が生成され
る。

記録媒体より再生された記録領域成分とトラッククロス
成分を含む信号からこのホールド信号が減算され、トラ
ックを横切るときのトラッククロス成分が除去される。

残った記録領域成分（信号記録部と非記録部の変化成分
）を含む信号に対応してトラッキングやフォーカスサー
ボにおける利得が自動的に制御される。

従って正確な利得制御とトラッキングやフォーカスサー
ボの迅速かつ確実なロックイン動作が可能になる。

〔実施例〕

第１図及び第３図は本発明の自動利得制御装置を光デイ
スク装置に応用した場合のブロック図である。これらの
図において１５．１６．１７．１８及び３１は端子であ
り、第４図に示すような受光素子から出力された信号が
入力される。

すなわち半導体レーザ等の光源から出射され、光ディス
クに照射されたレーザビームは光ディスクにて反射され
る。反射ビームは途中で２本のビームに分割され、一方
は第４図（ａ）に示すように４分割された受光素子ＡＬ
乃至Ｄｉに入射される。

他方のビームは所謂プッシュプル法によるトラッキング
サーボのためさらにトラック方向の左右に２分割され、
第４図（ｂ）に示す受光素子Ｅ２とＦ８に各々入射され
る。勿論レーザビームは一度に３本に分割することも可
能である、レーザビームの光路中にはシリンドリカルレンズ等の非
点収差発生手段が挿入されており、所謂非点収差法によ
りフォーカスエラー信号が生成されるようになっている
。従って受光素子Ａ□と０１の出力の和と、ＢｉとＤ□
の出力の和が、信号ＦＡ、ＦＢとして端子１５、］、６
に各々入力される。また受光素子Ｅ２とＦ２の出力が、
各々信号ＴＡ、ＴＢとして端子］、７．１８に入力され
る。さらに受光素子Ａ１乃至Ｄ□、Ｆ２及びＦ２の出力
の和がＲＦ倍信号して端子３１に入力される。勿論これ
らの信号は必要に応じて増幅さ九た後、各端子に供給さ
れる。

第１図において端子３１に入力された信号は２分割され
、一方はコンデンサＣ５０１、ＦＥＴＱ５０１、、抵抗
Ｒ５０２，５０３よりなる回路を介して演算増幅器０５
０１の反転入力端子に入力される。ＲＦ倍信号他方はコ
ンデンサＣ５０３を介１．１：抵抗Ｒ５０４、インダク
タンスＬ５０１、コンデンサＣ５０４よりなるバンドパ
スフィルタに入力される。このバンドパスフィルタの中
心周波数は最も高い信号の周波数（実施例の場合ＶＦＯ
の周波数）に略一致するように設定されているので、″
トランジスタＱ５０２のベースにはＶＦＯ信号が分離入
力される。トランジスタＱ５０２はこのＶＦ○信号を反
転増幅して演算増幅器０５０１の非反転入力端子に供給
する。

図示せぬマイクロコンピュータはヘッドのディスク半径
方向の位置に対応した利得制御（ＧＣ）信号を出力する
。この信号ＧＣは第５図に示す回路により生成される。

すなわちマイクロコンピュータはヘッドのディスク半径
方向の位置に対応したコン］・ロールデータを出力する
。このコントロールデータがＤ／Ａ変換され、端子５２
に入力される。コントロールデータは抵抗Ｒ６０１，コ
ンデンサＣ６０１よりなる回路により積分された後、バ
ッファとしての演算増幅器０６０１より出力される。ま
たマイクロコンピュータは所定のタイミングで端子５】
に信号−ＧＳＰを出力する。端子５１の信号が論理りに
なったときインバータ（抵抗付トランジスタ（例えば商
品名デジトラ））Ｉ２Ｏ３，６０２を介してＦＥＴＱ６
０１のゲートに論理りが入力され。

ＦＥＴＱ６０１はオンする。その結果演算増幅器０６０
】の出力がコンデンサＣ６０２に充電される。端子５１
の信号が論理Ｈに反転すると、ＦＥＴＱ６０１がオフす
るので、コンデンサＣ６０２は充電電圧を保持する。こ
の保持電圧が演算増幅器０６０２．０６０３．ＦＥＴＱ
６０２に：より増幅され、端子３８に信号ＧＣとして出
方される。

この信号ＧＣが第１図の端子３８に供給される。

端子３８に入力される信号Ｇｃに対応してＰＩＮダイオ
ードＤ５０２の抵抗値が変化する。ＰＩＮダイオードＤ
５０２はコンデンサＣ３０Ｇと抵抗Ｒ５０７を介してト
ランジスタＱ５０２のエミッタに接続され、またこのエ
ミッタにはＦＥＴＱ５０３と抵抗Ｒ５０８が接続されて
いる。従って信号ＧＣに対応してトランジスタＱ５０２
のエミッタの合成抵抗値が変化し、これによりトランジ
スタＱ５０２の増幅度が制御される。

光ディスクはＣＡＶ方式で１６るため、同一周波数の信
号でも内外周でピットの長さが変化する。

内周になる程また周波数が高くなる程ビットの長さは短
くなり、回折による信号の減衰がそれだけ大きくなる。

その結果ディスク外周部におけるプリフォーマット部の
ＲＦ倍信号第６図すに示すようであったとすると、内周
部におけるＲＦ倍信号同図ａに示すようになる、このようにディスクの内夕）周で高周波成分のレベル低
下の程度が変化するが、ディスク半径方向の位置に対応
してトランジスタＱ５０２の増幅度が制御されるので、
この変化は補正される。

演算増幅器０５０】はその反転入力端子と非反転入力端
子に入力された信号の差を演算する。しかしながら面入
力端子におｔづるＶＦＯは逆相となっているので、ＶＦ
Ｏについては加算となる。従って演算増幅器０５０１は
第７図ａに示すようにＶＦＯ成分のレベルが低下した状
態で端子３１より入力される信号を、同図すに示ずよう
にＶＦＯのレベルの低下を補償して出力する。この再生
ＲＦ信号の一部はプリフォーマツｌ−信号を読み取るた
め端子３３から図示せぬ読取回路に供給さ力、る。

またこの再生ＲＦ信号はトランジスタＱ５０３゜５０４
を有する増幅回路により増幅され、さらにダイオードＤ
５０５．５０６，５０７、コンデンサＣ５１０、抵抗Ｒ
５１９，５２０を備えるピークホールド回路に供給さ力
、る。トランジスタＱ５０３から出力された信号のレベ
ルが大きいときダイオードＤ５０５が導通し、その信号
に対応したＩノベルがコンデンサＣ５１０に充電される
。出力信号の１ノベルがコンデンサＣ５１０に充電した
電圧より低下したときダイオードＤ５０５が非導通とな
る。このときコンデンサＣ５１０の充電電圧がＦＥＴＱ
５０４のゲートに出力されるとともに、次のピークのホ
ールドのためダイオードＤ５０７と抵抗Ｒ５２０を介し
て徐々に放電さ九る２このようにしてＦＥＴＱ５０４の
ゲー１−には第７図Ｃに示すようにピークをホールドし
た信号が入力される。

第７図ａ乃至ＣのＲＦ倍信号波形図を時間軸を縮小して
表わすと第８＠Ａ乃至Ｃに示すようになる。すなわちフ
ォーカスサーボがオンにされ、トラッキングサーボがオ
フにされた状態で端子３１に入力されるＲＦ倍信号第８
図Ａ）は、トラックを横切るときのトラッククロス成分
と、ＶＦＯ等の高周波信号が記録されている領域と記録
されていない領域におけるレベル変化成分とを含んでい
る。

これに対して演算増幅器０５０１の出力（第８図Ｂ）は
ＶＦＯのレベル低下を補償した信号となっている。コン
デンサＣ５１０はこの信号をピークホールドするので、
その出力は第８図Ｂの信号の上側のエンベロープに対応
した信号（第８図Ｃ）となる。

尚ピークホールド回路は入力される信号の極性によって
は負のピークとしてのボトムをホールドするように構成
することも可能である。

ＦＥＴＱ５０４はそのゲートに入力された信号（第８図
Ｃ）を増幅し、抵抗Ｒ５１７，５１８、コンデンサＣ５
１１からなるローパスフィルタに出力する。このローパ
スフィルタはピークホールドによって生じた不要なノイ
ズ成分を除去するとともに、ＲＦ倍信号周波数帯域（例
えば］−ＯＭ　［１ｚ程度）をサーボ帯域（例えば５０
　Ｋ　Ｈｚ程度）に制限して演算増幅器０５０２の非反
転入力端子に出力する（第８図Ｄ）。

演算増幅器０５０１は反転増幅器を構成するため、端子
３］に入力されたＲＦ倍信号第９図Ａ）は反転増幅され
て出力される（第９図Ｂ）。入力信号の！ノベルが大き
いとき（ＯＤＦのとき）ダイオードＤ５０１がオンし、
コンデンサＣ５０１はダイオードＤ５０１．抵抗Ｒ５０
１の径路で充電され。

ＯＤＦ以外のときコンデンサ０５０１の充電電圧は抵抗
Ｒ５０２，５０３，５０４を含む糸路で徐々に放電され
る。従って演算増幅器０５０１−の出力（第９図Ｂ）は
負のピーク（ボ１−ム）としてのＯＤＦが所定電位にク
ランプされる波形となる。これによりディスク上の反射
膜の形成ムラ等に起因して鏡面部としてのＯＤＦの反射
率にバラツキがあったとしても、その再生１ノベルが所
定の範囲内に保持される。

クランプの放電時定数は、第９図Ｂ′に示すように演算
増幅器０５０１の出力が歪まない程度の値に設定される
６０ＤＦはセクタ毎に発生するので、各セクタ毎のＯＤ
Ｆの反射率のバラツキが許容範囲内になるよう１，５時
定数が設定される。

また抵抗Ｒ５０１は充電時における波形歪の発生を防止
するものであり、その値を大きくする程歪は抑制される
が５時定数が人ぎくなるのでそれだけ応答が遅くなる。

そこでその値も適当な所定値に設定される。

演算増幅器０５０１より出力されたＶＦＯ成分のレベル
低下が補償された再生信号（第１０図Ｂ）は、インダク
タンスＬ５１１、コンデンサＣ５２４、抵抗Ｒ５５０よ
りなるバンドイジェクトフィルタ、１−ランジスタＱ５
０８、ＦＥＴＱ５０７を介して演算増幅器０５０３を有
する増幅回路にも供給される。バンドイジェクトフィル
タの中心周波数は上述したバンドパスフィルタと同様Ｖ
ＦＯと略一致する周波数に設定されており、これにより
１−ランジスタＱ５０２で増幅したＶＦＯが後段の回路
においてミラーマークとして誤検出さ九るのが防止され
る。

演算増幅器０５０３を含む増幅回路は可変抵抗Ｒ５６４
によりＯＤＦ成分を特に大きく増幅し、他の部分を飽和
させるようにするので、その出力は第３０図丁、に示ず
ようになる。

演算増幅器０５０３から高いレベルの信号が出力される
と、ダイオードＤ５１５を介してコンデンサＣ５７２が
充電される。ミラーマーク（Ｏｒ〕Ｆ）のレベルが最も
大きく、他の信号のレベルはミラーマークより小さいか
ら、ダイオードＩ）　５１５はミラーマーク以外の信号
のときオフする。このときコンデンサＣ５２７は充電電
圧は抵抗Ｒ５５５を介して放電する。このようにしてコ
ンデンサＣ５２７の端子電圧は、ミラーマーク発生時高
レベルとなり、次のミラーマークが発生するまで徐々に
レベルが低下する所謂鋸歯状波となる（第１０図Ｎ）。

コンデンサＣ５２７の充電電圧は、Ｆ　Ｅ　Ｔ　Ｑ　５
０９を介してコンデンサＣ５２８，抵抗Ｒ５５７，５５
８を有する微分回路に入力され、微分される（第１０図
０）。微分回路の出力は演算増幅器０５０４よりなるコ
ンパレータに入力され、抵抗Ｒ５６０で設定する基準電
圧ｖ１と比較される。従って演算増幅器０５０４はミラ
ーマークが検出される度に所定幅の論理ｌ（のパルス（
第１０図Ｐ）を出力する。このパルスの幅は抵抗Ｒ５５
９、コンデンサＣ５２９により設定されている。

演算増幅器０５０３の出力（第３−０図ｒ、）をコンデ
ンサＣ５２７によりピークホールドせずにそのまま微分
すると、微分出力は第１０図Ｍに示すように多くのノイ
ズ成分を含むことになる。その結果ミラーマークの正確
な検出が困難になる。そこでピークホールドすることに
よりノイズ成分を抑圧するのが好ましい。

演算増幅器０５０４より論理Ｈのパルス（第１０図Ｐ）
が出力されたときトランジスタＱ５１１がオフする。こ
れによりそれまで（ミラーマークが検出されていないと
き）オフしていたダイオードＤ５０６がオンし、コンデ
ンサＣ５１０に充電されていた電圧がダイオードＤ５０
６、抵抗Ｒ５１９の経路で放電される。すなわちミラー
マークによる電圧がコンデンサＣ５１０に充電されるこ
とが防止されるか、充電されたとしても速やかに放電さ
れる。

仮りにこのミラーマーク（ＯＤＦ）による充電を阻止し
ないとすると、コンデンサＣ５１０と５１１の出力は第
８図ＣとＤに破線で示すような波形となる。後述する信
号（ＴＡ＋ＴＢ）は周波数帯域が狭い（精々５０　Ｋ　
Ｈｚ　）から、このミラーマーク成分を包含していない
。後述するようにこの信号（ＴＡ、＋ＴＢ）とＶＦＯの
レベル低下を補償した信号から信号記録部と朱記録部の
レベル変化にのみ対応した信号を生成するので、ミラー
マークによる充電を阻止しないと、その生成信号にこの
ミラーマーク成分が包含されてしまうことになる。しか
しながら本発明においてはミラーマーク検出時において
コンデンサＣ５１０によるピークホールドの時定数を極
端に小さくしているので、そのようなことが防止される
。

演算増幅ｍ０５０２、コンデ：／すＣ５１２，１−ラン
ジスタＱ５０５及び５０６を含む回路は、入力信号（第
８図Ｄ）のピークを所定の基準電圧にクランプ（レベル
シフト）する回路である。

この回路の動作を第１１図を参照して説明すると、クラ
ンプする基準電圧Ｖ、は抵抗Ｒ５３４に接続された可変
抵抗Ｒ５３５を調整することにより設定される。この基
＊電圧が端子３７とトランジスタＱ５０５のベースに供
給されている。

演算増幅器０５０２の入力（第１１図Ｄ）、従ってその
出力（第１１図Ｅ）が上昇すると、ダイオードＤ５０８
を介してトランジスタＱ５０５のエミッタのレベルが上
昇し、抵抗Ｒ５３３を流れる電流のうちトランジスタＱ
５０５に分流する成分が減少して、トランジスタ０５０
６を分流する成分が増加する。その結果抵抗Ｒ５３７の
端子電圧（演算増幅器０５０２の反転入力端子の電圧）
が上昇し、演算増幅器０５０２の出力が低下する。トラ
ンジスＱ５０５のベース電圧Ｖ、はエミッタ電圧より電
圧Ｖｂｅだけ大きく、また演算増幅器０５０２の出力の
電圧は、トランジスタＱ５０５のエミッタ電圧よりダイ
オードＤ５０８の順方向電圧だけ大きい。電圧Ｖｂｅと
順方向電圧が略等しいので、演算増幅器０５０２の出力
信号のピークはトランジスタＱ５０５のベース電圧Ｖ、
にクランプされる（第１１図Ｅ）。演算増幅器０５０２
の出力は端子３４に信号子Ｔ　ＣＲ（Ｔ＋）として供給
され机端子３４．３７に供給された信号は第３図の同一符号の
端子から演算増幅器○１０７の非反転入力端子と反転入
力端子とに各々入力される。演算増幅器０１０７は信号
子ＴＣＲからクランプ基準電圧Ｖ、を減算した信号を出
力する。トラッキングサーボがオンになっているとき、
図示せぬマイクロコンピュータ等より端子３５に−ＯＮ
　　ＴＲＫ信号（トラッキングサーボがオンの時論理し
、オフのとき論理Ｈの信号）が入力されている。その結
果トラッキングサーボがオフの時インバータ１１０２．
１０３を介してＦＥＴＱＩＯＩがオンとなり、演算増幅
器０１０７の出方が抵抗Ｒ１８６，１７１を介して演算
増幅器０１０５０反転入力端子に入力される。演算増幅
器０１０５の非反転入力端子には、端子〕、７．１８よ
り入力された信号ＴＡ、ＴＢが、演算増幅器０１０４に
より加算された信号（ＴＡ＋ＴＢ）が入力されている。

その結果演算増幅器０１０５は信号（ＴＡ＋ＴＢ）がら
信号子ＴＣＲより基準電圧ｖＥを除去した信号を減算す
る。信号（ＴＡ＋ＴＢ）は信号記録部と未記録部の変化
成分とトラッククロス成分を含んでいる。これに対して
信号→−ＴＣＲより直流成分Ｖ、を除去した信号は信号
記録部と未記録部の変化成分を含まず、トラッククロス
成分のみを含んでいる。その結果演算増幅器０１０５の
出方は、（ｉ号記録部と未記録部のレベル変化に対応し
た信号となる。

以上のことを第］】図を参照してさらに説明する。いま
フォーカスサーボがオンの状態でトラッキングサーボが
オフとされ、ヘッドがディスク半径方向に相対的に高速
移動されているとすると、再生ＲＦ信号はトラックを横
切る毎に大きなレベルとなる。またプリフォーマット部
及びデータ記録部ではレベルが低下するので、演算増幅
器ｏ１０４の出力（ＴＡ十ＴＢ）は第１１図Ｇに示すよ
うになる。演算増幅器０１０４は広帯域増幅器ではない
ので信号（ＴＡ十ＴＢ）は信号記録部でレベルが低下し
ているが、データは含んでいない（これに対して演算増
幅器０５ｏ１が出力するＲＦ倍信号データも含んでいる
）６一方演算増幅器０５０２の出力（＋　Ｔ　ＣＲ）は
信号記録部におけるレベル低下分が補ａ（穴埋）されて
いるので、第１１図Ｅに示すようになる。さらに補償信
号（第１１図Ｅ）から直流分ｖＥを除去した演算増幅器
０１０７の出力は第１１図Ｆに示すようになる。従って
演算増幅器０１０５の出力は、第１】図Ｇの信号（１・
ラッククロス成分と、信号記録部及び未記録部の変化成
分とを含む）から第１１図Ｆの信号（Ｉ−ランククロス
成分のみを含む）を減算するので、第１１図Ｈに示すよ
うに第１１図Ｇの信号の直流成分（信号記録部と未記録
部の変化成分だけの信号）となる。基準電圧ｖＥは信号
子ＴＣＲの直流バイアスを所定の値に設定するものであ
り、零Ｖに設定された場合演算増幅器０１０　’７は不
要となる。

演算増幅器０１０５の出力信号（第１１−図Ｈ）がトラ
ッキングサーボの利得制御用ＩＣ１０２の端子■、に入
力される。また丁ｃ１０２の端子工、には演算増幅器０
１０８により演算された信号ＴＡとＴＢの差信号（ＴＢ
−ＴＡ）が入力されている。

ＩＣ１０２はこの差信号（ドラッギングエラー信号）（
第１１図Ｊ　）のレベルを端子工。から入力された制御
信号で割算し、端子■、から出力する。従って演算増幅
器０１０５が出力する制御信号のレベルが減少（増加）
すれば端子■、の出力信号の利得は増加（減少）する。

端子■、から出力された４１号が演算増幅器０１０６に
より増幅され、端子４３よりトラッキングエラー信号Ｔ
−（第１１図ｋ）とｌ、て信号子ＴＣＲとともに図示せ
ぬトラッキングサーボ回路に出力される。

一方端子１５．１６に入力された信号ＦＡとＦＢの差（
ＦＢ−ＦＡ）が演算増幅器Ｏ］０１により演算され、抵
抗Ｒ１０５を介してフォーカスサーボの利得制御用ＩＣ
ｌ０Ｉの端子Ｉ、に入力される。またＩＣｌ０Ｉの端子
工、には演算増幅器０】０４の出力が入力さ扛ている。

ＩＣｌ０Ｉは端子■、より入力される制御信号により端
子Ｉ０に入力されるエラー信号を割算し、端子■、がら
出力する。端子工、から出力された信号は演算増幅器０
１０３により増幅された後、端子４２かｌ）フォーカス
エラー信号（Ｆ−）としで図示せぬフォーカスサーボ回
路に供給される。

また演算増幅器０１０４の出力は、演算増幅器０１０２
を有するコンパレータにより抵抗Ｒ】１］５．１１２で
設定される基準電圧と比較され、フォーカス範囲を示ず
信号ＦＯＣＵＳ　　ＺＯＮＥ（Ｆ＋）とし・て端子４１
よりフォーカスサーボ回路に出力される。

尚以−４二のＡＧＣ動作はヘッドを意図的に所定のトラ
ックから他の１−ラックに高速移動させるシーク時ある
いは】トラックだけジャンプする時だけでなく、起動直
後等、ヘッドを特にディスク半径方向に移動させてはい
ないが、ディスクの偏芯により、相対的にヘッドがトラ
ックを横切ることになる場合においても実行される。

また上記実施例においては演算増幅器０１０５の出力に
よりトラッキングエラー４４号の利得だけを制御するよ
うにしたが、フォーカスエラー（ｉ号の利得を制御する
ようにすることもできる。

〔発明の効果〕

以上の如く本発明によればトラッキングサーボオフ時に
おいて、記録媒体より再生される信号のうち最も高い周
波数成分を分離し、そのレベル低下を補償して信号記録
部と未記録部の変化成分を含まず、トラッククロス成分
のみを含む信号を生成し、この信号と、信号記録による
変化成分及びトラッククロス成分の両方を含む信号とか
らトラッククロス成分を相殺することにより、エラー４
４号の利得制御信号を生成するようにしたので、正確な
利得制御が可能になるとともに、トラッキングサーボを
オンした時ロックイン動作を確実かつ迅速に行・うこと
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の自動利得制御装置を光デイスク装置に
応用した場合のブロック図、第２図は従来の光ディスクの再生信号の波形図、第３図
は本発明の自動利得制御装置を光デイスク装置に応用し
た場合のブロック図、第４図は本発明の受光素子の平面図、第５図は本発明のコントロール信号を生成する装置のブ
ロック図、第６図は本発明の光ディスクの再生ＲＦ信号の波形図、第７図、第８図、第９図及び第１０図は第１−図のブロ
ック図中の信号の波形図第１１図は第１図及び第３図のブロック図中の信号の波
形図である。１５、１６、１７、１８、３１、３３、３４．３５．４
１．４２．４３・・・端子Ｒ５０４・・・抵抗Ｌ５０１・・・インダクタンスＣ５０４，５１０・・・コンデンサ０１０１乃至】０８．５０１．５０２・・・演算増幅器Ｄ５０５．５０７・・・ダイオードＱ１０１・・・ＦＥＴＩＣｌ０Ｉ・・・フォーカスサーボの利得制御用ＣｌＣｌＯ２・・・トラッキングサーボの利得制御用ＩＣ以上特許出願人　力咀光学工業株式会社

Claims

【特許請求の範囲】記録媒体より再生された再生信号から最も高い周波数の
信号を分離する分離手段と、分離手段により分離された信号を増幅する増幅手段と、増幅手段の出力を再生信号に加算する加算手段と、加算手段の出力のピークをホールドするピークホールド
手段と、トラッキングクロス成分と記録領域に対応する成分を含
む再生信号からピークホールド手段の出力成分を減算す
る減算手段と、減算手段の出力に対応してサーボにおけるエラー信号の
利得を制御する制御手段とを備える自動利得制御装置。