JPH02142379A - 誘導電動機の速度制御装置 - Google Patents
誘導電動機の速度制御装置Info
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- JPH02142379A JPH02142379A JP63290018A JP29001888A JPH02142379A JP H02142379 A JPH02142379 A JP H02142379A JP 63290018 A JP63290018 A JP 63290018A JP 29001888 A JP29001888 A JP 29001888A JP H02142379 A JPH02142379 A JP H02142379A
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- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims abstract description 40
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 claims abstract description 20
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 4
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は誘導電動機の速度制御に係り、特に速度検出器
を用いずに高性能な速度制御を行うに好適な制御装置に
関する。
を用いずに高性能な速度制御を行うに好適な制御装置に
関する。
従来、誘導電動機を高性能に速度制御する方式にベクト
ル制御がある。これは電動機の１次電流を励磁電流と２
次電流に分けて制御し、２次磁束と２次電流の各ベクト
ルを直交させることで、２次電流に応じてトルク及び速
度を制御するものである。この種の方式としては例えば
特開昭６０−１６５９８２号並び特開昭６０−１３１０
８６号が挙げられる。
ル制御がある。これは電動機の１次電流を励磁電流と２
次電流に分けて制御し、２次磁束と２次電流の各ベクト
ルを直交させることで、２次電流に応じてトルク及び速
度を制御するものである。この種の方式としては例えば
特開昭６０−１６５９８２号並び特開昭６０−１３１０
８６号が挙げられる。
しかし、上記従来技術において特に後者に挙げた方式で
、速度検出器を用いず、１次電流の電流成分を検出し２
次電流に相当する成分１１ｑに基づいて電動機のすべり
を演算し、それにより速度を制御するものにおいては高
精度な速度制御が得られないという問題がある。それは
ｒｔｑの検出値にトルク電流成分の他に鉄損電流が含ま
れることが原因することがわかった。すなわち、鉄損電
流はトルク発生に寄与しないのにもかかわらず、これを
含む１１ｑの検出値でもってすベリを演算しているため
に実際値との間に誤差が生じ、速度制御精度が悪くなる
。さらに鉄損電流は運転周波数に関係し、周波数が高く
なる程速度精度が悪くなるという問題がわかった。
、速度検出器を用いず、１次電流の電流成分を検出し２
次電流に相当する成分１１ｑに基づいて電動機のすべり
を演算し、それにより速度を制御するものにおいては高
精度な速度制御が得られないという問題がある。それは
ｒｔｑの検出値にトルク電流成分の他に鉄損電流が含ま
れることが原因することがわかった。すなわち、鉄損電
流はトルク発生に寄与しないのにもかかわらず、これを
含む１１ｑの検出値でもってすベリを演算しているため
に実際値との間に誤差が生じ、速度制御精度が悪くなる
。さらに鉄損電流は運転周波数に関係し、周波数が高く
なる程速度精度が悪くなるという問題がわかった。
また、軽負荷時においては、１１ｑ検出値に占める鉄損
電流の割合が大きくなるため、速度精度が一層悪くなる
ことはもちろんであるが、１１ｑの検出値に基づくすべ
り周波数の演算値が実際値よりも過大となるために、１
次周波数指令値が上昇し、過電圧が電動機に供給され過
大電流が流れるといった問題があった。
電流の割合が大きくなるため、速度精度が一層悪くなる
ことはもちろんであるが、１１ｑの検出値に基づくすべ
り周波数の演算値が実際値よりも過大となるために、１
次周波数指令値が上昇し、過電圧が電動機に供給され過
大電流が流れるといった問題があった。
本発明の目的は、速度検出器を用いずに、１次電流の検
出値のみで、鉄損を補正して高精度に誘導電動機を速度
制御することにある。
出値のみで、鉄損を補正して高精度に誘導電動機を速度
制御することにある。
上記目的は、インバータに接続される誘導電動機の鉄損
電流特性を１次周波数を変数とする関数で予らかしめ制
御装置内に設定しておき、運転周波数に応じた鉄損電流
値を１次電流より検出する励磁電流成分に直交な電流成
分から差し引くことで達成される。
電流特性を１次周波数を変数とする関数で予らかしめ制
御装置内に設定しておき、運転周波数に応じた鉄損電流
値を１次電流より検出する励磁電流成分に直交な電流成
分から差し引くことで達成される。
したがって、トルクに寄与する真の２次電流（トルク電
流）が１次電流より高精度に検出できるので、このトル
ク電流に基づいて演算されるすべり周波数に誤差が生じ
ないことから速度制御精度は向上する。また、軽負荷時
においてもすベリ周波数が適正に演算されるため、過励
磁にならない。
流）が１次電流より高精度に検出できるので、このトル
ク電流に基づいて演算されるすべり周波数に誤差が生じ
ないことから速度制御精度は向上する。また、軽負荷時
においてもすベリ周波数が適正に演算されるため、過励
磁にならない。
以下、本発明による実施例を説明する。第１図は本発明
の一実施例の構成を示す誘導電動機制御装置のブロック
図である。これは速度検出器を用いない電圧制御形ベク
トル制御インバータ袋口で１はパルス幅変調方式インバ
ータ（ＰｖＭ■Ｎｖ）であり、３相電圧指令演算器３か
らの電圧指令信号Ｖ”ｕ−ｗに基づいて誘導電動機２に
可変周波の交流電圧を供給する。４は電流検出器で積分
器５により１次角周波数指令ω１＊を積分して得られる
電圧位相信号θ傘を基準として誘導電動機１次電流ｌ
ｕ−１ｗよりｄ−ｑ軸直交座標系におけるｑ軸成分１ｔ
ｑを検出する。６はすベリ演算器で、ｑ軸成分の電流検
出値１１ｑから鉄損電流Ｌ＋＋を差し引いたトルク電流
工２に係数ｋｓを乗じてすべり角周波数ωＳを演算し、
ωＳと速度指令ω−との加算値より１次角周波数指令ω
１傘演算する。７は電圧指令演算器で、誘導電動機の電
動機定数（１次抵抗ｒｌ、漏れインダクタンスＬ６．１
次インダクタンスＬｌ）と励磁電流指令Ｉ １”ａ、と
ｑ軸成分電流検出値エエ９及び１次角周波数指令ω１串
より、直交座標系におけるｄ−ｑ軸成分の電圧指令ｖ１
−２Ｖ Ｉ Ｉ ｑ を演算する。８は関数器で１次角
周波数指令ω１１の入力に応じて鉄損電流Ｌｍが出力さ
れ、該出力Ｉｒ１１を前述したｑ軸成分電流検出値エエ
ッより減算する。
の一実施例の構成を示す誘導電動機制御装置のブロック
図である。これは速度検出器を用いない電圧制御形ベク
トル制御インバータ袋口で１はパルス幅変調方式インバ
ータ（ＰｖＭ■Ｎｖ）であり、３相電圧指令演算器３か
らの電圧指令信号Ｖ”ｕ−ｗに基づいて誘導電動機２に
可変周波の交流電圧を供給する。４は電流検出器で積分
器５により１次角周波数指令ω１＊を積分して得られる
電圧位相信号θ傘を基準として誘導電動機１次電流ｌ
ｕ−１ｗよりｄ−ｑ軸直交座標系におけるｑ軸成分１ｔ
ｑを検出する。６はすベリ演算器で、ｑ軸成分の電流検
出値１１ｑから鉄損電流Ｌ＋＋を差し引いたトルク電流
工２に係数ｋｓを乗じてすべり角周波数ωＳを演算し、
ωＳと速度指令ω−との加算値より１次角周波数指令ω
１傘演算する。７は電圧指令演算器で、誘導電動機の電
動機定数（１次抵抗ｒｌ、漏れインダクタンスＬ６．１
次インダクタンスＬｌ）と励磁電流指令Ｉ １”ａ、と
ｑ軸成分電流検出値エエ９及び１次角周波数指令ω１串
より、直交座標系におけるｄ−ｑ軸成分の電圧指令ｖ１
−２Ｖ Ｉ Ｉ ｑ を演算する。８は関数器で１次角
周波数指令ω１１の入力に応じて鉄損電流Ｌｍが出力さ
れ、該出力Ｉｒ１１を前述したｑ軸成分電流検出値エエ
ッより減算する。
次に制御の基本動作を第２図、第３図を加えて説明する
。第２図は誘導電動機の等価回路を示しており、第３図
はこの等価回路に基づいて表わしたベクトル図で、第３
図におけるｄ−ｑ軸は同期速度ω１で回転する直交座標
で、ｄ軸を２次磁束φ２ｄの方向に定める。電圧ベクト
ルｖ１は誘導起電力Ｅ工′ と電動機の内部インピーダ
ンス降下（（ｒｘ＋ｊ （ｌｌＩＬ８） Ｉｆ）の和
で与えられる。電圧ベクトルｖ１はｄ、ｑ軸成分で表わ
すと次式となる。
。第２図は誘導電動機の等価回路を示しており、第３図
はこの等価回路に基づいて表わしたベクトル図で、第３
図におけるｄ−ｑ軸は同期速度ω１で回転する直交座標
で、ｄ軸を２次磁束φ２ｄの方向に定める。電圧ベクト
ルｖ１は誘導起電力Ｅ工′ と電動機の内部インピーダ
ンス降下（（ｒｘ＋ｊ （ｌｌＩＬ８） Ｉｆ）の和
で与えられる。電圧ベクトルｖ１はｄ、ｑ軸成分で表わ
すと次式となる。
ここにＥｔ’＝ωｔＭ’ Ｉｔａ
Ｍ′は等価相互インダクタンス（”Ｍ２／Ｌ２）ＬＬ、
Ｌｚは１次、２次インダクタンス第１図の電圧指令演算
器７におけるＶ＋＋、Ｖｑの指令値（Ｖｄ”、 Ｖｑネ
）は（１）式の関係に従いＥｔの指令値及び内部インピ
ーダンス降下の推定値に基づいて演算される。
Ｌｚは１次、２次インダクタンス第１図の電圧指令演算
器７におけるＶ＋＋、Ｖｑの指令値（Ｖｄ”、 Ｖｑネ
）は（１）式の関係に従いＥｔの指令値及び内部インピ
ーダンス降下の推定値に基づいて演算される。
電圧形ＰＷＭインバータ１においては図示していないが
、正弦波の電圧指令Ｖ−〜Ｖ−と搬送波信号を比較して
得られるパルス幅変調信号に従い各相出力電圧が制御さ
れ、その基本波成分瞬時値はそれら電圧指令に比例して
制御されるため、電圧ベクトルｖ１はＶｄｎ、 Ｖｑ＊
に応じて制御される。
、正弦波の電圧指令Ｖ−〜Ｖ−と搬送波信号を比較して
得られるパルス幅変調信号に従い各相出力電圧が制御さ
れ、その基本波成分瞬時値はそれら電圧指令に比例して
制御されるため、電圧ベクトルｖ１はＶｄｎ、 Ｖｑ＊
に応じて制御される。
もし推定された内部インピダンス降下が実際値と一致し
ていれば、起電力Ｅ 工ｒ の大きさはその指令値に
一致し、その向きはｑ軸と一致する。この条件において
積分器５からの電圧位相０傘は磁束ベクトルφ２ａｃＥ
ｘ’に直交）の固定子Ｕ用軸からの回転角Ｏを表オ〕す
ものとなる。
ていれば、起電力Ｅ 工ｒ の大きさはその指令値に
一致し、その向きはｑ軸と一致する。この条件において
積分器５からの電圧位相０傘は磁束ベクトルφ２ａｃＥ
ｘ’に直交）の固定子Ｕ用軸からの回転角Ｏを表オ〕す
ものとなる。
上述のように誘導起電力Ｅ１ の向きがｑ軸に一致す
る条件において、電流検出器４における１次電流■１の
各軸成分Ｉｉｄ、Ｉｔｑは次式より演算される。
る条件において、電流検出器４における１次電流■１の
各軸成分Ｉｉｄ、Ｉｔｑは次式より演算される。
・・・（２）
ｌ ｕ−１ｗ ＊電動機１次電流
検出された１１ｄは第２図の等価回路における２次磁束
φｚ４に対応する励磁電流Ｘｏであり、１ｔｑは２次電
流Ｉ！’ と鉄損電流１ ｒｍの加算値に相当する。こ
こで、すべり周波数ω３は２次電流■２に比例すること
から、上記Ｉｚｑの検出値から鉄損電流■、を差し引い
た値Ｉ２’ よりωＳが推定でき、したがって係数Ｗ６
のすベリ係数ｋＳを１２′ に乗じてすべり周波数ω３
を演算し、速度指令ω−との加算値より１次局波数ω工
＊を制御する。これにより実際の回転速度ω、はその指
令値ω１拳に一致する。なお、鉄損電流Ｉ ｒｍはＩ２
’ とは異なりすベリに無関係で、１次周波数ωｌに依
存した大きさをもつ、したがって鉄損電流特性の関数器
８は予じめ適用する電動機の仕様に合せてω１を変数と
する関数で設定しておく必要がある。一般にＩ １ｄ特
性はω１の１．６〜２乗に比例することが知られている
ことからＩ ｒｍはに、ω１１・Ｃ〜２より演算でき、
係数に、の大きさを適用する電動機に応じて変更するだ
けでよい。
φｚ４に対応する励磁電流Ｘｏであり、１ｔｑは２次電
流Ｉ！’ と鉄損電流１ ｒｍの加算値に相当する。こ
こで、すべり周波数ω３は２次電流■２に比例すること
から、上記Ｉｚｑの検出値から鉄損電流■、を差し引い
た値Ｉ２’ よりωＳが推定でき、したがって係数Ｗ６
のすベリ係数ｋＳを１２′ に乗じてすべり周波数ω３
を演算し、速度指令ω−との加算値より１次局波数ω工
＊を制御する。これにより実際の回転速度ω、はその指
令値ω１拳に一致する。なお、鉄損電流Ｉ ｒｍはＩ２
’ とは異なりすベリに無関係で、１次周波数ωｌに依
存した大きさをもつ、したがって鉄損電流特性の関数器
８は予じめ適用する電動機の仕様に合せてω１を変数と
する関数で設定しておく必要がある。一般にＩ １ｄ特
性はω１の１．６〜２乗に比例することが知られている
ことからＩ ｒｍはに、ω１１・Ｃ〜２より演算でき、
係数に、の大きさを適用する電動機に応じて変更するだ
けでよい。
なお第１図では関数器８の入力信号にωＩＩを用いてい
るが、速度指令ω−を用いてもよく殆んど鉄損ｆ！流小
出力差は生じない。
るが、速度指令ω−を用いてもよく殆んど鉄損ｆ！流小
出力差は生じない。
以上、本実施例によれば１次電流の検出値よりトルクに
寄与する２次電流を精度良く検出できることから、それ
に応じて制御される速度制御の精度が向上する効果があ
る。なお従来は速度指令ω、傘に対する実速度ω、は鉄
損電流相当分ω１（＝に、・Ｔ 、、）だけ大きくなる
。また、０１分だけ１次周波数ω戸が大きくなることよ
り、それに比例して電圧指令が上がり軽負荷にもかかわ
らず過励磁となる。しかし本実施例ではトルクに寄与す
る２次電流ＩＺ ですべり周波数を演算するためすべ
りの推定精度は高く負荷の大きさにかかわらずω１を適
正に制御できることから上記過励磁現象が発生しないと
いう効果がある。
寄与する２次電流を精度良く検出できることから、それ
に応じて制御される速度制御の精度が向上する効果があ
る。なお従来は速度指令ω、傘に対する実速度ω、は鉄
損電流相当分ω１（＝に、・Ｔ 、、）だけ大きくなる
。また、０１分だけ１次周波数ω戸が大きくなることよ
り、それに比例して電圧指令が上がり軽負荷にもかかわ
らず過励磁となる。しかし本実施例ではトルクに寄与す
る２次電流ＩＺ ですべり周波数を演算するためすべ
りの推定精度は高く負荷の大きさにかかわらずω１を適
正に制御できることから上記過励磁現象が発生しないと
いう効果がある。
次に本発明の他の実施例を第４図より説明する。
第１図と異なるところは、すへり演算器６と鉄損電流の
関数器８を結合して、すべり係数を速度指令によって可
変する係数器９としｑ軸電流成分検出値Ｉｘｑ及び速度
指令ω−より１次局波数ω１ネを演算している。その係
数器９の可変係数はｋ Ｓ （１−に、′ ω１＊１・
Ｂ）であり、速度が大きくなるに従い係数値は減少する
ようになっている。
関数器８を結合して、すべり係数を速度指令によって可
変する係数器９としｑ軸電流成分検出値Ｉｘｑ及び速度
指令ω−より１次局波数ω１ネを演算している。その係
数器９の可変係数はｋ Ｓ （１−に、′ ω１＊１・
Ｂ）であり、速度が大きくなるに従い係数値は減少する
ようになっている。
本発明の実施例によっても前記第１図の実施例と同様な
効果が得られる他に、制御構成が簡単になるという効果
がある。
効果が得られる他に、制御構成が簡単になるという効果
がある。
本発明によれば、電動機１次電流に含まれるトルクに寄
与する電流成分を検出できるので、速度検出器を用いな
くても高精度な速度制御が得られるという効果がある。
与する電流成分を検出できるので、速度検出器を用いな
くても高精度な速度制御が得られるという効果がある。
第１図は本発明の一実施例の制御構成ブロック図、第２
図、第３図は本発明の動作説明図、第４図は本発明の他
の実施例を示した図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、２・・誘導電動機、４・・
・電流検出器、５・・・積分器、６・・・すべり演算器
、８・・・関数器。 第 図 ワ 第 図
図、第３図は本発明の動作説明図、第４図は本発明の他
の実施例を示した図である。 １・・・ＰＷＭインバータ、２・・誘導電動機、４・・
・電流検出器、５・・・積分器、６・・・すべり演算器
、８・・・関数器。 第 図 ワ 第 図
Claims (1)
- １、誘導電動機に可変周波の交流電圧を供給するインバ
ータ装置において、誘導電動機の１次電流を検出し、該
検出値を誘導電動機の同期角周波数で回転する回転磁界
の直交座標系の２つの成分Ｉ＿１＿ｄ及びＩ＿１＿ｄに
変換する手段、そして前記励磁電流成分Ｉ＿１＿ｄに直
交する電流成分Ｉ＿１＿ｑから前記誘導電動機の鉄損電
流を減算する手段、及び前記の減算結果の電流値を用い
て誘導電動機のすべり周波数を演算し、該演算値に応じ
てインバータの出力周波数を制御する手段を設けたこと
を特徴とする誘導電動機の速度制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63290018A JP2738721B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63290018A JP2738721B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02142379A true JPH02142379A (ja) | 1990-05-31 |
| JP2738721B2 JP2738721B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=17750724
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63290018A Expired - Lifetime JP2738721B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 誘導電動機の速度制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2738721B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02219489A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御方法 |
-
1988
- 1988-11-18 JP JP63290018A patent/JP2738721B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02219489A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2738721B2 (ja) | 1998-04-08 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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