JPH0213869A - 磁場センサを安定化させる装置 - Google Patents
磁場センサを安定化させる装置Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10B—ELECTRONIC MEMORY DEVICES
- H10B61/00—Magnetic memory devices, e.g. magnetoresistive RAM [MRAM] devices
-
- H—ELECTRICITY
- H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H10N59/00—Integrated devices, or assemblies of multiple devices, comprising at least one galvanomagnetic or Hall-effect element covered by groups H10N50/00 - H10N52/00
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
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- H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
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- Measuring Magnetic Variables (AREA)
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- Hydrogenated Pyridines (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Magnetic Means (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、磁場センサを安定化させる装置、更に詳細に
は、半導体材料から構成され、有効出力信号に比例した
出力信号を発生する磁場センサを安定化させる装置に関
する。
は、半導体材料から構成され、有効出力信号に比例した
出力信号を発生する磁場センサを安定化させる装置に関
する。
[従来の技術]
この種の装置は1例えば電力計に用いて電圧と電流の積
uN−iNを計算し、あるいは電圧uNを一定に保ちな
がら電流iNを測定するのに使用される。なお、uNは
電源供給網の電源電圧を示し、iNは電気エネルギの使
用者が使用する、あるいは使用者に供給される電流を示
す、電流iNは電流によって発生される磁束密度BNに
比例するので、磁場センサは磁束密度を求める場合には
、間接的に電流iNを測定する。磁場センサとして使用
されるホール素子の出力電圧uHはホール素子の供給電
流iと磁束密度の積1−BNに比例するので、ホール素
子に供給される電流iが電流電圧変換器によって電源電
圧uNに比例して発生される場合には、ホール素子も電
圧と電流の積UN−iNを形成する。
uN−iNを計算し、あるいは電圧uNを一定に保ちな
がら電流iNを測定するのに使用される。なお、uNは
電源供給網の電源電圧を示し、iNは電気エネルギの使
用者が使用する、あるいは使用者に供給される電流を示
す、電流iNは電流によって発生される磁束密度BNに
比例するので、磁場センサは磁束密度を求める場合には
、間接的に電流iNを測定する。磁場センサとして使用
されるホール素子の出力電圧uHはホール素子の供給電
流iと磁束密度の積1−BNに比例するので、ホール素
子に供給される電流iが電流電圧変換器によって電源電
圧uNに比例して発生される場合には、ホール素子も電
圧と電流の積UN−iNを形成する。
[発明が解決しようとする課題]
精密計器に磁場センサを使用する場合には、それなりに
長期間安定性が要求されるが、これは集積回路に組み込
む場合にそのままで保証されるものではない、特に半導
体材料から形成される磁場センサの長期間安定性は、半
導体材料の電荷担体濃度の小さな変化によっても損なわ
れる。
長期間安定性が要求されるが、これは集積回路に組み込
む場合にそのままで保証されるものではない、特に半導
体材料から形成される磁場センサの長期間安定性は、半
導体材料の電荷担体濃度の小さな変化によっても損なわ
れる。
磁場センサの半導体材料の電荷担体濃度の、例えばエネ
ルギギャップにおける「トラップ」による変化が直接磁
場センサの出力電圧に影響を与え、それによって長期間
安定性を損なう、製造工程のいずれかに不純なものが混
じると後にイオンが磁場センサの感応部分に拡散するこ
とにより、そこに電荷担体が発生し、それによって磁場
センサの感度に変化が生じる。長時間安定性を損なう上
記のような効果を減少させることについては、まだ何ら
の方法も開示されていない。
ルギギャップにおける「トラップ」による変化が直接磁
場センサの出力電圧に影響を与え、それによって長期間
安定性を損なう、製造工程のいずれかに不純なものが混
じると後にイオンが磁場センサの感応部分に拡散するこ
とにより、そこに電荷担体が発生し、それによって磁場
センサの感度に変化が生じる。長時間安定性を損なう上
記のような効果を減少させることについては、まだ何ら
の方法も開示されていない。
従って本発明の課題は、半導体材料の電荷担体濃度の小
さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及ぼす上記
の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく減少させ
ることのできる冒頭で述べた種類の装置を提供すること
である。
さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及ぼす上記
の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく減少させ
ることのできる冒頭で述べた種類の装置を提供すること
である。
[課題を解決するための手段]
上記の課題を解決するために本発明によれば、半導体材
料から構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発
生する磁場センサを安定化させる装置において、nを半
導体材料の電荷担体濃度。
料から構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発
生する磁場センサを安定化させる装置において、nを半
導体材料の電荷担体濃度。
δnを電荷担体濃度の時間的な変化として、有効出力信
号に対応した信号を係数(l+δn / n )に比例
した補正係数で掛算する補正回路を介して出力信号を得
る構成を採用している。
号に対応した信号を係数(l+δn / n )に比例
した補正係数で掛算する補正回路を介して出力信号を得
る構成を採用している。
[作用]
このような構成においては、補正回路により半導体材料
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δnが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく
減少させるこp−゛ と・できる、 ・ [実施例] 次に、本発明の実施例を図面に示し、以下で詳細に説明
する。なお、図面のすべての図において同一の記号は同
一の部材にないし素子を示している。
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δnが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく
減少させるこp−゛ と・できる、 ・ [実施例] 次に、本発明の実施例を図面に示し、以下で詳細に説明
する。なお、図面のすべての図において同一の記号は同
一の部材にないし素子を示している。
第8図と第11図に示す概略図は、各部の相対的な位置
関係を示すものであって、完全なものではない、特に、
端子、接点、配線及び被覆層などは示されていない、ま
た、各図において、磁場センサは、ホール素子から構成
されているものとす漬。
関係を示すものであって、完全なものではない、特に、
端子、接点、配線及び被覆層などは示されていない、ま
た、各図において、磁場センサは、ホール素子から構成
されているものとす漬。
すべての実施例において磁場センサは、電流iNに比例
する測定すべき磁束密度BN内に配置され、好ましくは
Nでドーピングされた材料から形成されている。磁場セ
ンサがホール素子であることを前提として、その出力電
圧は公知のホール電圧に等しく、次式が成り立つ。
する測定すべき磁束密度BN内に配置され、好ましくは
Nでドーピングされた材料から形成されている。磁場セ
ンサがホール素子であることを前提として、その出力電
圧は公知のホール電圧に等しく、次式が成り立つ。
UH(n)= (k/n) ・1−BN但し、k=
(g−s)/ (e−d)であって、(k/n)は、ホ
ール定数である。又、nは、磁場センサを形成している
半導体材料の電荷担体濃度(ドーピング濃度)、すなわ
ちNドーピング半導体材料から形成されたホール素子の
電子濃度、gは、ホール素子の幾何学的常数、Sは、ホ
ール漏れ係@(はぼ1に等しい)、eは、電子の電荷量
、dは、磁束密度BN方向のホール素子の厚さである。
(g−s)/ (e−d)であって、(k/n)は、ホ
ール定数である。又、nは、磁場センサを形成している
半導体材料の電荷担体濃度(ドーピング濃度)、すなわ
ちNドーピング半導体材料から形成されたホール素子の
電子濃度、gは、ホール素子の幾何学的常数、Sは、ホ
ール漏れ係@(はぼ1に等しい)、eは、電子の電荷量
、dは、磁束密度BN方向のホール素子の厚さである。
時間の経過に伴って磁場センサの電荷担体濃度がnから
n+δnに変化すると(δは電荷担体濃度nの時間的な
変化を示す)、ホール電圧は次のような新しい値をとる
。
n+δnに変化すると(δは電荷担体濃度nの時間的な
変化を示す)、ホール電圧は次のような新しい値をとる
。
uH(n+δn)
= [k/ (n+δn)]−1−BN=[n/(n+
δn)] ・ (k/n)・1−BN = [1/ (1+δn/n)] ・u H(n)・
・・(1) 本発明装置の有効出力信号は磁場センサの出力電圧に比
例し、従って変化したホール電圧u H(n+δn)に
比例するので、すべての実施例に右いてホール電圧に発
生する誤差を補償するためには、装置からの有効出力信
号に対応した信号に、(1+δn / n )に比例し
た補正係数を乗算しなければならない、この場合には装
置の有効出力信号はδn / nに無関係になる。この
ために装置の有効出力信号に対応した信号は装置内で補
正回路を介して装置の出力端子に導かれる。最初の2つ
の実施例と第5の実施例においては補正回路は、係数(
1+δn / n )に比例する変換比を有し、第3と
第4の実施例においては係数(1−δn / n )に
比例する変換比を有する。
δn)] ・ (k/n)・1−BN = [1/ (1+δn/n)] ・u H(n)・
・・(1) 本発明装置の有効出力信号は磁場センサの出力電圧に比
例し、従って変化したホール電圧u H(n+δn)に
比例するので、すべての実施例に右いてホール電圧に発
生する誤差を補償するためには、装置からの有効出力信
号に対応した信号に、(1+δn / n )に比例し
た補正係数を乗算しなければならない、この場合には装
置の有効出力信号はδn / nに無関係になる。この
ために装置の有効出力信号に対応した信号は装置内で補
正回路を介して装置の出力端子に導かれる。最初の2つ
の実施例と第5の実施例においては補正回路は、係数(
1+δn / n )に比例する変換比を有し、第3と
第4の実施例においては係数(1−δn / n )に
比例する変換比を有する。
最初の3つの実施例(第1図〜第3図を参照)において
は、本発明装置はそれぞれ少なくとも1つの磁場センサ
l、電圧電流変換器2、増幅器3、磁場センサ1の後段
に接続された変換器4から構成される。最初の3つの実
施例の補正回路は増幅器3であって、この増幅器の増幅
係数(ゲイン)は最初の2つの実施例においては係数(
l+δn / n )に比例し、第3の実施例において
は係数(l−δn / n )に比例する。
は、本発明装置はそれぞれ少なくとも1つの磁場センサ
l、電圧電流変換器2、増幅器3、磁場センサ1の後段
に接続された変換器4から構成される。最初の3つの実
施例の補正回路は増幅器3であって、この増幅器の増幅
係数(ゲイン)は最初の2つの実施例においては係数(
l+δn / n )に比例し、第3の実施例において
は係数(l−δn / n )に比例する。
本発明装置の次のすべての実施例において使用される変
換器4はそれぞれアナログデジタル変換器か、あるいは
電圧周波数変換器である。変換器4の出力電圧uAは、
常に本発明装置の出力電圧となる。従って磁場センサl
の出力電圧uHに比例する装置の有効出力信号は、変換
器4がアナログデジタル変換器である場合には、変換器
4から得られるデジタルの出力値に変換され、一方、変
換器4が電圧周波数変換器である場合には周波数fAの
信号に変換される。変換器4は2端子の基準電圧入力端
子5,6を有し、かつ変換器が電圧周波数変換器である
場合にはさらに基準周波数入力端子7も有する。変換器
4が電圧周波数変換器である場合には、その基準周波数
入力端子7が一定の基準周波数fOと接続されているも
のとする。変換器4の内部構造については詳しく説明し
ない、というのはアナログデジタル変換器及び電圧周波
数変換器は公知でかつ一般に使用されている電子回路で
あって、当業者はそれをよく知っておりかつ容易に入手
できるからである。
換器4はそれぞれアナログデジタル変換器か、あるいは
電圧周波数変換器である。変換器4の出力電圧uAは、
常に本発明装置の出力電圧となる。従って磁場センサl
の出力電圧uHに比例する装置の有効出力信号は、変換
器4がアナログデジタル変換器である場合には、変換器
4から得られるデジタルの出力値に変換され、一方、変
換器4が電圧周波数変換器である場合には周波数fAの
信号に変換される。変換器4は2端子の基準電圧入力端
子5,6を有し、かつ変換器が電圧周波数変換器である
場合にはさらに基準周波数入力端子7も有する。変換器
4が電圧周波数変換器である場合には、その基準周波数
入力端子7が一定の基準周波数fOと接続されているも
のとする。変換器4の内部構造については詳しく説明し
ない、というのはアナログデジタル変換器及び電圧周波
数変換器は公知でかつ一般に使用されている電子回路で
あって、当業者はそれをよく知っておりかつ容易に入手
できるからである。
最初の3つの実施例においては、電圧ull(第1図を
参照)ないし電源電圧uN (第2図と第3図を参照
)はそれぞれ電圧電流変換器2の電圧入力端子へ印加さ
れる。電圧電流変換器2の電流出力自体はそれぞれ磁場
センサlの入力端子II、I2.I3に接続されている
。電圧uMないし電源電圧uNは電圧電流変換器2によ
り電圧に比例した電流iに変換されて、磁場センサ1に
供給される。
参照)ないし電源電圧uN (第2図と第3図を参照
)はそれぞれ電圧電流変換器2の電圧入力端子へ印加さ
れる。電圧電流変換器2の電流出力自体はそれぞれ磁場
センサlの入力端子II、I2.I3に接続されている
。電圧uMないし電源電圧uNは電圧電流変換器2によ
り電圧に比例した電流iに変換されて、磁場センサ1に
供給される。
第1図に示す第1の実施例にあっては、磁場センサlの
出力S1.S2は変換器4の信号入力端子に直接接続さ
れており、変換器4の基準電圧入力端子5.6には一定
の基準電圧UOが供給される。増幅器3の入力端子には
一定の基準電圧URが印加されており、出力端子は掛算
器8の第1の入力端子と接続されている。前記掛算器の
第2の入力端子には電源電圧uNが供給される。増幅器
3の出力電圧はUVで示されている。出力電圧uMは掛
算器8の出力電圧であって、従って掛算器の2つの入力
電圧の積uN−UVに相当する。
出力S1.S2は変換器4の信号入力端子に直接接続さ
れており、変換器4の基準電圧入力端子5.6には一定
の基準電圧UOが供給される。増幅器3の入力端子には
一定の基準電圧URが印加されており、出力端子は掛算
器8の第1の入力端子と接続されている。前記掛算器の
第2の入力端子には電源電圧uNが供給される。増幅器
3の出力電圧はUVで示されている。出力電圧uMは掛
算器8の出力電圧であって、従って掛算器の2つの入力
電圧の積uN−UVに相当する。
掛算器8の出力端子は電圧電流変換器2を介して磁場セ
ンサの電流入力端子11.I2、I3と接続されている
。掛算器8は公知の素子であってかつ市場で入手するこ
とができる。
ンサの電流入力端子11.I2、I3と接続されている
。掛算器8は公知の素子であってかつ市場で入手するこ
とができる。
第2図に示す第2の実施例においては、磁場センサlの
出力端子S1.S2は増幅器3の入力端子と接続されて
おり、増幅器3の出力端子は変換器4の信号入力端子に
接続されている。従って増幅器3は磁場センサlの後段
にカスケード接続されている。変換器4の基準電圧入力
端子5.6には一定の基準電圧Unが供給されている。
出力端子S1.S2は増幅器3の入力端子と接続されて
おり、増幅器3の出力端子は変換器4の信号入力端子に
接続されている。従って増幅器3は磁場センサlの後段
にカスケード接続されている。変換器4の基準電圧入力
端子5.6には一定の基準電圧Unが供給されている。
第3図に示す第3の実施例においては、磁場センサlの
出力端子S1.S2は変換器4の信号入力端子に直接接
続されており、変換器4の基準電圧入力端子5.6は増
幅器3の出力端子と接続されている。増幅器3の入力端
子には一定の基準電圧URが印加されている。
出力端子S1.S2は変換器4の信号入力端子に直接接
続されており、変換器4の基準電圧入力端子5.6は増
幅器3の出力端子と接続されている。増幅器3の入力端
子には一定の基準電圧URが印加されている。
第1の実施例においては、磁場センサlに対する入力回
路2.3.8において補正回路として機能する増幅器3
は、磁場センサlに供給される電流iに係数(l+δn
/ n )に比例する補正係数を乗算する。すなわち
この場合には増幅器3の出力電圧UVは(l+δn /
n )に比例し、従って電流iは積uN・ (l+δ
n / n )に比例する。
路2.3.8において補正回路として機能する増幅器3
は、磁場センサlに供給される電流iに係数(l+δn
/ n )に比例する補正係数を乗算する。すなわち
この場合には増幅器3の出力電圧UVは(l+δn /
n )に比例し、従って電流iは積uN・ (l+δ
n / n )に比例する。
第2の実施例においては、掛算は磁場センサlの出力側
で行われる。この場合に磁場センサの出力電圧uHは後
段にカスケード接続された増幅器3の増幅係数(l+δ
n / n )によって直接掛は算される。
で行われる。この場合に磁場センサの出力電圧uHは後
段にカスケード接続された増幅器3の増幅係数(l+δ
n / n )によって直接掛は算される。
従ってこの最初の2つの実施例においては、(1)式を
参照して、変換器4の入力電圧は次の値に比例する。
参照して、変換器4の入力電圧は次の値に比例する。
uH(n+δn) ・ (1+δn / n )=[
l/(1+δn/n)] ・uH(n)・ (l+δn
/ n ) 二 uH(n) 従って、この値は所望通り磁場センサl内の電荷担体濃
度nの変化とは無関係になることが分かる。
l/(1+δn/n)] ・uH(n)・ (l+δn
/ n ) 二 uH(n) 従って、この値は所望通り磁場センサl内の電荷担体濃
度nの変化とは無関係になることが分かる。
変換器4がアナログデジタル変換器である場合には、変
換器4の出力電圧uAは、単位のないデジタルの出力値
であり、変換器4のボルトで示される入力電圧に比例す
る。その場合、比例係数はl/ボルトの単位を有し、変
換器4の基準電圧入力端子5.6に印加される基準電圧
Un(第1図と第2図を参照)ないしUV(第3図を参
照)に反比例する。言い替えると比例係数は第1と第2
の実施例においては1/Unに比例し、第3の実施例に
おいてはl/Uvに比例する。
換器4の出力電圧uAは、単位のないデジタルの出力値
であり、変換器4のボルトで示される入力電圧に比例す
る。その場合、比例係数はl/ボルトの単位を有し、変
換器4の基準電圧入力端子5.6に印加される基準電圧
Un(第1図と第2図を参照)ないしUV(第3図を参
照)に反比例する。言い替えると比例係数は第1と第2
の実施例においては1/Unに比例し、第3の実施例に
おいてはl/Uvに比例する。
これに対して変換器4が電圧周波数変換器である場合に
は、その出力は17秒の単位を有する。
は、その出力は17秒の単位を有する。
電圧周波数変換器の出力周波数は、変換器のボルトで表
される入力電圧に比例し、比例係数は1/(秒、ボルト
)の単位を有し、変換器4の基準周波数入力端子7に印
加される基準周波数fOに比例し、変換器4の基準電圧
入力端子5.6に印加される基準電圧UO(第1図と第
2図を参照)ないしUV(第3図を参照)に反比例する
。言い替えると、この場合にも比例係数は最初の2つの
実施例においては1/UOに比例し、3つ目も実施例に
おいては1/UVに比例する。さらにこの比例係数はす
べての実施例において係数fOに比例する。従って、変
換器4がアナログデジタル変換器であるかあるいは電圧
周波数変換器であるかに関係なく、変換器4の入力電圧
は第1と第2の実施例においては一定の基準電圧Unで
割り算され、第3の実施例においては増幅器3の出力電
圧UVで割り算される。
される入力電圧に比例し、比例係数は1/(秒、ボルト
)の単位を有し、変換器4の基準周波数入力端子7に印
加される基準周波数fOに比例し、変換器4の基準電圧
入力端子5.6に印加される基準電圧UO(第1図と第
2図を参照)ないしUV(第3図を参照)に反比例する
。言い替えると、この場合にも比例係数は最初の2つの
実施例においては1/UOに比例し、3つ目も実施例に
おいては1/UVに比例する。さらにこの比例係数はす
べての実施例において係数fOに比例する。従って、変
換器4がアナログデジタル変換器であるかあるいは電圧
周波数変換器であるかに関係なく、変換器4の入力電圧
は第1と第2の実施例においては一定の基準電圧Unで
割り算され、第3の実施例においては増幅器3の出力電
圧UVで割り算される。
第1と第2の実施例においては、すでに詳細に説明した
ように、δnは磁場センサの入力側にしろ出力側にしろ
すでに補償されており、従って変換器4の入力電圧の値
にはもはや含まれておらず、かつ基準電圧UOは一定で
あるので、装置の出力信号すなわち変換器4がアナログ
デジタル変換器である場合にはデジタルの出力値、変換
器4が電圧周波変換器である場合には出力周波数fAは
所望通り磁場センサ■の電荷担体濃度の変化δnには無
関係となる。
ように、δnは磁場センサの入力側にしろ出力側にしろ
すでに補償されており、従って変換器4の入力電圧の値
にはもはや含まれておらず、かつ基準電圧UOは一定で
あるので、装置の出力信号すなわち変換器4がアナログ
デジタル変換器である場合にはデジタルの出力値、変換
器4が電圧周波変換器である場合には出力周波数fAは
所望通り磁場センサ■の電荷担体濃度の変化δnには無
関係となる。
これに対して第3の実施例においては、変換器4の入力
電圧は次に示すように磁場センサ1の未補正の出力電圧
となる。
電圧は次に示すように磁場センサ1の未補正の出力電圧
となる。
uH(n+δn)= [1/ (1+δn/n)]・u
H(n) 補正、すなわち係数(1+δn/n)を用いての掛は算
は、第3の実施例においては、変換器4の内部で変換器
4の基準電圧入力端子5,6に印加される増幅器3の出
力電圧UVで変換器4の入力電圧uHを割り算すること
によって行われる。従って、この場合には、増幅器3は
、その増幅係数が(l+δn / n )ではなく、(
l−δn / n )となるので、増幅器3の出力電圧
は、UV=UR−(1−δn / n )になる。
H(n) 補正、すなわち係数(1+δn/n)を用いての掛は算
は、第3の実施例においては、変換器4の内部で変換器
4の基準電圧入力端子5,6に印加される増幅器3の出
力電圧UVで変換器4の入力電圧uHを割り算すること
によって行われる。従って、この場合には、増幅器3は
、その増幅係数が(l+δn / n )ではなく、(
l−δn / n )となるので、増幅器3の出力電圧
は、UV=UR−(1−δn / n )になる。
変換器4の入力電圧uHは、従って(l−δn / n
)で変換器4において割算される。これは、(δn
/ n )が小さい値の場合、係数(l+δn/n)で
掛算するのに等価となる。というのは、 [1/ (1−δn/n)]は、分解すると、その第2
次及び第3次の項がほぼ無視できる零にちかい値であり
、 [1/ (1−δn/n)] = (1+δn / n
)となるからである、係数(l+δn / n )で
掛算することにより変換器4の入力電圧に含まれる係数
[’l/(1+δn/n)]が除去されるので、変換2
34の有効出力信号は、第1、第2実施例と同様に磁場
センサlの電荷担体濃度nの変化δnと無関係になる。
)で変換器4において割算される。これは、(δn
/ n )が小さい値の場合、係数(l+δn/n)で
掛算するのに等価となる。というのは、 [1/ (1−δn/n)]は、分解すると、その第2
次及び第3次の項がほぼ無視できる零にちかい値であり
、 [1/ (1−δn/n)] = (1+δn / n
)となるからである、係数(l+δn / n )で
掛算することにより変換器4の入力電圧に含まれる係数
[’l/(1+δn/n)]が除去されるので、変換2
34の有効出力信号は、第1、第2実施例と同様に磁場
センサlの電荷担体濃度nの変化δnと無関係になる。
本発明で利用される全てのホール素子は、垂直あるいは
水平ホール素子のいずれかである。垂直ホール素子は、
例えばIEEE Electron Device L
etters (エレクトロン デバイス レターズ)
Vol、 EDL−5,No、9 Sep、 84
頁357.358 ”The vertical
hall−effect device[垂直ホール効
果素子)RoS、 Popovic(ボボビック)に記
載されており、−方水平ホール素子は、例えば米国特許
第4253107号に記載されている。垂直ホール素子
は、ホール素子の表面に平行に作用する磁場を測定する
素子であり、一方水平ホール素子はホール素子の表面に
垂直に作用する磁場を測定する素子である。以下、本発
明実施例で用いられるホール素子は全て垂直ホール素子
であるものとする。
水平ホール素子のいずれかである。垂直ホール素子は、
例えばIEEE Electron Device L
etters (エレクトロン デバイス レターズ)
Vol、 EDL−5,No、9 Sep、 84
頁357.358 ”The vertical
hall−effect device[垂直ホール効
果素子)RoS、 Popovic(ボボビック)に記
載されており、−方水平ホール素子は、例えば米国特許
第4253107号に記載されている。垂直ホール素子
は、ホール素子の表面に平行に作用する磁場を測定する
素子であり、一方水平ホール素子はホール素子の表面に
垂直に作用する磁場を測定する素子である。以下、本発
明実施例で用いられるホール素子は全て垂直ホール素子
であるものとする。
この場合いずれのホール素子も、3つの電流入力端子T
1.I2、I3並びに2つのセンサ出力端子SI S2
を有する。これらの端子は、第8図及び第11図に図示
されたように左から右へ、I2、Sl、11、S2.1
3の並び方をしている0両側に配置された電流端子■2
、I3は抵抗を介するかあるいは第4図に図示した垂直
ホール素子9のように互いに直接接続される。
1.I2、I3並びに2つのセンサ出力端子SI S2
を有する。これらの端子は、第8図及び第11図に図示
されたように左から右へ、I2、Sl、11、S2.1
3の並び方をしている0両側に配置された電流端子■2
、I3は抵抗を介するかあるいは第4図に図示した垂直
ホール素子9のように互いに直接接続される。
その場合I2、I3の接続点は、入力端子IfからI3
の2ダ誦子の一方を構成する。電圧電流変換器2から供
給されるホール素子lへの電流iは、例えば端子Ifを
介してホール素子内に流れ、ここで分流され、分流され
た電流は端子工2、I3を介してホール素子を離脱し、
その後加算されて電流iとなるようにされる。センサ端
子S1.S2はホール素子の出力端子を示し、その端子
間にホール電圧uHが発生する。センサ端子S2は見か
け・上あるいは実際にアース電位に接続される。
の2ダ誦子の一方を構成する。電圧電流変換器2から供
給されるホール素子lへの電流iは、例えば端子Ifを
介してホール素子内に流れ、ここで分流され、分流され
た電流は端子工2、I3を介してホール素子を離脱し、
その後加算されて電流iとなるようにされる。センサ端
子S1.S2はホール素子の出力端子を示し、その端子
間にホール電圧uHが発生する。センサ端子S2は見か
け・上あるいは実際にアース電位に接続される。
ホール素子の出力端子は見かけ上アースに接続させるこ
とができる。その場合、出力端子は、制御増幅器として
動作する不図示の増幅器の反転入力端子に接続される。
とができる。その場合、出力端子は、制御増幅器として
動作する不図示の増幅器の反転入力端子に接続される。
増幅器の非反転入力端子には理想的にはOvにほぼ等し
い基準電圧が印加される。この制御増幅器の出力端子は
磁場センサlの電流入力端子、例えばI2、I3に接続
される。
い基準電圧が印加される。この制御増幅器の出力端子は
磁場センサlの電流入力端子、例えばI2、I3に接続
される。
電圧電流変換器2は好ましくは単一の抵抗IOから構成
され、第5図に図示されたような構造となつ♂迩、この
場合、抵抗lOは電圧電流変換器2の第1の入力端子と
第1の出力端子の間に接続される。一方第2の入力端子
と第2の出力端子はそれぞれ直接互いに接続される。
され、第5図に図示されたような構造となつ♂迩、この
場合、抵抗lOは電圧電流変換器2の第1の入力端子と
第1の出力端子の間に接続される。一方第2の入力端子
と第2の出力端子はそれぞれ直接互いに接続される。
一方、3つのいずれの実施例に右いても、増幅器3は、
好ましくは第6図、第7図あるいは第9図のいずれかに
図示された構成のものが用いられる。
好ましくは第6図、第7図あるいは第9図のいずれかに
図示された構成のものが用いられる。
第6図に図示された増幅器は、拡散抵抗により形成され
た2つの抵抗Rf、Riの抵抗比Rf/Riに比例した
増幅係数を有する。第8図に図示されたようにこれらの
抵抗は、磁場センサlの近辺にそれと対称にして同じよ
うに半導体内に拡散により形成されており、磁場センサ
lと同じ導電型Nで形成されている。 。
た2つの抵抗Rf、Riの抵抗比Rf/Riに比例した
増幅係数を有する。第8図に図示されたようにこれらの
抵抗は、磁場センサlの近辺にそれと対称にして同じよ
うに半導体内に拡散により形成されており、磁場センサ
lと同じ導電型Nで形成されている。 。
第6図に図示されたように増幅器3は、フィードバック
抵抗Rf並びに入力抵抗Riを有する演算増幅器11に
よって構成された反転増幅器である。入力抵抗Riは、
増幅器3内で演算増幅器11の反転入力端子に接続され
、増幅器3の第1の入力端子と演算増幅器11の反転入
力端子間に接続されている。一方フイードバック抵抗R
fは、演算増幅器11の反転入力端子と出力端子間に接
続される。演算増幅器11の非反転入力端子は抵抗を介
するかあるいは介さず図示されたように増幅器3の第2
の入力端子に接続されている。
抵抗Rf並びに入力抵抗Riを有する演算増幅器11に
よって構成された反転増幅器である。入力抵抗Riは、
増幅器3内で演算増幅器11の反転入力端子に接続され
、増幅器3の第1の入力端子と演算増幅器11の反転入
力端子間に接続されている。一方フイードバック抵抗R
fは、演算増幅器11の反転入力端子と出力端子間に接
続される。演算増幅器11の非反転入力端子は抵抗を介
するかあるいは介さず図示されたように増幅器3の第2
の入力端子に接続されている。
この入力端子は、同時に増幅器3の第1の出力端子とな
っており、又演算増幅器11の出力端子が第2の出力端
子となっている。このように構成された増幅器3の増幅
係数は良く知られているように、−(Rf/Ri)に等
しい。
っており、又演算増幅器11の出力端子が第2の出力端
子となっている。このように構成された増幅器3の増幅
係数は良く知られているように、−(Rf/Ri)に等
しい。
大部分の抵抗は1通常の方法を用いた集積回路として形
成されるが1両抵抗Rf、Riは、磁場センサlが作ら
れるのと同じバルク材料からなる拡散抵抗として形成さ
れなければならない、Nでドーピングされた材料からな
る抵抗は、よく知られているように R(m)=Δ/m ・−(2) の値を有する。但し、A=1/(G−e・μ)であり、
mは、抵抗の電荷担体濃度ないし電子(ドーピング)濃
度、Gは、G=b −t/Lであり、抵抗の幾何学的な
形状、μは、電子の移動度、eは、電子の電荷量、bは
、抵抗の幅、tは、抵抗の厚さ、Lは、抵抗の長さであ
る。
成されるが1両抵抗Rf、Riは、磁場センサlが作ら
れるのと同じバルク材料からなる拡散抵抗として形成さ
れなければならない、Nでドーピングされた材料からな
る抵抗は、よく知られているように R(m)=Δ/m ・−(2) の値を有する。但し、A=1/(G−e・μ)であり、
mは、抵抗の電荷担体濃度ないし電子(ドーピング)濃
度、Gは、G=b −t/Lであり、抵抗の幾何学的な
形状、μは、電子の移動度、eは、電子の電荷量、bは
、抵抗の幅、tは、抵抗の厚さ、Lは、抵抗の長さであ
る。
第1.第2の実施例の場合、Rf=R1,Ri=R2で
あり、第3の実施例の場合、Rf=R2、Ri=R1で
ある。
あり、第3の実施例の場合、Rf=R2、Ri=R1で
ある。
第1の抵抗R1は、電荷担体濃度m1.幾何学常数G1
.電子の移動度μmを有し、係数AはAI=1/ (G
l−e・u1)で、その抵抗値はR1(m)=AI/m
lに等しい。
.電子の移動度μmを有し、係数AはAI=1/ (G
l−e・u1)で、その抵抗値はR1(m)=AI/m
lに等しい。
第2の抵抗R2は、電荷担体濃度m2=a・ml、幾何
学常数G2.電子の移動度μ2を有し、係数AはA2=
1/ (G2− e ・u2)で。
学常数G2.電子の移動度μ2を有し、係数AはA2=
1/ (G2− e ・u2)で。
その抵抗値はR2(m ) ”−A 2 / m 2
= A 2 /(a−m1)に等しい。
= A 2 /(a−m1)に等しい。
好ましくは、抵抗R1に対してm1=nとするので、す
なわち、第1の抵抗R1の電荷担体濃度mlは、磁場セ
ンサlの電荷担体濃度nと同じ大きさに選ばれるので、
抵抗R1はR1(n)=A I / nに等しくなる。
なわち、第1の抵抗R1の電荷担体濃度mlは、磁場セ
ンサlの電荷担体濃度nと同じ大きさに選ばれるので、
抵抗R1はR1(n)=A I / nに等しくなる。
又抵抗R2は、抵抗R1のa倍の電荷担体濃度を持つの
で、抵抗R2の抵抗値は、R2(n ) = A 2
/ (a n )に等しい、その場合、抵抗R2の電荷
担体濃度m2は、磁場センサ1の電荷担体濃度nのa倍
である。
で、抵抗R2の抵抗値は、R2(n ) = A 2
/ (a n )に等しい、その場合、抵抗R2の電荷
担体濃度m2は、磁場センサ1の電荷担体濃度nのa倍
である。
既に述べたように、3つの素子1.R1、R2に対して
電荷担体濃度nの時間的な変化δnは等しいので、δn
=δml=δm2が当てはまる。
電荷担体濃度nの時間的な変化δnは等しいので、δn
=δml=δm2が当てはまる。
抵抗比R2/R1は、初め
(R2/R1)
= (A2/m2)/ (AI/m1)= (A 2
/ A I ) ・(m l / m 2 )の値を
有する。
/ A I ) ・(m l / m 2 )の値を
有する。
抵抗R1が所定の時間経過後電荷担体濃度m!+δml
=ml+δnをとり、又抵抗R2が電荷担体濃度m2+
δm2=m2+δnをとるとすると、 (R2/R1)= (1/D) ・ [(ml+δn)/(m2+δn)] −(3”) (1/D)=A2/AI ” (Gl−e・u1)/ (G2・e−u2)= (
Gl/G2) ・ (μl/μ2)・−(4) となる。
=ml+δnをとり、又抵抗R2が電荷担体濃度m2+
δm2=m2+δnをとるとすると、 (R2/R1)= (1/D) ・ [(ml+δn)/(m2+δn)] −(3”) (1/D)=A2/AI ” (Gl−e・u1)/ (G2・e−u2)= (
Gl/G2) ・ (μl/μ2)・−(4) となる。
(3)式は、以下のように変形することができる。
(R1/R2)
=D−(m2+δn)/(ml +δn)=D−(m2
/m1) ・ [l+ (δn/m2)]/[l+
(δn/m1)] −D ・ (m2/m1) ・ [l+ (δn
/ m 1 )(ml/m2)] [1’(δn/m
1)+(δn/m1)”・・・] なお、 1/[1+(δn/m1)] =l−(δn/m 1 )+ (δn/m 1 )
” −である。
/m1) ・ [l+ (δn/m2)]/[l+
(δn/m1)] −D ・ (m2/m1) ・ [l+ (δn
/ m 1 )(ml/m2)] [1’(δn/m
1)+(δn/m1)”・・・] なお、 1/[1+(δn/m1)] =l−(δn/m 1 )+ (δn/m 1 )
” −である。
(m2/m1)=a、m1=nとし、第2次、第3次の
項が無視できるものとすると、抵抗比に対して以下の式
が成立する。
項が無視できるものとすると、抵抗比に対して以下の式
が成立する。
(R1/R2)= (D)(m2/m1)−(l−(δ
n / m 1 ) ・ [1−(m l/m2)] ) =(a−D) ・ (1−[1−(1/a) ] ・(δn/n))・
・−(5) a = l / 2に選ぶと、すなわち、第2の抵抗R
2の電荷担体濃度を磁場センサlの電荷担体濃度nの半
分に選ぶと、式(4)は以下のようになる。
n / m 1 ) ・ [1−(m l/m2)] ) =(a−D) ・ (1−[1−(1/a) ] ・(δn/n))・
・−(5) a = l / 2に選ぶと、すなわち、第2の抵抗R
2の電荷担体濃度を磁場センサlの電荷担体濃度nの半
分に選ぶと、式(4)は以下のようになる。
(R1/R2)
= (D/2) ・’[1−(1−2) δn
/ n ]= (D/2) ・ (1+δn /
n )あるいはδn/nが極めて小さいとき、1/(l
+δn / n )は(l−δn / n )に等しく
なるので、 (R2/R1)= (2/D) ・(1−δn /
n ) となる。
/ n ]= (D/2) ・ (1+δn /
n )あるいはδn/nが極めて小さいとき、1/(l
+δn / n )は(l−δn / n )に等しく
なるので、 (R2/R1)= (2/D) ・(1−δn /
n ) となる。
異なってドーピングされた二つの抵抗R1、幅係数は。
−(Rf / Ri ) ” −(R1/ R2)=−
(D/2) ・ (l+δn / n )となり、従
って、(1+δn / n )に比例する。
(D/2) ・ (l+δn / n )となり、従
って、(1+δn / n )に比例する。
それに対して、第3の実施例の場合、増幅係数は、
−(Rf / Ri ) ” −(R2/ Rl )
=−(2/D) ・ (1−δn / n )に等し
くなり、従って、(l−δn / n )に比例する。
=−(2/D) ・ (1−δn / n )に等し
くなり、従って、(l−δn / n )に比例する。
空間電荷領域によって制限された抵抗R1、R2の形状
G1.G2は印加電圧にしたがって変化してはならない
。これは、とりわけ増幅器3の入力端子に変化するホー
ル電圧u IIが発生する第2の実施例(第2図)につ
いて当てはまる。これらの変化を防止する方法として以
下のような方法が考えられる。
G1.G2は印加電圧にしたがって変化してはならない
。これは、とりわけ増幅器3の入力端子に変化するホー
ル電圧u IIが発生する第2の実施例(第2図)につ
いて当てはまる。これらの変化を防止する方法として以
下のような方法が考えられる。
抵抗R1,R2の寸法を空間電荷領域の変化に対して同
じ大きさにするか、あるいはその領域を制限する槽のバ
イアス電圧を抵抗間の電圧降下と同じ大きさにする。
じ大きさにするか、あるいはその領域を制限する槽のバ
イアス電圧を抵抗間の電圧降下と同じ大きさにする。
あるいは、増幅器3に対して両抵抗Ri、Rfの電圧降
下が等しくなる第7図の回路構成を用いるようにする。
下が等しくなる第7図の回路構成を用いるようにする。
第7図に図示された増幅器3は、はぼ同様に構成された
2つの演算増幅器12a、13aを用いて構成された反
転型の増幅器■2.13のカスケード接続から構成され
ている。これらの両増幅器は、第6図に図示された増幅
器と同様な構成であるが、異なるところは、前段の増幅
器12の入力抵抗がRiではなく、抵抗R3となってお
り、又後段の増幅器13のフィードバック抵抗がRfで
はなく、抵抗R4となっているところである。
2つの演算増幅器12a、13aを用いて構成された反
転型の増幅器■2.13のカスケード接続から構成され
ている。これらの両増幅器は、第6図に図示された増幅
器と同様な構成であるが、異なるところは、前段の増幅
器12の入力抵抗がRiではなく、抵抗R3となってお
り、又後段の増幅器13のフィードバック抵抗がRfで
はなく、抵抗R4となっているところである。
これらの抵抗R3、R4は集積回路を用いて通常の方法
で作られる。このように増幅器12.13はそれぞれフ
ィードバック抵抗Rf、R4並びに入力抵抗R3、Ri
を有する演算増幅器12a、13aから構成される。増
幅器13の入力抵抗Riと増幅器12のフィードバック
抵抗Rfは第6図に図示した増幅器と同じ機能を持って
いる。
で作られる。このように増幅器12.13はそれぞれフ
ィードバック抵抗Rf、R4並びに入力抵抗R3、Ri
を有する演算増幅器12a、13aから構成される。増
幅器13の入力抵抗Riと増幅器12のフィードバック
抵抗Rfは第6図に図示した増幅器と同じ機能を持って
いる。
第1と第2の実施例においては、Rf=R1、Ri =
R2であるので、フィードバック抵抗Rfとしての第1
の抵抗R1は演算増幅器12aの出力とその反転入力間
に接続される。又第3の抵抗R3はこの演算増幅器12
aの反転入力に入力抵抗として接続され、一方第4の抵
抗R4はフィードバック抵抗として演算増幅器13aの
出力とその反転入力端子間に接続される。又第2の抵抗
R2は入力抵抗Riとして演算増幅器13aの反転入力
端子に接続される。
R2であるので、フィードバック抵抗Rfとしての第1
の抵抗R1は演算増幅器12aの出力とその反転入力間
に接続される。又第3の抵抗R3はこの演算増幅器12
aの反転入力に入力抵抗として接続され、一方第4の抵
抗R4はフィードバック抵抗として演算増幅器13aの
出力とその反転入力端子間に接続される。又第2の抵抗
R2は入力抵抗Riとして演算増幅器13aの反転入力
端子に接続される。
これに対して第3の実施例ではRf=R2、R’i =
R1であるので、第2の一抵抗R2はフィードバック
抵抗Rfとして演算増幅器12aの出力端子とその反転
入力端子間に接続され、一方第1の抵抗R1は入力抵抗
Riとして演算増幅器13aの反転入力端子に接続され
る。
R1であるので、第2の一抵抗R2はフィードバック
抵抗Rfとして演算増幅器12aの出力端子とその反転
入力端子間に接続され、一方第1の抵抗R1は入力抵抗
Riとして演算増幅器13aの反転入力端子に接続され
る。
第7図に用いた演算増幅器12a、13aの反転入力端
子は同じ電位が印加されているので、両抵抗Ri、Rf
を介して同じ大きさの電圧u3が発生する。但しR3は
前段の増幅器12の出力電圧である。
子は同じ電位が印加されているので、両抵抗Ri、Rf
を介して同じ大きさの電圧u3が発生する。但しR3は
前段の増幅器12の出力電圧である。
第7図に図示した増幅器3の増幅係数は以下のように示
される。
される。
(−Rf/R3)−(−R4/Ri )=(Rf /
Ri ) ・ (R4/R3)抵抗R3、R4の値を
適当に選ぶことにより、増幅器3はその入力信号を増幅
し、それにより第2の実施例の場合ホール電圧uHを所
望のとうり増幅する。
Ri ) ・ (R4/R3)抵抗R3、R4の値を
適当に選ぶことにより、増幅器3はその入力信号を増幅
し、それにより第2の実施例の場合ホール電圧uHを所
望のとうり増幅する。
第8図に部分的に図示したホール素子の場合、P材料か
ら成る基板14が設けられ、その上に弱くN材料でドー
ピングされたエピタキシャル層15が形成される。第8
図に概略図示したように、両抵抗Rf、Riは磁場セン
サlの両側に、上から見て対称に配置されている。これ
らの素子1、Rf、Riは同じ温度を有し、時間が経過
後でも同じドーピング濃度δnを有するようにエピタキ
シャル層15のNドーピング材料内で可能な限り空間的
に近接して配置される。
ら成る基板14が設けられ、その上に弱くN材料でドー
ピングされたエピタキシャル層15が形成される。第8
図に概略図示したように、両抵抗Rf、Riは磁場セン
サlの両側に、上から見て対称に配置されている。これ
らの素子1、Rf、Riは同じ温度を有し、時間が経過
後でも同じドーピング濃度δnを有するようにエピタキ
シャル層15のNドーピング材料内で可能な限り空間的
に近接して配置される。
更に抵抗Rf、Riは磁場センサlに対称に配置され、
それによってこれらの抵抗は、その比を形成することに
よって相殺されるほぼ同じピエゾ抵抗効果を持つことに
なる。電荷担体濃度で両抵抗Rf、Riが磁場センサl
と同じ変化δnとなるようにするために、゛これらの抵
抗は、更に磁場センサlとできるだけ同じ幾何学的な形
状、特に深さを同じにし、又同じ技術即ち同じ工程で同
じ量で製造されなければならない。
それによってこれらの抵抗は、その比を形成することに
よって相殺されるほぼ同じピエゾ抵抗効果を持つことに
なる。電荷担体濃度で両抵抗Rf、Riが磁場センサl
と同じ変化δnとなるようにするために、゛これらの抵
抗は、更に磁場センサlとできるだけ同じ幾何学的な形
状、特に深さを同じにし、又同じ技術即ち同じ工程で同
じ量で製造されなければならない。
両抵抗Rf、Riは好ましくは磁場センサ1と同様に濃
くドーピングされたP材料(Pの井戸)から成る槽16
によって包囲されており、上部からP材料から成る不図
示の保護層で被覆されてい 。
くドーピングされたP材料(Pの井戸)から成る槽16
によって包囲されており、上部からP材料から成る不図
示の保護層で被覆されてい 。
る。
磁場センサ1の接続接点II、■2、I3、Sl、S2
並びに抵抗Rfの接点Rf 1.Rf2並びに抵抗Ri
の接点Ri1.Ii2は全て濃くドーピングされたN材
料から形成されている。
並びに抵抗Rfの接点Rf 1.Rf2並びに抵抗Ri
の接点Ri1.Ii2は全て濃くドーピングされたN材
料から形成されている。
抵抗R2は好ましくは原材料を均一にドーピングするこ
とにより、また磁場センサl並びに抵抗R1は1 /
a倍、即ちa = 1 / 2として2倍のドーピング
により形成される。これら3つの素子1、Il、R2は
例えばN型の同じドーピング型で形成される。・ 増幅器3は第9図に図示されたような構成とすることが
できる。この場合増幅器3はカスケード接続された2つ
の増幅器3a、3bから構成される。前段の増幅器3a
の単一の出力端子は、後段の増幅器3bの第1の入力端
子と接続され、その増幅器3bの出力は増幅器3の出力
端子となっている。増幅器3aの第1の入力端子は増幅
器3の入力端子となっており、増幅器3a、3bの第2
の入力端子は互いに接続され、増幅器3の第2の入力端
子となると同時に、増幅器3の第2の出力端子となって
いる。増幅器3a、3bはほぼ同様な構成であり、コン
デンサCf、Riによって構成される(切り替えコンデ
ンサ増幅器)、その好ましい構成が第1O図に図示され
ている。
とにより、また磁場センサl並びに抵抗R1は1 /
a倍、即ちa = 1 / 2として2倍のドーピング
により形成される。これら3つの素子1、Il、R2は
例えばN型の同じドーピング型で形成される。・ 増幅器3は第9図に図示されたような構成とすることが
できる。この場合増幅器3はカスケード接続された2つ
の増幅器3a、3bから構成される。前段の増幅器3a
の単一の出力端子は、後段の増幅器3bの第1の入力端
子と接続され、その増幅器3bの出力は増幅器3の出力
端子となっている。増幅器3aの第1の入力端子は増幅
器3の入力端子となっており、増幅器3a、3bの第2
の入力端子は互いに接続され、増幅器3の第2の入力端
子となると同時に、増幅器3の第2の出力端子となって
いる。増幅器3a、3bはほぼ同様な構成であり、コン
デンサCf、Riによって構成される(切り替えコンデ
ンサ増幅器)、その好ましい構成が第1O図に図示され
ている。
第1O図に示された増幅器3a、3bは演算増幅器20
、フィードバックコンデンサCf、入力コンデンサC1
,5つのスイッチ21〜25(好ましくは半導体スイッ
チとして構成される)、無安定マルチバイブレータ26
、インバータ27か21の第2の端子は支イツチ23の
第1の端子並びに入力コンデンサCLと接続される。
、フィードバックコンデンサCf、入力コンデンサC1
,5つのスイッチ21〜25(好ましくは半導体スイッ
チとして構成される)、無安定マルチバイブレータ26
、インバータ27か21の第2の端子は支イツチ23の
第1の端子並びに入力コンデンサCLと接続される。
コンデンサCiの第2の端子はスイッチ22.24の第
1の端子に接続される。スイッチ22の第2の端子は演
算増幅器20の反転入力端子並びにスイッチ25とフィ
ードバックコンデンサCfの第1の端子に接続される。
1の端子に接続される。スイッチ22の第2の端子は演
算増幅器20の反転入力端子並びにスイッチ25とフィ
ードバックコンデンサCfの第1の端子に接続される。
スイッチ25とフィードバックコンデンサCfの第2の
端子は演算増幅器20の出力端子と接続されており、そ
の演算増幅器20の出力が増幅器3a、3bの出力とな
っている。増幅器3a、3b並びに演算増幅器20の非
反転入力端子が抵抗を介するかあるいは第1O図に図示
されたように直接アースと接続される。
端子は演算増幅器20の出力端子と接続されており、そ
の演算増幅器20の出力が増幅器3a、3bの出力とな
っている。増幅器3a、3b並びに演算増幅器20の非
反転入力端子が抵抗を介するかあるいは第1O図に図示
されたように直接アースと接続される。
無安定マルチバイブレータ26の出力は直接スイッチ2
3から25の制御入力端子に接続されるとともに、イン
バータ27を介してスイッチ21.22の制御入力端子
に接続されている。
3から25の制御入力端子に接続されるとともに、イン
バータ27を介してスイッチ21.22の制御入力端子
に接続されている。
無安定マルチバイブレータ26は、矩形状の゛クロック
信号を発生し、それによってスイッチ群23から25並
びにスイッチ群21か622を交互に駆動させる。従っ
てこれらのスイッチ群のうういずれか一方のスイッチ群
が閉じられ、その時他方は開放している。このクロック
信号は図示したように内部的に発生させるのではなく、
外部的に発生させ、それを1つの或いは異なるクロック
入刃端子を介して増幅器3aないし3bに入力させるこ
ともできる。この場合には無安定マル午チバイブレータ
26並びにインバータ27を省略することができる。
信号を発生し、それによってスイッチ群23から25並
びにスイッチ群21か622を交互に駆動させる。従っ
てこれらのスイッチ群のうういずれか一方のスイッチ群
が閉じられ、その時他方は開放している。このクロック
信号は図示したように内部的に発生させるのではなく、
外部的に発生させ、それを1つの或いは異なるクロック
入刃端子を介して増幅器3aないし3bに入力させるこ
ともできる。この場合には無安定マル午チバイブレータ
26並びにインバータ27を省略することができる。
第1のモードでは、スイッチ21〜22が開放し、スイ
ッチ23〜25が閉じるので、コンデンサCiはスイッ
チ23〜24を介して、又フィードバックコンデンサC
Fはスイッチ25を介してそれぞれOvに放電される。
ッチ23〜25が閉じるので、コンデンサCiはスイッ
チ23〜24を介して、又フィードバックコンデンサC
Fはスイッチ25を介してそれぞれOvに放電される。
一方第2のモードではスイッチ21〜22が閉じ、スイ
ッチ23〜25が開放する。それにより増幅器3a、3
bの入力電圧は、演算増幅器20の反転入力端子が良く
しられているように見かけ上アースに接続されることに
より、閉じたスイッチ21.22を介して増幅器の入力
電圧によりコンデンサCLを充電電流iCで充電させる
。更に充電電流iCはフィードバックコンデンサCfを
介して流れ、それにより増幅器3a、3bの出力電圧に
等しい電圧降下を発生させる0反転増幅学として動作す
る増幅器3aないし3bの増幅係数はそれぞれ[−(1
/Ω・ Cf)/(1/Ω・ CL)]=(−CL/C
f) で示される。
ッチ23〜25が開放する。それにより増幅器3a、3
bの入力電圧は、演算増幅器20の反転入力端子が良く
しられているように見かけ上アースに接続されることに
より、閉じたスイッチ21.22を介して増幅器の入力
電圧によりコンデンサCLを充電電流iCで充電させる
。更に充電電流iCはフィードバックコンデンサCfを
介して流れ、それにより増幅器3a、3bの出力電圧に
等しい電圧降下を発生させる0反転増幅学として動作す
る増幅器3aないし3bの増幅係数はそれぞれ[−(1
/Ω・ Cf)/(1/Ω・ CL)]=(−CL/C
f) で示される。
Ω
但し暮はスイッチ21か625の切り替え周波数である
。
。
増幅器3a、3bはそれぞれ増幅係数(−Ci/−Cf
)を有するので、増幅器3の増幅係数はその2乗に等し
くなり、従ってコンデンサC1゜Cfの比(C,i/C
f)の2乗に等しくなる。
)を有するので、増幅器3の増幅係数はその2乗に等し
くなり、従ってコンデンサC1゜Cfの比(C,i/C
f)の2乗に等しくなる。
第1図及び第2図に図示した実施例では、増幅器3a、
3bの入力コンデンサC1はそれぞれバリヤ層型のコン
デンサである。それに対しフィードバックコンデンサC
fは、コンデンサC2であり、これはバリア型ので4よ
なく、通常の、例えばポリシリコンで構成されるコンデ
ンサであり、その容量は一定で、電荷担体濃度に無関係
な容量となる。それに対して、第3図に図示した実施例
では、入力コンデンサCiがコンデンサC2に等しく、
フィードバックコンデンサCfがバリヤ層型コンデンサ
CIとなる。
3bの入力コンデンサC1はそれぞれバリヤ層型のコン
デンサである。それに対しフィードバックコンデンサC
fは、コンデンサC2であり、これはバリア型ので4よ
なく、通常の、例えばポリシリコンで構成されるコンデ
ンサであり、その容量は一定で、電荷担体濃度に無関係
な容量となる。それに対して、第3図に図示した実施例
では、入力コンデンサCiがコンデンサC2に等しく、
フィードバックコンデンサCfがバリヤ層型コンデンサ
CIとなる。
第1図及び第2図に図示された実施例では、増幅器3は
、演算増幅器20を用いて構成される2つの反転型増幅
器3a、3bのカスケード接、続となる。演算増幅器2
0の反転入力端子及び出力はそれぞれフィードバックコ
ンデンサCfとして機能する第2のコンデンサC2を介
して互いに接続され、一方第1のスイツj21.入力コ
ンデンサCiとして機能するバリヤ層型のコンデンサC
I並びに第2のスイッチ22はこの順序で直列に接続さ
れ、増幅器3a、3bの入力端子と、演算増幅器20の
反転入力端子間に接続される。又入力コンデンサCiの
2つの端子は第3ないし第4のスイッチ23.24を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサCf
は第5のスイッチ25を介して短絡される。
、演算増幅器20を用いて構成される2つの反転型増幅
器3a、3bのカスケード接、続となる。演算増幅器2
0の反転入力端子及び出力はそれぞれフィードバックコ
ンデンサCfとして機能する第2のコンデンサC2を介
して互いに接続され、一方第1のスイツj21.入力コ
ンデンサCiとして機能するバリヤ層型のコンデンサC
I並びに第2のスイッチ22はこの順序で直列に接続さ
れ、増幅器3a、3bの入力端子と、演算増幅器20の
反転入力端子間に接続される。又入力コンデンサCiの
2つの端子は第3ないし第4のスイッチ23.24を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサCf
は第5のスイッチ25を介して短絡される。
第3図に図示した実施例においても増幅器3は、それぞ
れ演算増幅器20により構成された反転型の2つの増幅
器3a、3bのカスケード接続から構成される。この場
合は、演算増幅器20の出力並びに反転入力端子がフィ
ートノ\ツ多コンデンサCfとして機能するバリヤ層型
コンデンサCtを介して互いに接続さ−れ、一方第1の
スイッチ21.入力コンデンサCiとして機能する第2
のコンデンサC2、第2のスイッチ22がこの順序で直
列に接続され、増幅器3a、3bの入力端子と演算増幅
器20の反転入力端子間に接続される。又入力コンデン
サC1の両端子は第3、第4のスイッチ23.24を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサCf
は第5のスイッチ25を介して短絡される。
れ演算増幅器20により構成された反転型の2つの増幅
器3a、3bのカスケード接続から構成される。この場
合は、演算増幅器20の出力並びに反転入力端子がフィ
ートノ\ツ多コンデンサCfとして機能するバリヤ層型
コンデンサCtを介して互いに接続さ−れ、一方第1の
スイッチ21.入力コンデンサCiとして機能する第2
のコンデンサC2、第2のスイッチ22がこの順序で直
列に接続され、増幅器3a、3bの入力端子と演算増幅
器20の反転入力端子間に接続される。又入力コンデン
サC1の両端子は第3、第4のスイッチ23.24を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサCf
は第5のスイッチ25を介して短絡される。
両増幅器3a、3bの同様に構成されたバリヤ層型コン
デンサCIの元の容量値の2乗は、CI ” (m)=
に−m−(6) の値を有する。
デンサCIの元の容量値の2乗は、CI ” (m)=
に−m−(6) の値を有する。
但し、mはNでドーピングされた半導体材料からなるコ
ンデンサC1の電荷担体濃度(ドーピング量)である、
βを半導体材料の誘電常数、eを電子の電荷量、■をバ
リヤ層型コンデンサ間の電圧、Vbiをバリヤ層型コン
デンサの組み込み電圧(約0.6ボルト)とすると、K
= (e・β)・(Vbi−V)/2である。
ンデンサC1の電荷担体濃度(ドーピング量)である、
βを半導体材料の誘電常数、eを電子の電荷量、■をバ
リヤ層型コンデンサ間の電圧、Vbiをバリヤ層型コン
デンサの組み込み電圧(約0.6ボルト)とすると、K
= (e・β)・(Vbi−V)/2である。
時間の経過とともに電荷担体濃度nは、n+δnの値を
取り、バリヤ層型コンデンサC1の電荷担体濃度mは、
δm=δnとしてm+δm=m+δnの値を取るので、
バリヤ層型コンデンサC1の容量は、第6式を参照して CI”(m+δm)=K・ (m+δn)=に−m・
[l+ (n/m)(δn/n)]の値となる。
取り、バリヤ層型コンデンサC1の電荷担体濃度mは、
δm=δnとしてm+δm=m+δnの値を取るので、
バリヤ層型コンデンサC1の容量は、第6式を参照して CI”(m+δm)=K・ (m+δn)=に−m・
[l+ (n/m)(δn/n)]の値となる。
好ましくは、バリヤ層型コンデンサCIの電荷担体濃度
mは、磁場センサlの電荷担体濃度nと同じ大きさに選
ばれるので、m’= nとなる。
mは、磁場センサlの電荷担体濃度nと同じ大きさに選
ばれるので、m’= nとなる。
第1、第2の実施例での増幅器の増幅係数は、(Ci/
Cf)” = (Cl/C2)”= (K−m/C2”
) ・ (1+δn / n )の値を有する。
Cf)” = (Cl/C2)”= (K−m/C2”
) ・ (1+δn / n )の値を有する。
磁場センサlの未補正の出力電圧uH(n+δn)は、
増幅器3の増幅係数、すなわち(1+δn / n )
に比例する補正係数でかけ算される。
増幅器3の増幅係数、すなわち(1+δn / n )
に比例する補正係数でかけ算される。
従って、変換器4の入力端子は(第1図、第2図を参照
)、 ul[(n+δn) ・ (Ci/CF)” =[1
/ (1+δn/n)] ・uH(n) ・(K−
m/C2”) ・ (1+δn/n>=u■(n)・
(K−m/C21″) となり、従って磁場センサ1の電荷担体濃度nの変化δ
nに無関係になる。
)、 ul[(n+δn) ・ (Ci/CF)” =[1
/ (1+δn/n)] ・uH(n) ・(K−
m/C2”) ・ (1+δn/n>=u■(n)・
(K−m/C21″) となり、従って磁場センサ1の電荷担体濃度nの変化δ
nに無関係になる。
それに対して、第3の実施例では、増幅器3の増幅係数
は、 (Ci/Cf)”= (C2/C7)”= (C22/
に−m)/ (1+δn / n )の値を有する。
は、 (Ci/Cf)”= (C2/C7)”= (C22/
に−m)/ (1+δn / n )の値を有する。
第3図に図示した第3の実施例の場合、良く知られてい
るように変換器4の入力信号は増幅器3の出力電圧UV
により割り算される。それによりこの場合も入力信号は
(1+δn / n )に比例した補正係数で掛算され
る。従って変換器4の有効出力信号、即ち本発明装置の
有効出力信号はこの場合も磁場センサlの電荷担体濃度
の変化δnと無関係になる。
るように変換器4の入力信号は増幅器3の出力電圧UV
により割り算される。それによりこの場合も入力信号は
(1+δn / n )に比例した補正係数で掛算され
る。従って変換器4の有効出力信号、即ち本発明装置の
有効出力信号はこの場合も磁場センサlの電荷担体濃度
の変化δnと無関係になる。
コンデンサCL、Cfならびに磁場センサlの構成に関
しては抵抗Ri、Rf並びに磁場センサlの構成に関し
て述べた条件が原則的に適用される。特に抵抗Ri、R
fを増幅器3a、3bのコンデンサC1と置き替えると
いう条件で第8図の構成を用いることができる。少くと
もバリヤ層型コンデンサCIは半導体材料で磁場センサ
lに近接して拡散され、磁場センサlと同じ導電型Nを
用いて作られる。
しては抵抗Ri、Rf並びに磁場センサlの構成に関し
て述べた条件が原則的に適用される。特に抵抗Ri、R
fを増幅器3a、3bのコンデンサC1と置き替えると
いう条件で第8図の構成を用いることができる。少くと
もバリヤ層型コンデンサCIは半導体材料で磁場センサ
lに近接して拡散され、磁場センサlと同じ導電型Nを
用いて作られる。
磁場センサl並びにコンデンサの1つの構成を示した断
面図が第11図に図示されている0例えば弱くドーピン
グされたP材料から成る基板14上に弱くドーピングさ
れたN型のエピタキシャル層15が形成される。エピタ
キシャル層15に磁場センサlとコンデンサC1が配置
される。磁場センサlとコンデンサCの間並びにこれら
の素子と隣接するエピタキシャル層15間に絶縁のため
に強くドーピングされたP材料から成る槽17.18或
いは19が拡散される。バリヤ層型コンデンサCIはエ
ピタキシャル層の表面に拡散された強くドーピングされ
たP材料から成る層28から構成される。
面図が第11図に図示されている0例えば弱くドーピン
グされたP材料から成る基板14上に弱くドーピングさ
れたN型のエピタキシャル層15が形成される。エピタ
キシャル層15に磁場センサlとコンデンサC1が配置
される。磁場センサlとコンデンサCの間並びにこれら
の素子と隣接するエピタキシャル層15間に絶縁のため
に強くドーピングされたP材料から成る槽17.18或
いは19が拡散される。バリヤ層型コンデンサCIはエ
ピタキシャル層の表面に拡散された強くドーピングされ
たP材料から成る層28から構成される。
第11図には磁場センサ1を示す垂直ホール素子の端子
I2.Sl、11.S2並びに■3が図示されている。
I2.Sl、11.S2並びに■3が図示されている。
これらの端子は全て、エピタキシャル層15の表面で拡
散されるN材料から成る濃くドーピングされた拡散層か
ら形成されている。
散されるN材料から成る濃くドーピングされた拡散層か
ら形成されている。
本発明の第4番目の実施例は、第3番目の実施例と同様
に構成されているが、増幅器3が他の磁場センサ回路2
9と置き替えられているところが異なる(第3図参照)
、この磁場センサ回路29は第4の実施例における補正
回路となる。
に構成されているが、増幅器3が他の磁場センサ回路2
9と置き替えられているところが異なる(第3図参照)
、この磁場センサ回路29は第4の実施例における補正
回路となる。
第12図に図示された磁場センサ回路29は、第2の磁
場センサ1a、電圧電流変換器2a並びに電圧増幅器3
0(必要に応じて設けられる)から構成されている。磁
場センサ1aはホール素子であり、又電圧電流変換器2
aは抵抗から構成され、いずれも第4図並びに第5図に
図示された構成を有する。
場センサ1a、電圧電流変換器2a並びに電圧増幅器3
0(必要に応じて設けられる)から構成されている。磁
場センサ1aはホール素子であり、又電圧電流変換器2
aは抵抗から構成され、いずれも第4図並びに第5図に
図示された構成を有する。
垂直ホール素子で構成される磁場センサ1a並びに電圧
電流変換器2aは、磁場センサ1と電圧電流変換器2と
同じ方法で接続される。電圧電流変換器2aの電圧入力
端子は一定の基準電圧URに接続されており、基準電圧
URに比例する出力電流I^生する出力端子は、磁場セ
ンサ1aの入力端子II、■2、I3と接続されている
。磁場センサ1aの出力端子S1、S2は必要に応じて
設けられる電圧増幅器30の入力端子に或は直接磁場セ
ンサ回路29の出力に接続される。電圧増幅器30が設
けられる場合には、その出力が磁場センサ回路29の出
力となる。磁場センサ1aの第2の出力端子S2は見か
け上棲或いは直接アース電位に接続される。
電流変換器2aは、磁場センサ1と電圧電流変換器2と
同じ方法で接続される。電圧電流変換器2aの電圧入力
端子は一定の基準電圧URに接続されており、基準電圧
URに比例する出力電流I^生する出力端子は、磁場セ
ンサ1aの入力端子II、■2、I3と接続されている
。磁場センサ1aの出力端子S1、S2は必要に応じて
設けられる電圧増幅器30の入力端子に或は直接磁場セ
ンサ回路29の出力に接続される。電圧増幅器30が設
けられる場合には、その出力が磁場センサ回路29の出
力となる。磁場センサ1aの第2の出力端子S2は見か
け上棲或いは直接アース電位に接続される。
第3図に図示したように、磁場センサ回路29の出力端
子、従って第2の磁場センサ1aの出力端子は、変換器
4の基準電圧入力端子5.6と接続される。変換器4の
出力が本発明装置の出力となる。第4番目の実施例の構
成並びに機能は第3の実施例のものと同様であるが、変
換器4の入力電圧は増幅器3の出力電圧ではなく、第2
の磁場センサ1aの、好ましくは増幅された出力電圧に
よって割り算される。
子、従って第2の磁場センサ1aの出力端子は、変換器
4の基準電圧入力端子5.6と接続される。変換器4の
出力が本発明装置の出力となる。第4番目の実施例の構
成並びに機能は第3の実施例のものと同様であるが、変
換器4の入力電圧は増幅器3の出力電圧ではなく、第2
の磁場センサ1aの、好ましくは増幅された出力電圧に
よって割り算される。
磁場センサlは、既に述べたように電源電流iNによっ
て発生する磁束密度BN・路内に配置される。それに対
し磁場センサ1aは一定か或いは一定振幅のSin波形
の磁束密度BOの中に配置される。磁束密度BOが一定
の場合には、基準電圧URも一定であり、磁束密度BO
は不図示の永久磁石あるいは一定の直流が流れるコイル
によって形成される。Fi1束密度BOがSin波の場
合には基準電圧URも一定振幅のSin波形であり、B
OlURは同一の周波数でなければならない。
て発生する磁束密度BN・路内に配置される。それに対
し磁場センサ1aは一定か或いは一定振幅のSin波形
の磁束密度BOの中に配置される。磁束密度BOが一定
の場合には、基準電圧URも一定であり、磁束密度BO
は不図示の永久磁石あるいは一定の直流が流れるコイル
によって形成される。Fi1束密度BOがSin波の場
合には基準電圧URも一定振幅のSin波形であり、B
OlURは同一の周波数でなければならない。
両磁場センサl、1aは例えばNでドーピングされた材
料から成る同じ半導体材料から形成され、電気的に互い
に絶縁されて、同一の基板上にン( 形成される。こ廊らのセンサはほぼ同じ大きさで同じ特
性、特に電荷担体濃度を同じにして形成される。両磁場
センサl、1aの大きさは通常まったく同一に形成する
ことができるので、それらの特性の比はほぼ1に等しい
ものとなる。
料から成る同じ半導体材料から形成され、電気的に互い
に絶縁されて、同一の基板上にン( 形成される。こ廊らのセンサはほぼ同じ大きさで同じ特
性、特に電荷担体濃度を同じにして形成される。両磁場
センサl、1aの大きさは通常まったく同一に形成する
ことができるので、それらの特性の比はほぼ1に等しい
ものとなる。
従って磁場センサ1.1aに対して次の式が成立する。
uH(n)= (k/n) ・1−BN 及びul
f、o (n) =(k/n) ・I R−Bロ
但 しIRは磁場センサ1aに供給される電流で
ある。
f、o (n) =(k/n) ・I R−Bロ
但 しIRは磁場センサ1aに供給される電流で
ある。
電圧増幅器30の出力電圧UVは、Vを電圧増幅器30
の増幅係数とした時、UV=v−UH,0で表わされる
。
の増幅係数とした時、UV=v−UH,0で表わされる
。
変換器4の有効出力信号、即ちアナログデジタル変換器
の出力電圧uAないし電圧周波数変換器の出力周波数f
Aは、比例係数Mを用いると以下のようになる。
の出力電圧uAないし電圧周波数変換器の出力周波数f
Aは、比例係数Mを用いると以下のようになる。
M−[ulI/UVI
=M ・[u H/ (v −UILO) ]”M
・ [(k/n) ・ 1−BNI/ [v ・(K
/n) ・I R−B O]=M−[1−BNI
/ [v・IR−BO]即ち有効出力信号は、電荷担
体濃度の変化δnと無関係になる。即ち時間の経過に従
って磁場センサ1の電荷担体濃度がnからn+δnに変
化すると、第2の磁場センサ、1aの電荷担体濃度もn
からn+δnに変化するので、装置からの有効出力信号
は磁場センサ1、1aの電荷担体濃度の変化δnと無関
係になる。
・ [(k/n) ・ 1−BNI/ [v ・(K
/n) ・I R−B O]=M−[1−BNI
/ [v・IR−BO]即ち有効出力信号は、電荷担
体濃度の変化δnと無関係になる。即ち時間の経過に従
って磁場センサ1の電荷担体濃度がnからn+δnに変
化すると、第2の磁場センサ、1aの電荷担体濃度もn
からn+δnに変化するので、装置からの有効出力信号
は磁場センサ1、1aの電荷担体濃度の変化δnと無関
係になる。
両磁場センサ1.1aが同じ変化δnを受けるヨウにす
るために、これらのセンサは半導体材料内部において同
じ温度となるようにできるだけ近接して配置しなければ
ならない、これらの両センサは同じ深さで同じやり方を
用い同じ工程で又同じ量を用いて形成されなければなら
い。
るために、これらのセンサは半導体材料内部において同
じ温度となるようにできるだけ近接して配置しなければ
ならない、これらの両センサは同じ深さで同じやり方を
用い同じ工程で又同じ量を用いて形成されなければなら
い。
第11図の断面において、コンデンサC1が磁場センサ
1aと置き替えられる。これらの磁場センサl、1aは
Nでドーピングされた材料を用いいて形成され平行に配
置される。好ましい実施例ではこれらの磁場センサ1、
1aは磁気的に絶縁され、空間的に90度互いに回転さ
れて配置される。
1aと置き替えられる。これらの磁場センサl、1aは
Nでドーピングされた材料を用いいて形成され平行に配
置される。好ましい実施例ではこれらの磁場センサ1、
1aは磁気的に絶縁され、空間的に90度互いに回転さ
れて配置される。
第13図に図示した実施例は、電圧電流変換器2、イン
ピーダンス変換器31、磁場センサl並びに変換器4か
ら構成され、この順序でカスケード接続される。変換器
4の基準電圧入力端子5.6には一定の基準電圧Unが
、又基準周波数入力端子7は一定の基準周波数fOが印
加される。
ピーダンス変換器31、磁場センサl並びに変換器4か
ら構成され、この順序でカスケード接続される。変換器
4の基準電圧入力端子5.6には一定の基準電圧Unが
、又基準周波数入力端子7は一定の基準周波数fOが印
加される。
インピーダンス変換器31は第14図に図示したように
電圧ホロワ−32と抵抗Rから構成される。抵抗Rは、
半導体材料内の磁場センサlに近接して拡散により形成
され、磁場センサlと同じ導電型Nから形成される。電
圧ホロワ−32は演算増幅器33から構成され、その反
転入力端子は出力端子と接続され、その非反転入力端子
はインピーダンス変換器31の第1の入力端子を形成す
ると同時に抵抗Rの一方の端子と接続される。又演算増
幅器33の出力はインピーダンス変換器31の第1の出
力端子となる。インピーダンス変換器31の第2の入力
端子は抵抗Rの他方の端子に接続され、インピーダンス
変換器31の第2の出力端子となる。
電圧ホロワ−32と抵抗Rから構成される。抵抗Rは、
半導体材料内の磁場センサlに近接して拡散により形成
され、磁場センサlと同じ導電型Nから形成される。電
圧ホロワ−32は演算増幅器33から構成され、その反
転入力端子は出力端子と接続され、その非反転入力端子
はインピーダンス変換器31の第1の入力端子を形成す
ると同時に抵抗Rの一方の端子と接続される。又演算増
幅器33の出力はインピーダンス変換器31の第1の出
力端子となる。インピーダンス変換器31の第2の入力
端子は抵抗Rの他方の端子に接続され、インピーダンス
変換器31の第2の出力端子となる。
電源電圧uNは電圧電流変換器2の入力端子に印加され
、変換器2の出力はインピーダンス変換器31の入力端
子に接続される。又インピーダンス変換器31の出力端
子は磁場センサlの入力端子■1から13に接続される
。
、変換器2の出力はインピーダンス変換器31の入力端
子に接続される。又インピーダンス変換器31の出力端
子は磁場センサlの入力端子■1から13に接続される
。
抵抗Rは電圧ホロワ−32を用い、磁場センサlの入力
端子11からI3に接続される。磁場センサlの出力端
子S1.S2は変換器4の入力端子に接続され、センサ
出力端子S2は見かけ上あるいは直接アース電位に接続
される。変換器4の出力は本発明装置の出力となる。又
磁場センサ1は磁束密度BN内に配置される。抵抗Rは
磁場センサlと同じNドーピング材料で拡散により形成
され、第11図に図示したコンデンサCIに置き替えら
れて配置される。
端子11からI3に接続される。磁場センサlの出力端
子S1.S2は変換器4の入力端子に接続され、センサ
出力端子S2は見かけ上あるいは直接アース電位に接続
される。変換器4の出力は本発明装置の出力となる。又
磁場センサ1は磁束密度BN内に配置される。抵抗Rは
磁場センサlと同じNドーピング材料で拡散により形成
され、第11図に図示したコンデンサCIに置き替えら
れて配置される。
電源電圧uNは電圧電流変換器2によりそれに比例した
電流iに変換される。この電流iは抵抗Rに流れ、それ
により電圧降下V=R−iが発生する。この電圧は電圧
ホロワ−32によりゲインlで増幅され、磁場センサl
の入力端子ItからI3に印加される。磁場センサ内で
は電流Iが発生し、その値は磁場センサlの入力端子I
I〜■3の抵抗値をREとして、V/REとなる。
電流iに変換される。この電流iは抵抗Rに流れ、それ
により電圧降下V=R−iが発生する。この電圧は電圧
ホロワ−32によりゲインlで増幅され、磁場センサl
の入力端子ItからI3に印加される。磁場センサ内で
は電流Iが発生し、その値は磁場センサlの入力端子I
I〜■3の抵抗値をREとして、V/REとなる。
従って
I=(R/RE)・i・−(8)
となる。
補正回路並びにインピーダンス変換器31として作用す
る拡散抵抗Rと電圧ホロワ−32が無い場合には、磁場
センサlは直接電流iで給電され、その出力電圧は uH,nk (n) = (k/n) ・B N −
iとなる。補正回路としてインピーダンス変換器31が
設けられる場合には、8式を参照して、磁場センサ1の
補正された出力電圧は all、k (n) = (k/n) −B N
−I= (k/n)−BN−i ・ (R/RE)=u
H,nk(n) ・ (R/RE) −(9)
となる、但し抵抗R,REは2式により次の値をとる。
る拡散抵抗Rと電圧ホロワ−32が無い場合には、磁場
センサlは直接電流iで給電され、その出力電圧は uH,nk (n) = (k/n) ・B N −
iとなる。補正回路としてインピーダンス変換器31が
設けられる場合には、8式を参照して、磁場センサ1の
補正された出力電圧は all、k (n) = (k/n) −B N
−I= (k/n)−BN−i ・ (R/RE)=u
H,nk(n) ・ (R/RE) −(9)
となる、但し抵抗R,REは2式により次の値をとる。
R= A / m及びRε= A E / n上式でn
は磁場センサlの電荷担体濃度であり、m=p”nとな
る。pは大きな値に選らばれるので抵抗Rの電荷担体濃
度はかなり大きな値となる。
は磁場センサlの電荷担体濃度であり、m=p”nとな
る。pは大きな値に選らばれるので抵抗Rの電荷担体濃
度はかなり大きな値となる。
Aは抵抗Hの比例係数であり、AEは入力抵抗REの比
例係数である。pの値は少なくともほぼ5に等しい値に
選ばれるので、拡散抵抗Rの電荷担体濃度は磁場センサ
lの約5倍の大きさとなる。従って (R/ RE ) = (A / A E ) ・(
n / m )=D・ (n / m ) ただし、D (A/AE) 時間の経過に従って電荷担体濃度がn+δnないしm+
δm=m+δnの値を取ると、δn=δmであり、次の
式が成立する。
例係数である。pの値は少なくともほぼ5に等しい値に
選ばれるので、拡散抵抗Rの電荷担体濃度は磁場センサ
lの約5倍の大きさとなる。従って (R/ RE ) = (A / A E ) ・(
n / m )=D・ (n / m ) ただし、D (A/AE) 時間の経過に従って電荷担体濃度がn+δnないしm+
δm=m+δnの値を取ると、δn=δmであり、次の
式が成立する。
(R/RE)
=D・ [(n+δn)/(p−n+δn)pの値は上
述したように大きな値に設定されるので、δnはp−n
に対して無視することができ、以下の式が成立する。
述したように大きな値に設定されるので、δnはp−n
に対して無視することができ、以下の式が成立する。
(R/Rε)
= (D/p) ・ (l+δn / n )式(9
)から次の式が得られる。
)から次の式が得られる。
ull、k(n+δn)
= (D/P) ・ (1+δn / n )−u
H,nk (n+δn) インピーダンス変換器31は磁場センサlの入力回路3
1.2において補正回路として機能する。電流i並びに
磁場センサlの補正前の出力電圧uH,nkは係数(1
+δn / n )に比例する係数で掛算される。補正
回路を用いることにより磁場センサlの未補正の出力電
圧は(l+δn/n)の係数で掛算されることになる。
H,nk (n+δn) インピーダンス変換器31は磁場センサlの入力回路3
1.2において補正回路として機能する。電流i並びに
磁場センサlの補正前の出力電圧uH,nkは係数(1
+δn / n )に比例する係数で掛算される。補正
回路を用いることにより磁場センサlの未補正の出力電
圧は(l+δn/n)の係数で掛算されることになる。
電荷担体濃度n、mが時間的に変化(δn)すると、磁
場センサlの補正された電圧は次のように表される。
場センサlの補正された電圧は次のように表される。
U 夏1.k(n + δ n )
= (D/P) ・ (l+δn / n )−[k
/(n+δn)] ・BN−i= (D/P) ・
(l+δn / n ) ・(k / n )
[1/ (1+δn/n)] −BN−i= (D
/P) ・(k/n) HB N −i= (D
/P) −all、nk(n)従って磁場センサlの
補正された出力電圧ull。
/(n+δn)] ・BN−i= (D/P) ・
(l+δn / n ) ・(k / n )
[1/ (1+δn/n)] −BN−i= (D
/P) ・(k/n) HB N −i= (D
/P) −all、nk(n)従って磁場センサlの
補正された出力電圧ull。
kは磁場センサlの電荷担体濃度nの変化δnに無関係
となる。
となる。
第5の実施例に右ける抵抗Rと磁場センサlの配置並び
に構成に関しては第4の実施例で述べた両磁場センサ1
.1aに用いられたのと同じ条件が適用される。
に構成に関しては第4の実施例で述べた両磁場センサ1
.1aに用いられたのと同じ条件が適用される。
変換器4が電圧周波数変換器である場合には。
既に述べたように単位l/抄(・V)を有する変換器4
の変換比は基準周波数fOに比例する。即ち変換器4の
入力信号は基準周波数fOで掛算さされる電圧は係数(
l−δn / n )に比例する係数により変換器4の
入力信号を割り算するのに用いられる。又同様に(l+
δn / n )の係数で入力信号を掛算するのにも用
いられるので、変換器4の基準周波数fOも入力信号を
(l+δn/n)係数で掛算する目的で用いることがで
きる。
の変換比は基準周波数fOに比例する。即ち変換器4の
入力信号は基準周波数fOで掛算さされる電圧は係数(
l−δn / n )に比例する係数により変換器4の
入力信号を割り算するのに用いられる。又同様に(l+
δn / n )の係数で入力信号を掛算するのにも用
いられるので、変換器4の基準周波数fOも入力信号を
(l+δn/n)係数で掛算する目的で用いることがで
きる。
その場合基準周波数fOは一定ではなく、上記係数に比
例して形成される。その場合基準周波数fOは周波数が
抵抗比R1/R2の値に関係する周波数を有するか或は
バリヤ層型コンデンサC1の値に関係した周波数を有す
る発振器を用いて形成される。この場合変換器4の基準
電圧U□+を通常一定となる。
例して形成される。その場合基準周波数fOは周波数が
抵抗比R1/R2の値に関係する周波数を有するか或は
バリヤ層型コンデンサC1の値に関係した周波数を有す
る発振器を用いて形成される。この場合変換器4の基準
電圧U□+を通常一定となる。
[発明の効果]
以上説明したように、本発明によれば、半導体材料から
構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発生する
磁場センサを安定化させる装置において、nを半導体材
料の電荷担体濃度、δnを電荷担体濃度の時間的な変化
として、有効出力信号に対応した信号を係数(l+δn
/ n )に比例した補正係数で掛算する補正回路を
介して出力信号を得るようにしているので、半導体材料
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δnが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいパ゛ は少なくとも著しく減少させることのできる。
構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発生する
磁場センサを安定化させる装置において、nを半導体材
料の電荷担体濃度、δnを電荷担体濃度の時間的な変化
として、有効出力信号に対応した信号を係数(l+δn
/ n )に比例した補正係数で掛算する補正回路を
介して出力信号を得るようにしているので、半導体材料
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δnが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいパ゛ は少なくとも著しく減少させることのできる。
第1図は本発明装置の第1の実施例のブロック回路図、
第2図は本発明装置の第2の実施例のブロック回路図、
第3図は本発明装置の第3及び第4の実施例のブロック
回路図、第4図は垂直のホール素子の接続を示す回路図
、第5図は電圧電流変換器の回路図、第6図は増幅器の
第1の実施例の回路図、第7図は増幅器の第2の実施例
の回路図、第8図はホール素子とそれに関連する増幅器
の2つの抵抗を立体的にまとめた構造を示す説明図、第
9図は増幅器の第3の実施例のブロック回路図、第1O
図はコンデンサを接続した増幅器の回路図、第11図は
垂直のホール素子とバリヤ層型コンデンサの構造を示す
断面図、第12図は他の磁場センサ回路のブロック回路
図、第13図は本発明装置の第5の実施例のブロック回
路図、第14図はインピーダンス変換器の回路図である
。 l・・・磁場センサ 2・・・電圧電流変換器 3−・・増幅器 4・・・変換器 8・・・掛算器 へ
第2図は本発明装置の第2の実施例のブロック回路図、
第3図は本発明装置の第3及び第4の実施例のブロック
回路図、第4図は垂直のホール素子の接続を示す回路図
、第5図は電圧電流変換器の回路図、第6図は増幅器の
第1の実施例の回路図、第7図は増幅器の第2の実施例
の回路図、第8図はホール素子とそれに関連する増幅器
の2つの抵抗を立体的にまとめた構造を示す説明図、第
9図は増幅器の第3の実施例のブロック回路図、第1O
図はコンデンサを接続した増幅器の回路図、第11図は
垂直のホール素子とバリヤ層型コンデンサの構造を示す
断面図、第12図は他の磁場センサ回路のブロック回路
図、第13図は本発明装置の第5の実施例のブロック回
路図、第14図はインピーダンス変換器の回路図である
。 l・・・磁場センサ 2・・・電圧電流変換器 3−・・増幅器 4・・・変換器 8・・・掛算器 へ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1)半導体材料から構成され、有効出力信号(uA、f
A)に比例した出力信号を発生する磁場センサを安定化
させる装置において、nを半導体材料の電荷担体濃度、
δnを電荷担体濃度の時間的な変化として、有効出力信
号(uA、fA)に対応した信号を係数(1+δn/n
)に比例した補正係数で掛算する補正回路を介して出力
信号を得るようにしたことを特徴とする磁場センサを安
定化させる装置。 2)補正回路の変換比は、係数(1+δn/n)に比例
し、補正回路は、入力電流(i)が(1+δn/n)に
比例した係数で掛算されるように磁場センサ(1)の入
力回路(2、3、8)内に配置されることを特徴とする
請求項第1項に記載の装置。 3)前記補正回路は、入力端子に一定基準電圧(UR)
が入力される増幅器(3)で構成され、その増幅器(3
)の出力端子は、掛算器(8)の第1の入力端子と接続
され、又掛算器の第2の入力端子は電源電圧(uN)に
、その出力端子は電圧電流変換器(2)を介して磁場セ
ンサ(1)の入力端子と接続されることを特徴とする請
求項第2項に記載の装置。 4)補正回路の変換比は、係数(1+δn/n)に比例
し、補正回路は、磁場センサ(1)の後段にカスケード
接続されることを特徴とする請求項第1項に記載の装置
。 5)前記補正回路は増幅器(3)で構成され、その増幅
係数は第1の拡散抵抗(R1)と第2の拡散抵抗(R2
)の抵抗比(R1/R2)に比例し、両抵抗は、磁場セ
ンサ(1)と同一の導電型(N)の半導体材料を用いて
磁場センサに近接して配置され、第2の抵抗の電荷担体
濃度(m2)は第1の抵抗の電荷担体濃度(m1)の倍
数(a・m1)に等しいことを特徴とする請求項第3項
又は第4項に記載の装置。 6)第1の抵抗の電荷担体濃度(m1)は、磁場センサ
の電荷担体濃度(n)と同じ大きさに選ばれ、また第2
の抵抗の電荷担体濃度(m2)は、第1の抵抗の電荷担
体濃度(m1)の半分に選ばれることを特徴とする請求
項第5項に記載の装置。 7)増幅器(3)は、演算増幅器により構成される反転
型の増幅器であり、第1の抵抗(R1)はフィードバッ
ク抵抗(Rf)として演算増幅器の反転入力端子と出力
端子の間に接続され、第2の抵抗(R2)は入力抵抗と
して演算増幅器の反転入力端子に接続されることを特徴
とする請求項第5項又は第6項に記載の装置。 8)増幅器(3)は、演算増幅器(12a、13a)に
より構成される反転型の二つの増幅器のカスケード回路
から構成され、第1の抵抗(R1)はフィードバック抵
抗(Rf)として演算増幅器(12a)の反転入力端子
と出力端子の間に接続され、第3の抵抗(R3)は入力
抵抗として反転入力端子に接続され、第4の抵抗(R4
)はフィードバック抵抗(Rf)として演算増幅器(1
3a)の反転入力端子と出力端子の間に接続され、第2
の抵抗(R2)は入力抵抗として演算増幅器(13a)
の反転入力端子に接続されることを特徴とする請求項第
5項又は第6項に記載の装置。 9)前記補正回路は、増幅係数がバリヤ層型コンデンサ
(C1)とバリヤ層型でないコンデンサ(C2)の容量
比(C1/C2)の2乗に比例する増幅係数を有し、バ
リヤ層型コンデンサ(C1)は、磁場センサと同じ導電
型(N)の半導体材料に磁場センサに近接して拡散によ
り形成され、バリヤ層型コンデンサ(C1)の電荷担体
濃度(m)は、磁場センサの電荷担体濃度(n)と同じ
大きさに選ばれることを特徴とする請求項第3項又は第
4項に記載の装置。 10)増幅器(3)は、演算増幅器(20)として構成
された反転型の増幅器(3a、3b)であり、演算増幅
器(20)の出力端子と反転入力端子はフィードバック
コンデンサ(Cf)として機能する第2のコンデンサ(
C2)を介して互いに接続され、第1のスイッチ(21
)、入力コンデンサとして機能するバリヤ層型コンデン
サ(C1)並びに第2のスイッチ(22)がこの順序で
直列に増幅器(3a、3b)の入力端子と演算増幅器(
20)の反転入力端子間に接続され、入力コンデンサの
両端子は、第3ないし第4のスイッチ(23、24)を
介してアースに接続され、フィードバックコンデンサ(
Cf)が第5のスイッチ(25)を介して短絡されるこ
とを特徴とする請求項第9項に記載の装置。 11)磁場センサの後段に変換器(4)を接続し、補正
回路が変換比(1−δn/n)を有し、その出力端子が
変換器の基準入力端子と接続されることを特徴とする請
求項第1項に記載の装置。 12)補正回路が第2の磁場センサ(1a)を有する磁
場センサ回路(29)であり、両磁場センサ(1、1a
)は同じ半導体材料(N)から形成されてほぼ同じ形状
で互いに近接して配置され、変換器の基準入力端子がそ
の基準電圧入力端子(5、6)であることを特徴とする
請求項第11項に記載の装置。 13)前記補正回路は増幅器(3)で構成され、その増
幅係数は第1の拡散抵抗(R1)と第2の拡散抵抗(R
2)の抵抗比(R2/R1)に比例し、両抵抗は、磁場
センサ(1)と同一の導電型(N)の半導体材料を用い
て磁場センサに近接して配置され、第2の抵抗の電荷担
体濃度(m2)は第1の抵抗の電荷担体濃度(m1)の
倍数(a・m1)に等しいことを特徴とする請求項第1
1項に記載の装置。 14)第1の抵抗の電荷担体濃度(m1)は、磁場セン
サの電荷担体濃度(n)と同じ大きさに選ばれ、また第
2の抵抗の電荷担体濃度(m2)は、第1の抵抗の電荷
担体濃度(m1)の半分に選ばれることを特徴とする請
求項第13項に記載の装置。 15)増幅器(3)は、演算増幅器により構成される反
転型の増幅器であり、第2の抵抗(R2)はフィードバ
ック抵抗(Rf)として演算増幅器(11)の反転入力
端子と出力端子の間に接続され、第1の抵抗(R1)は
入力抵抗として演算増幅器の反転入力端子に接続される
ことを特徴とする請求項第13項又は第14項に記載の
装置。 16)前記補正回路は、増幅係数がバリヤ層型コンデン
サ(C1)とバリヤ層型でないコンデンサ(C2)の容
量比(C1/C2)の2乗に比例する増幅係数を有し、
バリヤ層型コンデンサ(C1)は、磁場センサと同じ導
電型(N)の半導体材料に磁場センサに近接して拡散に
より形成され、バリヤ層型コンデンサ(C1)の電荷担
体濃度(m)は、磁場センサの電荷担体濃度(n)と同
じ大きさに選ばれることを特徴とする請求項第11項に
記載の装置。 17)増幅器(3)は、演算増幅器(20)として構成
された反転型の増幅器(3a、3b)であり、演算増幅
器(20)の出力端子と反転入力端子はフィードバック
コンデンサ(Cf)として機能するバリヤ層型コンデン
サ(C1)を介して互いに接続され、第1のスイッチ(
21)、入力コンデンサとして機能する第2のコンデン
サ(C2)並びに第2のスイッチ(22)がこの順序で
直列に増幅器(3a、3b)の入力端子と演算増幅器(
20)の反転入力端子間に接続され、入力コンデンサの
両端子は、第3ないし第4のスイッチ(23、24)を
介してアースに接続され、フィードバックコンデンサ(
Cf)が第5のスイッチ(25)を介して短絡されるこ
とを特徴とする請求項第16項に記載の装置。 18)補正回路は、電圧ホロワー(31)と拡散抵抗(
R)からなるインピーダンス変換器(31)であり、拡
散抵抗の電荷担体濃度(m)は、磁場センサの電荷担体
濃度の約5倍に選ばれて、磁場センサと同じ導電型(N
)の半導体材料に磁場センサに近接して拡散により形成
され、インピーダンス変換器は、電圧電流変換器により
電流(i)が給電され、拡散抵抗は、電圧ホロワーを介
して磁場センサの入力端子と接続されることを特徴とす
る請求項第1項又は第2項に記載の装置。 19)磁場センサの後段に電圧周波数変換器が接続され
、補正回路が(1+δn/n)の変換比を有し、その出
力端子が電圧周波数変換器の基準周波数入力端子(7)
と接続されることを特徴とする請求項第1項に記載の装
置。 20)補正回路は、二つの抵抗(R1、R2)の抵抗比
あるいはバリヤ層型コンデンサ(C1)の値に関係した
周波数を発振する発振器から構成されることを特徴とす
る請求項第19項に記載の装置。
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006098304A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Yamaha Corp | 磁気測定回路 |
US9259830B2 (en) | 2009-01-21 | 2016-02-16 | Hilti Aktiengesellschaft | Striking mechanism and hand-held power tool |
Families Citing this family (60)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5532584A (en) * | 1993-08-31 | 1996-07-02 | Eastman Kodak Company | MR sensor including calibration circuit wherein signals are averaged for determining a correction factor and pole pieces are shaped to reduce field in gap therebetween |
DE10224747B4 (de) * | 2002-06-04 | 2004-05-13 | Infineon Technologies Ag | Sensorschaltung und Verfahren zur Herstellung derselben |
EP1746426B1 (de) * | 2005-07-22 | 2019-03-06 | Melexis Technologies NV | Stromsensor |
US9823090B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-11-21 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a movement of a target object |
US7923996B2 (en) * | 2008-02-26 | 2011-04-12 | Allegro Microsystems, Inc. | Magnetic field sensor with automatic sensitivity adjustment |
WO2010096367A1 (en) | 2009-02-17 | 2010-08-26 | Allegro Microsystems, Inc. | Circuits and methods for generating a self-test of a magnetic field sensor |
EP2634592B1 (en) | 2009-07-22 | 2015-01-14 | Allegro Microsystems, LLC | Circuits and methods for generating a diagnostic mode of operation in a magnetic field sensor |
US8680846B2 (en) | 2011-04-27 | 2014-03-25 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor |
US8604777B2 (en) | 2011-07-13 | 2013-12-10 | Allegro Microsystems, Llc | Current sensor with calibration for a current divider configuration |
US9201122B2 (en) * | 2012-02-16 | 2015-12-01 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods using adjustable feedback for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor with an adjustable time constant |
US9817078B2 (en) | 2012-05-10 | 2017-11-14 | Allegro Microsystems Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having integrated coil |
US9383425B2 (en) | 2012-12-28 | 2016-07-05 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for a current sensor having fault detection and self test functionality |
US9548443B2 (en) | 2013-01-29 | 2017-01-17 | Allegro Microsystems, Llc | Vertical Hall Effect element with improved sensitivity |
US10725100B2 (en) | 2013-03-15 | 2020-07-28 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having an externally accessible coil |
US10495699B2 (en) | 2013-07-19 | 2019-12-03 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having an integrated coil or magnet to detect a non-ferromagnetic target |
US10145908B2 (en) | 2013-07-19 | 2018-12-04 | Allegro Microsystems, Llc | Method and apparatus for magnetic sensor producing a changing magnetic field |
US9810519B2 (en) | 2013-07-19 | 2017-11-07 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors that act as tooth detectors |
US9312473B2 (en) * | 2013-09-30 | 2016-04-12 | Allegro Microsystems, Llc | Vertical hall effect sensor |
WO2015100214A2 (en) | 2013-12-26 | 2015-07-02 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for sensor diagnostics |
US9645220B2 (en) | 2014-04-17 | 2017-05-09 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor using phase discrimination |
US9735773B2 (en) | 2014-04-29 | 2017-08-15 | Allegro Microsystems, Llc | Systems and methods for sensing current through a low-side field effect transistor |
US9739846B2 (en) | 2014-10-03 | 2017-08-22 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensors with self test |
US9719806B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-08-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a movement of a ferromagnetic target object |
US9720054B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-08-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor and electronic circuit that pass amplifier current through a magnetoresistance element |
US9823092B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-11-21 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor providing a movement detector |
US10712403B2 (en) | 2014-10-31 | 2020-07-14 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor and electronic circuit that pass amplifier current through a magnetoresistance element |
US10466298B2 (en) | 2014-11-14 | 2019-11-05 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with shared path amplifier and analog-to-digital-converter |
US9804249B2 (en) | 2014-11-14 | 2017-10-31 | Allegro Microsystems, Llc | Dual-path analog to digital converter |
US9841485B2 (en) | 2014-11-14 | 2017-12-12 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor having calibration circuitry and techniques |
US9638764B2 (en) | 2015-04-08 | 2017-05-02 | Allegro Microsystems, Llc | Electronic circuit for driving a hall effect element with a current compensated for substrate stress |
US9851417B2 (en) | 2015-07-28 | 2017-12-26 | Allegro Microsystems, Llc | Structure and system for simultaneous sensing a magnetic field and mechanical stress |
US10107873B2 (en) | 2016-03-10 | 2018-10-23 | Allegro Microsystems, Llc | Electronic circuit for compensating a sensitivity drift of a hall effect element due to stress |
US10132879B2 (en) | 2016-05-23 | 2018-11-20 | Allegro Microsystems, Llc | Gain equalization for multiple axis magnetic field sensing |
US10260905B2 (en) | 2016-06-08 | 2019-04-16 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors to cancel offset variations |
US10041810B2 (en) | 2016-06-08 | 2018-08-07 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors that act as movement detectors |
US10012518B2 (en) | 2016-06-08 | 2018-07-03 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a proximity of an object |
US10162017B2 (en) | 2016-07-12 | 2018-12-25 | Allegro Microsystems, Llc | Systems and methods for reducing high order hall plate sensitivity temperature coefficients |
US9628101B1 (en) * | 2016-09-27 | 2017-04-18 | Semiconductor Components Industries, Llc | Methods and apparatus for an analog-to-digital converter |
US10837943B2 (en) | 2017-05-26 | 2020-11-17 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with error calculation |
US10996289B2 (en) | 2017-05-26 | 2021-05-04 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated position sensor with reflected magnetic field |
US11428755B2 (en) | 2017-05-26 | 2022-08-30 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated sensor with sensitivity detection |
US10641842B2 (en) | 2017-05-26 | 2020-05-05 | Allegro Microsystems, Llc | Targets for coil actuated position sensors |
US10324141B2 (en) | 2017-05-26 | 2019-06-18 | Allegro Microsystems, Llc | Packages for coil actuated position sensors |
US10310028B2 (en) | 2017-05-26 | 2019-06-04 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor |
US10520559B2 (en) | 2017-08-14 | 2019-12-31 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for Hall effect elements and vertical epi resistors upon a substrate |
US10866117B2 (en) | 2018-03-01 | 2020-12-15 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field influence during rotation movement of magnetic target |
US10424616B1 (en) * | 2018-06-20 | 2019-09-24 | Globalfoundries Singapore Pte. Ltd. | Integrated circuit devices including vertical and lateral hall elements, and methods for fabricating the same |
US11255700B2 (en) | 2018-08-06 | 2022-02-22 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor |
US10823586B2 (en) | 2018-12-26 | 2020-11-03 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor having unequally spaced magnetic field sensing elements |
US11061084B2 (en) | 2019-03-07 | 2021-07-13 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor and deflectable substrate |
US10955306B2 (en) | 2019-04-22 | 2021-03-23 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor and deformable substrate |
US11280637B2 (en) | 2019-11-14 | 2022-03-22 | Allegro Microsystems, Llc | High performance magnetic angle sensor |
US11237020B2 (en) | 2019-11-14 | 2022-02-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor having two rows of magnetic field sensing elements for measuring an angle of rotation of a magnet |
US11194004B2 (en) | 2020-02-12 | 2021-12-07 | Allegro Microsystems, Llc | Diagnostic circuits and methods for sensor test circuits |
US11169223B2 (en) | 2020-03-23 | 2021-11-09 | Allegro Microsystems, Llc | Hall element signal calibrating in angle sensor |
US11262422B2 (en) | 2020-05-08 | 2022-03-01 | Allegro Microsystems, Llc | Stray-field-immune coil-activated position sensor |
US11493361B2 (en) | 2021-02-26 | 2022-11-08 | Allegro Microsystems, Llc | Stray field immune coil-activated sensor |
US11630130B2 (en) | 2021-03-31 | 2023-04-18 | Allegro Microsystems, Llc | Channel sensitivity matching |
US11578997B1 (en) | 2021-08-24 | 2023-02-14 | Allegro Microsystems, Llc | Angle sensor using eddy currents |
US11994541B2 (en) | 2022-04-15 | 2024-05-28 | Allegro Microsystems, Llc | Current sensor assemblies for low currents |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3816766A (en) * | 1973-01-29 | 1974-06-11 | Sprague Electric Co | Integrated circuit with hall cell |
US4292582A (en) * | 1977-06-22 | 1981-09-29 | Nippon Klingage Kabushiki Kaisha | Residual voltage regulating circuit for hall element |
DE2844420A1 (de) * | 1978-10-12 | 1980-04-24 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Integriertes hall-bauelement |
DE3061485D1 (en) * | 1979-05-04 | 1983-02-03 | Gen Electric Co Plc | Carrier-domain magnetometers |
CH664632A5 (de) * | 1984-08-16 | 1988-03-15 | Landis & Gyr Ag | Schaltungsanordnung zur kompensation von schwankungen des uebertragungsfaktors eines magnetfeldsensors. |
US4760285A (en) * | 1987-03-30 | 1988-07-26 | Honeywell Inc. | Hall effect device with epitaxal layer resistive means for providing temperature independent sensitivity |
-
1988
- 1988-11-19 EP EP88119272A patent/EP0338122B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-11-19 AT AT88119272T patent/ATE86800T1/de not_active IP Right Cessation
- 1988-11-19 DE DE8888119272T patent/DE3879187D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-11-19 ES ES198888119272T patent/ES2039019T3/es not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-04-05 YU YU68689A patent/YU68689A/sh unknown
- 1989-04-19 US US07/340,274 patent/US4970411A/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-04-19 JP JP1097708A patent/JPH0213869A/ja active Pending
- 1989-04-20 FI FI891890A patent/FI891890A/fi not_active Application Discontinuation
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006098304A (ja) * | 2004-09-30 | 2006-04-13 | Yamaha Corp | 磁気測定回路 |
US9259830B2 (en) | 2009-01-21 | 2016-02-16 | Hilti Aktiengesellschaft | Striking mechanism and hand-held power tool |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
ES2039019T3 (es) | 1993-08-16 |
YU68689A (sh) | 1992-07-20 |
EP0338122A1 (de) | 1989-10-25 |
FI891890A0 (fi) | 1989-04-20 |
FI891890A (fi) | 1989-10-22 |
DE3879187D1 (de) | 1993-04-15 |
EP0338122B1 (de) | 1993-03-10 |
ATE86800T1 (de) | 1993-03-15 |
US4970411A (en) | 1990-11-13 |
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JPS6155043B2 (ja) | ||
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