JPH0213869A - 磁場センサを安定化させる装置 - Google Patents

磁場センサを安定化させる装置

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JPH0213869A
JPH0213869A JP1097708A JP9770889A JPH0213869A JP H0213869 A JPH0213869 A JP H0213869A JP 1097708 A JP1097708 A JP 1097708A JP 9770889 A JP9770889 A JP 9770889A JP H0213869 A JPH0213869 A JP H0213869A
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magnetic field
field sensor
resistor
charge carrier
carrier concentration
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JP1097708A
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Beat Haelg
ビート・ヘールク
Vries Jacob De
ジャコブ・ドゥ・ヴリース
Beat Furrer
ビート・フレール
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Siemens Building Technologies AG
Landis and Gyr AG
Original Assignee
Landis and Gyr AG
LGZ Landis and Gyr Zug AG
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Publication date
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    • H10B61/00—Magnetic memory devices, e.g. magnetoresistive RAM [MRAM] devices
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N59/00—Integrated devices, or assemblies of multiple devices, comprising at least one galvanomagnetic or Hall-effect element covered by groups H10N50/00 - H10N52/00
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
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  • Hydrogenated Pyridines (AREA)
  • Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Magnetic Means (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、磁場センサを安定化させる装置、更に詳細に
は、半導体材料から構成され、有効出力信号に比例した
出力信号を発生する磁場センサを安定化させる装置に関
する。
［従来の技術］ この種の装置は１例えば電力計に用いて電圧と電流の積
ｕＮ−ｉＮを計算し、あるいは電圧ｕＮを一定に保ちな
がら電流ｉＮを測定するのに使用される。なお、ｕＮは
電源供給網の電源電圧を示し、ｉＮは電気エネルギの使
用者が使用する、あるいは使用者に供給される電流を示
す、電流ｉＮは電流によって発生される磁束密度ＢＮに
比例するので、磁場センサは磁束密度を求める場合には
、間接的に電流ｉＮを測定する。磁場センサとして使用
されるホール素子の出力電圧ｕＨはホール素子の供給電
流ｉと磁束密度の積１−ＢＮに比例するので、ホール素
子に供給される電流ｉが電流電圧変換器によって電源電
圧ｕＮに比例して発生される場合には、ホール素子も電
圧と電流の積ＵＮ−ｉＮを形成する。
［発明が解決しようとする課題］ 精密計器に磁場センサを使用する場合には、それなりに
長期間安定性が要求されるが、これは集積回路に組み込
む場合にそのままで保証されるものではない、特に半導
体材料から形成される磁場センサの長期間安定性は、半
導体材料の電荷担体濃度の小さな変化によっても損なわ
れる。
磁場センサの半導体材料の電荷担体濃度の、例えばエネ
ルギギャップにおける「トラップ」による変化が直接磁
場センサの出力電圧に影響を与え、それによって長期間
安定性を損なう、製造工程のいずれかに不純なものが混
じると後にイオンが磁場センサの感応部分に拡散するこ
とにより、そこに電荷担体が発生し、それによって磁場
センサの感度に変化が生じる。長時間安定性を損なう上
記のような効果を減少させることについては、まだ何ら
の方法も開示されていない。
従って本発明の課題は、半導体材料の電荷担体濃度の小
さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及ぼす上記
の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく減少させ
ることのできる冒頭で述べた種類の装置を提供すること
である。
［課題を解決するための手段］ 上記の課題を解決するために本発明によれば、半導体材
料から構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発
生する磁場センサを安定化させる装置において、ｎを半
導体材料の電荷担体濃度。
δｎを電荷担体濃度の時間的な変化として、有効出力信
号に対応した信号を係数（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）に比例
した補正係数で掛算する補正回路を介して出力信号を得
る構成を採用している。
［作用］ このような構成においては、補正回路により半導体材料
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δｎが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいは少なくとも著しく
減少させるこｐ−゛ と・できる、　　・ ［実施例］ 次に、本発明の実施例を図面に示し、以下で詳細に説明
する。なお、図面のすべての図において同一の記号は同
一の部材にないし素子を示している。
第８図と第１１図に示す概略図は、各部の相対的な位置
関係を示すものであって、完全なものではない、特に、
端子、接点、配線及び被覆層などは示されていない、ま
た、各図において、磁場センサは、ホール素子から構成
されているものとす漬。
すべての実施例において磁場センサは、電流ｉＮに比例
する測定すべき磁束密度ＢＮ内に配置され、好ましくは
Ｎでドーピングされた材料から形成されている。磁場セ
ンサがホール素子であることを前提として、その出力電
圧は公知のホール電圧に等しく、次式が成り立つ。
ＵＨ（ｎ）＝　（ｋ／ｎ）　　・１−ＢＮ但し、ｋ＝　
（ｇ−ｓ）／　（ｅ−ｄ）であって、（ｋ／ｎ）は、ホ
ール定数である。又、ｎは、磁場センサを形成している
半導体材料の電荷担体濃度（ドーピング濃度）、すなわ
ちＮドーピング半導体材料から形成されたホール素子の
電子濃度、ｇは、ホール素子の幾何学的常数、Ｓは、ホ
ール漏れ係＠（はぼ１に等しい）、ｅは、電子の電荷量
、ｄは、磁束密度ＢＮ方向のホール素子の厚さである。
時間の経過に伴って磁場センサの電荷担体濃度がｎから
ｎ＋δｎに変化すると（δは電荷担体濃度ｎの時間的な
変化を示す）、ホール電圧は次のような新しい値をとる
。
ｕＨ（ｎ＋δｎ） ＝　［ｋ／　（ｎ＋δｎ）］−１−ＢＮ＝［ｎ／（ｎ＋
δｎ）］　　・　（ｋ／ｎ）・１−ＢＮ ＝　［１／　（１＋δｎ／ｎ）］　　・ｕ　Ｈ（ｎ）・
・・（１） 本発明装置の有効出力信号は磁場センサの出力電圧に比
例し、従って変化したホール電圧ｕ　Ｈ（ｎ＋δｎ）に
比例するので、すべての実施例に右いてホール電圧に発
生する誤差を補償するためには、装置からの有効出力信
号に対応した信号に、（１＋δｎ　／　ｎ　）に比例し
た補正係数を乗算しなければならない、この場合には装
置の有効出力信号はδｎ　／　ｎに無関係になる。この
ために装置の有効出力信号に対応した信号は装置内で補
正回路を介して装置の出力端子に導かれる。最初の２つ
の実施例と第５の実施例においては補正回路は、係数（
１＋δｎ　／　ｎ　）に比例する変換比を有し、第３と
第４の実施例においては係数（１−δｎ　／　ｎ　）に
比例する変換比を有する。
最初の３つの実施例（第１図〜第３図を参照）において
は、本発明装置はそれぞれ少なくとも１つの磁場センサ
ｌ、電圧電流変換器２、増幅器３、磁場センサ１の後段
に接続された変換器４から構成される。最初の３つの実
施例の補正回路は増幅器３であって、この増幅器の増幅
係数（ゲイン）は最初の２つの実施例においては係数（
ｌ＋δｎ　／　ｎ　）に比例し、第３の実施例において
は係数（ｌ−δｎ　／　ｎ　）に比例する。
本発明装置の次のすべての実施例において使用される変
換器４はそれぞれアナログデジタル変換器か、あるいは
電圧周波数変換器である。変換器４の出力電圧ｕＡは、
常に本発明装置の出力電圧となる。従って磁場センサｌ
の出力電圧ｕＨに比例する装置の有効出力信号は、変換
器４がアナログデジタル変換器である場合には、変換器
４から得られるデジタルの出力値に変換され、一方、変
換器４が電圧周波数変換器である場合には周波数ｆＡの
信号に変換される。変換器４は２端子の基準電圧入力端
子５，６を有し、かつ変換器が電圧周波数変換器である
場合にはさらに基準周波数入力端子７も有する。変換器
４が電圧周波数変換器である場合には、その基準周波数
入力端子７が一定の基準周波数ｆＯと接続されているも
のとする。変換器４の内部構造については詳しく説明し
ない、というのはアナログデジタル変換器及び電圧周波
数変換器は公知でかつ一般に使用されている電子回路で
あって、当業者はそれをよく知っておりかつ容易に入手
できるからである。
最初の３つの実施例においては、電圧ｕｌｌ（第１図を
参照）ないし電源電圧ｕＮ　　（第２図と第３図を参照
）はそれぞれ電圧電流変換器２の電圧入力端子へ印加さ
れる。電圧電流変換器２の電流出力自体はそれぞれ磁場
センサｌの入力端子ＩＩ、Ｉ２．Ｉ３に接続されている
。電圧ｕＭないし電源電圧ｕＮは電圧電流変換器２によ
り電圧に比例した電流ｉに変換されて、磁場センサ１に
供給される。
第１図に示す第１の実施例にあっては、磁場センサｌの
出力Ｓ１．Ｓ２は変換器４の信号入力端子に直接接続さ
れており、変換器４の基準電圧入力端子５．６には一定
の基準電圧ＵＯが供給される。増幅器３の入力端子には
一定の基準電圧ＵＲが印加されており、出力端子は掛算
器８の第１の入力端子と接続されている。前記掛算器の
第２の入力端子には電源電圧ｕＮが供給される。増幅器
３の出力電圧はＵＶで示されている。出力電圧ｕＭは掛
算器８の出力電圧であって、従って掛算器の２つの入力
電圧の積ｕＮ−ＵＶに相当する。
掛算器８の出力端子は電圧電流変換器２を介して磁場セ
ンサの電流入力端子１１．Ｉ２、Ｉ３と接続されている
。掛算器８は公知の素子であってかつ市場で入手するこ
とができる。
第２図に示す第２の実施例においては、磁場センサｌの
出力端子Ｓ１．Ｓ２は増幅器３の入力端子と接続されて
おり、増幅器３の出力端子は変換器４の信号入力端子に
接続されている。従って増幅器３は磁場センサｌの後段
にカスケード接続されている。変換器４の基準電圧入力
端子５．６には一定の基準電圧Ｕｎが供給されている。
第３図に示す第３の実施例においては、磁場センサｌの
出力端子Ｓ１．Ｓ２は変換器４の信号入力端子に直接接
続されており、変換器４の基準電圧入力端子５．６は増
幅器３の出力端子と接続されている。増幅器３の入力端
子には一定の基準電圧ＵＲが印加されている。
第１の実施例においては、磁場センサｌに対する入力回
路２．３．８において補正回路として機能する増幅器３
は、磁場センサｌに供給される電流ｉに係数（ｌ＋δｎ
　／　ｎ　）に比例する補正係数を乗算する。すなわち
この場合には増幅器３の出力電圧ＵＶは（ｌ＋δｎ　／
　ｎ　）に比例し、従って電流ｉは積ｕＮ・　（ｌ＋δ
ｎ　／　ｎ　）に比例する。
第２の実施例においては、掛算は磁場センサｌの出力側
で行われる。この場合に磁場センサの出力電圧ｕＨは後
段にカスケード接続された増幅器３の増幅係数（ｌ＋δ
ｎ　／　ｎ　）によって直接掛は算される。
従ってこの最初の２つの実施例においては、（１）式を
参照して、変換器４の入力電圧は次の値に比例する。
ｕＨ（ｎ＋δｎ）　　・　（１＋δｎ　／　ｎ　）＝［
ｌ／（１＋δｎ／ｎ）］　・ｕＨ（ｎ）・　（ｌ＋δｎ
　／　ｎ　） 二　ｕＨ（ｎ） 従って、この値は所望通り磁場センサｌ内の電荷担体濃
度ｎの変化とは無関係になることが分かる。
変換器４がアナログデジタル変換器である場合には、変
換器４の出力電圧ｕＡは、単位のないデジタルの出力値
であり、変換器４のボルトで示される入力電圧に比例す
る。その場合、比例係数はｌ／ボルトの単位を有し、変
換器４の基準電圧入力端子５．６に印加される基準電圧
Ｕｎ（第１図と第２図を参照）ないしＵＶ（第３図を参
照）に反比例する。言い替えると比例係数は第１と第２
の実施例においては１／Ｕｎに比例し、第３の実施例に
おいてはｌ／Ｕｖに比例する。
これに対して変換器４が電圧周波数変換器である場合に
は、その出力は１７秒の単位を有する。
電圧周波数変換器の出力周波数は、変換器のボルトで表
される入力電圧に比例し、比例係数は１／（秒、ボルト
）の単位を有し、変換器４の基準周波数入力端子７に印
加される基準周波数ｆＯに比例し、変換器４の基準電圧
入力端子５．６に印加される基準電圧ＵＯ（第１図と第
２図を参照）ないしＵＶ（第３図を参照）に反比例する
。言い替えると、この場合にも比例係数は最初の２つの
実施例においては１／ＵＯに比例し、３つ目も実施例に
おいては１／ＵＶに比例する。さらにこの比例係数はす
べての実施例において係数ｆＯに比例する。従って、変
換器４がアナログデジタル変換器であるかあるいは電圧
周波数変換器であるかに関係なく、変換器４の入力電圧
は第１と第２の実施例においては一定の基準電圧Ｕｎで
割り算され、第３の実施例においては増幅器３の出力電
圧ＵＶで割り算される。
第１と第２の実施例においては、すでに詳細に説明した
ように、δｎは磁場センサの入力側にしろ出力側にしろ
すでに補償されており、従って変換器４の入力電圧の値
にはもはや含まれておらず、かつ基準電圧ＵＯは一定で
あるので、装置の出力信号すなわち変換器４がアナログ
デジタル変換器である場合にはデジタルの出力値、変換
器４が電圧周波変換器である場合には出力周波数ｆＡは
所望通り磁場センサ■の電荷担体濃度の変化δｎには無
関係となる。
これに対して第３の実施例においては、変換器４の入力
電圧は次に示すように磁場センサ１の未補正の出力電圧
となる。
ｕＨ（ｎ＋δｎ）＝　［１／　（１＋δｎ／ｎ）］・ｕ
Ｈ（ｎ） 補正、すなわち係数（１＋δｎ／ｎ）を用いての掛は算
は、第３の実施例においては、変換器４の内部で変換器
４の基準電圧入力端子５，６に印加される増幅器３の出
力電圧ＵＶで変換器４の入力電圧ｕＨを割り算すること
によって行われる。従って、この場合には、増幅器３は
、その増幅係数が（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）ではなく、（
ｌ−δｎ　／　ｎ　）となるので、増幅器３の出力電圧
は、ＵＶ＝ＵＲ−（１−δｎ　／　ｎ　）になる。
変換器４の入力電圧ｕＨは、従って（ｌ−δｎ　／　ｎ
　）で変換器４において割算される。これは、（δｎ　
／　ｎ　）が小さい値の場合、係数（ｌ＋δｎ／ｎ）で
掛算するのに等価となる。というのは、 ［１／　（１−δｎ／ｎ）］は、分解すると、その第２
次及び第３次の項がほぼ無視できる零にちかい値であり
、 ［１／　（１−δｎ／ｎ）］　＝　（１＋δｎ　／　ｎ
　）となるからである、係数（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）で
掛算することにより変換器４の入力電圧に含まれる係数
［’ｌ／（１＋δｎ／ｎ）］が除去されるので、変換２
３４の有効出力信号は、第１、第２実施例と同様に磁場
センサｌの電荷担体濃度ｎの変化δｎと無関係になる。
本発明で利用される全てのホール素子は、垂直あるいは
水平ホール素子のいずれかである。垂直ホール素子は、
例えばＩＥＥＥ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ　Ｄｅｖｉｃｅ　Ｌ
ｅｔｔｅｒｓ　（エレクトロン　デバイス　レターズ）
　　Ｖｏｌ、　ＥＤＬ−５，Ｎｏ、９　Ｓｅｐ、　８４
　　頁３５７．３５８　”Ｔｈｅ　ｖｅｒｔｉｃａｌ　
ｈａｌｌ−ｅｆｆｅｃｔ　ｄｅｖｉｃｅ［垂直ホール効
果素子）ＲｏＳ、　Ｐｏｐｏｖｉｃ（ボボビック）に記
載されており、−方水平ホール素子は、例えば米国特許
第４２５３１０７号に記載されている。垂直ホール素子
は、ホール素子の表面に平行に作用する磁場を測定する
素子であり、一方水平ホール素子はホール素子の表面に
垂直に作用する磁場を測定する素子である。以下、本発
明実施例で用いられるホール素子は全て垂直ホール素子
であるものとする。
この場合いずれのホール素子も、３つの電流入力端子Ｔ
１．Ｉ２、Ｉ３並びに２つのセンサ出力端子ＳＩ　Ｓ２
を有する。これらの端子は、第８図及び第１１図に図示
されたように左から右へ、Ｉ２、Ｓｌ、１１、Ｓ２．１
３の並び方をしている０両側に配置された電流端子■２
、Ｉ３は抵抗を介するかあるいは第４図に図示した垂直
ホール素子９のように互いに直接接続される。
その場合Ｉ２、Ｉ３の接続点は、入力端子ＩｆからＩ３
の２ダ誦子の一方を構成する。電圧電流変換器２から供
給されるホール素子ｌへの電流ｉは、例えば端子Ｉｆを
介してホール素子内に流れ、ここで分流され、分流され
た電流は端子工２、Ｉ３を介してホール素子を離脱し、
その後加算されて電流ｉとなるようにされる。センサ端
子Ｓ１．Ｓ２はホール素子の出力端子を示し、その端子
間にホール電圧ｕＨが発生する。センサ端子Ｓ２は見か
け・上あるいは実際にアース電位に接続される。
ホール素子の出力端子は見かけ上アースに接続させるこ
とができる。その場合、出力端子は、制御増幅器として
動作する不図示の増幅器の反転入力端子に接続される。
増幅器の非反転入力端子には理想的にはＯｖにほぼ等し
い基準電圧が印加される。この制御増幅器の出力端子は
磁場センサｌの電流入力端子、例えばＩ２、Ｉ３に接続
される。
電圧電流変換器２は好ましくは単一の抵抗ＩＯから構成
され、第５図に図示されたような構造となつ♂迩、この
場合、抵抗ｌＯは電圧電流変換器２の第１の入力端子と
第１の出力端子の間に接続される。一方第２の入力端子
と第２の出力端子はそれぞれ直接互いに接続される。
一方、３つのいずれの実施例に右いても、増幅器３は、
好ましくは第６図、第７図あるいは第９図のいずれかに
図示された構成のものが用いられる。
第６図に図示された増幅器は、拡散抵抗により形成され
た２つの抵抗Ｒｆ、Ｒｉの抵抗比Ｒｆ／Ｒｉに比例した
増幅係数を有する。第８図に図示されたようにこれらの
抵抗は、磁場センサｌの近辺にそれと対称にして同じよ
うに半導体内に拡散により形成されており、磁場センサ
ｌと同じ導電型Ｎで形成されている。　。
第６図に図示されたように増幅器３は、フィードバック
抵抗Ｒｆ並びに入力抵抗Ｒｉを有する演算増幅器１１に
よって構成された反転増幅器である。入力抵抗Ｒｉは、
増幅器３内で演算増幅器１１の反転入力端子に接続され
、増幅器３の第１の入力端子と演算増幅器１１の反転入
力端子間に接続されている。一方フイードバック抵抗Ｒ
ｆは、演算増幅器１１の反転入力端子と出力端子間に接
続される。演算増幅器１１の非反転入力端子は抵抗を介
するかあるいは介さず図示されたように増幅器３の第２
の入力端子に接続されている。
この入力端子は、同時に増幅器３の第１の出力端子とな
っており、又演算増幅器１１の出力端子が第２の出力端
子となっている。このように構成された増幅器３の増幅
係数は良く知られているように、−（Ｒｆ／Ｒｉ）に等
しい。
大部分の抵抗は１通常の方法を用いた集積回路として形
成されるが１両抵抗Ｒｆ、Ｒｉは、磁場センサｌが作ら
れるのと同じバルク材料からなる拡散抵抗として形成さ
れなければならない、Ｎでドーピングされた材料からな
る抵抗は、よく知られているように Ｒ（ｍ）＝Δ／ｍ　・−（２） の値を有する。但し、Ａ＝１／（Ｇ−ｅ・μ）であり、
ｍは、抵抗の電荷担体濃度ないし電子（ドーピング）濃
度、Ｇは、Ｇ＝ｂ　−ｔ／Ｌであり、抵抗の幾何学的な
形状、μは、電子の移動度、ｅは、電子の電荷量、ｂは
、抵抗の幅、ｔは、抵抗の厚さ、Ｌは、抵抗の長さであ
る。
第１．第２の実施例の場合、Ｒｆ＝Ｒ１，Ｒｉ＝Ｒ２で
あり、第３の実施例の場合、Ｒｆ＝Ｒ２、Ｒｉ＝Ｒ１で
ある。
第１の抵抗Ｒ１は、電荷担体濃度ｍ１．幾何学常数Ｇ１
．電子の移動度μｍを有し、係数ＡはＡＩ＝１／　（Ｇ
ｌ−ｅ・ｕ１）で、その抵抗値はＲ１（ｍ）＝ＡＩ／ｍ
ｌに等しい。
第２の抵抗Ｒ２は、電荷担体濃度ｍ２＝ａ・ｍｌ、幾何
学常数Ｇ２．電子の移動度μ２を有し、係数ＡはＡ２＝
１／　（Ｇ２−　ｅ　・ｕ２）で。
その抵抗値はＲ２（ｍ　）　”−Ａ　２　／　ｍ　２　
＝　Ａ　２　／（ａ−ｍ１）に等しい。
好ましくは、抵抗Ｒ１に対してｍ１＝ｎとするので、す
なわち、第１の抵抗Ｒ１の電荷担体濃度ｍｌは、磁場セ
ンサｌの電荷担体濃度ｎと同じ大きさに選ばれるので、
抵抗Ｒ１はＲ１（ｎ）＝Ａ　Ｉ　／　ｎに等しくなる。
又抵抗Ｒ２は、抵抗Ｒ１のａ倍の電荷担体濃度を持つの
で、抵抗Ｒ２の抵抗値は、Ｒ２（ｎ　）　＝　Ａ　２　
／　（ａ　ｎ　）に等しい、その場合、抵抗Ｒ２の電荷
担体濃度ｍ２は、磁場センサ１の電荷担体濃度ｎのａ倍
である。
既に述べたように、３つの素子１．Ｒ１、Ｒ２に対して
電荷担体濃度ｎの時間的な変化δｎは等しいので、δｎ
＝δｍｌ＝δｍ２が当てはまる。
抵抗比Ｒ２／Ｒ１は、初め （Ｒ２／Ｒ１） ＝　（Ａ２／ｍ２）／　（ＡＩ／ｍ１）＝　（Ａ　２　
／　Ａ　Ｉ　）　　・（ｍ　ｌ　／　ｍ　２　）の値を
有する。
抵抗Ｒ１が所定の時間経過後電荷担体濃度ｍ！＋δｍｌ
＝ｍｌ＋δｎをとり、又抵抗Ｒ２が電荷担体濃度ｍ２＋
δｍ２＝ｍ２＋δｎをとるとすると、 （Ｒ２／Ｒ１）＝　（１／Ｄ）　　・ ［（ｍｌ＋δｎ）／（ｍ２＋δｎ）］ −（３”） （１／Ｄ）＝Ａ２／ＡＩ ”　（Ｇｌ−ｅ・ｕ１）／　（Ｇ２・ｅ−ｕ２）＝　（
Ｇｌ／Ｇ２）　　・　（μｌ／μ２）・−（４） となる。
（３）式は、以下のように変形することができる。
（Ｒ１／Ｒ２） ＝Ｄ−（ｍ２＋δｎ）／（ｍｌ　＋δｎ）＝Ｄ−（ｍ２
／ｍ１）　　・　［ｌ＋　　（δｎ／ｍ２）］／［ｌ＋
（δｎ／ｍ１）］ −Ｄ　・　（ｍ２／ｍ１）　　・　［ｌ＋　　（δｎ　
／　ｍ　１　）（ｍｌ／ｍ２）］　　［１’（δｎ／ｍ
１）＋（δｎ／ｍ１）”・・・］ なお、 １／［１＋（δｎ／ｍ１）］ ＝ｌ−（δｎ／ｍ　１　）＋　　（δｎ／ｍ　１　）　
　”　−である。
（ｍ２／ｍ１）＝ａ、ｍ１＝ｎとし、第２次、第３次の
項が無視できるものとすると、抵抗比に対して以下の式
が成立する。
（Ｒ１／Ｒ２）＝　（Ｄ）（ｍ２／ｍ１）−（ｌ−（δ
ｎ　／　ｍ　１　）　　・ ［１−（ｍ　ｌ／ｍ２）］　） ＝（ａ−Ｄ）　　・ （１−［１−（１／ａ）　］　　・（δｎ／ｎ））・　
・−（５） ａ　＝　ｌ　／　２に選ぶと、すなわち、第２の抵抗Ｒ
２の電荷担体濃度を磁場センサｌの電荷担体濃度ｎの半
分に選ぶと、式（４）は以下のようになる。
（Ｒ１／Ｒ２） ＝　　（Ｄ／２）　　・’［１−（１−２）　　δｎ　
／　ｎ　］＝　　（Ｄ／２）　　・　（１＋δｎ　／　
ｎ　）あるいはδｎ／ｎが極めて小さいとき、１／（ｌ
＋δｎ　／　ｎ　）は（ｌ−δｎ　／　ｎ　）に等しく
なるので、 （Ｒ２／Ｒ１）＝　　（２／Ｄ）　　・（１−δｎ　／
　ｎ　） となる。
異なってドーピングされた二つの抵抗Ｒ１、幅係数は。
−（Ｒｆ　／　Ｒｉ　）　”　−（Ｒ１／　Ｒ２）＝−
（Ｄ／２）　　・　（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）となり、従
って、（１＋δｎ　／　ｎ　）に比例する。
それに対して、第３の実施例の場合、増幅係数は、 −（Ｒｆ　／　Ｒｉ　）　　”　−（Ｒ２／　Ｒｌ　）
＝−（２／Ｄ）　　・　（１−δｎ　／　ｎ　）に等し
くなり、従って、（ｌ−δｎ　／　ｎ　）に比例する。
空間電荷領域によって制限された抵抗Ｒ１、Ｒ２の形状
Ｇ１．Ｇ２は印加電圧にしたがって変化してはならない
。これは、とりわけ増幅器３の入力端子に変化するホー
ル電圧ｕ　ＩＩが発生する第２の実施例（第２図）につ
いて当てはまる。これらの変化を防止する方法として以
下のような方法が考えられる。
抵抗Ｒ１，Ｒ２の寸法を空間電荷領域の変化に対して同
じ大きさにするか、あるいはその領域を制限する槽のバ
イアス電圧を抵抗間の電圧降下と同じ大きさにする。
あるいは、増幅器３に対して両抵抗Ｒｉ、Ｒｆの電圧降
下が等しくなる第７図の回路構成を用いるようにする。
第７図に図示された増幅器３は、はぼ同様に構成された
２つの演算増幅器１２ａ、１３ａを用いて構成された反
転型の増幅器■２．１３のカスケード接続から構成され
ている。これらの両増幅器は、第６図に図示された増幅
器と同様な構成であるが、異なるところは、前段の増幅
器１２の入力抵抗がＲｉではなく、抵抗Ｒ３となってお
り、又後段の増幅器１３のフィードバック抵抗がＲｆで
はなく、抵抗Ｒ４となっているところである。
これらの抵抗Ｒ３、Ｒ４は集積回路を用いて通常の方法
で作られる。このように増幅器１２．１３はそれぞれフ
ィードバック抵抗Ｒｆ、Ｒ４並びに入力抵抗Ｒ３、Ｒｉ
を有する演算増幅器１２ａ、１３ａから構成される。増
幅器１３の入力抵抗Ｒｉと増幅器１２のフィードバック
抵抗Ｒｆは第６図に図示した増幅器と同じ機能を持って
いる。
第１と第２の実施例においては、Ｒｆ＝Ｒ１、Ｒｉ　＝
Ｒ２であるので、フィードバック抵抗Ｒｆとしての第１
の抵抗Ｒ１は演算増幅器１２ａの出力とその反転入力間
に接続される。又第３の抵抗Ｒ３はこの演算増幅器１２
ａの反転入力に入力抵抗として接続され、一方第４の抵
抗Ｒ４はフィードバック抵抗として演算増幅器１３ａの
出力とその反転入力端子間に接続される。又第２の抵抗
Ｒ２は入力抵抗Ｒｉとして演算増幅器１３ａの反転入力
端子に接続される。
これに対して第３の実施例ではＲｆ＝Ｒ２、Ｒ’ｉ　＝
　Ｒ１であるので、第２の一抵抗Ｒ２はフィードバック
抵抗Ｒｆとして演算増幅器１２ａの出力端子とその反転
入力端子間に接続され、一方第１の抵抗Ｒ１は入力抵抗
Ｒｉとして演算増幅器１３ａの反転入力端子に接続され
る。
第７図に用いた演算増幅器１２ａ、１３ａの反転入力端
子は同じ電位が印加されているので、両抵抗Ｒｉ、Ｒｆ
を介して同じ大きさの電圧ｕ３が発生する。但しＲ３は
前段の増幅器１２の出力電圧である。
第７図に図示した増幅器３の増幅係数は以下のように示
される。
（−Ｒｆ／Ｒ３）−（−Ｒ４／Ｒｉ　）＝（Ｒｆ　／　
Ｒｉ　）　　・　（Ｒ４／Ｒ３）抵抗Ｒ３、Ｒ４の値を
適当に選ぶことにより、増幅器３はその入力信号を増幅
し、それにより第２の実施例の場合ホール電圧ｕＨを所
望のとうり増幅する。
第８図に部分的に図示したホール素子の場合、Ｐ材料か
ら成る基板１４が設けられ、その上に弱くＮ材料でドー
ピングされたエピタキシャル層１５が形成される。第８
図に概略図示したように、両抵抗Ｒｆ、Ｒｉは磁場セン
サｌの両側に、上から見て対称に配置されている。これ
らの素子１、Ｒｆ、Ｒｉは同じ温度を有し、時間が経過
後でも同じドーピング濃度δｎを有するようにエピタキ
シャル層１５のＮドーピング材料内で可能な限り空間的
に近接して配置される。
更に抵抗Ｒｆ、Ｒｉは磁場センサｌに対称に配置され、
それによってこれらの抵抗は、その比を形成することに
よって相殺されるほぼ同じピエゾ抵抗効果を持つことに
なる。電荷担体濃度で両抵抗Ｒｆ、Ｒｉが磁場センサｌ
と同じ変化δｎとなるようにするために、゛これらの抵
抗は、更に磁場センサｌとできるだけ同じ幾何学的な形
状、特に深さを同じにし、又同じ技術即ち同じ工程で同
じ量で製造されなければならない。
両抵抗Ｒｆ、Ｒｉは好ましくは磁場センサ１と同様に濃
くドーピングされたＰ材料（Ｐの井戸）から成る槽１６
によって包囲されており、上部からＰ材料から成る不図
示の保護層で被覆されてい　。
る。
磁場センサ１の接続接点ＩＩ、■２、Ｉ３、Ｓｌ、Ｓ２
並びに抵抗Ｒｆの接点Ｒｆ　１．Ｒｆ２並びに抵抗Ｒｉ
の接点Ｒｉ１．Ｉｉ２は全て濃くドーピングされたＮ材
料から形成されている。
抵抗Ｒ２は好ましくは原材料を均一にドーピングするこ
とにより、また磁場センサｌ並びに抵抗Ｒ１は１　／　
ａ倍、即ちａ　＝　１　／　２として２倍のドーピング
により形成される。これら３つの素子１、Ｉｌ、Ｒ２は
例えばＮ型の同じドーピング型で形成される。・ 増幅器３は第９図に図示されたような構成とすることが
できる。この場合増幅器３はカスケード接続された２つ
の増幅器３ａ、３ｂから構成される。前段の増幅器３ａ
の単一の出力端子は、後段の増幅器３ｂの第１の入力端
子と接続され、その増幅器３ｂの出力は増幅器３の出力
端子となっている。増幅器３ａの第１の入力端子は増幅
器３の入力端子となっており、増幅器３ａ、３ｂの第２
の入力端子は互いに接続され、増幅器３の第２の入力端
子となると同時に、増幅器３の第２の出力端子となって
いる。増幅器３ａ、３ｂはほぼ同様な構成であり、コン
デンサＣｆ、Ｒｉによって構成される（切り替えコンデ
ンサ増幅器）、その好ましい構成が第１Ｏ図に図示され
ている。
第１Ｏ図に示された増幅器３ａ、３ｂは演算増幅器２０
、フィードバックコンデンサＣｆ、入力コンデンサＣ１
，５つのスイッチ２１〜２５（好ましくは半導体スイッ
チとして構成される）、無安定マルチバイブレータ２６
、インバータ２７か２１の第２の端子は支イツチ２３の
第１の端子並びに入力コンデンサＣＬと接続される。
コンデンサＣｉの第２の端子はスイッチ２２．２４の第
１の端子に接続される。スイッチ２２の第２の端子は演
算増幅器２０の反転入力端子並びにスイッチ２５とフィ
ードバックコンデンサＣｆの第１の端子に接続される。
スイッチ２５とフィードバックコンデンサＣｆの第２の
端子は演算増幅器２０の出力端子と接続されており、そ
の演算増幅器２０の出力が増幅器３ａ、３ｂの出力とな
っている。増幅器３ａ、３ｂ並びに演算増幅器２０の非
反転入力端子が抵抗を介するかあるいは第１Ｏ図に図示
されたように直接アースと接続される。
無安定マルチバイブレータ２６の出力は直接スイッチ２
３から２５の制御入力端子に接続されるとともに、イン
バータ２７を介してスイッチ２１．２２の制御入力端子
に接続されている。
無安定マルチバイブレータ２６は、矩形状の゛クロック
信号を発生し、それによってスイッチ群２３から２５並
びにスイッチ群２１か６２２を交互に駆動させる。従っ
てこれらのスイッチ群のうういずれか一方のスイッチ群
が閉じられ、その時他方は開放している。このクロック
信号は図示したように内部的に発生させるのではなく、
外部的に発生させ、それを１つの或いは異なるクロック
入刃端子を介して増幅器３ａないし３ｂに入力させるこ
ともできる。この場合には無安定マル午チバイブレータ
２６並びにインバータ２７を省略することができる。
第１のモードでは、スイッチ２１〜２２が開放し、スイ
ッチ２３〜２５が閉じるので、コンデンサＣｉはスイッ
チ２３〜２４を介して、又フィードバックコンデンサＣ
Ｆはスイッチ２５を介してそれぞれＯｖに放電される。
一方第２のモードではスイッチ２１〜２２が閉じ、スイ
ッチ２３〜２５が開放する。それにより増幅器３ａ、３
ｂの入力電圧は、演算増幅器２０の反転入力端子が良く
しられているように見かけ上アースに接続されることに
より、閉じたスイッチ２１．２２を介して増幅器の入力
電圧によりコンデンサＣＬを充電電流ｉＣで充電させる
。更に充電電流ｉＣはフィードバックコンデンサＣｆを
介して流れ、それにより増幅器３ａ、３ｂの出力電圧に
等しい電圧降下を発生させる０反転増幅学として動作す
る増幅器３ａないし３ｂの増幅係数はそれぞれ［−（１
／Ω・　Ｃｆ）／（１／Ω・　ＣＬ）］＝（−ＣＬ／Ｃ
ｆ） で示される。
Ω 但し暮はスイッチ２１か６２５の切り替え周波数である
。
増幅器３ａ、３ｂはそれぞれ増幅係数（−Ｃｉ／−Ｃｆ
）を有するので、増幅器３の増幅係数はその２乗に等し
くなり、従ってコンデンサＣ１゜Ｃｆの比（Ｃ，ｉ／Ｃ
ｆ）の２乗に等しくなる。
第１図及び第２図に図示した実施例では、増幅器３ａ、
３ｂの入力コンデンサＣ１はそれぞれバリヤ層型のコン
デンサである。それに対しフィードバックコンデンサＣ
ｆは、コンデンサＣ２であり、これはバリア型ので４よ
なく、通常の、例えばポリシリコンで構成されるコンデ
ンサであり、その容量は一定で、電荷担体濃度に無関係
な容量となる。それに対して、第３図に図示した実施例
では、入力コンデンサＣｉがコンデンサＣ２に等しく、
フィードバックコンデンサＣｆがバリヤ層型コンデンサ
ＣＩとなる。
第１図及び第２図に図示された実施例では、増幅器３は
、演算増幅器２０を用いて構成される２つの反転型増幅
器３ａ、３ｂのカスケード接、続となる。演算増幅器２
０の反転入力端子及び出力はそれぞれフィードバックコ
ンデンサＣｆとして機能する第２のコンデンサＣ２を介
して互いに接続され、一方第１のスイツｊ２１．入力コ
ンデンサＣｉとして機能するバリヤ層型のコンデンサＣ
Ｉ並びに第２のスイッチ２２はこの順序で直列に接続さ
れ、増幅器３ａ、３ｂの入力端子と、演算増幅器２０の
反転入力端子間に接続される。又入力コンデンサＣｉの
２つの端子は第３ないし第４のスイッチ２３．２４を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサＣｆ
は第５のスイッチ２５を介して短絡される。
第３図に図示した実施例においても増幅器３は、それぞ
れ演算増幅器２０により構成された反転型の２つの増幅
器３ａ、３ｂのカスケード接続から構成される。この場
合は、演算増幅器２０の出力並びに反転入力端子がフィ
ートノ＼ツ多コンデンサＣｆとして機能するバリヤ層型
コンデンサＣｔを介して互いに接続さ−れ、一方第１の
スイッチ２１．入力コンデンサＣｉとして機能する第２
のコンデンサＣ２、第２のスイッチ２２がこの順序で直
列に接続され、増幅器３ａ、３ｂの入力端子と演算増幅
器２０の反転入力端子間に接続される。又入力コンデン
サＣ１の両端子は第３、第４のスイッチ２３．２４を介
してアースに接続され、フィードバックコンデンサＣｆ
は第５のスイッチ２５を介して短絡される。
両増幅器３ａ、３ｂの同様に構成されたバリヤ層型コン
デンサＣＩの元の容量値の２乗は、ＣＩ　”　（ｍ）＝
に−ｍ−（６） の値を有する。
但し、ｍはＮでドーピングされた半導体材料からなるコ
ンデンサＣ１の電荷担体濃度（ドーピング量）である、
βを半導体材料の誘電常数、ｅを電子の電荷量、■をバ
リヤ層型コンデンサ間の電圧、Ｖｂｉをバリヤ層型コン
デンサの組み込み電圧（約０．６ボルト）とすると、Ｋ
＝　（ｅ・β）・（Ｖｂｉ−Ｖ）／２である。
時間の経過とともに電荷担体濃度ｎは、ｎ＋δｎの値を
取り、バリヤ層型コンデンサＣ１の電荷担体濃度ｍは、
δｍ＝δｎとしてｍ＋δｍ＝ｍ＋δｎの値を取るので、
バリヤ層型コンデンサＣ１の容量は、第６式を参照して ＣＩ”（ｍ＋δｍ）＝Ｋ・　（ｍ＋δｎ）＝に−ｍ・　
［ｌ＋　（ｎ／ｍ）（δｎ／ｎ）］の値となる。
好ましくは、バリヤ層型コンデンサＣＩの電荷担体濃度
ｍは、磁場センサｌの電荷担体濃度ｎと同じ大きさに選
ばれるので、ｍ’＝　ｎとなる。
第１、第２の実施例での増幅器の増幅係数は、（Ｃｉ／
Ｃｆ）”　＝　（Ｃｌ／Ｃ２）”＝　（Ｋ−ｍ／Ｃ２”
）　　・　（１＋δｎ　／　ｎ　）の値を有する。
磁場センサｌの未補正の出力電圧ｕＨ（ｎ＋δｎ）は、
増幅器３の増幅係数、すなわち（１＋δｎ　／　ｎ　）
に比例する補正係数でかけ算される。
従って、変換器４の入力端子は（第１図、第２図を参照
）、 ｕｌ［（ｎ＋δｎ）　　・　（Ｃｉ／ＣＦ）”　＝［１
／　（１＋δｎ／ｎ）］　　・ｕＨ（ｎ）　　・（Ｋ−
ｍ／Ｃ２”）　　・　（１＋δｎ／ｎ＞＝ｕ■（ｎ）・
　（Ｋ−ｍ／Ｃ２１″） となり、従って磁場センサ１の電荷担体濃度ｎの変化δ
ｎに無関係になる。
それに対して、第３の実施例では、増幅器３の増幅係数
は、 （Ｃｉ／Ｃｆ）”＝　（Ｃ２／Ｃ７）”＝　（Ｃ２２／
に−ｍ）／　（１＋δｎ　／　ｎ　）の値を有する。
第３図に図示した第３の実施例の場合、良く知られてい
るように変換器４の入力信号は増幅器３の出力電圧ＵＶ
により割り算される。それによりこの場合も入力信号は
（１＋δｎ　／　ｎ　）に比例した補正係数で掛算され
る。従って変換器４の有効出力信号、即ち本発明装置の
有効出力信号はこの場合も磁場センサｌの電荷担体濃度
の変化δｎと無関係になる。
コンデンサＣＬ、Ｃｆならびに磁場センサｌの構成に関
しては抵抗Ｒｉ、Ｒｆ並びに磁場センサｌの構成に関し
て述べた条件が原則的に適用される。特に抵抗Ｒｉ、Ｒ
ｆを増幅器３ａ、３ｂのコンデンサＣ１と置き替えると
いう条件で第８図の構成を用いることができる。少くと
もバリヤ層型コンデンサＣＩは半導体材料で磁場センサ
ｌに近接して拡散され、磁場センサｌと同じ導電型Ｎを
用いて作られる。
磁場センサｌ並びにコンデンサの１つの構成を示した断
面図が第１１図に図示されている０例えば弱くドーピン
グされたＰ材料から成る基板１４上に弱くドーピングさ
れたＮ型のエピタキシャル層１５が形成される。エピタ
キシャル層１５に磁場センサｌとコンデンサＣ１が配置
される。磁場センサｌとコンデンサＣの間並びにこれら
の素子と隣接するエピタキシャル層１５間に絶縁のため
に強くドーピングされたＰ材料から成る槽１７．１８或
いは１９が拡散される。バリヤ層型コンデンサＣＩはエ
ピタキシャル層の表面に拡散された強くドーピングされ
たＰ材料から成る層２８から構成される。
第１１図には磁場センサ１を示す垂直ホール素子の端子
Ｉ２．Ｓｌ、１１．Ｓ２並びに■３が図示されている。
これらの端子は全て、エピタキシャル層１５の表面で拡
散されるＮ材料から成る濃くドーピングされた拡散層か
ら形成されている。
本発明の第４番目の実施例は、第３番目の実施例と同様
に構成されているが、増幅器３が他の磁場センサ回路２
９と置き替えられているところが異なる（第３図参照）
、この磁場センサ回路２９は第４の実施例における補正
回路となる。
第１２図に図示された磁場センサ回路２９は、第２の磁
場センサ１ａ、電圧電流変換器２ａ並びに電圧増幅器３
０（必要に応じて設けられる）から構成されている。磁
場センサ１ａはホール素子であり、又電圧電流変換器２
ａは抵抗から構成され、いずれも第４図並びに第５図に
図示された構成を有する。
垂直ホール素子で構成される磁場センサ１ａ並びに電圧
電流変換器２ａは、磁場センサ１と電圧電流変換器２と
同じ方法で接続される。電圧電流変換器２ａの電圧入力
端子は一定の基準電圧ＵＲに接続されており、基準電圧
ＵＲに比例する出力電流Ｉ＾生する出力端子は、磁場セ
ンサ１ａの入力端子ＩＩ、■２、Ｉ３と接続されている
。磁場センサ１ａの出力端子Ｓ１、Ｓ２は必要に応じて
設けられる電圧増幅器３０の入力端子に或は直接磁場セ
ンサ回路２９の出力に接続される。電圧増幅器３０が設
けられる場合には、その出力が磁場センサ回路２９の出
力となる。磁場センサ１ａの第２の出力端子Ｓ２は見か
け上棲或いは直接アース電位に接続される。
第３図に図示したように、磁場センサ回路２９の出力端
子、従って第２の磁場センサ１ａの出力端子は、変換器
４の基準電圧入力端子５．６と接続される。変換器４の
出力が本発明装置の出力となる。第４番目の実施例の構
成並びに機能は第３の実施例のものと同様であるが、変
換器４の入力電圧は増幅器３の出力電圧ではなく、第２
の磁場センサ１ａの、好ましくは増幅された出力電圧に
よって割り算される。
磁場センサｌは、既に述べたように電源電流ｉＮによっ
て発生する磁束密度ＢＮ・路内に配置される。それに対
し磁場センサ１ａは一定か或いは一定振幅のＳｉｎ波形
の磁束密度ＢＯの中に配置される。磁束密度ＢＯが一定
の場合には、基準電圧ＵＲも一定であり、磁束密度ＢＯ
は不図示の永久磁石あるいは一定の直流が流れるコイル
によって形成される。Ｆｉ１束密度ＢＯがＳｉｎ波の場
合には基準電圧ＵＲも一定振幅のＳｉｎ波形であり、Ｂ
ＯｌＵＲは同一の周波数でなければならない。
両磁場センサｌ、１ａは例えばＮでドーピングされた材
料から成る同じ半導体材料から形成され、電気的に互い
に絶縁されて、同一の基板上にン（ 形成される。こ廊らのセンサはほぼ同じ大きさで同じ特
性、特に電荷担体濃度を同じにして形成される。両磁場
センサｌ、１ａの大きさは通常まったく同一に形成する
ことができるので、それらの特性の比はほぼ１に等しい
ものとなる。
従って磁場センサ１．１ａに対して次の式が成立する。
ｕＨ（ｎ）＝　（ｋ／ｎ）　　・１−ＢＮ　　及びｕｌ
ｆ、ｏ　　（ｎ）　　＝（ｋ／ｎ）　　・Ｉ　Ｒ−Ｂロ
　　但　　しＩＲは磁場センサ１ａに供給される電流で
ある。
電圧増幅器３０の出力電圧ＵＶは、Ｖを電圧増幅器３０
の増幅係数とした時、ＵＶ＝ｖ−ＵＨ，０で表わされる
。
変換器４の有効出力信号、即ちアナログデジタル変換器
の出力電圧ｕＡないし電圧周波数変換器の出力周波数ｆ
Ａは、比例係数Ｍを用いると以下のようになる。
Ｍ−［ｕｌＩ／ＵＶＩ ＝Ｍ　・［ｕ　Ｈ／　　（ｖ　−ＵＩＬＯ）　　］”Ｍ
・　［（ｋ／ｎ）　　・　１−ＢＮＩ／　［ｖ　・（Ｋ
／ｎ）　　・Ｉ　Ｒ−Ｂ　Ｏ］＝Ｍ−［１−ＢＮＩ　　
／　　［ｖ・ＩＲ−ＢＯ］即ち有効出力信号は、電荷担
体濃度の変化δｎと無関係になる。即ち時間の経過に従
って磁場センサ１の電荷担体濃度がｎからｎ＋δｎに変
化すると、第２の磁場センサ、１ａの電荷担体濃度もｎ
からｎ＋δｎに変化するので、装置からの有効出力信号
は磁場センサ１、１ａの電荷担体濃度の変化δｎと無関
係になる。
両磁場センサ１．１ａが同じ変化δｎを受けるヨウにす
るために、これらのセンサは半導体材料内部において同
じ温度となるようにできるだけ近接して配置しなければ
ならない、これらの両センサは同じ深さで同じやり方を
用い同じ工程で又同じ量を用いて形成されなければなら
い。
第１１図の断面において、コンデンサＣ１が磁場センサ
１ａと置き替えられる。これらの磁場センサｌ、１ａは
Ｎでドーピングされた材料を用いいて形成され平行に配
置される。好ましい実施例ではこれらの磁場センサ１、
１ａは磁気的に絶縁され、空間的に９０度互いに回転さ
れて配置される。
第１３図に図示した実施例は、電圧電流変換器２、イン
ピーダンス変換器３１、磁場センサｌ並びに変換器４か
ら構成され、この順序でカスケード接続される。変換器
４の基準電圧入力端子５．６には一定の基準電圧Ｕｎが
、又基準周波数入力端子７は一定の基準周波数ｆＯが印
加される。
インピーダンス変換器３１は第１４図に図示したように
電圧ホロワ−３２と抵抗Ｒから構成される。抵抗Ｒは、
半導体材料内の磁場センサｌに近接して拡散により形成
され、磁場センサｌと同じ導電型Ｎから形成される。電
圧ホロワ−３２は演算増幅器３３から構成され、その反
転入力端子は出力端子と接続され、その非反転入力端子
はインピーダンス変換器３１の第１の入力端子を形成す
ると同時に抵抗Ｒの一方の端子と接続される。又演算増
幅器３３の出力はインピーダンス変換器３１の第１の出
力端子となる。インピーダンス変換器３１の第２の入力
端子は抵抗Ｒの他方の端子に接続され、インピーダンス
変換器３１の第２の出力端子となる。
電源電圧ｕＮは電圧電流変換器２の入力端子に印加され
、変換器２の出力はインピーダンス変換器３１の入力端
子に接続される。又インピーダンス変換器３１の出力端
子は磁場センサｌの入力端子■１から１３に接続される
。
抵抗Ｒは電圧ホロワ−３２を用い、磁場センサｌの入力
端子１１からＩ３に接続される。磁場センサｌの出力端
子Ｓ１．Ｓ２は変換器４の入力端子に接続され、センサ
出力端子Ｓ２は見かけ上あるいは直接アース電位に接続
される。変換器４の出力は本発明装置の出力となる。又
磁場センサ１は磁束密度ＢＮ内に配置される。抵抗Ｒは
磁場センサｌと同じＮドーピング材料で拡散により形成
され、第１１図に図示したコンデンサＣＩに置き替えら
れて配置される。
電源電圧ｕＮは電圧電流変換器２によりそれに比例した
電流ｉに変換される。この電流ｉは抵抗Ｒに流れ、それ
により電圧降下Ｖ＝Ｒ−ｉが発生する。この電圧は電圧
ホロワ−３２によりゲインｌで増幅され、磁場センサｌ
の入力端子ＩｔからＩ３に印加される。磁場センサ内で
は電流Ｉが発生し、その値は磁場センサｌの入力端子Ｉ
Ｉ〜■３の抵抗値をＲＥとして、Ｖ／ＲＥとなる。
従って Ｉ＝（Ｒ／ＲＥ）・ｉ・−（８） となる。
補正回路並びにインピーダンス変換器３１として作用す
る拡散抵抗Ｒと電圧ホロワ−３２が無い場合には、磁場
センサｌは直接電流ｉで給電され、その出力電圧は ｕＨ，ｎｋ　（ｎ）　＝　（ｋ／ｎ）　　・Ｂ　Ｎ　−
ｉとなる。補正回路としてインピーダンス変換器３１が
設けられる場合には、８式を参照して、磁場センサ１の
補正された出力電圧は ａｌｌ、ｋ　　（ｎ）　＝　（ｋ／ｎ）　　−Ｂ　Ｎ　
−Ｉ＝　（ｋ／ｎ）−ＢＮ−ｉ　・　（Ｒ／ＲＥ）＝ｕ
Ｈ，ｎｋ（ｎ）　　　・　　（Ｒ／ＲＥ）　　−（９）
となる、但し抵抗Ｒ，ＲＥは２式により次の値をとる。
Ｒ＝　Ａ　／　ｍ及びＲε＝　Ａ　Ｅ　／　ｎ上式でｎ
は磁場センサｌの電荷担体濃度であり、ｍ＝ｐ”ｎとな
る。ｐは大きな値に選らばれるので抵抗Ｒの電荷担体濃
度はかなり大きな値となる。
Ａは抵抗Ｈの比例係数であり、ＡＥは入力抵抗ＲＥの比
例係数である。ｐの値は少なくともほぼ５に等しい値に
選ばれるので、拡散抵抗Ｒの電荷担体濃度は磁場センサ
ｌの約５倍の大きさとなる。従って （Ｒ／　ＲＥ　）　＝　（Ａ　／　Ａ　Ｅ　）　　・（
ｎ　／　ｍ　）＝Ｄ・　（ｎ　／　ｍ　） ただし、Ｄ　（Ａ／ＡＥ） 時間の経過に従って電荷担体濃度がｎ＋δｎないしｍ＋
δｍ＝ｍ＋δｎの値を取ると、δｎ＝δｍであり、次の
式が成立する。
（Ｒ／ＲＥ） ＝Ｄ・　［（ｎ＋δｎ）／（ｐ−ｎ＋δｎ）ｐの値は上
述したように大きな値に設定されるので、δｎはｐ−ｎ
に対して無視することができ、以下の式が成立する。
（Ｒ／Ｒε） ＝　（Ｄ／ｐ）　　・　（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）式（９
）から次の式が得られる。
ｕｌｌ、ｋ（ｎ＋δｎ） ＝　（Ｄ／Ｐ）　　・　（１＋δｎ　／　ｎ　）−ｕ　
Ｈ，ｎｋ　（ｎ＋δｎ） インピーダンス変換器３１は磁場センサｌの入力回路３
１．２において補正回路として機能する。電流ｉ並びに
磁場センサｌの補正前の出力電圧ｕＨ，ｎｋは係数（１
＋δｎ　／　ｎ　）に比例する係数で掛算される。補正
回路を用いることにより磁場センサｌの未補正の出力電
圧は（ｌ＋δｎ／ｎ）の係数で掛算されることになる。
電荷担体濃度ｎ、ｍが時間的に変化（δｎ）すると、磁
場センサｌの補正された電圧は次のように表される。
Ｕ　夏１．ｋ（ｎ　　＋　δ　ｎ　） ＝　（Ｄ／Ｐ）　　・　（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）−［ｋ
／（ｎ＋δｎ）］　　・ＢＮ−ｉ＝　（Ｄ／Ｐ）　　・
　（ｌ＋δｎ　／　ｎ　）　　・（ｋ　／　ｎ　）　　
［１／　（１＋δｎ／ｎ）］　　−ＢＮ−ｉ＝　　（Ｄ
／Ｐ）　　・（ｋ／ｎ）　　ＨＢ　Ｎ　−ｉ＝　　（Ｄ
／Ｐ）　　−ａｌｌ、ｎｋ（ｎ）従って磁場センサｌの
補正された出力電圧ｕｌｌ。
ｋは磁場センサｌの電荷担体濃度ｎの変化δｎに無関係
となる。
第５の実施例に右ける抵抗Ｒと磁場センサｌの配置並び
に構成に関しては第４の実施例で述べた両磁場センサ１
．１ａに用いられたのと同じ条件が適用される。
変換器４が電圧周波数変換器である場合には。
既に述べたように単位ｌ／抄（・Ｖ）を有する変換器４
の変換比は基準周波数ｆＯに比例する。即ち変換器４の
入力信号は基準周波数ｆＯで掛算さされる電圧は係数（
ｌ−δｎ　／　ｎ　）に比例する係数により変換器４の
入力信号を割り算するのに用いられる。又同様に（ｌ＋
δｎ　／　ｎ　）の係数で入力信号を掛算するのにも用
いられるので、変換器４の基準周波数ｆＯも入力信号を
（ｌ＋δｎ／ｎ）係数で掛算する目的で用いることがで
きる。
その場合基準周波数ｆＯは一定ではなく、上記係数に比
例して形成される。その場合基準周波数ｆＯは周波数が
抵抗比Ｒ１／Ｒ２の値に関係する周波数を有するか或は
バリヤ層型コンデンサＣ１の値に関係した周波数を有す
る発振器を用いて形成される。この場合変換器４の基準
電圧Ｕ□＋を通常一定となる。
［発明の効果］ 以上説明したように、本発明によれば、半導体材料から
構成され、有効出力信号に比例した出力信号を発生する
磁場センサを安定化させる装置において、ｎを半導体材
料の電荷担体濃度、δｎを電荷担体濃度の時間的な変化
として、有効出力信号に対応した信号を係数（ｌ＋δｎ
　／　ｎ　）に比例した補正係数で掛算する補正回路を
介して出力信号を得るようにしているので、半導体材料
の電荷担体濃度に時間的な濃度変化δｎが発生しても、
常にその変化が補償されるので、半導体材料の電荷担体
濃度の小さな非安定性が磁場センサの長期間安定性に及
ぼす上記の悪影響を除去し、あるいパ゛ は少なくとも著しく減少させることのできる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明装置の第１の実施例のブロック回路図、
第２図は本発明装置の第２の実施例のブロック回路図、
第３図は本発明装置の第３及び第４の実施例のブロック
回路図、第４図は垂直のホール素子の接続を示す回路図
、第５図は電圧電流変換器の回路図、第６図は増幅器の
第１の実施例の回路図、第７図は増幅器の第２の実施例
の回路図、第８図はホール素子とそれに関連する増幅器
の２つの抵抗を立体的にまとめた構造を示す説明図、第
９図は増幅器の第３の実施例のブロック回路図、第１Ｏ
図はコンデンサを接続した増幅器の回路図、第１１図は
垂直のホール素子とバリヤ層型コンデンサの構造を示す
断面図、第１２図は他の磁場センサ回路のブロック回路
図、第１３図は本発明装置の第５の実施例のブロック回
路図、第１４図はインピーダンス変換器の回路図である
。 ｌ・・・磁場センサ ２・・・電圧電流変換器 ３−・・増幅器 ４・・・変換器 ８・・・掛算器 へ

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １）半導体材料から構成され、有効出力信号（ｕＡ、ｆ
    Ａ）に比例した出力信号を発生する磁場センサを安定化
    させる装置において、ｎを半導体材料の電荷担体濃度、
    δｎを電荷担体濃度の時間的な変化として、有効出力信
    号（ｕＡ、ｆＡ）に対応した信号を係数（１＋δｎ／ｎ
    ）に比例した補正係数で掛算する補正回路を介して出力
    信号を得るようにしたことを特徴とする磁場センサを安
    定化させる装置。 ２）補正回路の変換比は、係数（１＋δｎ／ｎ）に比例
    し、補正回路は、入力電流（ｉ）が（１＋δｎ／ｎ）に
    比例した係数で掛算されるように磁場センサ（１）の入
    力回路（２、３、８）内に配置されることを特徴とする
    請求項第１項に記載の装置。 ３）前記補正回路は、入力端子に一定基準電圧（ＵＲ）
    が入力される増幅器（３）で構成され、その増幅器（３
    ）の出力端子は、掛算器（８）の第１の入力端子と接続
    され、又掛算器の第２の入力端子は電源電圧（ｕＮ）に
    、その出力端子は電圧電流変換器（２）を介して磁場セ
    ンサ（１）の入力端子と接続されることを特徴とする請
    求項第２項に記載の装置。 ４）補正回路の変換比は、係数（１＋δｎ／ｎ）に比例
    し、補正回路は、磁場センサ（１）の後段にカスケード
    接続されることを特徴とする請求項第１項に記載の装置
    。 ５）前記補正回路は増幅器（３）で構成され、その増幅
    係数は第１の拡散抵抗（Ｒ１）と第２の拡散抵抗（Ｒ２
    ）の抵抗比（Ｒ１／Ｒ２）に比例し、両抵抗は、磁場セ
    ンサ（１）と同一の導電型（Ｎ）の半導体材料を用いて
    磁場センサに近接して配置され、第２の抵抗の電荷担体
    濃度（ｍ２）は第１の抵抗の電荷担体濃度（ｍ１）の倍
    数（ａ・ｍ１）に等しいことを特徴とする請求項第３項
    又は第４項に記載の装置。 ６）第１の抵抗の電荷担体濃度（ｍ１）は、磁場センサ
    の電荷担体濃度（ｎ）と同じ大きさに選ばれ、また第２
    の抵抗の電荷担体濃度（ｍ２）は、第１の抵抗の電荷担
    体濃度（ｍ１）の半分に選ばれることを特徴とする請求
    項第５項に記載の装置。 ７）増幅器（３）は、演算増幅器により構成される反転
    型の増幅器であり、第１の抵抗（Ｒ１）はフィードバッ
    ク抵抗（Ｒｆ）として演算増幅器の反転入力端子と出力
    端子の間に接続され、第２の抵抗（Ｒ２）は入力抵抗と
    して演算増幅器の反転入力端子に接続されることを特徴
    とする請求項第５項又は第６項に記載の装置。 ８）増幅器（３）は、演算増幅器（１２ａ、１３ａ）に
    より構成される反転型の二つの増幅器のカスケード回路
    から構成され、第１の抵抗（Ｒ１）はフィードバック抵
    抗（Ｒｆ）として演算増幅器（１２ａ）の反転入力端子
    と出力端子の間に接続され、第３の抵抗（Ｒ３）は入力
    抵抗として反転入力端子に接続され、第４の抵抗（Ｒ４
    ）はフィードバック抵抗（Ｒｆ）として演算増幅器（１
    ３ａ）の反転入力端子と出力端子の間に接続され、第２
    の抵抗（Ｒ２）は入力抵抗として演算増幅器（１３ａ）
    の反転入力端子に接続されることを特徴とする請求項第
    ５項又は第６項に記載の装置。 ９）前記補正回路は、増幅係数がバリヤ層型コンデンサ
    （Ｃ１）とバリヤ層型でないコンデンサ（Ｃ２）の容量
    比（Ｃ１／Ｃ２）の２乗に比例する増幅係数を有し、バ
    リヤ層型コンデンサ（Ｃ１）は、磁場センサと同じ導電
    型（Ｎ）の半導体材料に磁場センサに近接して拡散によ
    り形成され、バリヤ層型コンデンサ（Ｃ１）の電荷担体
    濃度（ｍ）は、磁場センサの電荷担体濃度（ｎ）と同じ
    大きさに選ばれることを特徴とする請求項第３項又は第
    ４項に記載の装置。 １０）増幅器（３）は、演算増幅器（２０）として構成
    された反転型の増幅器（３ａ、３ｂ）であり、演算増幅
    器（２０）の出力端子と反転入力端子はフィードバック
    コンデンサ（Ｃｆ）として機能する第２のコンデンサ（
    Ｃ２）を介して互いに接続され、第１のスイッチ（２１
    ）、入力コンデンサとして機能するバリヤ層型コンデン
    サ（Ｃ１）並びに第２のスイッチ（２２）がこの順序で
    直列に増幅器（３ａ、３ｂ）の入力端子と演算増幅器（
    ２０）の反転入力端子間に接続され、入力コンデンサの
    両端子は、第３ないし第４のスイッチ（２３、２４）を
    介してアースに接続され、フィードバックコンデンサ（
    Ｃｆ）が第５のスイッチ（２５）を介して短絡されるこ
    とを特徴とする請求項第９項に記載の装置。 １１）磁場センサの後段に変換器（４）を接続し、補正
    回路が変換比（１−δｎ／ｎ）を有し、その出力端子が
    変換器の基準入力端子と接続されることを特徴とする請
    求項第１項に記載の装置。 １２）補正回路が第２の磁場センサ（１ａ）を有する磁
    場センサ回路（２９）であり、両磁場センサ（１、１ａ
    ）は同じ半導体材料（Ｎ）から形成されてほぼ同じ形状
    で互いに近接して配置され、変換器の基準入力端子がそ
    の基準電圧入力端子（５、６）であることを特徴とする
    請求項第１１項に記載の装置。 １３）前記補正回路は増幅器（３）で構成され、その増
    幅係数は第１の拡散抵抗（Ｒ１）と第２の拡散抵抗（Ｒ
    ２）の抵抗比（Ｒ２／Ｒ１）に比例し、両抵抗は、磁場
    センサ（１）と同一の導電型（Ｎ）の半導体材料を用い
    て磁場センサに近接して配置され、第２の抵抗の電荷担
    体濃度（ｍ２）は第１の抵抗の電荷担体濃度（ｍ１）の
    倍数（ａ・ｍ１）に等しいことを特徴とする請求項第１
    １項に記載の装置。 １４）第１の抵抗の電荷担体濃度（ｍ１）は、磁場セン
    サの電荷担体濃度（ｎ）と同じ大きさに選ばれ、また第
    ２の抵抗の電荷担体濃度（ｍ２）は、第１の抵抗の電荷
    担体濃度（ｍ１）の半分に選ばれることを特徴とする請
    求項第１３項に記載の装置。 １５）増幅器（３）は、演算増幅器により構成される反
    転型の増幅器であり、第２の抵抗（Ｒ２）はフィードバ
    ック抵抗（Ｒｆ）として演算増幅器（１１）の反転入力
    端子と出力端子の間に接続され、第１の抵抗（Ｒ１）は
    入力抵抗として演算増幅器の反転入力端子に接続される
    ことを特徴とする請求項第１３項又は第１４項に記載の
    装置。 １６）前記補正回路は、増幅係数がバリヤ層型コンデン
    サ（Ｃ１）とバリヤ層型でないコンデンサ（Ｃ２）の容
    量比（Ｃ１／Ｃ２）の２乗に比例する増幅係数を有し、
    バリヤ層型コンデンサ（Ｃ１）は、磁場センサと同じ導
    電型（Ｎ）の半導体材料に磁場センサに近接して拡散に
    より形成され、バリヤ層型コンデンサ（Ｃ１）の電荷担
    体濃度（ｍ）は、磁場センサの電荷担体濃度（ｎ）と同
    じ大きさに選ばれることを特徴とする請求項第１１項に
    記載の装置。 １７）増幅器（３）は、演算増幅器（２０）として構成
    された反転型の増幅器（３ａ、３ｂ）であり、演算増幅
    器（２０）の出力端子と反転入力端子はフィードバック
    コンデンサ（Ｃｆ）として機能するバリヤ層型コンデン
    サ（Ｃ１）を介して互いに接続され、第１のスイッチ（
    ２１）、入力コンデンサとして機能する第２のコンデン
    サ（Ｃ２）並びに第２のスイッチ（２２）がこの順序で
    直列に増幅器（３ａ、３ｂ）の入力端子と演算増幅器（
    ２０）の反転入力端子間に接続され、入力コンデンサの
    両端子は、第３ないし第４のスイッチ（２３、２４）を
    介してアースに接続され、フィードバックコンデンサ（
    Ｃｆ）が第５のスイッチ（２５）を介して短絡されるこ
    とを特徴とする請求項第１６項に記載の装置。 １８）補正回路は、電圧ホロワー（３１）と拡散抵抗（
    Ｒ）からなるインピーダンス変換器（３１）であり、拡
    散抵抗の電荷担体濃度（ｍ）は、磁場センサの電荷担体
    濃度の約５倍に選ばれて、磁場センサと同じ導電型（Ｎ
    ）の半導体材料に磁場センサに近接して拡散により形成
    され、インピーダンス変換器は、電圧電流変換器により
    電流（ｉ）が給電され、拡散抵抗は、電圧ホロワーを介
    して磁場センサの入力端子と接続されることを特徴とす
    る請求項第１項又は第２項に記載の装置。 １９）磁場センサの後段に電圧周波数変換器が接続され
    、補正回路が（１＋δｎ／ｎ）の変換比を有し、その出
    力端子が電圧周波数変換器の基準周波数入力端子（７）
    と接続されることを特徴とする請求項第１項に記載の装
    置。 ２０）補正回路は、二つの抵抗（Ｒ１、Ｒ２）の抵抗比
    あるいはバリヤ層型コンデンサ（Ｃ１）の値に関係した
    周波数を発振する発振器から構成されることを特徴とす
    る請求項第１９項に記載の装置。
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