JPH0198004A - 誘導負荷用省電力制御装置 - Google Patents
誘導負荷用省電力制御装置Info
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- JPH0198004A JPH0198004A JP25458187A JP25458187A JPH0198004A JP H0198004 A JPH0198004 A JP H0198004A JP 25458187 A JP25458187 A JP 25458187A JP 25458187 A JP25458187 A JP 25458187A JP H0198004 A JPH0198004 A JP H0198004A
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Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の対象〕
本発明は交流電力制御装置に関し、とくに、交流インダ
クシ目ンモータ等の誘導負荷の省電力制御装置に関する
。
クシ目ンモータ等の誘導負荷の省電力制御装置に関する
。
従来、交流インダクションモータ、その他の誘導負荷の
省エネルギーを目的として、米国特許第4,052,6
48号および同4,337,640号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。
省エネルギーを目的として、米国特許第4,052,6
48号および同4,337,640号において、インダ
クションモータの入力電圧を位相制御により変えて力率
を改善することが提案されている。
これら電力制御装置では、サイリスタにより負荷に供給
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの高調波成分を含み、この高調波電流が電力制御装置
の電力用コンデンサとリニア・リアクトルに流入して、
これら素子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等の
障害をひき起こしていた。しかも、高調波電流によって
受電電源電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ等
の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えてい
た。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点
弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信号は
W1gm圧からとっているので、同期信号はこの波形歪
みのために変動してしまうことがあった。このため負荷
の状態によっては制御が不安定になったり、場合によっ
ては制御不能となってしまい、安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第4.602,200号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必
要とし、装置全体が大形化するとともに製造コストが極
めて高くついていた。つぎにインダクションモータや誘
導コイルの始動時にはモータの定格電流の6倍以上の大
きい始動電流が流れるために、電力用半導体素子の容量
を誘導負荷の定格容量の2〜4倍に相当するものを選択
しなければならず、このため、半導体素子が高価となり
、しかもそのための制御回路も必然的に大形複雑化し、
応答性も悪かった。
される交流電圧を直接位相制御するため、負荷電流が多
くの高調波成分を含み、この高調波電流が電力制御装置
の電力用コンデンサとリニア・リアクトルに流入して、
これら素子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等の
障害をひき起こしていた。しかも、高調波電流によって
受電電源電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ等
の情報機器やその他の制御装置に多大な障害を与えてい
た。サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点
弧されているが、サイリスタの点弧のための同期信号は
W1gm圧からとっているので、同期信号はこの波形歪
みのために変動してしまうことがあった。このため負荷
の状態によっては制御が不安定になったり、場合によっ
ては制御不能となってしまい、安全性ならびに信頼性に
おいて問題があった。これを解決することを目的として
、米国特許第4.602,200号には高調波フィルタ
ーを設けることが提案されているが、この装置では多数
の大容量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必
要とし、装置全体が大形化するとともに製造コストが極
めて高くついていた。つぎにインダクションモータや誘
導コイルの始動時にはモータの定格電流の6倍以上の大
きい始動電流が流れるために、電力用半導体素子の容量
を誘導負荷の定格容量の2〜4倍に相当するものを選択
しなければならず、このため、半導体素子が高価となり
、しかもそのための制御回路も必然的に大形複雑化し、
応答性も悪かった。
さらに半導体素子としてサイリスタも用いた制御装置で
は主回路部分に大きな内部発生損失が生じて、主回路部
分の電力消費が大きくなるという欠点があった。とくに
、主回路部分には転流リアクトル、転流コンデンサで構
成される強制転流回路を必要とし、転流回路内で転流の
たびに移動するエネルギーに伴う損失が発生していた。
は主回路部分に大きな内部発生損失が生じて、主回路部
分の電力消費が大きくなるという欠点があった。とくに
、主回路部分には転流リアクトル、転流コンデンサで構
成される強制転流回路を必要とし、転流回路内で転流の
たびに移動するエネルギーに伴う損失が発生していた。
さらにこのほか、主回路スナバ回路における損失(抵抗
、ダイオード等)、平滑リアクトル1.交流リアクトル
等の損失(鉄損、銅損等)、コンデンサー内部損失の発
生等による電力消費が大きかった。このように従来の電
力制御装置では装置自体の消費電力が大きいために交流
インダクションモータやその他の誘導負荷の省エネルギ
ー効果が少なかった。
、ダイオード等)、平滑リアクトル1.交流リアクトル
等の損失(鉄損、銅損等)、コンデンサー内部損失の発
生等による電力消費が大きかった。このように従来の電
力制御装置では装置自体の消費電力が大きいために交流
インダクションモータやその他の誘導負荷の省エネルギ
ー効果が少なかった。
そこで、本発明の目的は上記問題を解決し、省エネルギ
ー効果の高い誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。
ー効果の高い誘導負荷用省電力制御装置を提供すること
を目的とする。
本発明の他の目的は小形軽量にして安価な誘導負荷用省
電力制御装置を提供するごとを目的とする。
電力制御装置を提供するごとを目的とする。
本発明の他の目的は交流インダクションモータ等の誘導
負荷の変動に高速に応答可能な誘導負荷用省flE力制
御装置を提供することを目的とする。
負荷の変動に高速に応答可能な誘導負荷用省flE力制
御装置を提供することを目的とする。
本発明の他の目的は正弦波交流波形への歪みを防止した
誘導負荷用省電本発明の他の目的は交流インダクション
モータの負荷状態に応答して自動的に最高力率にて誘導
負荷を駆動することができる誘導負荷用省電力制御装置
を提供することを目的とする。
誘導負荷用省電本発明の他の目的は交流インダクション
モータの負荷状態に応答して自動的に最高力率にて誘導
負荷を駆動することができる誘導負荷用省電力制御装置
を提供することを目的とする。
本発明の他の目的は小形、軽量、低コストの誘導負荷用
省電力制御装置を提供することを目的とする。
省電力制御装置を提供することを目的とする。
本発明の他の目的は過負荷耐量が大きく、安定性や信頼
性が高く、しかも保守点検が不要な誘導負荷用省電力制
御装置を提供することを目的とする。
性が高く、しかも保守点検が不要な誘導負荷用省電力制
御装置を提供することを目的とする。
〔発明の構成〕
本発明の省電力制御装置は交流電源と誘導負荷との間に
接続される出力巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整
するための制御巻線を備えた磁気制御層電圧調整器と、
前記制御巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と
、前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、
前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する
半導体スイッチと、前記誘導負荷の負荷状態に対応した
出力信号を発生する負荷検出回路と、前記出力信号に応
答して、前記半導体スイッチの通流率を制御する制御回
路とを備えたことを特徴とする。
接続される出力巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整
するための制御巻線を備えた磁気制御層電圧調整器と、
前記制御巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と
、前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、
前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する
半導体スイッチと、前記誘導負荷の負荷状態に対応した
出力信号を発生する負荷検出回路と、前記出力信号に応
答して、前記半導体スイッチの通流率を制御する制御回
路とを備えたことを特徴とする。
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。
第1図において1本発明の望ましい実施例による誘導負
荷用省電力制御装置1110は交流電源12に接続され
る入力端14.16と、誘導負荷18に接続される出力
端20.22と、誘導負荷18に供給される出力電圧を
負荷状態に応じて可変調整する制御巻線26を備えた磁
気制御層電圧調整器24と、制御巻線26に直流励磁電
流を供給する直流励磁Wl源28と、制御巻線26と直
流励磁電源28との間に接続され、制御巻線26に供給
される直流励磁電流を可変する半導体スイッチ回路30
と、負荷状態に対応した出力信号を発生する負荷検出回
路32と、出力信号に応答して半導体スイッチ回路3o
の通流率を制御して出力電圧を負荷状層に応答して調整
する制御回路34とを備える。
荷用省電力制御装置1110は交流電源12に接続され
る入力端14.16と、誘導負荷18に接続される出力
端20.22と、誘導負荷18に供給される出力電圧を
負荷状態に応じて可変調整する制御巻線26を備えた磁
気制御層電圧調整器24と、制御巻線26に直流励磁電
流を供給する直流励磁Wl源28と、制御巻線26と直
流励磁電源28との間に接続され、制御巻線26に供給
される直流励磁電流を可変する半導体スイッチ回路30
と、負荷状態に対応した出力信号を発生する負荷検出回
路32と、出力信号に応答して半導体スイッチ回路3o
の通流率を制御して出力電圧を負荷状層に応答して調整
する制御回路34とを備える。
第1〜5図において、磁気制御形電圧7II4vII器
24は主磁束ループ路を構成する第1可飽和鉄心と、主
磁束ループ路の1部をバイパスさせるための磁気分路鉄
心44とを有し、第1可飽和鉄心42は巻鉄心からなる
。
24は主磁束ループ路を構成する第1可飽和鉄心と、主
磁束ループ路の1部をバイパスさせるための磁気分路鉄
心44とを有し、第1可飽和鉄心42は巻鉄心からなる
。
第1可飽和鉄心42は第1直列巻線46と1分路巻@4
8と、第2直列巻線50からなる出力巻線を備える。第
1直列巻線46は出力端2oに接続された高圧端子と入
力端14に接続された中圧端子との間に接続され1分路
巻線48は第1直列巻線46に同一極性で直列接続され
る0分路巻線48の下端部は入力端16に接続された中
性点に接続される。第2直列巻線50は分路巻線48の
下端部と出力端22との間において第1直列巻線46と
は逆極性で接続される。主磁束ループ路の少くとも一部
の磁気飽和状層を変えて、磁気分路鉄心44の磁束密度
を制御するために巻鉄心からなる第2可飽和鉄心52が
制御巻線26により後述の如く制御される。
8と、第2直列巻線50からなる出力巻線を備える。第
1直列巻線46は出力端2oに接続された高圧端子と入
力端14に接続された中圧端子との間に接続され1分路
巻線48は第1直列巻線46に同一極性で直列接続され
る0分路巻線48の下端部は入力端16に接続された中
性点に接続される。第2直列巻線50は分路巻線48の
下端部と出力端22との間において第1直列巻線46と
は逆極性で接続される。主磁束ループ路の少くとも一部
の磁気飽和状層を変えて、磁気分路鉄心44の磁束密度
を制御するために巻鉄心からなる第2可飽和鉄心52が
制御巻線26により後述の如く制御される。
第2〜3図において、第1可飽和鉄心42は主磁束ルー
プ路を構成するセンター・レッグ54とアウター・レッ
グ56,58を備える。センター・レッグ54は磁気分
路鉄心44により区分された第1コア部54aと第2コ
ア部54bを備える。さらに、センター・レッグ54は
アウター・レッグ56,58の外側に延びる延長部、す
なわち、第3コア部54cを備える。センター・レッグ
54は第1可飽和鉄心42の上に配置されて、固定具6
0.62で互いに固定されて一体化される。第2.3.
5図より明らかなように、磁気分路鉄心44は多枚数の
ケイ索鋼板を積層した断面C形状の鉄心からなる。磁気
分路鉄心44の溝44aはセンター・レッグ54と磁気
的に結合するように配置しである。磁気分路鉄心44の
端部44b。
プ路を構成するセンター・レッグ54とアウター・レッ
グ56,58を備える。センター・レッグ54は磁気分
路鉄心44により区分された第1コア部54aと第2コ
ア部54bを備える。さらに、センター・レッグ54は
アウター・レッグ56,58の外側に延びる延長部、す
なわち、第3コア部54cを備える。センター・レッグ
54は第1可飽和鉄心42の上に配置されて、固定具6
0.62で互いに固定されて一体化される。第2.3.
5図より明らかなように、磁気分路鉄心44は多枚数の
ケイ索鋼板を積層した断面C形状の鉄心からなる。磁気
分路鉄心44の溝44aはセンター・レッグ54と磁気
的に結合するように配置しである。磁気分路鉄心44の
端部44b。
44cは第1直列巻線46および分路巻線48の第1コ
イルブロツクと第2直列巻線50の第2コイルブロツク
との間で一定のエアギャップに相当する所要の厚みの間
装物64,66を挾んで第1可飽和鉄心42のアウター
・レッグ56,58上に配置され、固定具68.70に
よってアウター・レッグ56,58に固定されて、各鉄
心は一体化される。磁気分路鉄心64は主磁束ループ路
の磁束の一部を高リラクタンスをなすギャップ(間装物
64,66により形成される)を介してアウター・レッ
グ56,58に分路させて出力電圧を調整するとともに
、高調波を減衰させ、出力電圧の波形歪みを少なくする
ように機能する。第2可飽和鉄心52は磁気分路鉄心5
4の下側において、すなわち、第1直列巻線46および
分路巻線48の第1コイルブロツクと第2直列巻線50
の第2コイルブロツクとの間でセンター・レッグ54の
第2コア部54bの上部と第3コア部54cの下端部の
上に配置されて、固定具72.74によって各鉄心は一
体化されて磁気的に結合される。このように、第2可飽
和鉄心52は第1可飽和鉄心42の下半部とオーバーラ
ツプするように配置され、第1可飽和鉄心の一部を磁気
飽和させて第2直列巻1@150の磁束が第1直列巻線
46と分路巻線48の磁束に作用しないようにするとと
もに、第1直列巻線46と分路巻線48の磁束を磁気分
路鉄心44にシフトさせるように機能する。
イルブロツクと第2直列巻線50の第2コイルブロツク
との間で一定のエアギャップに相当する所要の厚みの間
装物64,66を挾んで第1可飽和鉄心42のアウター
・レッグ56,58上に配置され、固定具68.70に
よってアウター・レッグ56,58に固定されて、各鉄
心は一体化される。磁気分路鉄心64は主磁束ループ路
の磁束の一部を高リラクタンスをなすギャップ(間装物
64,66により形成される)を介してアウター・レッ
グ56,58に分路させて出力電圧を調整するとともに
、高調波を減衰させ、出力電圧の波形歪みを少なくする
ように機能する。第2可飽和鉄心52は磁気分路鉄心5
4の下側において、すなわち、第1直列巻線46および
分路巻線48の第1コイルブロツクと第2直列巻線50
の第2コイルブロツクとの間でセンター・レッグ54の
第2コア部54bの上部と第3コア部54cの下端部の
上に配置されて、固定具72.74によって各鉄心は一
体化されて磁気的に結合される。このように、第2可飽
和鉄心52は第1可飽和鉄心42の下半部とオーバーラ
ツプするように配置され、第1可飽和鉄心の一部を磁気
飽和させて第2直列巻1@150の磁束が第1直列巻線
46と分路巻線48の磁束に作用しないようにするとと
もに、第1直列巻線46と分路巻線48の磁束を磁気分
路鉄心44にシフトさせるように機能する。
第1直列巻線46および分路巻線48.第2直列巻線5
0ならびに制御巻線26はそれぞれセンター・レッグ5
4の第1〜第3コア部54a、54b、54c上に巻か
れて、はぼ同一平面内に配置される。さらに、各巻線の
上面と下面は第2可飽和鉄心52の上面と第1可飽和鉄
心42の下面とにそれぞれ整列するように配置される。
0ならびに制御巻線26はそれぞれセンター・レッグ5
4の第1〜第3コア部54a、54b、54c上に巻か
れて、はぼ同一平面内に配置される。さらに、各巻線の
上面と下面は第2可飽和鉄心52の上面と第1可飽和鉄
心42の下面とにそれぞれ整列するように配置される。
すなわち、第1直列巻線46と分路巻線48のコイル・
ブロックと第2直列巻線50からなる第2コイル・ブロ
ックと、制御巻線26の第3コイル・ブロックはセンタ
ー・レッグ54、第1、第2可飽和鉄心42.52の厚
み内にほぼ配置される。センター・レッグ54の第3コ
ア部54cは第1可飽和鉄心42の外側に延びていて、
制御巻線26はセンター・レッグ54の下端部54c上
に巻かれている。第2可飽和鉄心52は第2直列巻線5
0の第2コイル・ブロックと制御巻線26の第3コイル
・ブロックを囲んでいる。第2,3図において第2可飽
和鉄心52の上部と下部はそれぞれ固定具72.74に
よりセンター・レッグ54とともに補助磁束ループ路を
構成し、制御巻線26に直流励磁電流が供給されたとき
に制御巻線26の磁束の通路として機能する。すなわち
、制御巻線26の磁束はセンター・レッグ54の第2コ
ア部54bを部分的に磁気飽和させ、もって第1直列巻
線46および分路巻線48の磁束を主磁束ループから磁
気分路鉄心44を介してアウター・レッグ56,58に
シフトさせる。
ブロックと第2直列巻線50からなる第2コイル・ブロ
ックと、制御巻線26の第3コイル・ブロックはセンタ
ー・レッグ54、第1、第2可飽和鉄心42.52の厚
み内にほぼ配置される。センター・レッグ54の第3コ
ア部54cは第1可飽和鉄心42の外側に延びていて、
制御巻線26はセンター・レッグ54の下端部54c上
に巻かれている。第2可飽和鉄心52は第2直列巻線5
0の第2コイル・ブロックと制御巻線26の第3コイル
・ブロックを囲んでいる。第2,3図において第2可飽
和鉄心52の上部と下部はそれぞれ固定具72.74に
よりセンター・レッグ54とともに補助磁束ループ路を
構成し、制御巻線26に直流励磁電流が供給されたとき
に制御巻線26の磁束の通路として機能する。すなわち
、制御巻線26の磁束はセンター・レッグ54の第2コ
ア部54bを部分的に磁気飽和させ、もって第1直列巻
線46および分路巻線48の磁束を主磁束ループから磁
気分路鉄心44を介してアウター・レッグ56,58に
シフトさせる。
第1直列巻線46と分路巻線48はセンター・レッグ5
4の第1コア部54a上に巻かれて単巻変圧器を構成し
、第2直列巻線50が第2コア54b上に第1直列巻線
46とは逆極性で巻かれて、いわゆる、差動結合される
。
4の第1コア部54a上に巻かれて単巻変圧器を構成し
、第2直列巻線50が第2コア54b上に第1直列巻線
46とは逆極性で巻かれて、いわゆる、差動結合される
。
上記構成において、入力端14.16が交流型@12に
接続されて、出力端20.22が誘導負荷18に接続さ
れると、第1.第2直列巻線46゜50に大電流が流れ
、分路巻線48には入力電流と出力電流との差電流が流
れる。
接続されて、出力端20.22が誘導負荷18に接続さ
れると、第1.第2直列巻線46゜50に大電流が流れ
、分路巻線48には入力電流と出力電流との差電流が流
れる。
第1,2図において、制御巻線26に直流励磁[流が供
給されないときは、第1直列巻線46と分路巻線48お
よびこの分路巻線48に差動結合された第2直列巻線5
0により生じた磁束がセンター・レッグ54からアウタ
ー・レッグ56,58を通過して、センター・レッグ5
4に循還する。
給されないときは、第1直列巻線46と分路巻線48お
よびこの分路巻線48に差動結合された第2直列巻線5
0により生じた磁束がセンター・レッグ54からアウタ
ー・レッグ56,58を通過して、センター・レッグ5
4に循還する。
このとき、第1直列巻線46と分路巻線48の生ずる磁
束と第2直列巻線50の生ずる磁束とは逆方向になって
いるから、相互磁束全体としては、差になって作用する
。したがって、このときの出力電圧は最少となる。
束と第2直列巻線50の生ずる磁束とは逆方向になって
いるから、相互磁束全体としては、差になって作用する
。したがって、このときの出力電圧は最少となる。
つぎに、制御巻線26に直流励磁電流が供給されると、
第2可飽和鉄心52はセンター・レッグ54の第2、第
3コア部54b、54cとともに磁気飽和されるため、
第1直列巻線46と分路巻線48の生ずる磁束は磁気分
路鉄心44にシフトされる。このとき、磁束は第1コア
部54a、アウター・レッグ56,58および磁気分路
鉄心44を介して循還し、出力端20.22の出力電圧
は最大となる。制#1巻線26に供給される直流励磁電
流を少なくすると、それに応じて出力巻線の出力端出力
電圧は低下する。このように、センター・レッグ54の
第2、第3コア部54b、540の磁気飽和状態を可変
制御することにより、第1直列巻線46と分路巻線48
からなる出力巻線に対する第2直列巻線50の差動結合
状態を変化させて磁気分路鉄心44にシフトされる第1
直列巻線46および分路巻線48の磁束を制御し、出力
端の出力電圧を可変制御できる。
第2可飽和鉄心52はセンター・レッグ54の第2、第
3コア部54b、54cとともに磁気飽和されるため、
第1直列巻線46と分路巻線48の生ずる磁束は磁気分
路鉄心44にシフトされる。このとき、磁束は第1コア
部54a、アウター・レッグ56,58および磁気分路
鉄心44を介して循還し、出力端20.22の出力電圧
は最大となる。制#1巻線26に供給される直流励磁電
流を少なくすると、それに応じて出力巻線の出力端出力
電圧は低下する。このように、センター・レッグ54の
第2、第3コア部54b、540の磁気飽和状態を可変
制御することにより、第1直列巻線46と分路巻線48
からなる出力巻線に対する第2直列巻線50の差動結合
状態を変化させて磁気分路鉄心44にシフトされる第1
直列巻線46および分路巻線48の磁束を制御し、出力
端の出力電圧を可変制御できる。
第1図にもどって、直流出力電流28は磁気制御層電圧
調整器24の出力側に接続された変流器80と、変圧器
81を介して接続された交流リアクトル82とを備える
。変流器80は誘導負荷18の電流に依存した成分をと
り出すための電流成分回路として機能する。交流リアク
トル82は変圧器81を介して高圧から低圧に変圧され
た電圧を電圧調整器24の出力電圧に依存した成分をと
り出すための電圧成分回路として機能する0開成分は整
流器84の交流入力側でベクトル合成される。整流器8
4の直流出力電流は開成分の合成電流を整流したものに
相当し、コンデンサ86によって平滑され、制御巻線2
6の直流励磁電流工として用いられる。整流器84の直
流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依存成分とに
より、負荷の投入、遮断、あるいは負荷の急激な変動時
に直流出力電流の変化によって高速応答でその負荷変動
を補償させることができる。
調整器24の出力側に接続された変流器80と、変圧器
81を介して接続された交流リアクトル82とを備える
。変流器80は誘導負荷18の電流に依存した成分をと
り出すための電流成分回路として機能する。交流リアク
トル82は変圧器81を介して高圧から低圧に変圧され
た電圧を電圧調整器24の出力電圧に依存した成分をと
り出すための電圧成分回路として機能する0開成分は整
流器84の交流入力側でベクトル合成される。整流器8
4の直流出力電流は開成分の合成電流を整流したものに
相当し、コンデンサ86によって平滑され、制御巻線2
6の直流励磁電流工として用いられる。整流器84の直
流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依存成分とに
より、負荷の投入、遮断、あるいは負荷の急激な変動時
に直流出力電流の変化によって高速応答でその負荷変動
を補償させることができる。
半導体スイッチ回路30は半導体スイッチ88を備え、
この半導体スイッチ88は整流器84の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ88としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。
この半導体スイッチ88は整流器84の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ88としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。
第1図において、半導体スイッチ88はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第1と第2の制御用トラン
ジスタ88a、88bを備える。
ダーリントン回路を形成する第1と第2の制御用トラン
ジスタ88a、88bを備える。
ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、PNP
型トランジスタとNPN型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第1の制御用トランジスタ
88aのベース電流を制御するために第2の制御用トラ
ンジスタ88bがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流Iを供給される制御巻線26には電流吸収回
路90が並列接続されている。fl!流吸収回路90と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路90
は半導体スイッチ88がオフ時に整流器84の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。電流吸収回路88と並列に電圧制限素子92が接続さ
れる。この電圧制御素子92は励磁電圧が電圧制限素子
92により制限される電圧に達すると導通し、半導体ス
イッチ88と電流吸収回路9oに過電圧が加わらないよ
うにするために設けられる。電圧制限素子92として定
電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第1図に示され
ている。第1図において、を流吸収回路90としてのコ
ンデンサと半導体スイッチ88との間に逆流防止用ダイ
オード94が挿入されている。ダイオード94は半導体
スイッチ88のオン時にコンデンサ9oがらの放電電流
がこの半導体スイッチ88を介して流れるのを阻止する
。これにより半導体スイッチ88として用いられる例え
ば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を
防止する。
型トランジスタとNPN型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第1の制御用トランジスタ
88aのベース電流を制御するために第2の制御用トラ
ンジスタ88bがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流Iを供給される制御巻線26には電流吸収回
路90が並列接続されている。fl!流吸収回路90と
してはコンデンサが用いられる。この電流吸収回路90
は半導体スイッチ88がオフ時に整流器84の直流出力
電流と直流励磁電流との差電流分を吸収する作用をする
。電流吸収回路88と並列に電圧制限素子92が接続さ
れる。この電圧制御素子92は励磁電圧が電圧制限素子
92により制限される電圧に達すると導通し、半導体ス
イッチ88と電流吸収回路9oに過電圧が加わらないよ
うにするために設けられる。電圧制限素子92として定
電圧ダイオードを用いた場合の実施例が第1図に示され
ている。第1図において、を流吸収回路90としてのコ
ンデンサと半導体スイッチ88との間に逆流防止用ダイ
オード94が挿入されている。ダイオード94は半導体
スイッチ88のオン時にコンデンサ9oがらの放電電流
がこの半導体スイッチ88を介して流れるのを阻止する
。これにより半導体スイッチ88として用いられる例え
ば図示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を
防止する。
第6,7図において、負荷検出回路32において、変圧
器(図示せず)からの正弦波の電圧信号(a)は演算増
幅器により成る増幅器10oに供給され、同様に変流器
(図示せず)からの正弦波の電流信号(b)は同様に演
算増幅器より成る増幅器102に供給される。増幅器1
00゜102は、大きな増幅率を有し、信号(a)およ
び(b)をそれぞれ矩形波に変換して信号(c)および
(d)を出力する。ついで、信号(Q)および(d)は
NOR[i51路104に供給され、信号(Q)および
(d)の位相差(θ)と等しいパルス(8)を出力する
。このパルス(e)は抵抗とコンデンサかからなるロー
パス・フィルタ106を介して直流信号(f)に変換さ
れる。この直流信号(f)は制御回路34に供給される
。
器(図示せず)からの正弦波の電圧信号(a)は演算増
幅器により成る増幅器10oに供給され、同様に変流器
(図示せず)からの正弦波の電流信号(b)は同様に演
算増幅器より成る増幅器102に供給される。増幅器1
00゜102は、大きな増幅率を有し、信号(a)およ
び(b)をそれぞれ矩形波に変換して信号(c)および
(d)を出力する。ついで、信号(Q)および(d)は
NOR[i51路104に供給され、信号(Q)および
(d)の位相差(θ)と等しいパルス(8)を出力する
。このパルス(e)は抵抗とコンデンサかからなるロー
パス・フィルタ106を介して直流信号(f)に変換さ
れる。この直流信号(f)は制御回路34に供給される
。
第1図において制御回路34はトランジスタ108と、
三角波発振器110と、負荷検出回路32の出力信号(
f)と三角波発振器110の三角波形出力gとを比較し
て、トランジスタ1o8のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する差動増幅器112を備える。トラン
ジスタ108のコレクターは抵抗R1,R2を介してト
ランジスタ88aのコレクタ側に接続され、トランジス
タ88bのオン・オフによって半導体スイッチ80の通
流率を制御する。これにより制御巻@26の励磁電流が
W4Wiされる。この場合に通流率制御は負荷電圧と負
荷電流との位相差をなくすように制御回路−34により
制御される。
三角波発振器110と、負荷検出回路32の出力信号(
f)と三角波発振器110の三角波形出力gとを比較し
て、トランジスタ1o8のベースにパルス巾の異なる駆
動パルスを出力する差動増幅器112を備える。トラン
ジスタ108のコレクターは抵抗R1,R2を介してト
ランジスタ88aのコレクタ側に接続され、トランジス
タ88bのオン・オフによって半導体スイッチ80の通
流率を制御する。これにより制御巻@26の励磁電流が
W4Wiされる。この場合に通流率制御は負荷電圧と負
荷電流との位相差をなくすように制御回路−34により
制御される。
つぎに、第8図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。
がら動作を説明する。
整流器84の直流出力端子間はいがなる場合でも制御巻
@26の励磁電流I″の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体装置ッチ88がオンのとき
にはW流器84の直流出力電流Iはこの半導体スイッチ
88によって分路され、励磁電流工′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ88がオフすると、整流器出力
電流工は増加してゆきながら制御巻線26に流入する。
@26の励磁電流I″の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体装置ッチ88がオンのとき
にはW流器84の直流出力電流Iはこの半導体スイッチ
88によって分路され、励磁電流工′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ88がオフすると、整流器出力
電流工は増加してゆきながら制御巻線26に流入する。
制御巻線26のインダクタンスのために励磁電流工′は
徐々にしか増大できないため、動電流分I−I’は電流
吸収コンデンサ90に流入する。このようにして、励磁
電流工′は半導体スイッチ88のベース信号によって目
標値に保たれるように瞬時値制御される。
徐々にしか増大できないため、動電流分I−I’は電流
吸収コンデンサ90に流入する。このようにして、励磁
電流工′は半導体スイッチ88のベース信号によって目
標値に保たれるように瞬時値制御される。
増幅器112のマイナス入力端に加えられた負荷電圧と
負荷電流との位相差に比例した出力信号fとプラス入力
端に加えられた三角波形信号gとが比較されて、出力パ
ルスhが生ずる0時間t□のとき、増幅器112は“1
”信号を出力し、時間t2のとき“O”信号を出力する
。増幅器112から“1”信号が出力されると、トラン
ジスタ108がオンとなり。
負荷電流との位相差に比例した出力信号fとプラス入力
端に加えられた三角波形信号gとが比較されて、出力パ
ルスhが生ずる0時間t□のとき、増幅器112は“1
”信号を出力し、時間t2のとき“O”信号を出力する
。増幅器112から“1”信号が出力されると、トラン
ジスタ108がオンとなり。
トランジスタ88a、88bがオンとなる。
ある瞬時での半導体スイッチ88の通流率αはオン時間
をT o n 、周期をTとすると、 on α= □ と表わすことができ、励磁電流1′の平均値I’ a
vは、!1流器出カニの平均値Iavとすると I’ av=α−1av なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流工のうち励磁にはαrayだけ流れ、半導体
スイッチ88には残りの(1−α)Iavが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ88は負荷
検出回路32により検出された負荷状態に応答してオン
・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常にゼロ
レベルに近づくように制御回路34により制御される。
をT o n 、周期をTとすると、 on α= □ と表わすことができ、励磁電流1′の平均値I’ a
vは、!1流器出カニの平均値Iavとすると I’ av=α−1av なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流工のうち励磁にはαrayだけ流れ、半導体
スイッチ88には残りの(1−α)Iavが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ88は負荷
検出回路32により検出された負荷状態に応答してオン
・オフされて、負荷電圧と負荷電流の位相差が常にゼロ
レベルに近づくように制御回路34により制御される。
すなわち、負荷電圧と負荷電流との位相差θが大きいと
きは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷検出回路32
の出力fは高くなる。このとき、第8図より明らかなよ
うに、トランジスタ108の出力jのパルス巾が大きく
なるため、半導体スイッチ88の通流率が大きくなって
励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、制御巻1
1A26に供給される制御電流I′が少なくなって、磁
気制御層電圧調整器24のセンター・レッグ54の第2
コア部54bの磁気飽和度が少なくなる。このとき、第
2図における第1直列巻線46および分路巻線48の磁
束は第2直列巻線50による逆極性の磁束により打ち消
されて電圧調整器24の出力電圧が低下する。つぎに誘
導負荷が増大して、負荷電圧と負荷電流との位相差が小
さくなると、負荷検出回路32の出力fは低くなる。こ
のとき、増幅器112の出力りのパルス幅が小さくなる
ため、半導体スイッチ88の通流率が小さくなって励磁
電流工′が増加して電圧調整器24の出力電圧が増加す
る。このように、制御回路34は負荷検出回路32のI
P、力信号fに応答して、半導体スイッチ88の通流率
を制御することにより励磁電流工′を制御し、もって、
電圧調整器24から誘導負荷18に供給される出力電圧
を力率が1になるように調整する。この結果、たとえば
、3相200V定格の2.2KW誘導モータを無負荷状
態において入力電圧200Vで駆動すると4.8Aの電
流が流れて力率が0.56.消費電力が537.6ワツ
トであるのに対し、力率が1となるように入力電圧を5
0Vに下げると、消費電流は僅かに1.15Aとなり、
消費電力は約1/10の59.5ワツトなる。つぎに、
このモータの負荷率を約50%にして入力電圧を200
vにすると、消費電流が5.OAで力率が0.85.消
費電力が850ワツトであるのに対し、力率が1となる
レベル、すなわち、130vまで入力電圧を下げると消
費電流は4.8Aとなり、消費電力は624ワツトとな
って27.6%の省エネルギーとなる。
きは、誘導負荷の力率が極めて低く、負荷検出回路32
の出力fは高くなる。このとき、第8図より明らかなよ
うに、トランジスタ108の出力jのパルス巾が大きく
なるため、半導体スイッチ88の通流率が大きくなって
励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、制御巻1
1A26に供給される制御電流I′が少なくなって、磁
気制御層電圧調整器24のセンター・レッグ54の第2
コア部54bの磁気飽和度が少なくなる。このとき、第
2図における第1直列巻線46および分路巻線48の磁
束は第2直列巻線50による逆極性の磁束により打ち消
されて電圧調整器24の出力電圧が低下する。つぎに誘
導負荷が増大して、負荷電圧と負荷電流との位相差が小
さくなると、負荷検出回路32の出力fは低くなる。こ
のとき、増幅器112の出力りのパルス幅が小さくなる
ため、半導体スイッチ88の通流率が小さくなって励磁
電流工′が増加して電圧調整器24の出力電圧が増加す
る。このように、制御回路34は負荷検出回路32のI
P、力信号fに応答して、半導体スイッチ88の通流率
を制御することにより励磁電流工′を制御し、もって、
電圧調整器24から誘導負荷18に供給される出力電圧
を力率が1になるように調整する。この結果、たとえば
、3相200V定格の2.2KW誘導モータを無負荷状
態において入力電圧200Vで駆動すると4.8Aの電
流が流れて力率が0.56.消費電力が537.6ワツ
トであるのに対し、力率が1となるように入力電圧を5
0Vに下げると、消費電流は僅かに1.15Aとなり、
消費電力は約1/10の59.5ワツトなる。つぎに、
このモータの負荷率を約50%にして入力電圧を200
vにすると、消費電流が5.OAで力率が0.85.消
費電力が850ワツトであるのに対し、力率が1となる
レベル、すなわち、130vまで入力電圧を下げると消
費電流は4.8Aとなり、消費電力は624ワツトとな
って27.6%の省エネルギーとなる。
以上、本発明について単相用の実施例を説明したが、上
述の磁気制御層電圧調整器を3相結線して3相交流電源
に接続することもできる。負荷検出回路32は公知のた
とえば米国特許第3,588,710号および同第4.
480,219号に開示された位相検出回路もしくは米
国特許第4.117,408号および同第4,379,
258号に開示された負荷信号発生回路から構成しても
良い。
述の磁気制御層電圧調整器を3相結線して3相交流電源
に接続することもできる。負荷検出回路32は公知のた
とえば米国特許第3,588,710号および同第4.
480,219号に開示された位相検出回路もしくは米
国特許第4.117,408号および同第4,379,
258号に開示された負荷信号発生回路から構成しても
良い。
以上より明らかなように、本発明による省電力制御装置
はっぎのような効果もたらす。
はっぎのような効果もたらす。
(1)負荷電圧が負荷状態に応じて最適レベルに瞬時制
御され、すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が最
適レベルまで減少されるため、誘導負荷が常に最高力率
で駆動され、大幅な省エネルギー効果が得られる。
御され、すなわち負荷率の減少に比例して負荷電圧が最
適レベルまで減少されるため、誘導負荷が常に最高力率
で駆動され、大幅な省エネルギー効果が得られる。
(2)負荷電圧の制御が磁気制御形量圧調整器の¥11
御巻線に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラ
インにおける交流電圧を直接位相制御することがないた
め、負荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪
みを与えない、したがって、コンピュータ等の情報機器
やその他の制御装置に障害を与えない。
御巻線に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ラ
インにおける交流電圧を直接位相制御することがないた
め、負荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪
みを与えない、したがって、コンピュータ等の情報機器
やその他の制御装置に障害を与えない。
(3)負荷電流が高調波成分を含まないため、大形で高
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。
(4)半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、磁気制御形電圧31Ia器の制御巻線の低電
圧、低電流の励磁電流を制御するため。
制御せず、磁気制御形電圧31Ia器の制御巻線の低電
圧、低電流の励磁電流を制御するため。
半導体スイッチと制御回路の著しい小容量化と大幅な低
コスト化が図れる。
コスト化が図れる。
また回路設計も容易となる。
(5)大きな負荷容量の省電力制御装置が100分の1
以下の自己容量の磁気制御形電圧調?!器で制御できる
ため、装置全体が小形軽量化されるとともに大きな電磁
波ノイズを発生させず、信頼性が高いため、シャトル等
の宇宙船での使用が可能である。
以下の自己容量の磁気制御形電圧調?!器で制御できる
ため、装置全体が小形軽量化されるとともに大きな電磁
波ノイズを発生させず、信頼性が高いため、シャトル等
の宇宙船での使用が可能である。
(6)低電圧、小容量の半導体スイッチと磁気制御形量
圧調整器の制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の電
圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シかも、極
めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電力
の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。
圧調整器の制御巻線と組み合わせて高電圧、大容量の電
圧制御が可能なため、安全で信頼性が高く、シかも、極
めて安価な電子部品で従来不可能であった大容量の電力
の制御が可能となるため、実用上の効果が大きい。
(7)大きな負荷容量に対して小さな自己容量の磁気制
御形電圧w14整器と小電力の制御回路の採用を可能と
して、エネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率
化が図れる。
御形電圧w14整器と小電力の制御回路の採用を可能と
して、エネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率
化が図れる。
12i面の++’o li’な説明
第1図は本発明による省電力制御装置の望ましい実施例
の結線図、第2図は第1図の磁気制御層電圧Xa器の平
面図、第3図は第2図の電圧調整器の側面図、第4図は
第2図の電圧調整器の底面図、第5図は第2図のV−V
線の断面図、第6図は第1図の負荷検出回路の1例を示
す回路図、第7図は第6図の回路の波形図、第8図は第
1図の電流電圧波形図をそれぞれ示す。 24・・・・・・・・・磁気制御形量圧調整器28・・
・・・・・・・直流励磁WIJX30・・・・・・・・
・半導体スイッチ回路32・・・・・・・・・負荷検出
回路 34・・・・・・・・・制御回路 特許出願人 アレックス電子工業株式会社尾4図 馬5図 本乙図 /F)。 本7図 O 基8図 ス゛ノ スノ 入ノ ^ノ λノ
の結線図、第2図は第1図の磁気制御層電圧Xa器の平
面図、第3図は第2図の電圧調整器の側面図、第4図は
第2図の電圧調整器の底面図、第5図は第2図のV−V
線の断面図、第6図は第1図の負荷検出回路の1例を示
す回路図、第7図は第6図の回路の波形図、第8図は第
1図の電流電圧波形図をそれぞれ示す。 24・・・・・・・・・磁気制御形量圧調整器28・・
・・・・・・・直流励磁WIJX30・・・・・・・・
・半導体スイッチ回路32・・・・・・・・・負荷検出
回路 34・・・・・・・・・制御回路 特許出願人 アレックス電子工業株式会社尾4図 馬5図 本乙図 /F)。 本7図 O 基8図 ス゛ノ スノ 入ノ ^ノ λノ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、(a)交流電源と誘導負荷との間に接続される出力
巻線と、前記出力巻線の出力電圧を調整するための制御
巻線を備えた磁気制御形電圧調整器と、(b)前記制御
巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁電源と、(c)
前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、前
記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する半
導体スイッチと、(d)前記誘導負荷の負荷状態に対応
した出力信号を発生する負荷検出回路と、(e)前記出
力信号に応答して、前記半導体スイッチの通流率を制御
する制御回路と、を備えた誘導負荷用省電力制御装置。 2、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
れて前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す変流
器と、前記変流器に接続された整流器を備えたことを特
徴とする特許請求の範囲第1項記載の誘導負荷用省電力
制御装置。 3、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
れて前記出力電圧に依存した成分を取り出す交流リアク
トルと、前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す
変流器と、両成分をベクトル合成した電流を整流して前
記直流励磁電流となす整流器とを備えたことを特徴とす
る特許請求の範囲第1項記載の誘導負荷用省電力制御装
置。 4、前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
囲第1項または第2項記載の誘導負荷用省電力制御装置
。 5、前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第4項記載の誘導
負荷用省電力制御装置。 6、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第5項記載の誘導
負荷用省電力制御装置。 7、前記負荷検出回路が負荷電圧と負荷電流の位相差を
検出する位相差検出回路を備えたことを特徴とする特許
請求の範囲第1項または第2項記載の誘導負荷用省電力
制御装置。 8、前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第1項
または第2項記載の誘導負荷用省電力制御装置。 9、前記磁気制御形電圧調整器が第1直列巻線と、この
第1直列巻線に直列接続された分路巻線と、この分路巻
線とは異なる極性で前記分路巻線に直列接続された第2
直列巻線とを有する第1可飽和鉄心を備えた主磁束ルー
プ路と、前記分路巻線と前記第2直列巻線との間に配置
されて前記主磁束ループ路の一部をバイパスさせるため
のエアギャップを備えた少くとも1つの磁気分路鉄心と
、前記磁気分路鉄心と前記第2直列巻線との間の前記第
1可飽和鉄心の一部に磁気的に結合された第2可飽和鉄
心からなる補助磁束ループ路とを備え、前記制御巻線が
前記第2可飽和鉄心を介して前記第1可飽和鉄心の前記
一部を磁気飽和させて前記第1直列巻線と前記分路巻線
の磁束を前記磁気分路鉄心にシフトさせることを特徴と
する特許請求の範囲第1項または第2項記載の誘導負荷
用省電力制御装置。 10、前記第1可飽和鉄心がセンター・レッグとアウタ
ー・レッグを有する第1巻鉄心を備え、前記補助磁束ル
ープ路が前記センター・レッグ上に前記第2直列巻線と
前記制御巻線を囲むように配置された第2巻鉄心とを備
え、前記センター・レッグが前記第1巻鉄心の外方に延
びる延長部を備え、前記制御巻線が前記延長部に巻装さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第9項記載の誘導
負荷用省電力制御装置。 11、前記第1巻鉄心と前記センター・レッグとを固定
する第1の固定具と、前記第2巻鉄心と前記センター・
レッグとを固定する第2の固定具とをさらに備えたこと
を特徴とする特許請求の範囲第10項記載の誘導負荷用
省電力制御装置。 12、前記センター・レッグの一方の側に前記第1巻鉄
心が配置され、前記センター・レッグの他方側に前記第
2巻鉄心が配置されたことを特徴とする特許請求の範囲
第10項ないし第11項記載の誘導負荷用省電力制御装
置。 13、前記第1直列巻線および前記分路巻線と、前記第
2直列巻線と、前記制御巻線とがほぼ同一平面内に配置
されたことを特徴とする特許請求の範囲第12項記載の
誘導負荷用省電力制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25458187A JPH0198004A (ja) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | 誘導負荷用省電力制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25458187A JPH0198004A (ja) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | 誘導負荷用省電力制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0198004A true JPH0198004A (ja) | 1989-04-17 |
Family
ID=17267024
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25458187A Pending JPH0198004A (ja) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | 誘導負荷用省電力制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0198004A (ja) |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS471942U (ja) * | 1971-01-19 | 1972-08-22 | ||
JPS5468962A (en) * | 1977-11-10 | 1979-06-02 | Yahata Electric Works | Hybrid type high tension regulating circuit |
JPS54132838A (en) * | 1978-04-05 | 1979-10-16 | Tdk Electronics Co Ltd | Simulative load system in magnetron driving gear |
JPS62254582A (ja) * | 1986-04-17 | 1987-11-06 | エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン | テレビジヨン信号メモリ書込回路 |
JPS62254583A (ja) * | 1986-04-26 | 1987-11-06 | Sony Corp | スキユ−補正回路 |
-
1987
- 1987-10-12 JP JP25458187A patent/JPH0198004A/ja active Pending
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS471942U (ja) * | 1971-01-19 | 1972-08-22 | ||
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