JPH01293704A - Circularly polarized wave microstrip antenna - Google Patents
Circularly polarized wave microstrip antennaInfo
- Publication number
- JPH01293704A JPH01293704A JP12531188A JP12531188A JPH01293704A JP H01293704 A JPH01293704 A JP H01293704A JP 12531188 A JP12531188 A JP 12531188A JP 12531188 A JP12531188 A JP 12531188A JP H01293704 A JPH01293704 A JP H01293704A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- microstrip
- conductor
- antenna
- circularly polarized
- conductors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims abstract description 164
- 239000012212 insulator Substances 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 21
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 16
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 2
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 1
- 235000009508 confectionery Nutrition 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 230000000149 penetrating effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Waveguide Aerials (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、２つの周波数の信号を送受信できる円偏波マ
イクロストリップアンテナに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a circularly polarized microstrip antenna that can transmit and receive signals at two frequencies.
［従来の技術］
近年、移動体衛星通信システムにおいて、自動車等の移
動体に設けられる陸上移動用アンテナとして、小型・軽
量であって衛星を追尾しながら送受信するための広角及
び高速ビーム走査を行うことができ、しかも送信周波数
及び受信周波数が異なる高性能及び高機能なアンテナが
要求されている。[Prior Art] In recent years, in mobile satellite communication systems, small and lightweight land antennas installed on moving bodies such as cars are used to perform wide-angle and high-speed beam scanning for transmitting and receiving while tracking satellites. There is a need for a high performance and highly functional antenna that can transmit and receive signals at different frequencies.
第２図（Ａ）は上述の移動体衛星通信システムにおいて
用いられる第１の従来例である円偏波マイクロストリッ
プアンテナの平面図であり、第２図（Ｂ）は第２図（Ａ
）のＢ−Ｂ’線についての縦断面図である。FIG. 2(A) is a plan view of a circularly polarized microstrip antenna, which is the first conventional example used in the above-mentioned mobile satellite communication system, and FIG.
) is a vertical cross-sectional view taken along line BB'.
第２図（Ａ）及び（Ｂ）において、送信導体板２５と接
地導体板２１が送信用マイクロストリップアンテナとし
て動作し、一方、受信導体板２３と接ｊｔｌ！導体板２
１が受信用マイクロストリップアンテナとして動作する
。ここで、コネクタ３０ａ又はコネクタ３０ｃのいずれ
か一方に９０度の移相器を挿入して各コネクタ３０ａ、
３０ｂにそれぞれ互いに位相差９０度の関係にある送信
信号を入力し、一方、コネクタ３０ｂ又は３０ｄのいず
れか一方に９０度の移相器を挿入して上記移相器及びコ
ネクタから直接にそれぞれ出力される受信信号を合成し
て出力させることにより、第２図（Ａ）及び（Ｂ）のマ
イクロストリップアンテナを円偏波マイクロストリップ
アンテナとして動作させることができる。なお、上記ア
ースピン２６ａないし２６ｈは、上記送信用マイクロス
トリップアンテナと上記受信用マイクロストリップアン
テナとの間のアイソレーションをとるために設けられて
いる。In FIGS. 2A and 2B, the transmitting conductor plate 25 and the grounding conductor plate 21 operate as a transmitting microstrip antenna, while the receiving conductor plate 23 and the jtl! Conductor plate 2
1 operates as a receiving microstrip antenna. Here, a 90 degree phase shifter is inserted into either the connector 30a or the connector 30c, and each connector 30a,
30b are input with transmission signals having a phase difference of 90 degrees from each other, and on the other hand, a 90 degree phase shifter is inserted into either connector 30b or 30d, and each is directly output from the phase shifter and the connector. By combining and outputting the received signals, the microstrip antennas shown in FIGS. 2(A) and 2(B) can be operated as circularly polarized microstrip antennas. The ground pins 26a to 26h are provided to provide isolation between the transmitting microstrip antenna and the receiving microstrip antenna.
第３図は上述の移動体衛星通信システムにおいて用いら
れる第２の従来例である１素子円形円偏波マイクロスト
リップパッチアンテナ３４とグイプレクサ３５の斜視図
である。FIG. 3 is a perspective view of a one-element circularly polarized microstrip patch antenna 34 and a guiplexer 35, which are a second conventional example used in the above-mentioned mobile satellite communication system.
第３図において、送信コネクタ３８に入力された送信信
号がグイプレクサ３５を介してマイクロストリップパッ
チアンテナ３４に出力されて円偏波で送信され、一方、
マイクロストリップパッチアンテナ３４において円偏波
で受信される受信信号がグイプレクサ３５を介して受信
コネクタ３９に出力される。In FIG. 3, the transmission signal input to the transmission connector 38 is outputted to the microstrip patch antenna 34 via the guiplexer 35 and transmitted as a circularly polarized wave.
A reception signal received by the microstrip patch antenna 34 as a circularly polarized wave is outputted to the reception connector 39 via the guiplexer 35.
なお、従来、上述の第１及び第２の従来例のアンテナを
用いてビーム走査を行う場合、上記アンテナを複数個ア
レイ状に配置して、上記アンテナの送信コネクタに高出
力電力増幅器及び送信用移相器を介して送信機を接続し
、また、上記アンテナの受信コネクタに低雑音増幅器と
受信用移相器を介して受信機を接続し、上記送信用移相
器及び受信用移相器の各移相量を制御する。Conventionally, when beam scanning is performed using the antennas of the first and second conventional examples described above, a plurality of the antennas are arranged in an array, and a high-output power amplifier and a transmitter are connected to the transmission connectors of the antennas. A transmitter is connected via a phase shifter, and a receiver is connected to the receiving connector of the antenna via a low noise amplifier and a receiving phase shifter, and the transmitting phase shifter and receiving phase shifter are connected to the receiving connector of the antenna. control each phase shift amount.
［発明が解決しようとする課題］
上述の第１の従来例のアンテナにおいては、アースピン
２６ａないし２６ｈ及びピン２７ａないし２７ｄを設け
る必要があるために構造が複雑であり、従って、製作工
程が複雑となり製造コストが比較的高価である。また、
コネクタ３０ａ、３０ｂにケーブルを介して低雑音増幅
器、高出力増幅器、移相器、送信機、及び受信機を接続
するために、伝送損失が比較的高くなるとともに、これ
らの機器及びアンテナを含めたシステムの形状が大きく
なるという問題点があった。[Problems to be Solved by the Invention] In the antenna of the first conventional example described above, the structure is complicated because it is necessary to provide the ground pins 26a to 26h and the pins 27a to 27d, and therefore the manufacturing process is complicated. Manufacturing costs are relatively high. Also,
Since a low-noise amplifier, a high-power amplifier, a phase shifter, a transmitter, and a receiver are connected to the connectors 30a and 30b via cables, the transmission loss is relatively high, and the cost of including these devices and antennas is relatively high. There was a problem that the size of the system became large.
また、上述の第２の従来例においては、送受信信号を分
離するためのグイプレクサの挿入損失は一般に約２ない
し３ｄＢ程度であるために、受信信号の搬送波信号電力
対雑音電力比（以下、ＣＮ比という。）を大幅に劣化さ
せる。また、第１の従来例と同様に、コネクタ３８．３
９にケーブルを介して低雑音増幅器、高出力増幅器、移
相器、送信機、及び受信機を接続するために、伝送損失
が比較的高（なるとともに、これらの機器及びアンテナ
を含めたシステムの形状が大きくなるという問題点があ
った。In addition, in the second conventional example described above, since the insertion loss of the guiplexer for separating the transmitted and received signals is generally about 2 to 3 dB, the carrier signal power to noise power ratio (hereinafter referred to as CN ratio) of the received signal is approximately 2 to 3 dB. ) will be significantly deteriorated. Also, like the first conventional example, the connector 38.3
Since the low-noise amplifier, high-power amplifier, phase shifter, transmitter, and receiver are connected to the There was a problem that the shape became large.
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較し
て小型・軽量であって低い伝送損失を有し、しかも２つ
の周波数の信号を送受信できる円偏波マイクロストリッ
プアンテナを提供することにある。An object of the present invention is to solve the above problems and provide a circularly polarized microstrip antenna that is smaller and lighter than conventional examples, has low transmission loss, and is capable of transmitting and receiving signals at two frequencies. There is a particular thing.
［課題を解決するための手段］
本発明は、導体板にてなるマイクロストリップパッチ導
体と、上記マイクロストリップパッチ導体と対向する位
置に設けられるとともに２条の導体にてなり両導体を９
０度の位相差で給電するようにした２組のマイクロスト
リップ導体との間にそれぞれ絶縁体を介して接地導体板
を挟設し、かつ上記接地導体板には上記マイクロストリ
ップパッチ導体と対向する位置に設けられるとともに上
記マイクロストリップ導体のそれぞれに交差する方向に
延在し互いにほぼ９０度の角度をなす４個のスロットを
設けたことを特徴とする。[Means for Solving the Problems] The present invention comprises a microstrip patch conductor made of a conductor plate, and a conductor provided at a position facing the microstrip patch conductor, and two strips of conductor, both conductors having nine conductors.
A ground conductor plate is sandwiched between two sets of microstrip conductors that are configured to supply power with a phase difference of 0 degrees through an insulator, and the ground conductor plate is opposite to the microstrip patch conductor. The microstrip conductor is characterized in that four slots are provided at positions extending in a direction transverse to each of the microstrip conductors and forming an angle of approximately 90 degrees with respect to each other.
［作用］
以上のように構成することにより、上記接地導体板に形
成され１組のマイクロストリップ導体と交差する方向に
延在する２個のスロットと、上記接地導体板によりそれ
ぞれ２組のマイクロストリップアンテナを構成する。こ
こで、上記２組のマイクロストリップ導体を９０度の位
相差で給電するように構成されているので、上記２組の
マイクロストリップアンテナがそれぞれ、１つの共振周
波数を有する円偏波のマイクロストリップアンテナとし
て動作する。[Function] With the above configuration, two slots formed in the ground conductor plate and extending in a direction intersecting one set of microstrip conductors, and two sets of microstrips formed by the ground conductor plate, respectively. Configure the antenna. Here, since the configuration is such that power is fed to the two sets of microstrip conductors with a phase difference of 90 degrees, each of the two sets of microstrip antennas is a circularly polarized microstrip antenna having one resonant frequency. It works as.
［実施例］
第１の実施例
第１図（Ａ）は本発明の第１の実施例である円偏波マイ
クロストリップアンテナの分解斜視図であり、第１図（
Ｂ）は第１図の円偏波マイクロストリップアンテナの平
面図、第１図（Ｃ）は第１図（Ｂ）のＡ−Ａ’線につい
ての縦断面図である。[Example] First Example FIG. 1(A) is an exploded perspective view of a circularly polarized microstrip antenna which is a first example of the present invention.
B) is a plan view of the circularly polarized microstrip antenna of FIG. 1, and FIG. 1(C) is a longitudinal sectional view taken along line AA' of FIG. 1(B).
この第１の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナ
は、円板形状のマイクロストリップパッチ導体５の直下
部において、４本のマイクロストリップ導体２ａないし
２ｄと、接地導体板３に形成される４個のスロット６ａ
ないし６ｄを備えたことを特徴としている。The circularly polarized microstrip antenna of the first embodiment includes four microstrip conductors 2a to 2d directly below a disk-shaped microstrip patch conductor 5, and four microstrip conductors formed on a ground conductor plate 3. slot 6a
It is characterized by having 6d to 6d.
第１図（Ａ）、（Ｂ）及び（Ｃ）において、導体板にて
なるマイクロストリップパッチ導体５と、マイクロスト
リップ導体２ａ、７ａ、８ａ、２ｂ、７ｂ及び８ｂとの
間に、それぞれ誘電体基板４及び１を介して接地導体板
３が挟設され、該接地導体板３には、上記マイクロスト
リップパッチ導体５と対向しかつ上記各マイクロストリ
ップ導体７ａ。In FIGS. 1(A), (B) and (C), a dielectric material is provided between the microstrip patch conductor 5 made of a conductor plate and the microstrip conductors 2a, 7a, 8a, 2b, 7b and 8b, respectively. A ground conductor plate 3 is sandwiched between the substrates 4 and 1, and the ground conductor plate 3 has the microstrip patch conductors 5 and the microstrip conductors 7a.
８ａ、７ｂ及び８ｂの概略中央部に対してそれぞれ交差
する方向に延在する４個のスロット６ａないし６ｄが形
成される。ここで、スロット６ａないし６ｄは、接地導
体板３に板厚方向で貫通して形成され、マイクロストリ
ップパッチ導体５の中心０から放射形状でかつ上記中心
Ｏを中心として互いに９０度の角度で形成される。スロ
ッ）６ａ。Four slots 6a to 6d are formed extending in a direction that intersects the substantially central portions of 8a, 7b, and 8b, respectively. Here, the slots 6a to 6d are formed penetrating through the ground conductor plate 3 in the plate thickness direction, and are formed in a radial shape from the center 0 of the microstrip patch conductor 5 and at an angle of 90 degrees with respect to the center O. be done. Slot) 6a.
６ｂの平面形状はそれぞれ長手方向の長さａ、を有し、
スロット６ｃ、６ｄの平面形状はそれぞれ長さＱ、と異
なる長手方向の長さＱ、を有する。また、マイクロスト
−リップ導体７ａ、ｇａ、７ｂ及び８ｂはそれぞれ上記
マイクロストリップパッチ導体５に対して対向する位置
に設けられる。Each planar shape of 6b has a length a in the longitudinal direction,
The planar shapes of the slots 6c and 6d each have a length Q and a different length Q in the longitudinal direction. Further, the microstrip conductors 7a, ga, 7b and 8b are provided at positions facing the microstrip patch conductor 5, respectively.
マイクロストリップ導体２ａの端部２ａａとマイクロス
トリップ導体２ｂの端部２ｂａはそれぞれ、誘電体基板
１の対向する各辺の外周部に位置する。マイクロストリ
ップ導体２ａの端部２ａｂはマイクロストリップ導体７
ａ及び８ａに接続され、マイクロストリップ導体２ｂの
端部２ｂａはマイクロストリップ導体７ｂ及び８ｂに接
続される。ここで、マイクロストリップ導体７ａ及び８
ａはそれぞれスロット６ａ及び６ｂとの交差点から長さ
Ｓｌだけ突出して形成され、マイクロストリップ導体７
ｂ及び８ｂはそれぞれスロット６Ｃ及び６ｄとの交差点
から長さＳ、だけ突出して形成される。The end 2aa of the microstrip conductor 2a and the end 2ba of the microstrip conductor 2b are located at the outer periphery of each opposing side of the dielectric substrate 1, respectively. The end 2ab of the microstrip conductor 2a is the microstrip conductor 7.
a and 8a, and end 2ba of microstrip conductor 2b is connected to microstrip conductors 7b and 8b. Here, microstrip conductors 7a and 8
a is formed to protrude by a length Sl from the intersection with the slots 6a and 6b, respectively, and the microstrip conductor 7
b and 8b are formed to protrude by a length S from their intersections with slots 6C and 6d, respectively.
なお、マイクロストリップ導体７ａ、８ａ＋ ７ｂ及
び８ｂの各マイクロストリップ導体２ａ、２ｂの端部２
ａｂ、 ２ｂｂとの接続点から上記第１図（Ｂ）の平
面上におけるスロット６ａないし６ｄとの交差点までの
長さはそれぞれＱ ＩＩＩ Ｑ Ｉｔ＋１２Ｉ３及び６
＋４である。ここで、上記マイクロストリップ導体７
ａ及び８ａは、長さＩ２１！が長さＱ １１よりも１／
４波長だけ長くなるように形成され、また、上記マイク
ロストリップ導体７ｂ及び８ｂは、長さＩ２□が長さＱ
！ｌよりも１／４波長だけ長くなるように形成される
。Note that the ends 2 of each microstrip conductor 2a, 2b of the microstrip conductors 7a, 8a+ 7b, and 8b
The lengths from the connection points with ab and 2bb to the intersections with the slots 6a to 6d on the plane of FIG. 1(B) are QIIIQIt+12I3 and 6, respectively.
+4. Here, the microstrip conductor 7
a and 8a have length I21! is 1/ than the length Q 11
The microstrip conductors 7b and 8b are formed so that the length I2□ is longer than the length Q.
! It is formed to be longer than l by 1/4 wavelength.
以上のように構成することにより、マイクロストリップ
導体２ａ、２ｂと接地導体板３によりそれぞれ第１と第
２のマイクロストリップ線路１０１．１０２を形成し、
また、マイクロストリップ導体７ａ、 ８ａ、７ｂ、
８ｂと接地導体板３によりそれぞれ第３ないし第６
のマイクロストリップ線路１０３ないし１０６を形成す
る。ここで、第１のマイクロストリップ線路１０１が第
３及び第４のマイクロストリップ線路１０３，１０４に
電気的に接続され、また、第２のマイクロストリップ線
路１０２が第５及び第６のマイクロストリップ線路１０
５．１０６に電気的に接続される。By configuring as above, the first and second microstrip lines 101 and 102 are respectively formed by the microstrip conductors 2a and 2b and the ground conductor plate 3,
In addition, microstrip conductors 7a, 8a, 7b,
8b and the ground conductor plate 3 respectively.
microstrip lines 103 to 106 are formed. Here, the first microstrip line 101 is electrically connected to the third and fourth microstrip lines 103 and 104, and the second microstrip line 102 is electrically connected to the fifth and sixth microstrip lines 10.
5.106 electrically connected.
さらに、接地導体板３に形成されたスロット６ａないし
６ｄとマイクロストリップパッチ導体５によってそれぞ
れ第１ないし第４のマイクロストリップアンテナを形成
する。上述のように、マイクロストリップ導体８ａの上
記長さＱ Ｉｔがマイクロストリップ導体７ａの上記長
さσＩＩよりも１／４波長だけ長くなるように構成され
、第１のマイクロストリップアンテナが第２のマイクロ
ストリップアンテナに対して９０度の位相差で励振され
るので、第１と第２のマイクロストリップアンテナによ
り第１の左旋円偏波マイクロストリップアンテナを構成
する。また、上述のように、マイクロストリップ導体８
ｂの上記長さＱ ｔｌがマイクロストリップ導体７ｂの
上記長さＱ ！＋よりもｌ／４波長だけ長くなるように
構成され、第３のマイクロストリップアンテナが第４の
マイクロストリップアンテナに対して９０度の位相差で
励振されるので、第３と第４のマイクロストリップアン
テナにより第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテ
ナを構成する。Further, the slots 6a to 6d formed in the ground conductor plate 3 and the microstrip patch conductor 5 form first to fourth microstrip antennas, respectively. As described above, the length QIt of the microstrip conductor 8a is configured to be longer than the length σII of the microstrip conductor 7a by 1/4 wavelength, and the first microstrip antenna is connected to the second microstrip antenna. Since the microstrip antenna is excited with a phase difference of 90 degrees with respect to the strip antenna, the first and second microstrip antennas constitute a first left-handed circularly polarized microstrip antenna. Moreover, as mentioned above, the microstrip conductor 8
The above length Q tl of b is the above length Q ! of microstrip conductor 7b! +, and the third microstrip antenna is excited with a phase difference of 90 degrees with respect to the fourth microstrip antenna. The antenna constitutes a second left-handed circularly polarized microstrip antenna.
従って、例えば上記第１と第２のマイクロストリップ線
路にそれぞれ送信機を接続し、第１と第２のマイクロス
トリップ線路１０１．１０２にそれぞれ第１と第２の送
信信号に入力することにより、第１の左旋円偏波マイク
ロストリップアンテナが上記第１の送信信号によって励
振され、第１の送信信号が第１の左旋円偏波マイクロス
トリップアンテナから左旋円偏波で放射されるとともに
、第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテナが上記
第２の送信信号によって励振され、第２の送信信号が第
２の左旋円偏波マイクロストリップアンテナから左旋円
偏波で放射される。ここで、スロット６ａ、６ｂの長さ
ｅｌとスロット５ｃ、（３ｄの長さＱ、を互いに異なら
せているため、公知の通り、第１と第２の左旋円偏波マ
イクロストリップアンテナの共振周波数が異なり、上記
第１と第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテナを
互いに送信周波数の異なるアンテナとして用いることが
できる。また、上記第１と第２の左旋円偏波マイクロス
トリップアンテナのいずれか一方及び他方をそれぞれ送
信用及び受信用アンテナとして用いてもよいし１．さら
に、上記第１と第２の左旋用ｌ波マイクロストリップア
ンテナをともに受信用アンテナとして用いてもよい。Therefore, for example, by connecting transmitters to the first and second microstrip lines, respectively, and inputting the first and second transmission signals to the first and second microstrip lines 101 and 102, respectively, the A left-handed circularly polarized microstrip antenna is excited by the first transmitted signal, and the first transmitted signal is radiated from the first left-handed circularly polarized microstrip antenna with left-handed circularly polarized waves, and a second left-handed circularly polarized microstrip antenna is excited by the first transmitted signal. A left-handed circularly polarized microstrip antenna is excited by the second transmission signal, and the second transmitted signal is radiated from the second left-handed circularly polarized microstrip antenna in a left-handed circularly polarized wave. Here, since the length el of the slots 6a and 6b and the length Q of the slots 5c and 3d are different from each other, as is known, the resonance frequency of the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas is are different, and the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas can be used as antennas with different transmission frequencies.Furthermore, either one of the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas can be used as antennas with different transmission frequencies. and the other may be used as a transmitting antenna and a receiving antenna, respectively.1.Furthermore, both the first and second left-handed rotation L-wave microstrip antennas may be used as a receiving antenna.
なお、マイクロストリップ導体７ａ、８ａ、７ｂ、８ｂ
における長さＳｌ及びＳ、を変化することにより、公知
の通り、それぞれ上記第１と第２の左旋円偏波マイクロ
ストリップアンテナのアンテナインピーダンスのりアク
タンスが変化する。従って、長さＳ、及びＳｔはそれぞ
れ、第３及び第４のマイクロストリップ線路１０３，１
０４の特性インピーダンスがそれぞれ第１及び第２のマ
イクロストリップアンテナのアンテナインピーダンスに
対して整合し、また、第５及び第６のマイクロストリッ
プ線路１０５，１０６の特性インピーダンスがそれぞれ
第３及び第４のマイクロストリップアンテナのアンテナ
インピーダンスに対して整合するように設定される。Note that the microstrip conductors 7a, 8a, 7b, 8b
As is known, by changing the lengths Sl and S, the antenna impedance actance of the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas changes, respectively. Therefore, the lengths S and St are the third and fourth microstrip lines 103 and 1, respectively.
04 are matched to the antenna impedances of the first and second microstrip antennas, respectively, and the characteristic impedances of the fifth and sixth microstrip lines 105 and 106 are matched to the antenna impedances of the third and fourth microstrip lines, respectively. It is set to match the antenna impedance of the strip antenna.
以上説明したように、共振周波数の異なる第１と第２の
左旋円偏波マイクロストリップアンテナを一体的に形成
しかつ上記第１と第２の左旋円偏波マイクロストリップ
アンテナにそれぞれ直接に、上述のように第１のマイク
ロストリップ線路１０１に接続される第３と第４のマイ
クロストリップ線路１０３，１０４、並びに第２のマイ
クロストリップ線路１０２に接続される第５と第６のマ
イクロストリップ線路１０５，１０６が接続されている
ので、従来例に比較して小型・軽量であって、低い伝送
損失を有し、しかも２つの周波数の信号を送受信するこ
とができる左旋円偏波マイクロストリップアンテナを実
現できる。As explained above, the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas having different resonant frequencies are integrally formed, and the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas are directly connected to each other, respectively. The third and fourth microstrip lines 103, 104 are connected to the first microstrip line 101, and the fifth and sixth microstrip lines 105 are connected to the second microstrip line 102. 106 is connected, it is possible to realize a left-handed circularly polarized microstrip antenna that is smaller and lighter than conventional examples, has low transmission loss, and can transmit and receive signals at two frequencies. .
以上の第１の実施例において、マイクロストリップ導体
８ａの上記長さＱ １１がマイクロストリップ導体７ａ
の長さＣ１１よりも１／４波長だけ長くなるように上記
マイクロストリップ導体７ａ、８ａを形成し、マイクロ
ストリップ導体８ｂの上記長さＱ□がマイクロストリッ
プ導体７ｂの長さＱ□よりも１／４波長だけ長くなるよ
うに上記マイクロストリップ導体７ｂ、８ｂを形成して
いるが、これに限らず、マイクロストリップ導体８ａの
上記長さＱ Ｉｔがマイクロストリップ導体７ａの長さ
ａｌｌよりも１／４−波長だけ短くなるように上記マイ
クロストリップ導体７ａ、８ａを形成し、マイクロスト
リップ導体８ｂの上記長さＱ！！がマイクロストリップ
導体７ｂの長さ１２ｔｌよりも１／４波長だけ短くなる
ように上記マイクロストリップ導体７ｂ、Ｂｂを形成し
てもよい。このように構成することにより上述の２個の
マイクロストリップアンテナをそれぞれ右旋円偏波マイ
クロストリップアンテナとして動作させることができる
。In the above first embodiment, the length Q11 of the microstrip conductor 8a is
The microstrip conductors 7a and 8a are formed to be longer than the length C11 by 1/4 wavelength, and the length Q□ of the microstrip conductor 8b is 1/4 wavelength longer than the length Q□ of the microstrip conductor 7b. Although the microstrip conductors 7b and 8b are formed to be longer by four wavelengths, the present invention is not limited to this, and the length QIt of the microstrip conductor 8a is 1/4 of the length all of the microstrip conductor 7a. - Form the microstrip conductors 7a, 8a so that they are shorter by the wavelength, and the length Q of the microstrip conductor 8b! ! The microstrip conductors 7b and Bb may be formed so that the length Bb is shorter than the length 12tl of the microstrip conductor 7b by 1/4 wavelength. With this configuration, each of the two microstrip antennas described above can be operated as a right-handed circularly polarized microstrip antenna.
笈橡珂
本実験例において、第１図（Ａ）ないしくＣ）に示した
第１の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナを用
いて、第１及び第２マイクロストリツプ線路１０１，１
０２からそれぞれ第３ないし第６のマイクロストリップ
線路１０３ないし１０６を介して第１及び第２の左旋円
偏波マイクロストリップアンテナを見た場合の反射損失
量［ｄＢ］を測定した。すなわち、第１及び第２のマイ
クロストリップ線路１０１，１０２並びに第３ないし第
６のマイクロストリップ線路１０３ないし１０６を介し
てそれぞれ第１及び第２の左旋円偏波マイクロストリッ
プアンテナに所定のレベルを有しＩＧＨｚから２ＧＨ２
までの周波数範囲の信号を入力し、第１及び第２の左旋
円偏波マイクロストリップアンテナからそれぞれ第３な
いし第６のマイクロストリップ線路１０３ないし１０６
、並びに第１及び第２のマイクロストリップ線路１０１
，１０２を介して、反射されて出力される反射信号のレ
ベルを測定して、反射損失量［ｄ Ｂ ］を求めた。In this experimental example, the first and second microstrip lines 101, 1 were constructed using the circularly polarized microstrip antenna of the first embodiment shown in FIGS.
The amount of return loss [dB] when the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas were viewed from 02 through the third to sixth microstrip lines 103 to 106, respectively, was measured. That is, a predetermined level is provided to the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas via the first and second microstrip lines 101 and 102 and the third to sixth microstrip lines 103 to 106, respectively. From IGHz to 2GH2
A signal in a frequency range of up to
, and the first and second microstrip lines 101
, 102, the level of the reflected signal reflected and output was measured to determine the amount of return loss [d B ].
なお、第１ないし第６のマイクロストリップ線路１０１
ないし１０６の特性インピーダンスが５０Ωとなるよう
に、マイクロストリップ導体２ａ＋２ｂ及び７ａ、３ａ
、７ｂ、８ｂの幅すを設定した。誘電体基板ｌの誘電率
εｒ、及び誘電体基板４の誘電率εｒ、をともに２．５
５とし、誘電体基板１の厚さｃｌ及び誘電体基板４の厚
さｄ、を１．６６ＩＩｌｉｓとした。また、マイクロス
トリップパッチ導体５の半径ｒを３１．７ｍｍとし、ス
ｏ ット６ａ、６ｂ及び６ｃ、（３ｄの各長さＸ、、ｉ
２．をそれぞれ１４ｍｍ及び２１１ＩＩｆｆｉとした。Note that the first to sixth microstrip lines 101
Microstrip conductors 2a+2b and 7a, 3a such that the characteristic impedance of 106 to 106 is 50Ω.
, 7b, and 8b widths were set. The dielectric constant εr of the dielectric substrate l and the dielectric constant εr of the dielectric substrate 4 are both 2.5.
5, and the thickness cl of the dielectric substrate 1 and the thickness d of the dielectric substrate 4 were set to 1.66IIlis. In addition, the radius r of the microstrip patch conductor 5 is 31.7 mm, and each length of the slots 6a, 6b, and 6c, (3d)
2. were set to 14 mm and 211IIffi, respectively.
第４図（Ａ）は第、１の左旋円偏波マイクロストリップ
アンテナの入力端である第１のマイクロストリップ線路
１０１における反射損失量の周波数特性を示すグラフと
第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテナの入力端
である第２のマイクロストリップ線路１０２における反
射損失量の周波数特性を示すグラフである。FIG. 4(A) is a graph showing the frequency characteristics of the amount of return loss in the first microstrip line 101, which is the input end of the first left-handed circularly polarized microstrip antenna, and the second left-handed circularly polarized microstrip. It is a graph showing the frequency characteristics of the amount of return loss in the second microstrip line 102 that is the input end of the antenna.
第４図（Ａ）に示すように、第１及び第２の左旋円偏波
マイクロストリップアンテナがそれぞれ周波数約１６１
０ＭＨｚ及び約１７１０ＭＨｚにおいて共振状態となる
。また、上記第１のマイクロストリップ線路１０１にお
いて第１の左旋円偏波マイクロストリップアンテナの共
振周波数と第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテ
ナの共振周波数との損失量差が１３ｄＢであり、さらに
、第２のマイクロストリップ線路１０２において第１の
左旋円偏波マイクロストリップアンテナの共振周波数と
第２の左旋円偏波マイクロストリップアンテナの共振周
波数との損失量差が１３ｄＢである。第４図（Ｂ）は、
第２の左旋円偏波アンテナの放射指向性図である。この
第４図（Ｂ）より上記第２の左旋円偏波アンテナの正面
方向で、約２ｄＢの軸比を有するアンテナが得られるこ
とがわかる。As shown in FIG. 4(A), the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas each have a frequency of about 161
Resonance occurs at 0 MHz and about 1710 MHz. Further, in the first microstrip line 101, the loss difference between the resonant frequency of the first left-handed circularly polarized microstrip antenna and the resonant frequency of the second left-handed circularly polarized microstrip antenna is 13 dB, and further, In the second microstrip line 102, the loss difference between the resonant frequency of the first left-handed circularly polarized microstrip antenna and the resonant frequency of the second left-handed circularly polarized microstrip antenna is 13 dB. Figure 4 (B) is
FIG. 6 is a radiation directivity diagram of a second left-handed circularly polarized antenna. It can be seen from FIG. 4(B) that an antenna having an axial ratio of about 2 dB in the front direction of the second left-handed circularly polarized antenna can be obtained.
従って、本実験例より、第１の左旋円偏波マイクロスト
リップアンテナと第２の左旋円偏波マイクロストリップ
アンテナとの間で十分にアイソレーションがとれ、かつ
、良好な円偏波特性が得られることを示しており、第１
の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナを２つの
周波数において用いることができることを示している。Therefore, from this experimental example, it is possible to obtain sufficient isolation between the first left-handed circularly polarized microstrip antenna and the second left-handed circularly polarized microstrip antenna, and to obtain good circularly polarized wave characteristics. The first
It is shown that the circularly polarized microstrip antenna of the embodiment can be used at two frequencies.
第２の実施例
第５図はウィルキンソン型電力分配器を用いた第２の実
施例の２周波共用円偏波マイクロストリップアンテナの
平面図であり、第５図において、第１図（Ａ）ないしく
Ｃ）と同一のものについては同一の符号を付している。Second Embodiment FIG. 5 is a plan view of a dual-frequency circularly polarized microstrip antenna of the second embodiment using a Wilkinson type power divider. Items that are the same as C) are given the same reference numerals.
この第２の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナ
が、第１の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナ
と異なるのは、第１のマイクロストリップ線路１０１か
ら入力される送信信号を等分に電力分配する。ためにウ
ィルキンソン型電力分配器１３ａ、１３ｂを用いたこと
である。以下、上記相違点について説明する。The difference between the circularly polarized microstrip antenna of the second embodiment and the circularly polarized microstrip antenna of the first embodiment is that the transmission signal input from the first microstrip line 101 is divided equally into electric power. distribute. For this reason, Wilkinson type power dividers 13a and 13b are used. The above differences will be explained below.
第５図において、ウィルキンソン型電力分配器１３ａは
、それぞれ誘電体基板１の裏面上に形成され幅す、。を
有するマイクロストリップ導体１０ａ、ｌｌａ及び抵抗
１２ａにてなり、ウィルキンソン型電力分配器１３ｂは
、それぞれ誘電体基板ｌの裏面上に形成され幅ｂ１゜を
有するマイクロストリップ導体１０ｂ、ｌｌｂ及び抵抗
１２ｂにてなる。In FIG. 5, each Wilkinson type power divider 13a is formed on the back surface of the dielectric substrate 1 and has a width. The Wilkinson type power divider 13b consists of microstrip conductors 10b, lla and a resistor 12b each formed on the back surface of a dielectric substrate l and having a width b1°. Become.
ウィルキンソン型電力分配器１３ａにおいて、マイクロ
ストリップ導体１０ａの端部１０ａａとマイクロストリ
ップ導体１１ａの端部１１ａａはともに接続されてマイ
クロストリップ導体２ａの端部２ａｂに接続され、マイ
クロストリップ導体１０ａの端部ＩＱａｂは抵抗１２ａ
を介してマイクロストリップ導体１１ａの端部Ｉ Ｊａ
ｂに接続される。また、マイクロストリップ導体１０ａ
の端部ＩＱａｂはマイクロストリップ導体７ａの端部７
ａａに接続され、マイクロストリップ導体１１ａの端部
１１ａｂはマイクロストリップ導体８ａの端部ｇａａに
接続される。In the Wilkinson type power divider 13a, the end 10aa of the microstrip conductor 10a and the end 11aa of the microstrip conductor 11a are connected together and connected to the end 2ab of the microstrip conductor 2a, and the end IQab of the microstrip conductor 10a is connected to the end 2ab of the microstrip conductor 2a. is the resistance 12a
The end I Ja of the microstrip conductor 11a via
connected to b. In addition, the microstrip conductor 10a
The end IQab is the end 7 of the microstrip conductor 7a.
aa, and end 11ab of microstrip conductor 11a is connected to end gaa of microstrip conductor 8a.
ウィルキンソン型電力分配器１３ｂにおいて、マイクロ
ストリップ導体１０ｂの端部ＩＱｂａとマイクロストリ
ップ導体１１ｂの端部１１ｂａはともに接続されてマイ
クロストリップ導体２ｂの端部２ｂｂに接続され、マイ
クロストリップ導体ｌＯｂの端部ＩＱｂｂは抵抗１２ｂ
を介してマイクロストリップ導体１１ｂの端部１１ｂｂ
に接続される。また、マイクロストリップ導体１０ｂの
端部１０ｂｂはマイクロストリップ導体７ｂの端部７ｂ
ａに接続され、マイクロストリップ導体１１ｂの端部１
１ｂｂはマイクロストリップ導体８ｂの端部８ｂａに接
続される。In the Wilkinson type power divider 13b, the end IQba of the microstrip conductor 10b and the end 11ba of the microstrip conductor 11b are connected together to the end 2bb of the microstrip conductor 2b, and the end IQba of the microstrip conductor 1Ob is connected to the end IQba of the microstrip conductor 11b. is the resistance 12b
end 11bb of microstrip conductor 11b via
connected to. Also, the end 10bb of the microstrip conductor 10b is the end 7b of the microstrip conductor 7b.
a, the end 1 of the microstrip conductor 11b
1bb is connected to end 8ba of microstrip conductor 8b.
以上のように構成することにより、第１のマイクロスト
リップ線路１０１に入力された送信信号が、上記ウィル
キンソン型電力分配器１３ａに入力され、等分に電力分
配された後、第３及び第４のマイクロストリップ線路１
０３，１０４に入力され、上記送信信号が第１及び第２
のマイクロストリップアンテナにてなる第１の左旋円偏
波マイクロストリップアンテナによって左旋円偏波で放
射される。また、第２のマイクロストリップ線路１０２
に入力された送信信号が、上記ウィルキンソン型電力分
配器１３ｂに入力され等分に電力分配された後、第５及
び第６のマイクロストリップ線路１０５，１０６に入力
され、上記送信信号が第３及び第４のマイクロストリッ
プアンテナにてなる第２の左旋円偏波マイクロストリッ
プアンテナによって放射される。また、ウィルキンソン
型電力分配器１３ａ、１３ｂは公知の通り可逆回路であ
るので、ウィルキンソン型電力分配器１３ａ。With the above configuration, the transmission signal input to the first microstrip line 101 is input to the Wilkinson type power divider 13a, and after the power is equally divided, Microstrip line 1
03, 104, and the above transmission signal is input to the first and second
A left-handed circularly polarized wave is radiated by a first left-handed circularly polarized microstrip antenna. In addition, the second microstrip line 102
The transmitted signal inputted to the Wilkinson type power divider 13b is inputted to the Wilkinson type power divider 13b and the power is equally divided, and then inputted to the fifth and sixth microstrip lines 105 and 106, and the transmitted signal is inputted to the third and sixth microstrip lines 105 and 106. The radiation is radiated by a second left-handed circularly polarized microstrip antenna consisting of a fourth microstrip antenna. Further, since the Wilkinson type power dividers 13a and 13b are reversible circuits as is well known, the Wilkinson type power divider 13a.
１３ｂはそれぞれ、上記第１及び第２の左旋円偏波マイ
クロストリップアンテナの第１と第２のマイクロストリ
ップアンテナ及び第３と第４のマイクロストリップアン
テナにおいてそれぞれ受信される２個の受信信号を合成
してそれぞれ第１及び第２のマイクロストリップ線路１
０１．１０２に出力することができる。従って、この第
２の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナは、上
述の第１の実施例のマイクロストリップアンテナと同様
に動作し、同様の作用と効果を有する。13b synthesizes two received signals received at the first and second microstrip antennas and the third and fourth microstrip antennas of the first and second left-handed circularly polarized microstrip antennas, respectively. and the first and second microstrip lines 1, respectively.
It can be output on 01.102. Therefore, the circularly polarized microstrip antenna of this second embodiment operates in the same manner as the microstrip antenna of the first embodiment described above, and has similar functions and effects.
第３の実施例
第６図は９０度ハイブリッド型電力分配器を用いた第３
の実施例の２周波共用円偏波マイクロストリップアンテ
ナの平面図であり、第６図において、第１図（Ａ）ない
しくＣ）及び第５図と同一のものについては同一の符号
を付している。Third Embodiment FIG. 6 shows a third embodiment using a 90 degree hybrid power divider.
FIG. 6 is a plan view of a dual-frequency circularly polarized microstrip antenna according to an embodiment of the present invention; in FIG. 6, the same parts as in FIGS. ing.
この第３の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナ
が、第２の実施例の円偏波マイクロストリップアンテナ
と異なるのは、ウィルキンソン型電力分配器１３ａ、１
３ｂの代わりにそれぞれ９０度ハイブリッド型電力分配
器２０ａ、２０ｂを用いたことである。以下、上記相違
点について説明する。The difference between the circularly polarized microstrip antenna of the third embodiment and the circularly polarized microstrip antenna of the second embodiment is that the Wilkinson type power divider 13a, 1
3b are replaced by 90-degree hybrid power dividers 20a and 20b, respectively. The above differences will be explained below.
第６図において、９０度ハイブリッド型電力分配器２０
ａは、それぞれ誘電体基板ｌの裏面上に形成され幅す、
を有するマイクロストリップ導体１４ａ、１７ａと、そ
れぞれ誘電体基板ｌの裏面上に形成され幅ｂ−＋＊を有
するマイクロストリップ導体１５ａ、１６ａと、誘電体
基板１の裏面上に形成されるマイクロストリップ導体１
８ａと、無反射終端器１９ａにより構成される。また、
９０度ハイブリッド型電力分配器１６ｂは、それぞれ誘
電体基板１の裏面上に形成され幅ｂ１１を有するマイク
ロストリップ導体１４ｂ、１７ｂと、それぞれ誘電体基
板ｌの裏面上に形成され幅ｂ１．を有するマイクロスト
リップ導体１５ｂ、１６ｂと、誘電体基板１の裏面上に
形成されるマイクロストリップ導体１８ｂと、無反射終
端器１９ｂにより構成される。In FIG. 6, a 90 degree hybrid power divider 20
a is formed on the back surface of the dielectric substrate l, and has a width,
microstrip conductors 14a and 17a having widths b-+*, microstrip conductors 15a and 16a each formed on the back surface of dielectric substrate 1, and microstrip conductors 15a and 16a formed on the back surface of dielectric substrate 1. 1
8a and a non-reflection terminator 19a. Also,
The 90-degree hybrid power divider 16b includes microstrip conductors 14b and 17b each formed on the back surface of the dielectric substrate 1 and having a width b11, and microstrip conductors 14b and 17b each formed on the back surface of the dielectric substrate l and having a width b1. The microstrip conductor 18b is formed on the back surface of the dielectric substrate 1, and the non-reflective terminator 19b.
９０度ハイブリッド型電力分配器２０ａにおいて、マイ
クロストリップ導体１４ａ、１６ａ、１７ａ及び１５ａ
は、各導体の隣接する端部が接続されて矩形形状で形成
される。マイクロストリップ導体１４ａとマイクロスト
リップ導体１５ａの接続点はマイクロストリップ導体２
ａの端部２ａｂに接続され、マイクロストリップ導体１
４ａとマイクロストリップ導体１６ａの接続点はマイク
ロストリップ導体１８ａを介して無反射終端器１９ａに
接続される。マイクロストリップ導体１５ａとマイクロ
ストリップ導体１７ａの接続点はマイクロストリップ導
体８ａの端部８ａａに接続され、マイクロストリップ導
体１６ａとマイクロストリップ導体１７ａの接続点はマ
イクロストリップ導体７ａの端部７ａａに接続される。In the 90 degree hybrid power divider 20a, the microstrip conductors 14a, 16a, 17a and 15a
is formed in a rectangular shape by connecting adjacent ends of each conductor. The connection point between the microstrip conductor 14a and the microstrip conductor 15a is the microstrip conductor 2.
microstrip conductor 1
4a and the microstrip conductor 16a are connected to a non-reflective terminator 19a via a microstrip conductor 18a. The connection point between the microstrip conductor 15a and the microstrip conductor 17a is connected to the end 8aa of the microstrip conductor 8a, and the connection point between the microstrip conductor 16a and the microstrip conductor 17a is connected to the end 7aa of the microstrip conductor 7a. .
なお、マイクロストリップ導体７ａｌ ８ａの長手方
向の長さは等しくされる。Note that the lengths of the microstrip conductors 7al and 8a in the longitudinal direction are made equal.
９０度ハイブリッド型電力分配器２０ｂにおいて、マイ
クロストリップ導体１４ｂ、１６ｂ、１７ｂ及び１５ｂ
は、各導体の隣接する端部が接続されて矩形形状で形成
される。マイクロストリップ導体１４ｂとマイクロスト
リップ導体１５ｂの接続点はマイクロストリップ導体２
ｂの端部２ｂｂに接続され、マイクロストリップ導体１
４ｂとマイクロストリップ導体１６ｂの接続点はマイク
ロストリップ導体１８ｂを介して無反射終端器１９ｂに
接続される。マイクロストリップ導体１５ｂとマイクロ
ストリップ導体１７ｂの接続点はマイクロストリップ導
体８ｂの端部８ｂａに接続され、マイクロストリップ導
体１６ｂとマイクロストリップ導体１７ｂの接続点はマ
イクロストリップ導体７ｂの端部７ｂａに接続される。In the 90 degree hybrid power divider 20b, the microstrip conductors 14b, 16b, 17b and 15b
is formed in a rectangular shape by connecting adjacent ends of each conductor. The connection point between microstrip conductor 14b and microstrip conductor 15b is microstrip conductor 2.
b is connected to end 2bb of microstrip conductor 1
4b and the microstrip conductor 16b are connected to the non-reflective terminator 19b via the microstrip conductor 18b. The connection point between the microstrip conductor 15b and the microstrip conductor 17b is connected to the end 8ba of the microstrip conductor 8b, and the connection point between the microstrip conductor 16b and the microstrip conductor 17b is connected to the end 7ba of the microstrip conductor 7b. .
なお、マイクロストリップ導体７ｂ、８ｂの長手方向の
長さは等しくされる。Note that the lengths of the microstrip conductors 7b and 8b in the longitudinal direction are made equal.
以上のように構成することにより、第１のマイクロスト
リップ線路１０１に入力された送信信号が、上記９０度
ハイブリッド型電力分配器２０ａに入力され、等分に電
力分配された後、第３及び第４のマイクロストリップ線
路１０３，１０４に入力され、また、第２のマイクロス
トリップ線路１０２に入力された送信信号が、上記９０
度ハイブリッド型電力分配器２０ｂに入力され、等分に
電力分配された後、第５及び第６のマイクロストリップ
線路１０５，１０６に入力される。また、９０度ハイブ
リッド型電力分配置１２０ａ、２０ｂは公知の通り可逆
回路である。従って、この第３の実施例の円偏波マイク
ロストリップアンテナは、上述の第１及び第２の実施例
の円偏波マイクロストリップアンテナと同様に動作し、
同様の作用と効果を有する。With the above configuration, the transmission signal input to the first microstrip line 101 is input to the 90 degree hybrid power divider 20a, and after the power is equally divided, The transmission signal inputted to the microstrip lines 103 and 104 of No. 4 and also inputted to the second microstrip line 102 is
The power is input to the hybrid power divider 20b, where the power is equally divided, and then input to the fifth and sixth microstrip lines 105 and 106. Further, the 90-degree hybrid power distribution arrangement 120a, 20b is a reversible circuit as is known. Therefore, the circularly polarized microstrip antenna of this third embodiment operates in the same manner as the circularly polarized microstrip antenna of the first and second embodiments described above.
It has similar action and effect.
他の実施例
以上の実施例において、マイクロストリップ導体７ａ、
８ａ、７ｂ及び８ｂはそれぞれ、第１図（Ｂ）、第
５図及び第６図の平面図上においてスロッＮ３ａないし
６ｄの概略中央部と交差しているが、これに限らず、マ
イクロストリップ導体７ａ、８ａ、 ７ ｂ＋ ８ ｂ
をそれぞれ、第１図（Ｂ）、第５図及び第６図の平面図
上においてスロット６ａないし６ｄの一部と少なくとも
交差するように形成して、いわゆるオフセット給電する
ようにしてもよい。Other Embodiments In the above embodiments, the microstrip conductor 7a,
8a, 7b and 8b intersect with the approximate center of the slots N3a to 6d in the plan views of FIG. 1(B), FIG. 5, and FIG. 7a, 8a, 7 b+ 8 b
may be formed so as to intersect at least a portion of the slots 6a to 6d in the plan views of FIGS. 1(B), 5, and 6, respectively, for so-called offset power feeding.
以上の実施例において、円板形状のマイクロストリップ
パッチ導体５を形成しているが、これに限らず、マイク
ロストリップパッチ導体５は矩形又は正方形等の他の形
状の板形状であってもよい。In the above embodiments, the microstrip patch conductor 5 is formed in a disk shape, but the present invention is not limited to this, and the microstrip patch conductor 5 may be in a plate shape of other shapes such as a rectangle or a square.
以上の実施例においてそれぞれ、２つの周波数を有する
各信号を円偏波で送受信することができる２周波共用円
偏波マイクロストリップアンテナについて述べて（＼る
が、これに限らず、従来例に示すように、本発明の２周
波共用円偏波マイクロストリップアンテナを用いてビー
ム走査を行う場合、上記円偏波マイクロストリップアン
テナを複数個アレイ状に配置して、上記送信用の円偏波
マイクロストリップアンテナに接続されるマイクロスト
リップ線路に高出力電力増幅器及び送信用移相器を介し
て送信機を接続し、また、上記受信用円偏波マイクロス
トリップアンテナに接続されるマイクロストリップ線路
に低雑音増幅器と受信用移相器を介して受信機を接続し
、上記送信用移相器及び受信用移相器の各移相量を制御
するように構成してもよい。このように構成するとき、
上記高出力電力増幅器、送信用移相器、送信機、低雑音
増幅器、受信用移相器、並びに受信機等の機能回路を上
記誘電体基板１の裏面上に小さな占有面積で形成し、し
かも各機能回路及び円偏波マイクロストリップアンテナ
間をマイクロストリップ線路で接続するので、上記機能
回路と円偏波マイクロストリップアンテナを備えたシス
テムを一体化して構成でき、従来例に比較して小型・軽
量で、しかも低い伝送損失で実現できるという利点があ
る。In each of the above embodiments, a dual-frequency dual-frequency circularly polarized microstrip antenna capable of transmitting and receiving signals having two frequencies using circularly polarized waves will be described. When beam scanning is performed using the dual-frequency circularly polarized microstrip antenna of the present invention, a plurality of the circularly polarized microstrip antennas are arranged in an array, and the circularly polarized microstrip antenna for transmission is A transmitter is connected to the microstrip line connected to the antenna via a high-output power amplifier and a transmitting phase shifter, and a low-noise amplifier is connected to the microstrip line connected to the receiving circularly polarized microstrip antenna. A receiver may be connected to the receiver via a receiving phase shifter, and the phase shift amount of each of the transmitting phase shifter and the receiving phase shifter may be controlled.When configured in this way,
Functional circuits such as the high-output power amplifier, transmission phase shifter, transmitter, low-noise amplifier, reception phase shifter, and receiver are formed on the back surface of the dielectric substrate 1 in a small area, and Since each functional circuit and the circularly polarized microstrip antenna are connected by a microstrip line, a system equipped with the above functional circuits and the circularly polarized microstrip antenna can be integrated, making it smaller and lighter than conventional systems. Moreover, it has the advantage that it can be realized with low transmission loss.
［発明の効果］
以上詳述したように本発明によれば、接地導体板に形成
され１組のマイクロストリップ導体と交差する方向に延
在する２個のスロットと、上記接地導体板によりそれぞ
れ２組のマイクロストリップアンテナを構成し、上記２
組のマイクロストリップ導体を９０度の位相差で給電す
るように構成されているので、上記２組のマイクロスト
リップアンテナを円偏波のマイクロストリップアンテナ
として動作させることができる。従って、給電用の２組
のマイクロストリップ導体と、上記接地導体板に形成さ
れた計４個のスロットとマイクロストリップパッチ導体
を一体的に形成しているので、従来例に比較して小型・
軽量であって、低い伝送損失を有し、しかも２つの周波
数の信号を送受信することができる円偏波マイクロスト
リップアンテナを実現できるという利点がある。[Effects of the Invention] As detailed above, according to the present invention, two slots formed in the ground conductor plate and extending in a direction intersecting one set of microstrip conductors, and two slots formed in the ground conductor plate, respectively. A set of microstrip antennas is configured, and the above 2
Since the two sets of microstrip antennas are configured to feed power with a phase difference of 90 degrees, the two sets of microstrip antennas can be operated as circularly polarized microstrip antennas. Therefore, since the two sets of microstrip conductors for power feeding, the total of four slots formed in the ground conductor plate, and the microstrip patch conductor are integrally formed, it is smaller and smaller than the conventional example.
This has the advantage that it is possible to realize a circularly polarized microstrip antenna that is lightweight, has low transmission loss, and can transmit and receive signals at two frequencies.
第１図（Ａ）は本発明の第１の実施例である円偏波マイ
クロストリップアンテナの分解斜視図、第１図（Ｂ）は
第１図の円偏波マイクロストリップアンテナの平面図、
第１図（Ｃ）は第１図（Ｂ）のＡ−Ａ’線についての縦
断面図、
第２図（Ａ）は移動体衛星通信システムにおいて用いら
れる第１の従来例である円偏波マイクロストリップアン
テナの平面図、
第２図（Ｂ）は第２図（Ａ）のＢ−Ｂ″線についての縦
断面図、
第３図は移動体衛星通信システムにおいて用いられる第
２の従来例である１素子円形円偏波マイクロストリップ
パッチアンテナとダイプレクサの斜視図、
第４図（Ａ）は第１の左旋円偏波マイクロストリップア
ンテナの入力端における反射損失量の周波数特性を示す
グラフ、
第４図（Ｂ）は第２の左旋円偏波マイクロストリップア
ンテナの入力端における反射損失量の周波数特性を示す
グラフ、
第５図はウィルキンソン型電力分配器を用いた第２の実
施例の２周波共用円偏波マイクロストリップアンテナの
平面図、
第６図は９０度ハイブリッド型電力分配器を用いた第３
の実施例の２周波共用円偏波マイクロストリップアンテ
ナの平面図である。
１．４・・・誘電体基板、
２ａ＋ ２ｂ＋ ７ａ＋ ７ｂ、 Ｂａ、 Ｆ
３ｂ−ｑイクロストリップ導体、
３・・・接地導体板、
５・・・マイクロストリップパッチ導体、６ａないし６
ｄ・・・スロット、
１３ａ、１３ｂ・・・ウィルキンソン型電力分配器、２
０ａ、２０ｂ・・・９０度ハイブリッド型電力分配器。
特許出願人 株式会社 エイ・ティ・アール光電波通信
研究所
代理人 弁理士 青白 葆はか１名
菓１ 図（Ａ）
箔１図（Ｂ）FIG. 1(A) is an exploded perspective view of a circularly polarized microstrip antenna according to a first embodiment of the present invention, FIG. 1(B) is a plan view of the circularly polarized microstrip antenna of FIG. Figure 1 (C) is a longitudinal cross-sectional view taken along the line A-A' in Figure 1 (B), and Figure 2 (A) is a circularly polarized microwave, which is the first conventional example used in a mobile satellite communication system. A plan view of the strip antenna, FIG. 2(B) is a vertical cross-sectional view taken along line B-B'' in FIG. 2(A), and FIG. 3 is a second conventional example used in a mobile satellite communication system. A perspective view of a one-element circularly polarized microstrip patch antenna and a diplexer. Figure 4 (A) is a graph showing the frequency characteristics of the amount of return loss at the input end of the first left-handed circularly polarized microstrip antenna. (B) is a graph showing the frequency characteristics of the amount of return loss at the input end of the second left-handed circularly polarized microstrip antenna. A plan view of a polarized microstrip antenna, Figure 6 shows a third antenna using a 90 degree hybrid power divider.
FIG. 2 is a plan view of a dual-frequency circularly polarized microstrip antenna according to an embodiment of the present invention. 1.4...Dielectric substrate, 2a+ 2b+ 7a+ 7b, Ba, F
3b-q microstrip conductor, 3... ground conductor plate, 5... microstrip patch conductor, 6a to 6
d... Slot, 13a, 13b... Wilkinson type power divider, 2
0a, 20b...90 degree hybrid power divider. Patent applicant: A.T.R. Photonics Research Institute Co., Ltd. Agent: Patent attorney: Blue and white 1 famous confectionery 1 Figure (A) Figure 1 (B)
Claims (2)
、上記マイクロストリップパッチ導体と対向する位置に
設けられるとともに２条の導体にてなり両導体を９０度
の位相差で給電するようにした２組のマイクロストリッ
プ導体との間にそれぞれ絶縁体を介して接地導体板を挟
設し、かつ上記接地導体板には上記マイクロストリップ
パッチ導体と対向する位置に設けられるとともに上記マ
イクロストリップ導体のそれぞれに交差する方向に延在
し互いにほぼ９０度の角度をなす４個のスロットを設け
たことを特徴とする円偏波マイクロストリップアンテナ
。(1) A microstrip patch conductor made of a conductor plate, and two sets of two conductors arranged opposite to the microstrip patch conductor and configured to supply power to both conductors with a phase difference of 90 degrees. A grounding conductor plate is interposed between each of the microstrip conductors via an insulator, and the grounding conductor plate is provided at a position facing the microstrip patch conductor and intersecting with each of the microstrip conductors. 1. A circularly polarized microstrip antenna characterized by having four slots extending in a direction substantially at 90 degrees to each other.
、又は矩形板形状であることを特徴とする請求項第１項
記載の円偏波マイクロストリップアンテナ。(2) The circularly polarized microstrip antenna according to claim 1, wherein the microstrip patch conductor has a disk shape or a rectangular plate shape.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12531188A JPH01293704A (en) | 1988-05-23 | 1988-05-23 | Circularly polarized wave microstrip antenna |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12531188A JPH01293704A (en) | 1988-05-23 | 1988-05-23 | Circularly polarized wave microstrip antenna |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01293704A true JPH01293704A (en) | 1989-11-27 |
Family
ID=14906965
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12531188A Pending JPH01293704A (en) | 1988-05-23 | 1988-05-23 | Circularly polarized wave microstrip antenna |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01293704A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02276301A (en) * | 1988-10-11 | 1990-11-13 | Hughes Aircraft Co | Multilayer coupling system |
| JP2004056204A (en) * | 2002-07-16 | 2004-02-19 | Alps Electric Co Ltd | Patch antenna |
| CN101950859A (en) * | 2010-10-18 | 2011-01-19 | 东南大学 | High isolation dual-polarized microstrip antenna fed by slot |
-
1988
- 1988-05-23 JP JP12531188A patent/JPH01293704A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02276301A (en) * | 1988-10-11 | 1990-11-13 | Hughes Aircraft Co | Multilayer coupling system |
| JP2004056204A (en) * | 2002-07-16 | 2004-02-19 | Alps Electric Co Ltd | Patch antenna |
| CN101950859A (en) * | 2010-10-18 | 2011-01-19 | 东南大学 | High isolation dual-polarized microstrip antenna fed by slot |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6507321B2 (en) | V-slot antenna for circular polarization | |
| US6133879A (en) | Multifrequency microstrip antenna and a device including said antenna | |
| US7642979B2 (en) | Wave-guide-notch antenna | |
| US6538603B1 (en) | Phased array antennas incorporating voltage-tunable phase shifters | |
| US5173711A (en) | Microstrip antenna for two-frequency separate-feeding type for circularly polarized waves | |
| US7724200B2 (en) | Antenna device, array antenna, multi-sector antenna, high-frequency wave transceiver | |
| US4758843A (en) | Printed, low sidelobe, monopulse array antenna | |
| US6166692A (en) | Planar single feed circularly polarized microstrip antenna with enhanced bandwidth | |
| US20020018019A1 (en) | Source antennas for transmitting/receiving electromagnetic waves for satellite telecommunications systems | |
| KR19990007464A (en) | Broadband printing for microwave and millimeter wave applications | |
| CN110401029B (en) | Wide-angle scanning antenna with reconfigurable radiation pattern | |
| US7075494B2 (en) | Leaky-wave dual polarized slot type antenna | |
| US7576696B2 (en) | Multi-band antenna | |
| CN112688057A (en) | Broadband circularly polarized microstrip antenna based on crossed dipole | |
| US12009596B2 (en) | Planar monolithic combiner and multiplexer for antenna arrays | |
| JPH01293704A (en) | Circularly polarized wave microstrip antenna | |
| JP3181326B2 (en) | Microstrip and array antennas | |
| EP1417733B1 (en) | Phased array antennas incorporating voltage-tunable phase shifters | |
| KR100561627B1 (en) | Wideband Microstrip Patch Antenna for Transmitting/Receiving and Array Antenna Arraying it | |
| JPH02105704A (en) | Circularly polarized wave micro-strip antenna | |
| JPH01252002A (en) | Microstrip antenna | |
| CN112952388B (en) | Broadband circularly polarized microstrip antenna with wide axial ratio wave beam | |
| JP3292487B2 (en) | Array antenna | |
| JPH0680969B2 (en) | Antenna device | |
| Yang | Design and Synthesis of Dual Polarized Millimetre Wave Array Antennas for Advanced Wireless Communications |