JPH01191282A - Non-contact id card system and identifying device - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野１
本発明は、高周波搬送波でデイノタルデータ信号を伝送
する非接触ＩＤカードシステムに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field 1] The present invention relates to a contactless ID card system that transmits digital data signals using high frequency carrier waves.
［従来の技術１
この種の非接触ＩＤカードシステムのＩＤカード識別＊
ｆｉｔＡは第８９図に示すように門柱Ｂに配設されてお
り、自動車に乗った人が非接触の■ＤカードＣからディ
ジタルデータ信号をＩＤカード識別装置Ａに向けて送出
することで、該装置Ａからの出力信号で門りの開閉に用
いられるものである。従って、ＩＤカードＣにはディジ
タルデータを送出するための送信装置が内蔵されており
、ＩＤカード識別装置Ａには搬送波に重畳されたデイノ
タルデータ信号を受信し、その出力を出す受信識別器（
受信機）が内職されている。[Prior art 1 ID card identification of this type of contactless ID card system*
fitA is installed on gatepost B as shown in Fig. 89, and when a person riding in a car sends a digital data signal from contactless ■D card C toward ID card identification device A, This is the output signal from device A and is used to open and close the gate. Therefore, the ID card C has a built-in transmitting device for transmitting digital data, and the ID card identifying device A has a reception discriminator (
(receiver) is employed as a part-time worker.
第８６図は、ディジタルデータ信号を非接触伝送する装
置に用いられる受信識別器の従来例を示すものである。FIG. 86 shows a conventional example of a reception discriminator used in a device for contactless transmission of digital data signals.
この装置では、ディジタルデータの“１″に対しては搬
送波を第１の周波数ｆ、でパルス変調し、ディジタルデ
ータの′Ｏ”に対しては第２の周波数ｆ２でパルス変調
した所謂サブキャリアＦＳＸ変調方式による伝送を行な
っている。受信機としてはスーパーヘテロゲイン方式の
ものが一般的で、第８６図にはシングルスーパーヘテロ
グイン方式のものを示している。In this device, the carrier wave is pulse-modulated at a first frequency f for digital data "1", and the so-called subcarrier FSX is pulse-modulated at a second frequency f2 for digital data 'O'. Transmission is carried out using a modulation method.Receivers generally use a superheterogeneous gain method, and FIG. 86 shows a receiver using a single superheterogeneous gain method.
第８６図及び第８７図において、ＩＤカードからはディ
ジタルデータ（＄８７図（ａ））に対応した第１．第２
の周波数ｆ、、ｆ２で変調した搬送波（第８７図（ｂ）
）をアンテナ１にて受信し、このアンテナ１からの受信
信号を高周波増幅部２で増幅し、この高周波増幅出力と
受信信号の搬送波周波数から中間周波数分だけ離れた周
波数の信号を発生する局部発振器４の出力とをミキサ３
にて混合して中間周波数（第８７図（Ｃ））に変換する
。さらに、このミキサ３の出力を中間周波数増幅部５に
て増幅すると共に、フィルタ処理を施した出力をＡＧＣ
回路７によりＡＧＣｆｉ能が付加された復調部６にてＡ
Ｍ復調し、第１．第２の周波数ｆｌｔｆ２で“１″。In FIGS. 86 and 87, the first . Second
The carrier wave modulated at the frequencies f, , f2 (Fig. 87(b)
) is received by an antenna 1, the received signal from the antenna 1 is amplified by a high frequency amplification section 2, and a local oscillator generates a signal having a frequency separated from the high frequency amplified output and the carrier frequency of the received signal by an intermediate frequency. 4 output and mixer 3
The signals are mixed and converted into an intermediate frequency (FIG. 87(C)). Further, the output of the mixer 3 is amplified by the intermediate frequency amplifying section 5, and the filtered output is output from the AGC.
A in the demodulator 6 to which the AGCfi function is added by the circuit 7.
M demodulation, 1st. “1” at the second frequency fltf2.
“０”を示す所謂ＦＳＸ信号を得る（第８７図（ｄ））
。Obtain the so-called FSX signal indicating “0” (Fig. 87(d))
.
尚、ＡＧＣ回路７からは第８７図（ｅ）に示すようにＡ
ＧＣ出力が出される。この復調出力は、夫々の周波数ｔ
、、ｒ２を抽出するバンドパスフィルタ（以下ＢＰＦと
称す）８ａ、８ｂに入力される。この夫々のＢ Ｐ Ｆ
８ ａ ｙ ８ ｂは一般にタンク回路やアクティブ
フィルタで構成されている。そして、ＢＰＦ８ａ、８ｂ
出力（第８７図（ｆ））は、検波回路９ ａ、 ９ ｂ
で検波された後（第８７図（ｇ））、ローパスフィルタ
（以下ＬＰＦと称す）１０ｍ、１０ｂで波形を積分して
リフプルを取り除いた後（第８７図（ｈ））、比較器１
１ａ。Note that the AGC circuit 7 outputs A as shown in FIG. 87(e).
GC output is output. This demodulated output has each frequency t
, , r2 are input to band pass filters (hereinafter referred to as BPF) 8a and 8b. Each of these B P F
8 a y 8 b is generally composed of a tank circuit or an active filter. And BPF8a, 8b
The output (FIG. 87(f)) is output from the detection circuits 9a and 9b.
(Fig. 87 (g)), the waveform is integrated by a low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 10m and 10b to remove ripples (Fig. 87 (h)), and then the comparator 1
1a.
１１ｂで基準電圧と比較して元のディジタルデータ信号
を再生する（第８７図（ｉ））。尚、復調部６以降の各
回路８〜１１でトーン検出部が構成される。11b, the original digital data signal is reproduced by comparing it with the reference voltage (FIG. 87(i)). Note that each circuit 8 to 11 after the demodulation section 6 constitutes a tone detection section.
このような受信識別装置（受信８！りを建物の内外に設
置した場合、その環境によっては、自動車、工作機械、
他の電子機器等から発生する電磁雑音の影響を受けてし
まう、一般にこれらの雑音はインパルス性雑音であるこ
とが多く、そのパルス幅は例えば、２００〜３００μｓ
以下で、これは伝送するデータの時間幅（例えば数−９
）と比べると極めて短いものである。When such a reception identification device (reception 8!) is installed inside or outside a building, depending on the environment, it may be
Generally, these noises are influenced by electromagnetic noise generated from other electronic devices, etc., and are often impulsive noises, whose pulse width is, for example, 200 to 300 μs.
Below, this is the time width of the data to be transmitted (e.g. number - 9
) is extremely short compared to
このようなインパルス性雑音による妨害が受信機に加わ
った場合の現象を第８８図に示す。中間周波増幅部５の
出力ではインパルス雑音（第８８図（ｂ））に対応して
同図（ｃ）に示すようにサーク状の雑音が重畳した波形
となる。この信号が復調部６に入力されるとサーノ発生
部分は、上述のようにパルス幅は極めで短く、通常の変
調信号に合わせて時定数を設定したＡＧＣ回路７のＡＧ
Ｃが追従しないため、本来の信号レベルよりも大きいイ
ンパルスを含む復調波形となってしまう（同図（ｄ））
。尚、第８８図（ｅ）はＡＧＣ回路７の出力を示してい
る。さらに、このような信号がＢＰＦ８に入ると、次の
ような症状を呈する。つまり、ＢＰＦ８は一般にインパ
ルス入力があると同図（ｆ）に示すように通過周波数す
なわちｆ、又はｆ２のリンギングを発生し、それはＢＰ
Ｆ８の通過帯域幅に依存する時間、持続する。リンギン
グを含む信号は後の検波回路９、ＬＰＦＩＯを通過した
後も存在してお９（同図（ｇ）（）＋））、それが比較
器１１の基準電圧を越えると誤データパルスが発生して
しまう（同図（ｉ））。FIG. 88 shows the phenomenon when interference due to such impulsive noise is applied to the receiver. The output of the intermediate frequency amplifying section 5 has a waveform in which a circular noise is superimposed as shown in FIG. 88(c) corresponding to the impulse noise (FIG. 88(b)). When this signal is input to the demodulation section 6, the pulse width of the Sarno generation part is extremely short as described above, and the AG of the AGC circuit 7 whose time constant is set in accordance with the normal modulation signal.
Since C does not follow, the demodulated waveform will contain impulses larger than the original signal level ((d) in the same figure).
. Incidentally, FIG. 88(e) shows the output of the AGC circuit 7. Furthermore, when such a signal enters the BPF 8, the following symptoms occur. In other words, when the BPF8 receives an impulse input, it generally generates ringing at the pass frequency f or f2 as shown in (f) in the same figure, which is caused by the BP
Lasts for a time that depends on the passband width of F8. The signal containing ringing still exists after passing through the subsequent detection circuit 9 and LPFIO ((g) ()+) in the same figure), and if it exceeds the reference voltage of the comparator 11, an erroneous data pulse will occur. ((i) in the same figure).
ここで、比較器１１の基準電圧の設定を下げれば本来の
信号で高感度に受信できるが、上述の誤データパルスを
発生しやすくしてしまい、基準電圧の設定を上げれば誤
データパルスの発生は抑えられるが、本来の信号の受信
感度が低下してしまうという相反する問題が生じる。Here, if the setting of the reference voltage of the comparator 11 is lowered, the original signal can be received with high sensitivity, but this will make it easier to generate the above-mentioned erroneous data pulses, and if the setting of the reference voltage is increased, erroneous data pulses will occur. However, a contradictory problem arises in that the original signal reception sensitivity is reduced.
また、受信する搬送波のレベルが極端に大きい場合、第
８８図（ｃ）に示すように搬送波が立ち上がった瞬間、
ＡＧＣが追従しきれず、同図（ｄ）に示すようにインパ
ルス状の復調波形となり、前述と同様に誤データパルス
を発生してしまうこともある（同図（ｆ）〜（ｉ））。Furthermore, when the level of the carrier wave to be received is extremely high, the moment the carrier wave rises as shown in FIG. 88(c),
The AGC may not be able to follow up, resulting in an impulse-like demodulated waveform as shown in (d) of the same figure, and erroneous data pulses may be generated as described above ((f) to (i) of the same figure).
＃１９０図は＄８６図と同様な構成をした他の受信機の
ブロック図を示し、復調部６の後段に利得調整器１２ａ
ｗ１２ｂと、ＬＰＦや比較器からなる波形整形器１３に
、１３ｂが設けである。Figure #190 shows a block diagram of another receiver having a configuration similar to Figure #86, in which a gain adjuster 12a is installed after the demodulator 6.
13b is provided in the waveform shaper 13 consisting of w12b, LPF and comparator.
しかして、復調１！ｌ！１６の出力を夫々の周波数を抽
出するＢＰＦ８に信号レベルをｌｌＩｇする利得調整器
１２を介して入力する。この夫々のＢＰＦ８出力を包絡
線電圧に変換する検波回路９に入力し、ＡＭの平滑され
た信号とする。この検波回路９出力を波形整形器１３に
よりデータ信号として復元する。°従って、この受信機
は第８６図の場合と実質的に同じである。However, demodulation 1! l! The output of 16 is inputted to BPF 8 which extracts each frequency via a gain adjuster 12 which adjusts the signal level. The output of each BPF 8 is input to a detection circuit 9 that converts it into an envelope voltage, and is made into an AM smoothed signal. The output of this detection circuit 9 is restored as a data signal by a waveform shaper 13. °This receiver is therefore substantially the same as in FIG. 86.
このような受信機を建物の内外の移動体識別に用いると
、その環境下では、自動車や事務機器による電磁ノイズ
を受ける。このノイズの発生は、第９１図に示すように
、周期的、非周期的なインパルス性ノイズであることが
多い。尚、第９１図中上側はワイヤワフピング等による
インパルス性ノイズを示し、下側はノイズがない時の環
境ノイズを示している。When such a receiver is used to identify moving objects inside and outside a building, it will be subject to electromagnetic noise from automobiles and office equipment in that environment. As shown in FIG. 91, this noise is often generated as periodic or non-periodic impulsive noise. The upper part of FIG. 91 shows impulsive noise due to wire wuffing, etc., and the lower part shows environmental noise when there is no noise.
これによる受信機のノイズ妨害に至る現象を第９２図に
示す。送信された信号にインパルスノイズを含んでいる
と、高周波増幅器２では第９２図（ａ）に示す波形とな
る。ここで、ノイズは、１００μｓｅｃ〜３００μＳｅ
ｅのサージ状の波形として現れる。この信号が各部を介
して復調部６に入力されると、復調部６では急峻な短パ
ルスにはＡＧＣ回路７の回路時定数から追従できず、同
ｅｆｆｌ（ｂ）の波形に示すインパルス性ノイズに対応
した信号が発生する。同図（ｈ）に示す拡大した波形に
示すように、ａ点でノイズ成分が注入されるとＡＧＣ回
路７が瞬時に働かないためにノイズ成分が出力され、６
点でＡＧＣ回路７の信号により抑圧が開始されており、
およそ５００μＳｅＣの時間の遅れそのため、インパル
ス性ノイズの短パルス（５００μｓｅｃ以下のもの）は
、すべてＡＧＣ回路７による抑圧を受けず、復調部６か
ら出力されることになる。また、長パルスのものでも先
頭パルス分だけは出力されてしまう。このようなインパ
ルス性ノイズ分を含んだ復調信号が、データ信号を分離
するＢＰＦ８に入力されると、ＢＰＦ８ではａ点のよう
な立ち上が９波形で同図（ｃ）に示すようなインパルス
応答のリンギングが発生する。このリンギングの持続時
間は、ＢＰＦ８の帯域に逆比例する。従って、高速度伝
送をするためにデータ信号幅を短くすると、ＢＰＦ８に
よるリンギングは２曽ｓ〜５ｓｓと長くなってしまう。FIG. 92 shows the phenomenon that leads to noise interference in the receiver due to this. If the transmitted signal contains impulse noise, the high frequency amplifier 2 will have a waveform as shown in FIG. 92(a). Here, the noise is 100 μsec to 300 μSec
It appears as a surge-like waveform of e. When this signal is input to the demodulation unit 6 through various parts, the demodulation unit 6 cannot follow the steep short pulse due to the circuit time constant of the AGC circuit 7, resulting in impulsive noise as shown in the waveform of effl(b). A signal corresponding to is generated. As shown in the enlarged waveform shown in FIG.
Suppression is started by the signal from the AGC circuit 7 at the point,
Time delay of approximately 500 μSec Therefore, all short pulses of impulsive noise (less than 500 μsec) are output from the demodulator 6 without being suppressed by the AGC circuit 7. Furthermore, even with long pulses, only the first pulse is output. When the demodulated signal containing such impulsive noise is input to the BPF 8 which separates the data signal, the BPF 8 generates an impulse response with a waveform of 9 rising edges as shown in point a as shown in FIG. ringing occurs. The duration of this ringing is inversely proportional to the band of BPF8. Therefore, if the data signal width is shortened in order to perform high-speed transmission, the ringing caused by the BPF 8 will become as long as 2s to 5ss.
このＢＰＦ８の出力信号を増幅器に入力すると、同図（
ｅ）で示した一定電圧以上はクリップされた同図（ｄ）
のような波形となる。この増幅信号を検波回路９で検波
して包絡線成分を取り出すと、同図（ｅ）の波形となり
、この検波信号が波形整形器１３に入力される。波形整
形器１３では、ＬＰＦと比較器で信号のパルス幅に調整
し、信号レベルが弱く低いレベルでも所定のパルス幅の
ディジタル信号に変換する必要性から同図（ｆ）に示す
比較器のスレッシュホールド電圧をノイズ成分を除くた
めに上げると、破線で示した弱入力の信号は復元できず
、また弱入力の信号を復元しようとすると、インパルス
性ノイズによる応答成分が出力に現れる（同図（ｇ））
。When the output signal of BPF8 is input to the amplifier, the same figure (
The voltage above the certain level shown in e) is clipped (d) in the same figure.
The waveform will be like this. When this amplified signal is detected by the detection circuit 9 and the envelope component is extracted, the waveform shown in FIG. In the waveform shaper 13, the threshold of the comparator shown in FIG. When the hold voltage is increased to remove noise components, the weak input signal shown by the broken line cannot be restored, and when attempting to restore the weak input signal, a response component due to impulsive noise appears in the output (see the figure ( g))
.
このようなことから、受信機は、■高感度化すると、ノ
イズパルスが出力されてデータが正確に復元できない、
■ノイズに対するマージンを取ると、高感度受信できな
い。■強い電界強度のノイズは、出力に現れデータ信号
の信頼性がなくなる、という問題を有している。更に、
■受信機を複数個使用する移動体認識のディテクターと
して、ノイズパルスの出力により、他の正常に出力して
いる受信機の信号との混信によりデータを壊し、受信機
の信号を用いて制御または指令を出してコントロールす
るマイクロコンピュータ等を利用した判断システムがデ
ータ解読の不能に陥り、緊急事態を要するデータ信号を
入感できず、事故に至るケースが発生する可能性が大と
いう問題がある。For this reason, when the receiver becomes highly sensitive, noise pulses are output and data cannot be accurately restored.
■If you take a margin for noise, you will not be able to receive high-sensitivity reception. (2) Noise with strong electric field strength appears in the output, causing a problem in that the data signal becomes unreliable. Furthermore,
■As a moving object recognition detector that uses multiple receivers, the output of noise pulses destroys data due to interference with the signals of other normally outputting receivers, and uses the signals of the receivers to control or There is a problem in that the decision-making system using microcomputers, etc., which issues commands and controls, becomes unable to decipher data, and cannot sense data signals that require an emergency situation, leading to a high possibility of an accident occurring.
以上に述べたように、インパルス性ノイズにより誤りパ
ルスの発生や、正常信号への混信をなくすことが必要で
ある。As described above, it is necessary to eliminate the generation of erroneous pulses and interference with normal signals due to impulsive noise.
ところで、第９３図は識別データを無線にて送受信する
ことによつて扉の開閉を行なう従来方式の非接触ＩＤカ
ードシステムを示すものであり、このシステムは、ＩＤ
カードＣ１受信機Ａ１信号処理部Ｅ及びドアデー）Ｆ等
から構成されている。By the way, FIG. 93 shows a conventional non-contact ID card system that opens and closes doors by transmitting and receiving identification data wirelessly.
It is composed of a card C1 receiver A1 signal processing section E, door day) F, etc.
受信ｆｉＡは、上述の受信回路とアンテナ１から成り、
アンテナ１は小型、薄型化のために第９４図及び第９５
図に示すように、方形バッチアンテナが用いられている
。このアンチｆ−１は、後地導体４１の上方に誘電体４
３を介して後地導体４１より小さい放射導体４２が積層
して配置されている。The receiving fiA consists of the above-mentioned receiving circuit and antenna 1,
The antenna 1 is shown in Figs. 94 and 95 to make it smaller and thinner.
As shown in the figure, a rectangular batch antenna is used. This anti-f-1 is connected to the dielectric 4 above the rear conductor 41.
3, a radiation conductor 42 smaller than the rear conductor 41 is arranged in a stacked manner.
放射導体４２の給電点４４には給電＃１４５が接続して
あり、また、後地導体４１の裏面にはコネクタ４６が設
けである。従来のこのアンテナ１の特徴は、薄型である
のは勿論のこと、アンテナ指向性が第９５図に示すよう
に単向性を示す点である。A power supply #145 is connected to the power supply point 44 of the radiation conductor 42, and a connector 46 is provided on the rear surface of the rear conductor 41. The characteristics of this conventional antenna 1 are not only that it is thin but also that the antenna directivity is unidirectional as shown in FIG. 95.
このシステムの動作は次の通りである。第９６図に示す
ように、通常ドアデート（扉）Ｆは閉ざされた状態にあ
り、ドアデー）Ｆを開けたい時は、ドアデートＦ近くに
立ち、ＩＤカードのブツシュスイッチを押す、すると、
ＩＤカードから識別データが送信される。ドアデートＦ
の近くに設置された受信ｆｆ１Ａによってそのデータを
受信し、信号処理部Ｅによってそのデータ内容を判読し
てドアデー）Ｆの解錠を行なうものである。尚、図中の
矢印はドアデー）Ｆの移動方向を示している。The operation of this system is as follows. As shown in Fig. 96, the door date (door) F is normally in a closed state, and when you want to open the door date (door) F, stand near the door date F and press the button switch on the ID card.
Identification data is transmitted from the ID card. door date F
The data is received by the receiver ff1A installed near the door, and the signal processing unit E interprets the data content to unlock the door (F). Note that the arrow in the figure indicates the moving direction of the door (D)F.
この従来の方式は、入室時のチエツクのみを行なってい
たので、受信アンテナ１の指向性は、部屋の外側を向い
た単向性放射パターンで充分であった。第９６図の示す
斜線はアンテナ１の指向性を示し、またその範囲内が信
号検知可能領域を示すものである。しかしながら、この
システムを用いて入室だけでなく、退室のチエツクを行
なうとすれば、次の問題が生じる。つまり、受信アンテ
ナ１の指向性は、部屋の外側に強いので、退出時におけ
る部屋の内側からの信号は受信できないという問題を有
している。Since this conventional system only checks when entering a room, a unidirectional radiation pattern directed toward the outside of the room was sufficient for the directivity of the receiving antenna 1. The diagonal line shown in FIG. 96 indicates the directivity of the antenna 1, and the area within the diagonal line indicates the signal detectable area. However, if this system is used to check not only entry but also exit, the following problem arises. In other words, since the receiving antenna 1 has a strong directivity toward the outside of the room, there is a problem in that it cannot receive signals from inside the room when leaving the room.
［発明が解決しようとする課題］
本発明は、上述の点に鑑みて提供したものであって、イ
ンパルス性ノイズによる誤動作を、感度を低下させるこ
となく低減させ、また、不要信号の発生や信号品質の劣
化を小さくすることを目的とした非接触ＩＤカードシス
テムを提供するものである。[Problems to be Solved by the Invention] The present invention has been provided in view of the above-mentioned points. The present invention provides a contactless ID card system aimed at minimizing deterioration in quality.
また、放射導体、後地導体の形状、構成を工夫すること
により無指向性に近いアンテナをＪ’ｌ−備した受信機
を提供することを目的としたものである。Another object of the present invention is to provide a receiver equipped with an antenna that is nearly omnidirectional by devising the shapes and configurations of the radiation conductor and the trailing conductor.
［課題を解決するための手段］
［作 用Ｊ
本発明は、非接触ＩＤカードと受信部とを有する非接触
ＩＤカードシステムにおいて、ノイズの有無や受信強度
を検出する検出手段を設け、この検出手段の出力により
ＡＭ復調する復調部以降のいずれかの回路ブロックの位
置に、ノイズを除去する制御手段を上記受信部に設ける
ことにより、検出手段によりノイズの有無や受信強度を
検出し、この検出手段からの出力信号を受ける制御信号
にてノイズを除去するようにしたことを特徴とするもの
である。[Means for Solving the Problems] [Operation J] The present invention provides a contactless ID card system having a contactless ID card and a receiving section, and includes a detection means for detecting the presence or absence of noise and reception strength, and detects the presence or absence of noise. A control means for removing noise is provided in the receiving section at a position of any circuit block after the demodulation section which performs AM demodulation by the output of the means, so that the detection means detects the presence or absence of noise and the reception strength. The present invention is characterized in that noise is removed using a control signal that receives an output signal from the means.
また、請求項２においては、受信した信号のレベルの制
御を行なうＡＧＣ回路の出力信号からインパルスノイズ
の有無を検出する検出手段を設け、この検出手段の出力
によりＡＭ復調する復調部以降のいずれかの回路ブロッ
クの位置に、インパルスノイズに対応した信号を制御若
しくはカットオフする制御手段を具備することにより、
検出手段によりインパルスノイズを検出し、この検出手
段からの信号により制御手段でもってインパルスノイズ
に対応した信号を制御若しくはカットオフするようにし
たことを特徴とするものである。Further, in claim 2, there is provided a detection means for detecting the presence or absence of impulse noise from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the received signal, and the output of the detection means is used to detect the presence or absence of impulse noise in any of the demodulators after the demodulation section that performs AM demodulation. By providing a control means for controlling or cutting off a signal corresponding to impulse noise at the position of the circuit block,
The present invention is characterized in that impulse noise is detected by a detection means, and a signal corresponding to the impulse noise is controlled or cut off by a control means based on a signal from the detection means.
請求項３においては、ＡＧＣ回路の出力を受けてインパ
ルスノイズを検出するインパルス検出部と、このインパ
ルス検出部からの出力にて駆動されて一定期間出力信号
を出すタイマー部と、このタイマー部のタイマー出力に
てノイズの入った信号を後段に送らないようにするレベ
ル制御部とを受信部に具備することにより、ＡＧＣ回路
出力からインパルス検出部でインパルスを検出し、タイ
マー部による一定期間だけレベル制御部を制御して、ノ
イズの入った信号を後段に送らないようにしたことを特
徴とするものである。In claim 3, there is provided an impulse detection section that detects impulse noise upon receiving the output of the AGC circuit, a timer section that is driven by the output from the impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time, and a timer of the timer section. By equipping the receiving section with a level control section that prevents signals containing noise from being sent to the subsequent stage at the output, the impulse detection section detects impulses from the AGC circuit output, and the level is controlled for a certain period of time using the timer section. This feature is characterized by controlling the section to prevent signals containing noise from being sent to the subsequent stage.
請求項４においては、ＡＧＣ回路の出力を受けてインパ
ルスノイズを検出するインパルス検出部と、このインパ
ルス検出部からの出力にてｗＡ！！１されて一定期間出
力信号を出すタイマー部と、このタイマー部がタイマー
動作している間、所定の信号レベルが基準電圧より大き
い場合に信号を出力する比較器の基準電圧を変える基準
電圧発生部とを受信部に具備することにより、ＡＧＣ回
路出力からインパルス検出部でインパルスを検出し、タ
イマー部で一定期間だけ基準電圧発生部で基準電圧を変
化させて、インパルスノイズに対応した信号は比較器か
ら出力しないようにしたことを特徴とするものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an impulse detection section that receives the output of the AGC circuit and detects impulse noise, and an output from the impulse detection section that detects wA! ! 1 and outputs an output signal for a certain period of time, and a reference voltage generating section that changes the reference voltage of a comparator that outputs a signal when a predetermined signal level is higher than the reference voltage while this timer section is operating as a timer. By equipping the receiving section with the following, an impulse is detected by the impulse detection section from the AGC circuit output, the reference voltage is changed by the reference voltage generation section for a certain period of time in the timer section, and the signal corresponding to the impulse noise is detected by the comparator. This feature is characterized in that it is not output from the .
請求項５においては、復調出力信号を低下させずに且つ
ＡＧＣの応答時間を早める適宜な容量値のＡＧＣ結合コ
ンデンサを設け、復調出力信号を一定電圧以下にするク
リップ手段を設け、インパルスノイズによる検波出力の
場合よりも、所望信号の場合に比較器の基準電圧に達す
る時間を長くした一定の立ち上がり遅れと立ち下がり遅
れを持つ時定数を施したローパスフィルタを上記波形整
形器に設け、ローパスフィルタの出力信号と比較する比
較器の基準電圧を無信号時のノイズ注入による出力電圧
以上の電圧に設定することにより、クリップ手段にてイ
ンパルスノイズに対応した復調出力をある一定電圧に抑
え、またＡＧＣ結合コンデンサによりバンドパスフィル
タのインパルス応答のリンギングピーク電圧を抑え、更
に、ローパスフィルタに所望信号の場合に比較器の基準
電圧に達する時間を長くした一定の立ち上がり遅れと立
ち下がり遅れを持つ時定数を施し、インパルス応答に対
しては比較器の基準電圧に達しないようにし、また、ロ
ーパスフィルタの出力信号と比較する比較器の基準電圧
を無信号時のノイズ注入による出力電圧以上の電圧に設
定して、基準電圧以上の信号はデータ信号と１．で復元
するようにしたことを特徴とするものである。In claim 5, an AGC coupling capacitor with an appropriate capacitance that speeds up the AGC response time without reducing the demodulated output signal is provided, a clipping means is provided to lower the demodulated output signal to a certain voltage or less, and detection by impulse noise is provided. The waveform shaper is equipped with a low-pass filter equipped with a time constant that has a constant rise delay and fall delay that makes it take longer for the desired signal to reach the reference voltage of the comparator than for the output. By setting the reference voltage of the comparator that is compared with the output signal to a voltage higher than the output voltage due to noise injection when there is no signal, the clipping means can suppress the demodulated output corresponding to impulse noise to a certain constant voltage, and the AGC coupling The capacitor suppresses the ringing peak voltage of the impulse response of the bandpass filter, and the lowpass filter is also provided with a time constant that has a constant rise delay and fall delay that lengthens the time it takes for the desired signal to reach the reference voltage of the comparator. For the impulse response, set the reference voltage of the comparator so that it does not reach the reference voltage of the comparator, and set the reference voltage of the comparator that is compared with the output signal of the low-pass filter to a voltage higher than the output voltage due to noise injection when there is no signal. , signals higher than the reference voltage are data signals and 1. This feature is characterized in that it is restored with
請求項６においては、ＡＧＣ回路の出力信号を、第１の
比較器、ローパスフィルタ及び第２の比較器を介して、
正規の受信信号の検出を行ない、この検出信号により駆
動されて受信信号のみを伝達させる制御器を、復調部以
後のいずれかの回路の後段に設けることにより、正規の
受信信号を検出した場合には、この検出信号により制御
器を駆動して受信信号を後段に伝達し、正規の受信信号
を受信しない場合には制御器にてノイズを伝達しないよ
うにしたことを特徴とするものである。In claim 6, the output signal of the AGC circuit is passed through the first comparator, the low-pass filter, and the second comparator,
By providing a controller that detects a normal received signal and is driven by this detection signal and transmits only the received signal after any circuit after the demodulation section, when a normal received signal is detected, This detection signal drives a controller to transmit the received signal to a subsequent stage, and when a normal received signal is not received, the controller is configured not to transmit noise.
請求項７においては、ＡＧＣ回路の出力信号を、ローパ
スフィルタ及び比較器を介して、正規の受信信号の検出
を行ない、この検出信号により駆動されて受信信号のみ
を伝達させる制御器を、復調部以後のいずれかの回路の
後段に設けることにより、正規の受信信号を検出した場
合には、この検出信号により制御器を駆動して受信信号
を後段に伝達し、正規の受信信号を受信しない場合には
制御器にてノイズを伝達しないようにしたことを特徴と
するものである。In claim 7, the output signal of the AGC circuit is passed through a low-pass filter and a comparator to detect a normal received signal, and a controller driven by this detection signal to transmit only the received signal is included in the demodulation section. By providing it at the subsequent stage of any of the subsequent circuits, if a regular received signal is detected, this detection signal drives the controller and transmits the received signal to the subsequent stage, and if the regular received signal is not received. The feature is that the controller prevents noise from being transmitted.
請求項８においては、ＡＧＣ回路の出力信号を入力して
、該信号が基準値を越えている場合にはＨレベルの信号
を出力する第１の比較器と、この第１の比較器から出力
されるＨレベルの信号をローパスフィルタで平滑した信
号成分を入力し、この信号が基準値以上であればＨレベ
ルの信号を出力する第２の比較器と、この第２の比較器
の出力信号により検波回路内部の平滑回路の時定数を制
御してノイズを非出力とする制御手段とを設けることに
より、第１．第２の比較器から出力されるＨレベルの信
号により制御手段を制御し、この制御手段により検波回
路内部の平滑回路の時定数を制御してノイズを非出力と
し、所望のデータ信号を出力するようにしたことを特徴
とするものである。In claim 8, a first comparator receives an output signal of the AGC circuit and outputs an H level signal when the signal exceeds a reference value; and an output from the first comparator. a second comparator that receives a signal component obtained by smoothing the H level signal obtained by smoothing it with a low-pass filter, and outputs an H level signal if this signal is equal to or higher than a reference value; and an output signal of this second comparator. By providing a control means for controlling the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit and making the noise non-output according to the first. The control means is controlled by the H level signal outputted from the second comparator, and the control means controls the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit to make the noise non-output and output the desired data signal. It is characterized by the following.
請求項９においては、ＡＧＣ回路の出力信号をローパス
フィルタで平滑した信号成分を入力し、この信号が基準
値以上であればＨレベルの信号を出力する比較器と、こ
の比較器の出力信号により検波回路内部の平滑回路の時
定数を制御してノイズを非出力とする制御手段とを設け
ることにより、比較器から出力されるＨレベルの信号に
より制御手段を制御し、この制御手段により検波回路内
部の平滑回路の時定数を制御してノイズを非出力とし、
所望のデータ信号を出力するようにしたことを特徴とす
るものである。In claim 9, a comparator receives a signal component obtained by smoothing the output signal of the AGC circuit with a low-pass filter, and outputs an H level signal if this signal is equal to or higher than a reference value; By providing a control means that controls the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit and does not output noise, the control means is controlled by the H level signal output from the comparator, and this control means controls the detection circuit. Controls the time constant of the internal smoothing circuit to make the noise non-output,
This device is characterized in that it outputs a desired data signal.
請求項１１においては、出力信号のレベル制御を行なう
ＡＧＣ回路の出力信号から受信信号の強弱を判断する比
較回路と、該比較回路の出力により、ＡＭ復調を行なう
復調部より後段に配置されてノイズを減少させる制御手
段とを具備することにより、比較回路にてＡＧＣ回路の
出力信号から受信信号の強弱を判断し、該比較回路出力
を受けた制御手段により、ノイズを減少させるようにし
たことを特徴とするものである。In claim 11, there is provided a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal, and an output of the comparison circuit that is arranged downstream of the demodulation section that performs AM demodulation to eliminate noise. By comprising a control means for reducing the noise, the comparator circuit determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit, and the control means receiving the output of the comparator circuit reduces the noise. This is a characteristic feature.
請求項１２においては、比較回路の出力により受信した
データ信号の再生を行なう信号処理回路の判定基準を切
り換えるように１〜で、受信信号の強入力時はデータ再
生識別基準幅を長めに設定し、弱入力時には短めに設定
するようにしたことをｖｆｍとするものである。In claim 12, the data reproduction discrimination reference width is set to be longer when the received signal is strongly input, so that the determination criterion of the signal processing circuit that reproduces the received data signal is switched by the output of the comparison circuit. , vfm is set to be shorter when there is a weak input.
請求項１３においては、比較回路の出力により、データ
信号の有無を検出する出力回路のしきい値を切り換える
ようにして、受信信号の強入力時はしきい値を高めに設
定してデータ幅が長めにならないようにし、弱入力時に
は低めに設定してデータ幅が短めにならないようにした
ことを特徴とするものである。In claim 13, the threshold value of the output circuit for detecting the presence or absence of the data signal is switched based on the output of the comparison circuit, and when the received signal is strongly input, the threshold value is set higher to reduce the data width. The data width is set to a low value during weak input to prevent the data width from becoming too short.
請求項１４においては、比較回路の出力により、復調部
より後段に設けられた検波回路の放電時定数を切り換え
るようにして、受信信号の強入力時は放電時定数を小さ
く設定してデータ幅が長めにならないようにし、弱入力
時には放電時定数を大きく設定してデータ幅が短めにな
らないようにしたことを特徴とするものである。In claim 14, the output of the comparator circuit is used to switch the discharge time constant of a detection circuit provided at a stage subsequent to the demodulation section, and when a received signal is strongly input, the discharge time constant is set small to reduce the data width. This feature is characterized in that the data width is prevented from becoming too long, and the discharge time constant is set large during weak input to prevent the data width from becoming too short.
請求項１５においては、比較回路の出力により、復調部
の出力を増幅する増幅回路の利得を切り換えるようにし
て、受信信号の強入力時は利得を小さく設定してデータ
幅が長めにならないようにし、弱入力時には利得を大き
く設定してデータ幅が短めにならないようにしたことを
特徴とするものである。In claim 15, the gain of the amplifier circuit that amplifies the output of the demodulator is switched based on the output of the comparison circuit, and when the received signal is strongly input, the gain is set small to prevent the data width from becoming long. , the gain is set large during weak input to prevent the data width from becoming too short.
請求項１６においては、出力信号のレベル制御を行なう
ＡＧＣ回路の出力信号から受信信号の強弱を判断する比
較回路と、該比較回路の基準電圧を切り換える切換回路
と、切換回路により切り換えられた基準電圧にて出力さ
れた比較回路の信号によりＡＭ復調を行なう復調部より
後段に配置されてノイズを減少させる制御手段とをＪｔ
−備することにより、切換回路により比較回路の基準電
圧を適宜に切り換えて、その比較回路の出力信号により
復調部より後段に設けた制御手段にてノイズを減少させ
て、データ信号のみを出力するようにしたことを特徴と
するものである。In claim 16, a comparison circuit that determines the strength of a received signal from an output signal of an AGC circuit that performs level control of the output signal, a switching circuit that switches a reference voltage of the comparison circuit, and a reference voltage switched by the switching circuit. A control means for reducing noise is provided at a stage subsequent to the demodulation section that performs AM demodulation using the signal of the comparison circuit outputted from the Jt.
- By providing a switching circuit, the reference voltage of the comparator circuit is appropriately switched, and the output signal of the comparator circuit is used to reduce noise by the control means provided after the demodulation section, and only the data signal is output. It is characterized by the following.
請求項１８においては、データ信号を発信するアンテナ
部を含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードか
ら出力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部
からなる非接触１０カードシステムにおいて、長方形の
放射導体と、この放射導体の幅と等しく放射導体の長さ
より長い寸法の後地導体と、放射導体の一方の端面と後
地導体との闇に配置される短絡板とを具備し、放射導体
と後地導体とを誘電体を挾んで積層して上記アンテナ部
を構成し、該アンテナ部の放射導体に適宜な位置に給電
点を設けることにより、放射導体の幅と等しく放射導体
の長さよりも長い寸法に後地導体を形成して、放射導体
のない側の後地導体へ放射導体からの搬送波が回り込む
ようにしたことを特徴とするものである。According to claim 18, a contactless 10 card system comprising a contactless ID card including an antenna section that transmits a data signal, and a receiving section including an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, comprising a rectangular radiating conductor, a trailing conductor with dimensions equal to the width of the radiating conductor and longer than the length of the radiating conductor, and a shorting plate disposed between one end face of the radiating conductor and the trailing conductor, The antenna section is constructed by laminating a radiating conductor and a trailing conductor with a dielectric interposed between them, and by providing a feeding point at an appropriate position on the radiating conductor of the antenna section, the width of the radiating conductor is equal to the width of the radiating conductor. This is characterized in that the trailing conductor is formed to have a dimension longer than its length so that the carrier wave from the radiating conductor goes around to the trailing conductor on the side where the radiating conductor is not present.
請求項１９においては、データ信号を発信するアンテナ
部を含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードか
ら出力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部
からなる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アン
テナ部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層
し、放射導体の一端を短絡板を介して後地導体に連結し
、給電、ｇは放射導体の適宜な位置に設けられて構成さ
れ、アンテナ部の放射導体の適宜な位置に、容量性２端
子素子の一端を接続し、該容量性２端子素子に与えるバ
イアス電圧を変化させる制御手段を設けることにより、
容量性２端子素子に適宜なバイアス電圧を与えて該容量
性２端子素子を短縮用装荷として有効に動作させ、アン
テナ放射特性を可変できるようにしたことを特徴とする
ものである。In claim 19, a contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section that transmits a data signal, and a receiving section including an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, The above antenna section is constructed by laminating a radiation conductor and a rear conductor with an insulator in between, one end of the radiation conductor is connected to the rear conductor via a shorting plate, and the feeding conductor and g are provided at appropriate positions on the radiation conductor. By connecting one end of a capacitive two-terminal element to an appropriate position of the radiation conductor of the antenna part and providing a control means for changing the bias voltage applied to the capacitive two-terminal element,
The present invention is characterized in that an appropriate bias voltage is applied to the capacitive two-terminal element to effectively operate the capacitive two-terminal element as a shortening load, thereby making it possible to vary the antenna radiation characteristics.
Ｍｘ項２１においては、データ信号を含むアンテナ部を
含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードから出
力された電波を受信するアンテナ部を備えた受Ｍ部から
なる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アンテナ
部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層し、
放射導体の−ｉを短絡板を介して後地導体に連結し、給
電点は放射導体の適宜な位置に設けられて構成され、後
地導体を複数に分割し、分割されたそれぞれの部位の一
部あるいは全部が電気信号で制御されるスイッチング手
段で結んでいることで、スイッチング手段をスイッチン
グさせて、分割した任意の後地導体を使用して、アンテ
ナの放射特性を変化させるようにしたことを特徴とする
ものである。In Mx item 21, in a contactless ID card system consisting of a contactless ID card including an antenna section containing a data signal, and a receiver M section including an antenna section that receives radio waves output from this contactless ID card, The antenna section is made by laminating a radiation conductor and a backing conductor with an insulator in between,
-i of the radiating conductor is connected to the trailing conductor via a shorting plate, the feeding point is provided at an appropriate position on the radiating conductor, and the trailing conductor is divided into a plurality of parts. A part or all of the antennas are connected by a switching means controlled by an electric signal, so that the radiation characteristics of the antenna can be changed by switching the switching means and using any divided trailing conductor. It is characterized by:
請求項２２においては、データ信号を含むアンテナ部を
含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤｆＪ−ドから
出力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部か
らなる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アンテ
ナ部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層し
、放射導体の一端を短絡板を介して後地導体に連結し、
給電点は放射導体の適宜な位置に設けられて構成され、
放射導体は外形が方形で中央には中空部を形成して受信
用の放射導体とし、この受信用の放射導体の中空部に送
信用の放射導体を配置することにより、送信用、受信用
のアンテナを独立して有しながら、なおかつアンテナ面
積を従来の平面受信アンテナと大差ないようにしたこと
を特徴とする特［実施例１］
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。本
実施例では、ＡＧＣ出力からインパルス性雑音を検出し
て、一定時間だけＢＰＦ以降のいずれかの部位の信号レ
ベルを低下又は消滅させで、誤データパルスの発生を抑
えようとするものである。In claim 22, a contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna unit containing a data signal, and a receiving unit including an antenna unit receiving radio waves output from the contactless ID fJ-card, The antenna section includes a radiating conductor and a backing conductor stacked together with an insulator in between, and one end of the radiating conductor is connected to the backing conductor via a shorting plate.
The feeding point is provided at an appropriate position on the radiation conductor, and
The radiating conductor has a rectangular outer shape with a hollow part in the center to serve as the receiving radiating conductor.By placing the transmitting radiating conductor in the hollow part of the receiving radiating conductor, the transmitting and receiving radiating conductors can be [Embodiment 1] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. do. In this embodiment, impulsive noise is detected from the AGC output, and the signal level at any part after the BPF is reduced or eliminated for a certain period of time to suppress the generation of erroneous data pulses.
第１図は全体のブロック図を示し、従来の構成にインパ
ルス検出部２１、タイマーｆｆ１Ｓ２２及びレベルＩ（
ｆｉｌｆ！Ｓ２３ ａ−２３ｂを加わえたものであり、
他の構成は従来と同じなので、要旨の部分について説明
する。ＡＧＣ回路７の出力はインパルス検出部２１に入
力されるようになっている。第２図はインパルス検出部
２１のブロック図を示し、変調周波数成分を落とす、つ
まり、低域成分のみを通過させるＬＰＦ２１ａと、基準
レベルを上げるレベル２７１部２１ｂと、ＡＧＣ出力と
レベルシフト部２１ｂからの信号を比較する比較器２１
ｃとで構成されている。ここでは、ＡＧＣ出力信号と、
その信号をＬＰＦ２１ａに通し、ＬＰＦ２１ｍにより変
調周波数成分（ｆｌｌｆ２）を滅貨させ、更に、レベル
２７１部２１ｂにより■８だけレベルを上方にシフトさ
せた信号（比較信号）とを比較する。ＡＧＣ出力信号の
方が比較信号より高いレベルになる時、比較器２１ｃ出
力がＨレベルとなる。FIG. 1 shows an overall block diagram, which includes a conventional configuration including an impulse detection section 21, a timer ff1S22, and a level I (
filf! S23 a-23b is added,
Since the other configurations are the same as before, only the gist will be explained. The output of the AGC circuit 7 is input to an impulse detection section 21. FIG. 2 shows a block diagram of the impulse detection section 21, which includes an LPF 21a that drops modulation frequency components, that is, passes only low-frequency components, a level 271 section 21b that raises the reference level, and an AGC output and level shift section 21b. Comparator 21 that compares the signals of
It is composed of c. Here, the AGC output signal and
The signal is passed through the LPF 21a, the modulated frequency component (fllf2) is eliminated by the LPF 21m, and the signal is compared with a signal (comparison signal) whose level has been shifted upward by 8 by the level 271 section 21b. When the AGC output signal has a higher level than the comparison signal, the output of the comparator 21c becomes H level.
ここで、第３図（ａ）に示すように、ＶＢを搬送波入力
がない時のＡＧＣ出力のレベル変動のリップル分Ｖ＾よ
りわずかに大きくしておくと、第３図（ｂ）に示すよう
に、比較信号がレベルＶＢを越えてインパルス検出がで
きる。また、変調周波数成分を減衰させるには、ＬＰＦ
２１ａのカットオフ周波数を、ｆ３．ｆｚより小さくし
ておけばよい。尚、この方法では極端に大きな盪送波が
立ち上がった瞬間で、復調出力にインパルス状の信号が
発生する場合においてもインパルス検出ができる。Here, as shown in Fig. 3 (a), if VB is made slightly larger than the ripple V^ of the level fluctuation of the AGC output when there is no carrier wave input, the result will be as shown in Fig. 3 (b). When the comparison signal exceeds level VB, impulse detection is possible. In addition, in order to attenuate the modulation frequency component, an LPF
21a, the cutoff frequency of f3. It is sufficient to make it smaller than fz. In addition, with this method, impulse detection can be performed even when an impulse-like signal is generated in the demodulated output at the moment when extremely large wave transmission rises.
次に、タイマー部２２では、単安定マルチバイブレーク
などでインパルス検出出力を一定時間ｔｓ（第５図（ｇ
））のパルス出力に整形する。タイマー部２２の出力は
、ＢＰＦ８と検波回路９との間に設けられたレベル制御
部２３に入力され、このレベル制御部２３は、例えば、
入力がＨレベルの時、そこを通過する信号のレベルを低
下又は消滅させるように動作する。第４図はレベル制ａ
部２３の具体回路を示し、トランジスタＴｒ、、抵抗Ｒ
１−Ｒ１等で構成されている。また、トランジスタＴｒ
、の他にダイオード、ＦＥＴ、アナログスイッチ等を用
いても良い。ここで、制御入力がＬレベルの時、信号出
力と信号入力との比は次式で示される。Next, the timer section 22 uses a monostable multi-by-break or the like to output the impulse detection output for a certain period of time ts (Fig. 5 (g).
)) into the pulse output. The output of the timer section 22 is input to a level control section 23 provided between the BPF 8 and the detection circuit 9, and this level control section 23 has, for example,
When the input is at H level, it operates to reduce or eliminate the level of the signal passing through it. Figure 4 shows the level system a
A specific circuit of section 23 is shown, with transistors Tr, and resistors R
1-R1, etc. In addition, the transistor Tr
In addition to , diodes, FETs, analog switches, etc. may also be used. Here, when the control input is at L level, the ratio between the signal output and the signal input is expressed by the following equation.
」ｐと此方−’ ｆｆｉ −−
信号入力 Ｒ，＋Ｒ２
つまり、制御入力がない時は、所定の信号が出力される
。また、インパルス雑音を検出した時の制御入力がＨレ
ベルの時は次式で示されてレベルが低下する。"p and this side -' ffi -- Signal input R, +R2 That is, when there is no control input, a predetermined signal is output. Furthermore, when the control input is at H level when impulse noise is detected, the level decreases as shown by the following equation.
ＩＪ此方−Ｒｚｌ」」−ｍ−
信号人力 −Ｒ、＋ （Ｒ２／／ Ｒｓ ）従って、Ｒ
，＝Ｏのとき、トランジスタＴｒ、はオンして信号出力
はＬレベルとなる。IJ this way -Rzl'' -m- Signal power -R, + (R2//Rs) Therefore, R
, = O, the transistor Tr is turned on and the signal output becomes L level.
レベル制御部２３以降に接続される検波回路９、ＬＰＦ
ＩＯ１比較器１１等は従来と同様の動作を行なう。ここ
で、インパルス性雑音が入力されると、ＡＧＣ回路７か
らインパルス性の信号が出力され（第５図（ｅ））、イ
ンパルス検出部２１でインパルスの信号を検出しく第５
図（ｆ））、そのインパルス出力で第５図（ｇ）に示す
ようにタイマー部２２出力を出す、このタイマー部２２
出力によりレベル制御部２３を駆動して、第５図（１１
）に示すようなインパルス雑音によるＢＰＦ８出力があ
っても、レベル制御部２３で検波回路９に入力される信
号レベルは低下あるいは消滅しでいるので、検波出力は
第５図（ｉ）に示すように、検波出力のレベルを低下さ
せる。また、ここでレベルを消滅させるように制御して
も良い。従って、第５図（ｊ）のようにＬＰＦＩＯ出力
は比較器１１の基準電圧よりも低いために、第５図（ｋ
）に示すように誤データパルスを発生しない（あるいは
発生しにくくする）。尚、インパルス検出部２１でイン
パルスノイズや受信強度を検出する検出手段が構成され
、また、タイマー部２２及びレベル制御部２３等で、イ
ンパルス性ノイズが入力した場合に信号のレベルを一定
期間減衰させる制御手段が構成される。Detection circuit 9 and LPF connected after level control section 23
The IO1 comparator 11 and the like operate in the same manner as in the prior art. Here, when impulsive noise is input, an impulsive signal is output from the AGC circuit 7 (FIG. 5(e)), and the impulse detecting section 21 detects the impulse signal.
This timer section 22 outputs an output from the timer section 22 as shown in FIG. 5(g) with its impulse output.
The level control unit 23 is driven by the output, and the level control unit 23 is
) Even if there is an output from the BPF 8 due to impulse noise as shown in FIG. Then, lower the detection output level. Further, control may be performed so that the level disappears here. Therefore, as shown in FIG. 5(j), since the LPFIO output is lower than the reference voltage of the comparator 11, FIG.
) does not generate erroneous data pulses (or makes them less likely to occur). Incidentally, the impulse detection section 21 constitutes a detection means for detecting impulse noise and reception strength, and the timer section 22 and level control section 23 etc. attenuate the signal level for a certain period of time when impulse noise is input. A control means is configured.
以上の説明においては、レベル制御部２３は、ＢＰＦ８
と検波回路９の開にあるものとして説明したが、検波回
路９、Ｌ Ｐ Ｆ １０の後段に位置させても同様の動
作をさせることができるのはいうまでもない。In the above description, the level control unit 23
Although the explanation has been made on the assumption that the detection circuit 9 is located at the opening of the detection circuit 9, it goes without saying that the same operation can be performed even if the detection circuit 9 and the LPF 10 are located at a later stage.
次に、信号レベルを変化させる時間ｔｍについて説明す
る。一般にバンドパスフィルタにインパルス入力があっ
た時の応答は、第６図に示すように、ある応答時間の後
、バンドパスフィルタの通過周波数のリンギングが発生
する。この持続時開や、遅延時開はＢＰＦの帯域幅、遮
断特性等に依存している。従って、ＢＰＦを固定すれば
一義的に決まるものである。Next, the time tm for changing the signal level will be explained. Generally, in response to an impulse input to a bandpass filter, as shown in FIG. 6, ringing occurs in the pass frequency of the bandpass filter after a certain response time. This sustained open state and delayed open state depend on the bandwidth, cutoff characteristics, etc. of the BPF. Therefore, if the BPF is fixed, it is uniquely determined.
そこで、インパルス性雑音を検出した後、この遅延時間
士リンギング持続時間の和をｔｌ とし、この時間１．
より長く信号レベルを低下させれば、ＢＰＦのインパル
ス応答を無視させることができる。つまり、ｔｌ＜ｔ＋
＊とする。Therefore, after detecting the impulsive noise, the sum of the delay time and the ringing duration is defined as tl, and this time 1.
By lowering the signal level for a longer period of time, the impulse response of the BPF can be ignored. That is, tl<t+
*.
一方、搬送波レベルが太き（アイドル期間ｔ＾の最初の
部分で、復調波形にインパルス状のものが現れる場合と
考えると（第５図（ｅ）（ｄ））、信号レベルを低下（
又は消滅）させる時開Ｌｍをアイドル期間ｔ、より短く
しておけば、インパルス性雑音が入力された場合の上記
と同様にタイマー部２２出力によりレベル制御部２３を
制御して、検波出力（第５図（ｉ））のレベルを低下さ
せ、アイドル期間ｔＡ後の最初のデータから正しく感度
を低下させずに再生することができる。従って、ｔｍ＜
ｔＡ と設定しておく、尚、アイドル期間ｔ＾は、無変
調搬送波の開始時からＡＧＣ回路７の動作が安定してか
ら復調出力が安定するのに必要な時間ｔＡｃｃより長く
設定している。従って、ｔＡｒ＋ｃ＜ｔＡに設定してい
る。On the other hand, if the carrier wave level is thick (considering the case where an impulse-like thing appears in the demodulated waveform at the beginning of the idle period t^ (Fig. 5(e) and (d)), the signal level is lowered (
If the time-opening Lm that causes the detection output (or disappears) is made shorter than the idle period t, the level control unit 23 is controlled by the output of the timer unit 22 in the same way as described above when impulsive noise is input, and the detected output ( By lowering the level in FIG. 5(i), it is possible to correctly reproduce the first data after the idle period tA without reducing the sensitivity. Therefore, tm<
Note that the idle period tA is set to be longer than the time tAcc required for the demodulated output to stabilize after the operation of the AGC circuit 7 stabilizes from the start of the non-modulated carrier wave. Therefore, it is set as tAr+c<tA.
このように、ＡＧＣ回路７出力からインパルス検出部２
１でインパルスを検出し、タイマー部２２による一定期
闇だけレベル制御部２３でレベルを低下等をさせること
で、インパルスによる信号は検波回路９からは出力され
ず、そのため、インパルス性ノイズによる誤動作を、感
度を低下させることなく、低減させることができるも、
）、ある。In this way, from the output of the AGC circuit 7, the impulse detector 2
By detecting an impulse in step 1 and lowering the level by the level control unit 23 for a certain period of time by the timer unit 22, the signal due to the impulse is not output from the detection circuit 9, which prevents malfunctions due to impulsive noise. , can also be reduced without reducing the sensitivity,
),be.
［実施例２］
実施例２においては、ＡＧＣ回路７の出力からインパル
ス性雑音を検出して、一定期間だけ、比較器１１の基準
電圧を上げて誤データパルスの発生を抑えようとするも
のである。ｖＪ７図はそのブロック図を示し、先の実施
例と同じインパルス検出部２１及びタイマー部２２に基
準電圧発生部２４を加えたものである。タイマー部２２
からの出力は基準電圧発生部２４に入力され、この基準
電圧発生部２４の具体回路を第８図に示す。基準電圧発
生部２４はトランジスタＴｒ２、抵抗Ｒ１−Ｒ２等で構
成され、入力がＬレベルの時は通常の基準電圧ＶＲＩを
発生し、入力がＨレベルの時は抵抗Ｒ２により基準電圧
■Ｒ５よりも高い基準電圧■Ｒ２を発生するように動作
する。尚、トランジスタＴｒ２の代わりに、ダイオード
、ＦＥＴ、アナログスイッチ等を用いても良い。[Embodiment 2] In Embodiment 2, impulsive noise is detected from the output of the AGC circuit 7, and the reference voltage of the comparator 11 is increased for a certain period of time to suppress the generation of erroneous data pulses. be. Figure vJ7 shows a block diagram thereof, in which a reference voltage generating section 24 is added to the same impulse detecting section 21 and timer section 22 as in the previous embodiment. Timer section 22
The output from the reference voltage generating section 24 is inputted to a reference voltage generating section 24, and a specific circuit of this reference voltage generating section 24 is shown in FIG. The reference voltage generating section 24 is composed of a transistor Tr2, resistors R1-R2, etc., and when the input is at L level, it generates the normal reference voltage VRI, and when the input is at H level, it is generated by resistor R2 to generate a voltage higher than the reference voltage R5. It operates to generate a high reference voltage ■R2. Note that a diode, FET, analog switch, etc. may be used instead of the transistor Tr2.
第９図は動作波形図を示し、先の実施例と同様にインパ
ルス性雑音を検出（第９図（ｄ））すると、インパルス
性雑音により生じたＢＰＦ８の出力（同図（ＩＩ ）
）が検波回路９に入力されて検波され（同図（ｉ））、
更にＬＰＦＩＯを介して比較器１１に人力される。しか
し、ここでＡＧＣ回路７がらの信号によりインパルス検
出部２１でインパルスを検出しく第９１１（ｆ））、こ
のインパルス検出部２１からの信号で駆動されたタイマ
ーＷＳ２２から一定期間減衰１のパルスが発生するため
（第９図（ｇ））、第９図（ｊ）に示すように、このパ
ルスにより一定期闇仁−基準電圧発生部２４の基準電圧
をＶ□から■３□に上げることで、比較器１１からは信
号は出力されず、従って、第９図＜ｋ）に示すように誤
データパルスは発生しない（あるいは発生しない）、基
準電圧を変化させる時開ｔｍは、先の実施例と同様にイ
ンパルス性雑音が入力された場合のＢＰＦ８の遅延時開
十りンギング持続時間の和ｔ１ より長く設定して、Ｂ
ＰＦ８のインパルス応答を無視するようにしている（１
．＜１輪）。尚、インパルス検出部２１でインパルスノ
イズを検出する検出手段を構成し、また・タイマー部２
２及び基準電圧発生部２４等で制御手段を構成している
。FIG. 9 shows an operation waveform diagram, and when impulsive noise is detected (FIG. 9(d)) as in the previous embodiment, the output of BPF8 caused by the impulsive noise (FIG. 9(II)).
) is input to the detection circuit 9 and detected ((i) in the same figure),
Further, it is inputted to the comparator 11 via LPFIO. However, at this point, the impulse detector 21 detects an impulse due to the signal from the AGC circuit 7 (No. 911(f)), and the timer WS22 driven by the signal from the impulse detector 21 generates a pulse with attenuation 1 for a certain period of time. In order to do so (FIG. 9(g)), as shown in FIG. 9(j), by increasing the reference voltage of the dark reference voltage generating section 24 from V□ to ■3□ for a certain period of time using this pulse, as shown in FIG. 9(j), No signal is output from the comparator 11, and therefore, as shown in FIG. 9<k), an erroneous data pulse does not occur (or does not occur). Similarly, when impulsive noise is input, BPF 8 is set longer than the sum of the ringing durations t1 during delay, and B
The impulse response of PF8 is ignored (1
．． <1 wheel). Incidentally, the impulse detection section 21 constitutes a detection means for detecting impulse noise, and the timer section 2
2, the reference voltage generating section 24, and the like constitute a control means.
また、搬送波レベルが大きくアイドル期間ｔ＾の最初の
部分で、復調波形にインパルス状にものが現れる場合に
おいても、基準電圧を上げる時開Ｌｍをアイドル期間ｔ
＾より短くしておくことで、先の実施例と同様にアイド
ル期間後の最初にデータから正しく感度を低下させずに
再生することができる（ｔＩ！１＜ ｔ＾）、更に、上
記と同様に、アイドル期間ｔ＾は、無変調搬送波の開始
時からＡＧＣ回路７の動作が安定してから復調出力が安
定するのに必要な時開ｔＡｃｃより長く設定している。In addition, even if the carrier wave level is large and an impulse-like phenomenon appears in the demodulated waveform at the beginning of the idle period t^, the time-opening Lm for increasing the reference voltage is set to the idle period t^.
By making it shorter than ^, it is possible to correctly reproduce the data from the beginning after the idle period without reducing the sensitivity (tI!1< t^) as in the previous embodiment. In addition, the idle period t^ is set longer than the time-opening time tAcc required for the demodulated output to stabilize after the operation of the AGC circuit 7 stabilizes from the start of the non-modulated carrier wave.
従って、ｔＡｃｃ＜ｔ＾に設定している。Therefore, it is set as tAcc<t^.
このように、ＡＧＣ回路７出力からインパルス検出部２
１でインパルスノイズを検出し、タイマー部２２で一定
期間だけ基準電圧発生部２４の基準電圧を上げることで
、比較器１１にはインパルスノイズによる出力信号を出
さないようにすることができ、従って、インパルス性ノ
イズによる誤動作を、感度を低下させることなく、低減
させることができるものである。In this way, from the output of the AGC circuit 7, the impulse detector 2
By detecting impulse noise at step 1 and increasing the reference voltage of the reference voltage generating section 24 for a certain period using the timer section 22, it is possible to prevent the comparator 11 from outputting an output signal due to impulse noise. Malfunctions caused by impulsive noise can be reduced without reducing sensitivity.
［実施例３］
次に、実施例３について説明する。この実施例に対応す
る従来例は第９０図である。インパルスノイズによる影
響は、すべてＢＰＦ８がインパルス応答でリンギングを
その通過周波数に依存する時間分だけ持続することにあ
る。この応答を低減するために、インパルスの波高値を
低減させるクリップ手段として、ＡＭ復調を行なう復１
１部６の出力信号をある一定電圧でクリップすることで
あり、一般にツェナーダイオードを用いて信号を一定以
上上げないようにする。このことから、復調部６の出力
でノイズによる応答のピーク値を低下することができる
。第１１図（ｂ）に示すように、Ｖａからｖｂに低下さ
せることができる。これにより、インパルス応答のリン
ギングピーク電圧は低下することが可能となる。尚、第
１０図は要部ブロック回路図を示し、ＬＰＦ１４と比較
器１５とを内部に有する波形整形器１３が記載されてお
り、上記ツェナーダイオードＺＤ、は復調部６の出力側
に接続しである。ＡＧＣ回路７を構成するＡＧＣの結合
コンデンサＣ０は復調部６側に設けである。[Example 3] Next, Example 3 will be described. A conventional example corresponding to this embodiment is shown in FIG. The effect of impulse noise is that the BPF 8 sustains ringing in the impulse response for a time that depends on its passing frequency. In order to reduce this response, AM demodulation is used as a clipping means to reduce the peak value of the impulse.
The purpose of this is to clip the output signal of the first section 6 at a certain voltage, and generally a Zener diode is used to prevent the signal from increasing beyond a certain level. From this, it is possible to reduce the peak value of the response due to noise in the output of the demodulator 6. As shown in FIG. 11(b), it can be lowered from Va to vb. This makes it possible to reduce the ringing peak voltage of the impulse response. Incidentally, FIG. 10 shows a block circuit diagram of the main part, in which a waveform shaper 13 having an LPF 14 and a comparator 15 inside is shown, and the Zener diode ZD is connected to the output side of the demodulator 6. be. The AGC coupling capacitor C0 constituting the AGC circuit 7 is provided on the demodulator 6 side.
コンデンサＣ０によるアンダーシュートにより同じくイ
ンパルス応答となる。従って、コンデンサｃｏの充電特
性を早めアンダーシュートと、充電時間を短くするため
に、コンデンサＣ６の容量を、信号レベルを低下させな
い範囲で充電時定数が最小となる容量とする。容量の値
は第１２図に示すグラフにより設定が可能である。これ
らにより、ＢＰＦ８のインパルス応答のリンギングピー
ク電圧はＶｄ＜Ｖｃとすることができる（第１１図（ｃ
）（ｄ））。第１１図（ｃ）はＡＧＣの結合コンデンサ
Ｃ０を付けない場合であり、第１１図（ｄ）は適宜な容
量のコンデンサＣ０を接続した場合の復調部６出力の波
形である。The undershoot caused by the capacitor C0 also results in an impulse response. Therefore, in order to speed up the charging characteristics of the capacitor co to prevent undershoot and shorten the charging time, the capacitance of the capacitor C6 is set to a value that minimizes the charging time constant without reducing the signal level. The capacitance value can be set using the graph shown in FIG. As a result, the ringing peak voltage of the impulse response of BPF8 can be set to Vd<Vc (Fig. 11(c)
)(d)). FIG. 11(c) shows the case where the AGC coupling capacitor C0 is not attached, and FIG. 11(d) shows the waveform of the output of the demodulator 6 when a capacitor C0 of an appropriate capacity is connected.
これらによる処理を施した上に、ＬＰＦ１４の時定数と
、比較器１５のスレッシュホールド電圧を以下のように
することにより、インパルスノイズの影響を出力させな
いようにすることができる。前述の処理により、インパ
ルスノイズによるＢＰＦ８の出力は、数ｍｓの幅のパル
ス程度である。In addition to performing these processes, by setting the time constant of the LPF 14 and the threshold voltage of the comparator 15 as follows, it is possible to prevent the influence of impulse noise from being output. Due to the above-described processing, the output of the BPF 8 due to impulse noise is approximately a pulse with a width of several ms.
この信号を除去するために、ＬＰＦ１４の立チ上がり時
定数Ｃ，Ｒ，と、立ち下がり時定数Ｃ，Ｒ２とで、ノイ
ズによる応答信号の波高値を低下させ、データ信号とレ
ベル差をつける。その上で比較器１５によりスレッシュ
ホールド電圧■１をノイズの電圧波高値以上とすること
により、ノイズの応答を出力しないようにする。これは
、ノイズによって発生するパルス幅Ｔに対して、立ち上
がり時間Ｔａと立ち下がり時開Ｔｂを、
Ｔ＝Ｔａ＝Ｔｂ
とすることで、ノイズによる応答は立ち上が９時間Ｔａ
で遅れることで、スレッシュホールド電圧Ｖ、には達し
ない（第１１図（ｆ））。ここで、パルス幅Ｔは、立ち
上がり１０％から立ち下がり９０％までの範囲とする。In order to remove this signal, the rising time constants C, R, and falling time constants C, R2 of the LPF 14 lower the peak value of the response signal due to noise, and create a level difference from the data signal. Then, the comparator 15 sets the threshold voltage (1) to be equal to or higher than the voltage peak value of the noise, thereby preventing the noise response from being output. This means that for the pulse width T generated by noise, the rise time Ta and the falling time Tb are set as T=Ta=Tb, and the response due to noise is 9 hours Ta after rising.
As a result, the threshold voltage V is not reached (FIG. 11(f)). Here, the pulse width T ranges from 10% of the rising edge to 90% of the falling edge.
また、正常信号入力時は、Ｔａの遅れによるデータ欠落
部分は、Ｔｂの遅れにより修復することができるので、
データパルス幅の確保が可能となる。上記Ｔ、Ｔａ、Ｔ
ｈは以下のように定義される。Furthermore, when a normal signal is input, data loss due to a delay in Ta can be repaired by a delay in Tb.
It becomes possible to secure the data pulse width. Above T, Ta, T
h is defined as follows.
Ｔ＝ノイズによるパルス幅
Ｔａ＝立ち上がり遅れ
Ｔｂ＝立ち下がり遅れ
以上の設定は、立ち上がり時定数Ｃ，Ｒ，で表され、イ
ンパルスノイズはＡ （１ｅ−Ｃ＋Ｒ−）のピーク電圧
となるため、スレッシュホールド電圧は以下のようにな
る。T = Pulse width due to noise Ta = Rising delay Tb = Falling delay or more settings are expressed by the rising time constants C, R, and the impulse noise is the peak voltage of A (1e-C+R-), so the threshold The voltage is as follows.
ｍ；
Ｖ ＋ ＞ Ａ （１−ｅＣ＋Ｒ＋ ）この電圧に達す
るまでかかるデータ信号の遅れ時間はＴであり、この時
間Ｔの分だけ立ち下がりので表される値を取ると、ノイ
ズの除去が可能である。m; V+ > A (1-eC+R+) The delay time of the data signal required to reach this voltage is T, and if we take the value expressed by the fall for this time T, noise can be removed. be.
第１０図にてその実施例を説明する。復調部６の出力を
ツェナーダイオードＺＤ、等によって一定電圧以上に上
がらないようにする。このことにより、第１１図（ａ）
に示すノイズによるピーク値Ｖａは、同図（ｂ）に示す
ようにｖｂに低下できる。The embodiment will be explained with reference to FIG. The output of the demodulator 6 is prevented from rising above a certain voltage by a Zener diode ZD or the like. As a result, Fig. 11(a)
The peak value Va due to noise shown in can be reduced to vb as shown in FIG.
ＢＰＦ８の出力はダイオードＤを介してＬＰＦＩ４に入
力させる。ＬＰＦ１４のコンテ゛ンサＣ１の立ち上がり
時定数はＲ，、Ｒ２の並列抵抗で設定できる。ＢＰＦ８
の包絡線出力のパルス幅をＴｈとする。また、立ち下が
り時定数はＣ，Ｒ２で求めると、インパルスノイズの応
答によるピーク電圧を受信信号のピーク電圧の１／３に
抑えるとすると、Ｒ，／／Ｒ２−ＣＩ＝Ｔｈ／−Ｉｎ（
２／３）また、これによる受信信号の信号短絡分を補う
ために、立ち下がりの時定数をＴｂ時間長くすると、時
定数Ｃ，Ｒ２は、
Ｃ，Ｒ２”Ｔｂ／−Ｉｎ（１／３）
で現す値とする。The output of BPF8 is input to LPFI4 via diode D. The rise time constant of the capacitor C1 of the LPF 14 can be set by parallel resistances R, R2. BPF8
Let Th be the pulse width of the envelope output. Also, the falling time constant is determined by C and R2. If the peak voltage due to impulse noise response is suppressed to 1/3 of the peak voltage of the received signal, R, //R2-CI=Th/-In(
2/3) Also, in order to compensate for the signal short circuit of the received signal, if the falling time constant is lengthened by Tb time, the time constant C, R2 becomes C, R2''Tb/-In (1/3) Let the value expressed by .
これによりピーク電圧Ａの１／３の値以上にスレッシュ
ホールド電圧を設定することで、比較器１５はスレッシ
ュホールド電圧を越えた時に、Ｈレベル（信号有りの時
Ｈレベルを出力するように設定した場合）を出力する（
第１１図（ｆ））。尚、Ｌレベルを有効とするときはＬ
レベルを出力させる。By setting the threshold voltage above 1/3 of the peak voltage A, the comparator 15 is set to output an H level (H level when there is a signal) when the threshold voltage is exceeded. ) prints (
Figure 11(f)). In addition, when L level is enabled, L
Output the level.
従って、インパルスノイズの応答電圧は、スレッシュホ
ールド電圧を越すことがないために、出力には現れない
こととなる。尚、第１１図（ｅ）はダイオードＤの出力
波形である。Therefore, the impulse noise response voltage does not exceed the threshold voltage, and therefore does not appear in the output. Incidentally, FIG. 11(e) shows the output waveform of diode D.
このように、本実施例では、スレッシュホールドの感度
低下を発生させず、且つノイズによる妨害を除去するこ
とができ、データ信号の復元に誤りパルスが発生せず、
信号品質の信頼性を向上させるばかりでなく、受信機の
併設も可能とし、そのカバーする受信エリアを拡大する
上で大きなメリットが生まれることから、効果が大きい
もの［実施例４１
次に、実施例４について説明する。この実施例は請求項
６に対応するものである。ｖＡ１３図に示すように、Ａ
ＧＣ電圧の信号を受ける比較器１７、ＬＰＦｌＢ、比較
器１９及び各回路ブロックのいずれかに配置される制御
器２０等を付加したものである。尚、図中制御器２０は
複数記載されているが、これはいずれかに配置可能であ
ることを示しているものであり、後述するようにいずれ
かの癌所に配置されるものである。この実施例は、ＡＧ
Ｃ？１！圧から受信信号の有りを示す信号を取り出し、
その信号を制御信号として受信信号からデータ信号を復
元する回路内のいずれかの間にスイッチ機能を持たせた
受信機である。比較器１７はその基準電圧とＡＧＣ電圧
とを比較し、ＡＧＣ電圧が基準電圧を越えた時にＨレベ
ルの信号を出力する。Ｌ Ｐ Ｆ １８は比較器１７の
出力信号から低周波数成分だけを取り出し、このＬＰＦ
ｌＢの出力信号は比較器１９に入力される。比較器１９
では、ＬＰＦｌＢの出力信号とその基準電圧とを比較し
、出力信号が基準電圧より高い場合にＨレベルの４−ｑ
号が出力される。制御器２０は比較器１９の出力を制御
信号として受信回路の各部間の伝送をスイッチするもの
である。尚、ＡＧＣ電圧の変動が微少なため、比較器１
７で信号レベルを識別するようにしている。In this way, in this embodiment, the sensitivity of the threshold does not decrease, interference caused by noise can be removed, and error pulses are not generated when restoring the data signal.
This method is highly effective because it not only improves the reliability of the signal quality but also enables the installation of a receiver, which has a great advantage in expanding the coverage area [Example 41] 4 will be explained. This embodiment corresponds to claim 6. vA13 As shown in figure A
A comparator 17 receiving a GC voltage signal, an LPFlB, a comparator 19, and a controller 20 disposed in any one of the circuit blocks are added. Although a plurality of controllers 20 are shown in the figure, this indicates that they can be placed at any one of the cancer sites, as will be described later. This example is based on AG
C? 1! A signal indicating the presence of a received signal is extracted from the pressure,
This receiver has a switch function between any of the circuits in which the signal is used as a control signal to restore the data signal from the received signal. The comparator 17 compares the reference voltage with the AGC voltage, and outputs an H level signal when the AGC voltage exceeds the reference voltage. The LPF 18 extracts only low frequency components from the output signal of the comparator 17, and
The IB output signal is input to a comparator 19. Comparator 19
Now, compare the output signal of LPFlB with its reference voltage, and if the output signal is higher than the reference voltage, the 4-q
The number is output. The controller 20 uses the output of the comparator 19 as a control signal to switch transmission between the various parts of the receiving circuit. In addition, since the fluctuation of the AGC voltage is small, comparator 1
7 to identify the signal level.
次に、第１４図の電圧波形を用いて動作を説明する。同
図（ａ）は申開周波出力で、同図（Ｉｔ）は復調出力で
ある。ＡＧＣ電圧波形から信号成分と常時出力されるノ
イズによるものとの分離をするために、同図（ｃ）に示
すように比較器１７で基準電圧■１と比較し、同図（ｄ
）のような波形を得る。この比較器１７からの出力を低
周波成分のみを通すＬＰＦ１８を介して同図（ｅ）に示
すような波形を得る。この波形と比較器１９の基準電圧
Ｖ２とを比較して（同図（ｅ））、同図（ｆ）に示すよ
うな受信信号有りの信号を得る。この信号を用いて各部
の間のいずれかに置いた制御器２０でインパルスノイズ
を除去するようにしている。ここでは復調部６の後に制
御器２０を置いた場合で説明すると、制御器２０は、受
信信号がないとき、同図（ｆ）に示すようにＬレベルで
あり、そのため、制御器２０をオフとして復調信号を次
段には通さないようにしている。そして、受信信号があ
ると、比較器１９のＨレベルの出力により制御器２０は
オンとなり、信号を次段に伝達させる。尚、同図（ｇ）
は増幅器１６の出力波形で、同図（ｈ）は利得調整器１
２の出力波形であり、また、同図（ｉ）は波形整形器１
３にで検波出力と基準電圧■３とを比較している波形で
あり、この基準電圧■３より高い場合に同図（ｊ）に示
すようにＨレベルの信号が出力される。この例ではデー
タ「１」の場合を示している。Next, the operation will be explained using the voltage waveform shown in FIG. FIG. 5(a) shows the open frequency output, and FIG. 6(It) shows the demodulated output. In order to separate the signal component from the noise that is constantly output from the AGC voltage waveform, the comparator 17 compares it with the reference voltage ■1 as shown in (c) of the same figure.
) to obtain a waveform like The output from the comparator 17 is passed through an LPF 18 that passes only low frequency components to obtain a waveform as shown in FIG. 2(e). This waveform is compared with the reference voltage V2 of the comparator 19 ((e) in the same figure), and a signal with a received signal as shown in (f) in the same figure is obtained. Using this signal, a controller 20 placed somewhere between each section removes impulse noise. Here, we will explain the case where the controller 20 is placed after the demodulator 6. When there is no received signal, the controller 20 is at the L level as shown in FIG. As a result, the demodulated signal is not passed to the next stage. When there is a received signal, the controller 20 is turned on by the H level output of the comparator 19, and the signal is transmitted to the next stage. In addition, the same figure (g)
is the output waveform of the amplifier 16, and (h) in the same figure is the output waveform of the gain adjuster 1.
2, and (i) in the same figure is the output waveform of waveform shaper 1.
This is a waveform in which the detection output is compared with the reference voltage (2) 3 at step 3. If the detection output is higher than the reference voltage (2) 3, an H level signal is output as shown in FIG. 3(j). This example shows the case of data "1".
このことにより、トーン検出部にはノイズ発生時のイン
パルス応答が発生することがなく、ノイズの影響により
データの信頼性は落ちないものである。As a result, an impulse response does not occur in the tone detection section when noise occurs, and the reliability of data does not deteriorate due to the influence of noise.
第１５図は制御器２０を波形整形器１３より後の出力段
に置いた場合の動作波形図を示し、波形整形器１３の出
力には同図（ｊ）に示すようにインパルス応答の信号が
出力されているが、制御器２０のスイッチ機能により同
図（ｋ）に示すようにインパルス応答はカットされ、所
望の信号だけが出力される。尚、他の動作は第１４図の
場合と同じなので、説明は省略する。FIG. 15 shows an operating waveform diagram when the controller 20 is placed at the output stage after the waveform shaper 13, and the output of the waveform shaper 13 has an impulse response signal as shown in FIG. However, the impulse response is cut off by the switch function of the controller 20, as shown in FIG. 2(k), and only the desired signal is output. Note that the other operations are the same as in the case of FIG. 14, so the explanation will be omitted.
第１６図は具体実施例を示し、第１７図は動作波形図を
示している。同図（ａ）は中間周波増幅出力を、同図（
ｂ）はＡＧＣ電圧を夫々示している。FIG. 16 shows a specific example, and FIG. 17 shows an operation waveform diagram. Figure (a) shows the intermediate frequency amplified output;
b) shows the AGC voltage, respectively.
比較器１７．１９はオペアンプで構成され、また制御器
２０は２つのトランジスタ’ｌ”ｒ、、Ｔｒ２で構成さ
れている。ＬＰＦ１８は、受信電界強度が低い時でも、
データ信号がある時を大きな出力とするために、立ち上
がり時定数を大きくしている。The comparators 17 and 19 are made up of operational amplifiers, and the controller 20 is made up of two transistors 'l''r, Tr2.
In order to produce a large output when there is a data signal, the rise time constant is made large.
このため、同図（ｅ）に示すようにノイズによる応答は
小さくなる。このＬＰＦ１８の出力信号と、抵抗Ｒ３と
Ｒ２で電源電圧を分圧した基準電圧の値を最低受信感度
でノイズ電圧のピーク値以上に設定した基準電圧■２と
で比較器１つにより比較判定する（同図（Ｃ））。比較
器１９ではノイズレベルの電圧ではＬレベルを出力し、
データ信号があるレベルでは同図（ｄ）に示すようにＨ
レベルを出力する。従って、データ信号があったときの
み、Ｈレベルを出力する。この比較器１９の出力信号を
制御器２０のＮＰＮ型のトランジスタ”ｌ”ｒ２のベー
スに入力させると、信号がＬレベルではトランジスタＴ
ｒ２はオフであるため、ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ＋
に信号がきていても引き込み電流は流れず、信号は伝達
されない。比較器１９の出力信号がＨレベルになると、
トランジスタＴｒ、に引き込み電流が流れ同図（ｅ）（
ｆ）に示すように信号が伝達される。For this reason, the response due to noise becomes small as shown in FIG. 4(e). The output signal of this LPF 18 is compared with the reference voltage (2), which is set to the value of the reference voltage obtained by dividing the power supply voltage by the resistors R3 and R2 and is higher than the peak value of the noise voltage at the lowest reception sensitivity, using a single comparator. (Figure (C)). The comparator 19 outputs L level when the voltage is at the noise level,
At a certain level of the data signal, H
Output the level. Therefore, it outputs H level only when there is a data signal. When the output signal of this comparator 19 is input to the base of the NPN type transistor "l"r2 of the controller 20, when the signal is at L level, the transistor T
Since r2 is off, the PNP transistor Tr+
Even if a signal is received, no current flows and the signal is not transmitted. When the output signal of the comparator 19 becomes H level,
A drawing current flows through the transistor Tr, as shown in FIG.
The signal is transmitted as shown in f).
第１８図は制御器２０の素子をアナログスイッチで構成
した場合を示し、この時も同様に信号成分が入力された
ときのみデータ信号が出力されるものである。、第１９
図はこのアナログスイッチで構成される制御器２０を波
形整形器１３の後段に置いた場合のブロック図を示して
いる。FIG. 18 shows a case in which the elements of the controller 20 are constituted by analog switches, and in this case as well, a data signal is output only when a signal component is input. , 19th
The figure shows a block diagram when a controller 20 composed of this analog switch is placed after the waveform shaper 13.
第２０図は他の実施例を示し、第２１図は要部具体回路
図を示している。制御器２０からの制御信号により波形
整形器１３の比較器２５の基準電圧を可変させ、ノイズ
があるときに抵抗分圧の基準電圧発生器のアースへの接
続を浮かすことで、基準電圧を電源電圧とし、ノイズが
ある場合には出力に信号なしの信号を出力させるように
したものである。また、信号が入力されているときには
、制御器２０はスイッチをオンさせて抵抗を接地させ、
基準電圧を発生させて比較判定させ、データの「１］土
たは「０」を復元させるようにしたものである。FIG. 20 shows another embodiment, and FIG. 21 shows a specific circuit diagram of the main part. The reference voltage of the comparator 25 of the waveform shaper 13 is varied by the control signal from the controller 20, and when there is noise, the connection of the reference voltage generator of the resistor voltage divider to the ground is floated, so that the reference voltage can be changed from the power supply. voltage, and if there is noise, a signal with no signal is output at the output. Further, when a signal is being input, the controller 20 turns on the switch to ground the resistor,
A reference voltage is generated and a comparison is made to determine whether the data is ``1'' or ``0''.
第２２図は第２０図の動作波形図を示し、第２２図（ａ
）は中間周波増幅出力を、同図（ｂ）はＡＧＣ電圧を、
同図（ｃ）はＬＰＦ１８出力を夫々示している。このＬ
ＰＦ１８出力が比較器１９の基準電圧Ｖ２と比較されて
、受信信号がある場合にＨレベルの信号（同図（ｄ））
を制御器２０に入力する。Figure 22 shows the operating waveform diagram of Figure 20, and Figure 22 (a
) is the intermediate frequency amplified output, and (b) is the AGC voltage.
The figure (c) shows the outputs of the LPF 18, respectively. This L
The PF18 output is compared with the reference voltage V2 of the comparator 19, and if there is a received signal, an H level signal ((d) in the same figure)
is input to the controller 20.
尚、Ｈレベルが入力されて制御器２０は導通する。Note that when the H level is input, the controller 20 becomes conductive.
同図（ｅ）に示す復調部６の出力は同図（ｆ）に示すよ
うに検波回路９で検波され、波形整形器１３内でフィル
タ処理されて同図（ｇ）に示すような信号が比較器２５
に入力される。ここで、比較器２５の基準電圧は、電源
電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧して得られ、抵抗Ｒ，，Ｒ
，は制御器２０を介してアースに接地されている。制御
器２０に受信信号がない場合、比較器１９の出力がＬレ
ベルとなってオフとなるために、比較器２５の基準電圧
■、は電源電圧と同電位となっている。従って、比較器
２５は信号がない状態を出力する。所望の信号が受信さ
れると、制御器２０がオンして第２２図に示すａ魚で比
較器２５の基準電圧Ｖコを下げる（同図（ｇ））ことに
より、信号が基準電圧■３を越えた時に、同図（ｈ）に
示すように比較器２５の出力がＨレベルとなって信号成
分を出力させる。これにより、信号がないときのノイズ
の影響をなくすことができる。The output of the demodulation unit 6 shown in FIG. 2(e) is detected by the detection circuit 9 as shown in FIG. Comparator 25
is input. Here, the reference voltage of the comparator 25 is obtained by dividing the power supply voltage by resistors R3 and R4, and is obtained by dividing the power supply voltage by resistors R, , R
, are grounded via the controller 20. When there is no received signal in the controller 20, the output of the comparator 19 goes to L level and turns off, so the reference voltage (2) of the comparator 25 is at the same potential as the power supply voltage. Therefore, comparator 25 outputs a state where there is no signal. When the desired signal is received, the controller 20 turns on and lowers the reference voltage V of the comparator 25 at the point a shown in FIG. When the voltage exceeds 1, the output of the comparator 25 becomes H level as shown in FIG. This makes it possible to eliminate the influence of noise when there is no signal.
［実施例５］
第２３図は請求項７に対応する実施例５のブロック図を
、第２４図は全体のブロック図を夫々示している。本実
施例は、ＡＧＣ回路７の出力電圧を平滑するＬＰＦ２６
と、このＬＰＦ２６の出力を一定の基準電圧を用いて比
較判定する比較器２７と、比較器２７の出力にて受信信
号の流れを制御する制御器２０とを付加しているもので
ある。[Embodiment 5] FIG. 23 shows a block diagram of Embodiment 5 corresponding to claim 7, and FIG. 24 shows an overall block diagram. In this embodiment, the LPF 26 smoothes the output voltage of the AGC circuit 7.
A comparator 27 that compares and determines the output of the LPF 26 using a constant reference voltage, and a controller 20 that controls the flow of the received signal using the output of the comparator 27 are added.
次に、各々の動作について第２５図を用いて説明する。Next, each operation will be explained using FIG. 25.
ＡＧＣは受信信号に比例した電圧を復調部６に出力する
ものであり、ノイズを含んだ中間周波増幅出力（第２５
図（ａ））が入力すると、ＡＧＣ回路７からは同図（ｅ
）に示すように波形を出力する。尚、同図（ｂ）は復調
部６の出力波形である。この時、インパルスによる応答
信号のパルス＠Ｔ、は１００μ秒〜２００μ秒となる。The AGC outputs a voltage proportional to the received signal to the demodulator 6, and outputs an intermediate frequency amplified output (25th
When figure (a)) is input, the AGC circuit 7 outputs figure (e).
) outputs the waveform as shown. Note that (b) in the same figure shows the output waveform of the demodulator 6. At this time, the pulse @T of the response signal due to the impulse is 100 μsec to 200 μsec.
このＡＧＣ信号をＬＰＦ２６では一定パルス幅以下の信
号を減衰させるようにする。これは、立ち上がり時定数
を大きくすることにより、インパルスノイズで応答した
信号のピーク電圧を低下させることで、この処理をした
ＬＰＦ２６の出力は同図（ｄ）に示すような波形となる
。このＬＰＦ２６出力を一定の基準電圧■２と比較器２
７により比較判定すると、無変調キャリアとデータ信号
が入力している間は、高電圧（およそ回路電源電圧に等
しい電圧。ここで、このレベルをＨレベルという。）を
出力する同ｍ＜ｅ）に示すような波形となる。The LPF 26 is designed to attenuate signals having a pulse width of less than a certain pulse width from this AGC signal. This is done by increasing the rise time constant to lower the peak voltage of the signal that responds to the impulse noise, and the output of the LPF 26 that has undergone this processing has a waveform as shown in FIG. 4(d). This LPF26 output is connected to a constant reference voltage 2 and comparator 2.
7, it is found that while the unmodulated carrier and data signal are input, a high voltage (approximately equal to the circuit power supply voltage.Here, this level is called H level) is output. The waveform will be as shown in .
この無線信号が入力されている時のみＨレベルである信
号を用いて、制御器２０としてＣＭＯＳスイッチ又はト
ランゾスタで構成され受信された信号の流れを入断する
。制御器２０は第２４図に示すように、復調部６と増幅
器１６との間、増幅器１６と利得調整器１２との間、利
得調整器１２とＢｒＦ３との間、ＢｒＦ３と検波回路９
との開等の６箇所に組み入れることができる。ここで、
制御器２０を復調部６と増幅器１６との間に組み入れた
場合について説明する。第２５図（ｅ）に示す比較信号
がＨレベルのとき、制御器２０をオンして回路を導通さ
せると、ＢｒＦ３にはインパルスノイズが発生しても応
答信号は入力されず、無信号キャリアが入力してから低
レベルの回路ノイズ信号の後に、データ信号が入力して
くるために、各々の周波数に対応した周波数だけ出力す
ることがでさる。従って、ノイズ分によるインパルス応
答が発生しても最終出力には、ノイズによる誤りのデー
タ信号は発生せず、ノイズの多い環境下でもデータ信頼
性の高い受信が可能となる。Using a signal that is at H level only when this wireless signal is input, the controller 20 is constituted by a CMOS switch or transoster and turns on/off the flow of the received signal. As shown in FIG. 24, the controller 20 is connected between the demodulator 6 and the amplifier 16, between the amplifier 16 and the gain adjuster 12, between the gain adjuster 12 and the BrF3, and between the BrF3 and the detection circuit 9.
It can be incorporated in 6 locations such as the opening between the here,
A case will be described in which the controller 20 is incorporated between the demodulator 6 and the amplifier 16. When the comparison signal shown in FIG. 25(e) is at H level, if the controller 20 is turned on to make the circuit conductive, no response signal will be input to BrF3 even if impulse noise occurs, and no signal carrier will be input. Since the data signal is input after the low-level circuit noise signal, it is possible to output only the frequencies corresponding to each frequency. Therefore, even if an impulse response occurs due to noise, an erroneous data signal due to noise will not be generated in the final output, making it possible to receive data with high reliability even in a noisy environment.
次に、制御器２０を波形整形器１３の後に設けた場合に
ついて説明する。第２５図（ｂ）に示す復調信号はＢＰ
Ｆ８を介して同図（ｆ）のような信号が出力され、更に
検波され（同図（ｇ））で、波形整形器１３で比較（同
図（Ｉ＋））される。そして、同図（ｉ）に示すような
出力信号を得る。制御器２０は、比較器２７の出力信号
（同図（ｅ））によってＨレベルのときオンするので、
データ「１」を検出するチャンネルの出力信号は同図（
ｊ）に示すように、ノイズ発生時でも誤りパルスなく出
力することができ、上記と同様な効果を得る。このよう
に、制御器２０の組み込み方が異なる場合でも、同様の
効果が可能となるものである。Next, a case where the controller 20 is provided after the waveform shaper 13 will be described. The demodulated signal shown in FIG. 25(b) is BP
A signal as shown in (f) in the same figure is outputted via F8, which is further detected ((g) in the same figure) and compared in the waveform shaper 13 ((I+) in the same figure). Then, an output signal as shown in (i) of the same figure is obtained. Since the controller 20 is turned on when the output signal of the comparator 27 ((e) in the figure) is at H level,
The output signal of the channel that detects data “1” is shown in the same figure (
As shown in j), even when noise occurs, it is possible to output without erroneous pulses, and the same effect as above can be obtained. In this way, even if the controller 20 is installed in a different manner, similar effects can be achieved.
第２６図はこの方式による具体回路図を示し、＠２７図
は動作波形図を示すものである。尚、この回路は、復１
１１１！Ｓ６と増幅器１６との闇に制御ｊ器２０を入れ
た場合である。また、制御器２０は２つのトランジスタ
Ｔｒ ＋ ｐ Ｔ ｒ ２で構成されている。FIG. 26 shows a specific circuit diagram using this method, and FIG. 27 shows an operating waveform diagram. Note that this circuit is
111! This is a case where the controller 20 is placed between S6 and the amplifier 16. Further, the controller 20 is composed of two transistors Tr+pTr2.
第２７図（ａ）は申開周波増幅出力を示し、同図（ｂ）
に示すようなＡＧＣ電圧を、利得１のボルテージ７オロ
ワーからなるオペアンプ２８で八〇Ｃに影響を与えない
ようにして取り出す。このボルテージ７オロワーのオペ
アンプ２８の出力を低周波数であるデータ信号の数百８
２以上を滅′ＲさせるＬＰＦ２６に入力させる。ＬＰＦ
２６は、受信電界強度が低い時でも、データ信号がある
時を大きな出力とするために、立ち上がり時定数を大き
くしている。このため、同図（ｅ）に示すようにノイズ
による応答は小さくなる。このＬＰＦ２Ｇの出力信号と
、抵抗Ｒ３とＲ２で電源電圧を分圧した基準電圧の値を
最低受信感度でノイズ電圧のピーク値以上に設定した基
準電圧■２とで比較器２７により比較判定する（同図（
Ｃ））。比較器２７ではノイズレベルの電圧ではＬレベ
ルを出力し、データ信号があるレベルでは同図（ｄ）に
示すようにＨレベルを出力する。従って、データ信号が
あったときのみ、Ｈレベルを出力する。この比較器２７
の出力信号を制御器２０のＮＰＮ型のトランジスタＴｒ
２のベースに入力させると、信号がＬレベルではトラン
ジスタＴｒ２はオフであるため、ＰＮＰ型のトランジス
タＴｒ、に信号がきていても引き込み電流は流れず、信
号は伝達されない。比較器２７の出力信号がＨレベルに
なると、トランジスタＴｒｌに引き込み電流が流れ同図
（ｅ）（ｆ）に示すように信号が伝達される。このため
、後段のＢＰＥ’８には、同図（ｅ）に示すデータ信号
成分があるときのみ、信号が流れることから、出力には
データ信号［１１のレベルがあったときのみ、Ｈレベル
の信号が同図（ｆ）に示すように出力されることになる
。Figure 27 (a) shows the opening frequency amplification output, and Figure 27 (b)
The AGC voltage shown in is extracted by an operational amplifier 28 consisting of a voltage 7 lower with a gain of 1 without affecting the 80C. The output of this voltage 7-olower operational amplifier 28 is a low frequency data signal with hundreds of 8
2 or more is input to the LPF 26 which eliminates the signal. LPF
26 has a large rise time constant in order to produce a large output when there is a data signal even when the received electric field strength is low. For this reason, the response due to noise becomes small as shown in FIG. 4(e). The comparator 27 compares and determines the output signal of the LPF 2G with the reference voltage (2), which is the value of the reference voltage obtained by dividing the power supply voltage by the resistors R3 and R2 and is set to be higher than the peak value of the noise voltage at the lowest receiving sensitivity. Same figure (
C)). The comparator 27 outputs L level when the voltage is at the noise level, and outputs H level when the data signal is at a certain level, as shown in FIG. 2(d). Therefore, it outputs H level only when there is a data signal. This comparator 27
The output signal of the NPN transistor Tr of the controller 20
When the signal is input to the base of PNP transistor Tr2, the transistor Tr2 is off when the signal is at L level, so even if a signal is applied to the PNP transistor Tr, no current flows and the signal is not transmitted. When the output signal of the comparator 27 becomes H level, a current flows through the transistor Trl, and a signal is transmitted as shown in FIGS. Therefore, a signal flows to the subsequent BPE'8 only when there is a data signal component shown in FIG. A signal will be output as shown in FIG. 2(f).
第２８図は制御器２０の素子をアナログスイッチで構成
した場合を示し、この時も同様に信号成分が入力された
ときのみデータ信号が出力されるものである。第２９図
はこのアナログスイッチで構成される制御器２０を波形
整形器１３の後段に置いた場合のブロック図を示してい
る。動作は上記と同様なので、説明は省略する。FIG. 28 shows a case in which the elements of the controller 20 are constituted by analog switches, and in this case as well, a data signal is output only when a signal component is input. FIG. 29 shows a block diagram when the controller 20 composed of this analog switch is placed after the waveform shaper 13. The operation is the same as above, so the explanation will be omitted.
このように制御器２０は、前述した６箇所のいずれかに
設置すれば同様の効果を得る。尚、これに用いるデータ
信号は、データ信号期間の前に少なくとも休止期間を設
定したベースバンドからなる搬送波信号の後にデータ信
号のｒｌＪ、［ＯＪに対応した異なる周波数でパルス変
ｌ１Ｉ８れな無線信号であり、データ信号が無い時に電
波を発信させないものである。In this way, if the controller 20 is installed at any of the six locations mentioned above, similar effects can be obtained. The data signal used for this purpose is a radio signal with pulse variations at different frequencies corresponding to rlJ and [OJ] after a carrier wave signal consisting of a baseband with at least a pause period set before the data signal period. This prevents radio waves from being transmitted when there is no data signal.
第３０図及び第３１図は本方式の他の実施例を示し、第
３１図は要部具体回路図を示している。FIG. 30 and FIG. 31 show another embodiment of this system, and FIG. 31 shows a specific circuit diagram of the main part.
制御器２０からの制御信号により波形整形器１３の比較
Ｂ２５の基準電圧を可変させ、ノイズがあるときに抵抗
分圧の基準電圧発生器のアースへの接続を浮かすことで
、基準電圧を電源電圧とし、ノイズがある場合には出力
に信号なしの信号を出力させるようにしたものである。The reference voltage of the comparison B25 of the waveform shaper 13 is varied by the control signal from the controller 20, and when there is noise, the connection of the reference voltage generator of the resistor voltage divider to the ground is floated, thereby changing the reference voltage to the power supply voltage. and when there is noise, a signal with no signal is output as the output.
また、信号が入力されているときには、制御器２０はス
イッチをオンさせて抵抗を接地させ、基準電圧を発生さ
せて比較判定させ、データの「１」またはｒＯＪを復元
させるようにしたものである。Furthermore, when a signal is being input, the controller 20 turns on the switch to ground the resistor, generates a reference voltage, performs a comparison judgment, and restores the data "1" or rOJ. .
第３２図は第３１図の動作波形図を示し、第３２図（＆
）は中間周波増幅出力を、同図（ｂ）はＡＧＣ電圧を、
同図（ｅ）はＬＰＦ２６出力を夫々示している。このＬ
ＰＦ２６出力が比較器２７の基準電圧Ｖ２と比較されて
、受信信号がある場合にＨレベルの信号（同図（ｄ））
を制御器２０に入力する。Figure 32 shows the operating waveform diagram of Figure 31, and Figure 32 (&
) is the intermediate frequency amplified output, and (b) is the AGC voltage.
The figure (e) shows the outputs of the LPF 26, respectively. This L
The PF26 output is compared with the reference voltage V2 of the comparator 27, and if there is a received signal, an H level signal ((d) in the same figure)
is input to the controller 20.
尚、Ｈレベルが入力されて制御器２０は導通する。Note that when the H level is input, the controller 20 becomes conductive.
同図（ｅ）に示す復調部６の出力は同図（ｆ）に示すよ
うに検波回路９で検波され、波形整形器１３内でフィル
タ処理されて同図（ｇ）に示すような信号が比較器２５
に入力される。ここで、比較器２５の基準電圧は、電源
電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧して得られ、抵抗Ｒ＊ 、
Ｒ４は制御器２０を介してアースに接地されている。制
御器２０に受信信号がない場合、比較器２７の出力がＬ
レベルとなってオフとなるために、比較器２５の基準電
圧Ｖ３は電源電圧と同電位となっている。従って、比較
器２５は信号がない状態を出力する。所望の信号が受信
されると、制御器２０がオンして１３２図に示すａ点で
比較器２５の基準電圧ｖ３を下げる（同図（ｇ））こと
により、信号が基準電圧■、を越えた時に、同図（ｈ）
に示すように比較器２５の出力がＨレベルとなって信号
成分を出力させる。これにより、信号がないときのノイ
ズの影響をなくすことができる。The output of the demodulation unit 6 shown in FIG. 2(e) is detected by the detection circuit 9 as shown in FIG. Comparator 25
is input. Here, the reference voltage of the comparator 25 is obtained by dividing the power supply voltage by resistors R3 and R4, and is obtained by dividing the power supply voltage by resistors R*,
R4 is grounded via the controller 20. When there is no received signal in the controller 20, the output of the comparator 27 is L.
The reference voltage V3 of the comparator 25 is at the same potential as the power supply voltage because the comparator 25 is turned off. Therefore, comparator 25 outputs a state where there is no signal. When the desired signal is received, the controller 20 is turned on and lowers the reference voltage v3 of the comparator 25 at point a shown in Fig. 132 ((g) in the same figure), so that the signal exceeds the reference voltage ■. When the same figure (h)
As shown in FIG. 2, the output of the comparator 25 becomes H level and a signal component is output. This makes it possible to eliminate the influence of noise when there is no signal.
このように構成することで、インパルス性ノイズによる
誤りとして出力される不要データ信号の発生が無くなり
、データ信号の信頼性が向上したばかりでなく、受信機
を併設する移動体認識装置において、データ信号をノイ
ズによる誤りパルスの混信により壊すことが無くなり、
認識の正確さを高めることが可能となる。従って、より
微小電力の弱電波による通信エリアが拡大でき、電波［
実施例６］
第３３図は実施例６のブロック図を示し、この実施例は
請求項８に対応している。この実施例では、ＡＧＣの電
圧信号からデータ信号が有ることを示す信号を作り出す
データ検波信号手段を設け、このデータ信号検波手段で
検出されたデータ信号検出信号により検波回路９の検波
の時定数と、ピーク電圧値を変えることにより、インパ
ルス性ノイズ成分を除去するようにしたものである。This configuration not only eliminates the generation of unnecessary data signals that are output as errors due to impulsive noise, but also improves the reliability of data signals. This eliminates the possibility of damage due to erroneous pulse interference caused by noise.
This makes it possible to improve recognition accuracy. Therefore, the communication area can be expanded using weak radio waves with even lower power, and the radio wave [
Embodiment 6] FIG. 33 shows a block diagram of Embodiment 6, and this embodiment corresponds to claim 8. In this embodiment, a data detection signal means is provided which generates a signal indicating the presence of a data signal from the voltage signal of the AGC, and the detection time constant of the detection circuit 9 is determined by the data signal detection signal detected by the data signal detection means. , the impulsive noise component is removed by changing the peak voltage value.
データ信号検波手段の構成は、ＡＧＣ電圧を基準電圧Ｖ
、と比較して、ＡＧＣ電圧が基準電圧Ｖ、を越すとＨレ
ベルを出力する比較器３０と、この比較器３０出力を平
滑しデータ信号成分を通過させるＬＰＦ３１と、このＬ
ＰＦ３１出力と基準電圧ｖ２とを比較し、ＬＰＦ３１出
力が基準電圧ｖ２を越すとＨレベルを出力する比較器３
２からなり、データ信号検出信号を作成する。また、検
波回路９の時定数とピーク電圧を変える手段はＢＰＦ８
とリミッタ２９の出力後、検波回路９の平滑部であるＬ
ＰＦｌ ０の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ５を並列にした回
路のアース側に接１＆され、データ信号検出信号により
オンオフさせるトランジスタＱ１で構成されている。The configuration of the data signal detection means is such that the AGC voltage is set to the reference voltage V.
, a comparator 30 that outputs an H level when the AGC voltage exceeds the reference voltage V, an LPF 31 that smoothes the output of this comparator 30 and passes the data signal component, and this L
A comparator 3 that compares the PF31 output and the reference voltage v2 and outputs an H level when the LPF31 output exceeds the reference voltage v2.
2 to create a data signal detection signal. Also, the means for changing the time constant and peak voltage of the detection circuit 9 is the BPF8.
After the output of the limiter 29, L which is the smoothing part of the detection circuit 9
The transistor Q1 is connected to the ground side of a circuit in which a resistor R1 of PFl0 and a capacitor C5 are connected in parallel, and is turned on and off by a data signal detection signal.
この一連の動作を第３５図の電圧波形を用いて説明する
。同図（＆）は復調出力波形であり、同図（ｂ）に示す
ＡＧＣ電圧波形にはインパルス性ノイズ応答成分とデー
タ信号による応答が含まれている。この波形を比較器３
０の基準電圧Ｖ、を用いて比較して、同図（ｅ）に示す
ような波形を得て、ノイズ成分とデータ信号成分とが抽
出される。ノイズ成分のパルス幅Ｔ１は数百μＳｅｅで
あり、データ信号成分のパルス幅Ｔ２は数百−’３ｅ６
であるために、ＬＰＦＩＯでデータ信号成分だけを通過
させて同図（ｄ）に示すような波形を得る。このＬＰＦ
１０ＰＦ１０出力ズ成分のレベルは低く、データ成分は
大きく出力されることとなる。このＬＰＦ１０出力信号
を比較器３２の基準電圧■２で比較し、基準電圧を越え
ると同図（ｅ）に示すようにＨレベルの信号を出力する
。従って、比較器３２により比較出力でデータ信号が有
るときのみＨレベルどなる信号を形成できるものである
。This series of operations will be explained using the voltage waveform of FIG. 35. The figure (&) is the demodulated output waveform, and the AGC voltage waveform shown in the figure (b) includes an impulsive noise response component and a response due to the data signal. Comparator 3
A comparison is made using a reference voltage V of 0 to obtain a waveform as shown in FIG. 5(e), and a noise component and a data signal component are extracted. The pulse width T1 of the noise component is several hundred μSee, and the pulse width T2 of the data signal component is several hundred −'3e6.
Therefore, only the data signal component is passed through the LPFIO to obtain a waveform as shown in FIG. 4(d). This LPF
The level of the 10PF10 output component is low, and the data component is output large. This LPF 10 output signal is compared with the reference voltage (2) of the comparator 32, and when it exceeds the reference voltage, an H level signal is output as shown in FIG. 3(e). Therefore, the comparator 32 can generate an H level signal only when there is a data signal at the comparison output.
このデータ信号が有りを示す比較器３２出力のデータ検
出信号を用いて受信機のデータ復元で、データ信号の検
波をする各所での動作は、インパルス性ノイズによる応
答を含んだデータ信号によりＢＰＦ８ではリンギングが
発生する。このＢＰＦ８出力を検波をして平滑すると、
検波の平滑用のＬＰＦ １０の条件をデータ信号のパル
ス幅は数ｍ５ｅｃに設定されているが、ＢＰＦ８でのイ
ンパルスによるリンギングの持続時間が数１１Ｓｅｅ発
生するために、ＬＰＦＩＯの出力に現れる整形用比較器
３３の基準電圧Ｖ、を越すことになり、出力にノイズ成
分が現れることになる。このノイズによる応答を除去す
るために、第３４図に示す平滑用ＬＰＦＩＯで時定数を
変えるものであり、データ検出信号によりトランジスタ
Ｑ、をオンオフ制御して、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２と
の並列回路をアースに落としたり、浮かしたりする。こ
こで、データ検出信号がＬレベルのとき、トランジスタ
Ｑ１をオンし、Ｈレベルのときオフさせる。The data detection signal of the comparator 32 output indicating the presence of this data signal is used to restore the data in the receiver, and the operations at various locations where the data signal is detected are performed by the BPF 8 due to the data signal containing a response due to impulsive noise. Ringing occurs. When this BPF8 output is detected and smoothed,
Although the pulse width of the data signal is set to several m5ec, the condition of LPF 10 for smoothing the detection is that the duration of ringing due to the impulse in BPF8 occurs several 11 See, so the comparison for shaping that appears in the output of LPFIO occurs. The reference voltage V of the voltage converter 33 will be exceeded, and a noise component will appear in the output. In order to eliminate the response caused by this noise, the time constant is changed using the smoothing LPFIO shown in FIG. Drop it to the ground or let it float. Here, when the data detection signal is at L level, transistor Q1 is turned on, and when it is at H level, it is turned off.
トランジスタＱ、をオンしたときのＬＰＦ １０の時定
数は、
となり、ピーク電圧は、
となるために、抵抗Ｒ１を
（１／ １０）Ｒａ＞ Ｒ＋ （１／ １０）Ｒｂ
＞ ＲｌコンデンサＣ７を、Ｃ、＝ １００Ｃａとする
ことにより、時定数τは
ピーク電圧は、
となるため、第３６図に示す比較器３３の基準電圧■、
以下となり、出力にノイズ成分が現われず、データ検出
信号が有れば、トランジスタＱ、がオフし、時定数がＲ
ａ／／Ｒｂ−Ｃａ、ピーク電圧は、となるために、比較
が可能となり、データ信号が整形される。尚、上記トラ
ンジスタＱ、が検波回路９の内部の平滑回路であるＬＰ
ＦＩＯの時定数を変化させる制御手段を構成して（する
。The time constant of LPF 10 when transistor Q is turned on is as follows, and the peak voltage is as follows.
> By setting the Rl capacitor C7 to C, = 100Ca, the time constant τ and the peak voltage are as follows. Therefore, the reference voltage of the comparator 33 shown in FIG.
If the noise component does not appear in the output and there is a data detection signal, transistor Q is turned off and the time constant is R.
Since the peak voltage is a//Rb-Ca, comparison is possible and the data signal is shaped. Note that the transistor Q is an LP which is a smoothing circuit inside the detection circuit 9.
A control means for changing the time constant of FIO is configured.
このデータ検出信号によるトランジスタＱ１の応答時間
Ｔ３（第３７図（Ｃ））はＢＰＦ８及び検波用ダイオー
ドＤの遅れ時間Ｔ、（同図（ｄ））と比べると、Ｔ３＞
Ｔ、であるためにデータ信号の前に少なくとも休止期間
Ｔ ｓ （Ｔ ｓ ＝Ｔ ３ Ｔ ４ ）のキャリア
のみを送出するデータ信号とすることで、ＡＧＣ電圧は
休止期間からデータ成分を出力されるために、データの
欠落なしにデータの復元ができ、ノイズによる応答を除
去することが可能となる。尚、第３７図では、データ信
号のパルス幅Ｔ６（同図（ａ））と、出力パルス幅Ｔア
（同図（「））とは、Ｔ？＜Ｔ６とし、第３８図では、
Ｔ ？＝ Ｔ ｓとしている。The response time T3 of the transistor Q1 due to this data detection signal (FIG. 37(C)) is compared with the delay time T of the BPF 8 and the detection diode D (FIG. 37(d)), T3>
T, so by setting the data signal to transmit only the carrier of at least the rest period T s (T s = T 3 T 4 ) before the data signal, the AGC voltage outputs the data component from the rest period. Therefore, data can be restored without data loss, and responses caused by noise can be removed. In addition, in FIG. 37, the pulse width T6 of the data signal ((a) in the same figure) and the output pulse width Ta ((") in the same figure) are T?<T6, and in FIG. 38,
T? = Ts.
次に、請求項９の実施例について説明する。Next, an embodiment of claim 9 will be described.
基本的には上記の実施例と同じである。第３９図乃至第
４１図において、ＡＧＣ電圧波形をＬＰＦ３１を介して
パルス幅数百μｓｅｃのノイズ波形を減衰させ、第４１
図（ｂ）に示すようにＬＰＦ３１の出力信号と比較器３
２で基準電圧ｖ２で比較し、パルス全幅数百ｍ５ｅｃの
データ信号有りの成分だけを通過させる。このＬＰＦ３
１の出力波形を、基準電圧■２と比較し、この基準電圧
Ｖ２を越すと、比較器３２からＨレベルの信号が出力さ
れ、データ信号が有るときのみＨレベルを出力とするデ
ータ検出信号を出力する。このデータ検出信号を用いて
、検波回路９の平滑用のＬＰＦＩＯの抵抗Ｒ１とコンデ
ンサ０１等を、
Ｒ＋ ＜ （１／ １０） Ｒａ −（１／ １０）
ＲｂＣＩ＞ １００Ｃａ
とする。トランジスタＱ、をオンすると、コンデンサＣ
Ｉと抵抗Ｒ８はアースに接続され、ＬＰＦＩＯの充電時
定数τは、トランジスタＱ、がオフしていたときの時定
数τ。に比べ、τ＝１０τ。（第４１図（ｅ））となり
、ピーク電圧も１／１０となる。従って、データ検出信
号がないときは、該信号はＬレベルとなっているため、
トランジスタＱ、はオンし、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ，
はアース接地されているため、ノイズが発生しても後の
比較器３３の基準電圧Ｖ、を越えないために、出力には
ノイズによる誤りパルスは出力されない（第４１図（ｄ
）（ｅ）（ｆ））。This embodiment is basically the same as the above embodiment. 39 to 41, the AGC voltage waveform is passed through the LPF 31 to attenuate the noise waveform with a pulse width of several hundred μsec.
As shown in figure (b), the output signal of LPF 31 and the comparator 3
2, the reference voltage v2 is used for comparison, and only the component with a data signal having a full pulse width of several hundred m5ec is passed. This LPF3
The output waveform of 1 is compared with the reference voltage 2, and when the reference voltage V2 is exceeded, an H level signal is output from the comparator 32, and a data detection signal is output that outputs an H level only when there is a data signal. Output. Using this data detection signal, the smoothing LPFIO resistor R1 and capacitor 01 of the detection circuit 9 are adjusted as follows: R+ < (1/10) Ra - (1/10)
RbCI>100Ca. When transistor Q is turned on, capacitor C
I and resistor R8 are connected to ground, and the charging time constant τ of LPFIO is the time constant τ when transistor Q is off. Compared to , τ=10τ. (FIG. 41(e)), and the peak voltage also becomes 1/10. Therefore, when there is no data detection signal, the signal is at L level, so
Transistor Q is turned on, capacitor C3 and resistor R,
is grounded, so even if noise occurs, it will not exceed the reference voltage V of the subsequent comparator 33, so no error pulses due to noise will be output (see Figure 41(d)).
)(e)(f)).
データ信号が有り、データ検出信号がＨレベルのとき、
トランジスタＱ１はオフするために、ＬＰＦＩＯは、デ
ータ信号を通過させる立ち上がり時定数τ。になるため
に、データ信号は減衰なく、比較器３３の基準電圧■、
を越すこととなり、データは出力されてデータ信号の復
元が可能となる（第４１図（ｅ）＜ｆ））。When there is a data signal and the data detection signal is at H level,
Since transistor Q1 is turned off, LPFIO has a rising time constant τ to pass the data signal. Therefore, the data signal is not attenuated and the reference voltage of the comparator 33 is
, the data is output and the data signal can be restored (FIG. 41(e)<f).
このように、データ信号が有るときと無いときに検波回
路９の平滑時定数を変えることで、ノイズによる応答信
号の立ち上がり時定数を大きくし、比較器３３の基準電
圧ｖ３を越えないようにし、もって、データ信号がある
時だけ、データ信号の復元が可能となるものである。In this way, by changing the smoothing time constant of the detection circuit 9 when there is a data signal and when there is no data signal, the rise time constant of the response signal due to noise is increased so that it does not exceed the reference voltage v3 of the comparator 33. Therefore, the data signal can be restored only when the data signal is present.
［実施例７Ｊ
次に、請求項１１〜１５における実施例についで説明す
る。ところで、第４２図は非接触ＩＤカードシステムを
入退室管理システムに適用した例を示し、ドアデー）Ｄ
の前で、人Ｈが非接触式のＩＤカードＣを操作して識別
データを室内のＩＤ識識別装置へ送信し、このＩＤ識別
送信では所望の識別データの場合にはドアデー）Ｄの開
閉装置にＩＤ識識別装置へら制御信号を送り、ドアデー
）Ｄを開くようにしている。このシステムに用いられる
データ形式として上記と同様に第４３図（ａ）に示すよ
うなＨレベル［１］とＬレベル「０」とを用い、「１」
の場合には同図（ｂ）に示すようにサブキャリアとして
周波数ｆ、で、ｒＯＪの場合にはサブキャリアを送信し
ない方式や、また、同図（ｃ）に示すように「１」の場
合は周波数ｆ７、「０」の場合には周波数ｆ２を用いる
方式がある。[Example 7J Next, examples in claims 11 to 15 will be described. By the way, Figure 42 shows an example of applying a contactless ID card system to a room entry/exit control system.
In front of the door, a person H operates a contactless ID card C and transmits identification data to the ID identification device in the room. A control signal is sent to the ID identification device to open the door (D). As the data format used in this system, H level [1] and L level "0" as shown in FIG.
In the case of , the frequency f is used as the subcarrier as shown in (b) of the same figure, and in the case of rOJ, the subcarrier is not transmitted, or in the case of "1" as shown in (c) of the same figure. There is a method in which the frequency is f7, and the frequency f2 is used in the case of "0".
第４４図は本実施例の全体のブロック図を示し、基本的
には先の実施例とほぼ同じである。高周波増幅部、局部
発振器、ミキサ等を含んだフロントエンド３４と、ＡＭ
復調を行なう復調部６、増幅器１６と、ＢＰＦ８と、検
波回路９と、検波出力を所定の基準電圧（しきい値）と
比較して信号を出力する出力回路３５と、出力回路３５
の出力からデータ信号であるか否かの信号処理を行なう
信号処理回路３６と、受信した信号が強入力か弱入力か
を判断するべ（ＡＧＣ電圧の出力を比較して信号処理回
路３６に信号を入力する比較回路３７等から構成されて
いる。第４４図の場合においては、受信信号の強弱によ
り比較回路３７出力でもって判定基準つまり、データの
識別基準幅を切り換えるようにしている。すなわち、第
４５図（ａ）に示すように、比較回路３７の信号により
信号処理回路３６において、受信信号の弱入力時ではデ
ータ再生識別基準幅を短めに設定し、また、強入力時で
は同図（ｂ）に示すように長めに設定するようにしてい
る。そして、同図（ａ）において、Ａの範囲において、
再生信号のデータ「１」の正常信号としての判定を行な
い、同図（ｂ）ではＢの範囲でデータ「１」の判定を行
なう。それ以外の範囲では、「１」ではないと判定する
。尚、信号処理回路３６によりノイズを減少させる制御
手段が構成されるものである。FIG. 44 shows an overall block diagram of this embodiment, which is basically almost the same as the previous embodiment. A front end 34 including a high frequency amplifier, a local oscillator, a mixer, etc., and an AM
A demodulation unit 6 that performs demodulation, an amplifier 16, a BPF 8, a detection circuit 9, an output circuit 35 that compares the detection output with a predetermined reference voltage (threshold), and outputs a signal;
A signal processing circuit 36 performs signal processing to determine whether the received signal is a data signal or not based on the output of the AGC voltage. In the case of FIG. 44, the output of the comparison circuit 37 is used to switch the judgment standard, that is, the data identification standard width, depending on the strength of the received signal. As shown in FIG. 45(a), the signal processing circuit 36 uses the signal from the comparator circuit 37 to set the data reproduction identification reference width to be short when the received signal is input weakly, and when the received signal is strongly input ( As shown in b), it is set to be long.In the figure (a), in the range A,
Data "1" of the reproduced signal is determined to be a normal signal, and in FIG. 3(b), data "1" is determined in the range B. In other ranges, it is determined that the value is not "1". Note that the signal processing circuit 36 constitutes a control means for reducing noise.
第４６図はこの場合のグラフを示したものであり、同図
（ａ）は従来を、同図（ｂ）は本実施例を示している。FIG. 46 shows graphs in this case, with FIG. 46(a) showing the conventional method and FIG. 46(b) showing the present embodiment.
：１！た、横軸に入力レベルをとり、縦軸にデータ再生
幅をとっている。従来は、弱入力。:1! In addition, the horizontal axis represents the input level, and the vertical axis represents the data playback width. Conventionally, weak input.
強入力を問わずに一定の入力レベルがある範囲を動作範
囲Ｗとし、その場合のデータの再生幅を一定の幅Ｗｌに
していた。このＷとＷ、との範囲外のＮと記しである箇
所はノイズと判断するものであった。しかし、本実施例
においては、同図（ｂ）に示すように、弱入力時にはデ
ータ再生幅を長めに、強入力時には短めに切り換えるた
め、そのデータ再生幅は、弱入力時ではＷ２、強入力時
ではｗ３であり、斜線で示しである部分が、更にノイズ
分と判断でき、識別度が高（なるものである。このよう
に構成することで、信号対雑音識別度を高め、良好なデ
ータ伝送を行なうことができるものである。The range in which the input level is constant regardless of the strength of the input is defined as the operating range W, and the reproduction width of data in this case is defined as the constant width Wl. The portions marked N outside the range of W and W were determined to be noise. However, in this embodiment, as shown in FIG. 2(b), the data playback width is switched to a longer width when the input is weak and to a shorter width when the input is strong. At this time, it is w3, and the shaded area can be further determined to be noise, and has a high degree of discrimination.By configuring it in this way, the degree of signal-to-noise discrimination is increased, and good data can be obtained. It is capable of transmission.
第４７図は比較回路３７がらの信号により出力回路３５
内のしきい値を切り換えるようにした実施例を示すもの
である。受信信号が弱入力時では第４８図（ａ）の（イ
）に示すように、しきい値（基準電圧）を低めのＡに設
定し、強入力時では同図（ｂ）の（イ）に示すように、
しきい値を八より高いＢの設定するようにしている。そ
して、弱入力時では低めに設定したしきい値Ａにより同
図（ａ）の（ロ）に示すようにデータ幅が短めにならな
いようにし、強入力時では、高めに設定したしきい値Ｂ
により同図（ｂ）の（ロ）に示すように、データ幅が長
めにならないようにしている。ここで、第４８図（ｂ）
の破線に示すように、強入力時でも弱入力時と同じしき
い値Ａに設定していると、データ幅が広がってしまうこ
とになる。FIG. 47 shows that the output circuit 35 receives a signal from the comparator circuit 37.
This shows an embodiment in which the threshold values within the range are switched. When the received signal is a weak input, the threshold value (reference voltage) is set to a lower value A, as shown in Figure 48 (a) (a), and when the received signal is a strong input, the threshold value (reference voltage) is set to a lower value A, as shown in Figure 48 (b) (a). As shown in
The threshold value is set to B, which is higher than 8. When the input is weak, the threshold value A is set low to prevent the data width from becoming short as shown in (b) of the figure (a), and when the input is strong, the threshold value B is set high.
This prevents the data width from becoming too long, as shown in (b) of FIG. Here, Fig. 48(b)
As shown by the broken line, if the same threshold value A is set during strong input as during weak input, the data width will expand.
第４９図はこの実施例の場合のグラフを示し、同図（ａ
）は従来を、同図（ｂ）は本実施例を夫々示している。FIG. 49 shows a graph in the case of this example, and the same figure (a
) shows the conventional device, and FIG. 2(b) shows the present embodiment.
同図（ｂ）において弱入力時のデータ再生幅はＷ２で、
また、強入力時のデータ再生幅はＷ３であり、Ｗ２とＷ
３はほぼ同じ幅である。また、斜線で示しである部分が
さらにノイズ分と判断できるものであり、その分識別度
が高くなるものである。In the same figure (b), the data reproduction width at weak input is W2,
Also, the data playback width during strong input is W3, and W2 and W
3 has almost the same width. Further, the shaded portion can be further determined to be noise, and the degree of discrimination is increased accordingly.
第５０図は本方式のおいて比較回路３７の信号により検
波回路９の放電時定数を切り換えるようにした実施例を
示すものである。受信信号が弱入力時では第５１図（ａ
）の（イ）に示すように、検波回路９の放電時定数を大
きく設定し、強入力時では同図（ｂ）の（イ）に示すよ
うに、放電時定数を小さく設定するようにしている。そ
して、弱入力時では大きく設定した放電時定数により同
図（ａ）の（ロ）に示すようにデータ幅が短めにならな
いようにし、強入力時では、小さく設定した放電時定数
により同図（ｂ）の（ロ）に示すように、データ幅が長
めにならないようにしている。ここで、第５１図（ｂ）
の破線に示すように、強入力時でも弱入力時と同じ時定
数に設定していると、データ幅が広がってしまうことに
なる。FIG. 50 shows an embodiment of this system in which the discharge time constant of the detection circuit 9 is switched by the signal from the comparison circuit 37. When the received signal is weakly input, Fig. 51 (a
), the discharge time constant of the detection circuit 9 is set to be large, and during strong input, the discharge time constant is set to be small, as shown in (b), (a) of the same figure. There is. When the input is weak, the discharge time constant is set to a large value to prevent the data width from becoming short as shown in (b) of Fig. As shown in (b) of b), the data width is prevented from becoming too long. Here, FIG. 51(b)
As shown by the broken line, if the time constant is set to be the same during strong input as during weak input, the data width will expand.
第５２図はこの実施例の場合のグラフを示し、同図（ａ
）は従来を、同図（ｂ）は本実施例を夫々示している。FIG. 52 shows a graph in the case of this example, and the same figure (a
) shows the conventional device, and FIG. 2(b) shows the present embodiment.
同図（ｂ）において弱入力時のデータ再生幅はＷ２で、
また、強入力時のデータ再生幅はＷ３であり、Ｗ２とＷ
、はほぼ同じ幅である。また、斜線で示しである部分が
さらにノイズ分と判断できるものであり、その分識別度
が高くなるものである。In the same figure (b), the data reproduction width at weak input is W2,
Also, the data playback width during strong input is W3, and W2 and W
, have almost the same width. Further, the shaded portion can be further determined to be noise, and the degree of discrimination is increased accordingly.
第５３図は本方式において、復？１４部６の出力を増幅
する増幅器１６の利得を切り換えるようにした実施例を
示すものである。受信信号が弱入力時では第５４図（ａ
）の（イ）に示すように、増幅器１６の利得を大きく設
定し、強入力時では同図（ｂ）の（イ）に示すように、
利得を小さく設定するようにしている。そして、弱入力
時では大きく設定した利得により同図（ａ）の（ロ）に
示すようにデータ幅が短めにならないようにし、強入力
時では、小さく設定した利得により同図（ｂ）の（ロ）
に示すように、データ幅が長めにならないようにしてい
る。Fig. 53 shows that in this method, 14 shows an embodiment in which the gain of an amplifier 16 that amplifies the output of the section 6 is switched. When the received signal is weakly input, Fig. 54 (a
), the gain of the amplifier 16 is set large, and at the time of strong input, as shown in (a) of (b) of the same figure, the gain of the amplifier 16 is set large.
I try to set the gain small. When the input is weak, the gain is set large to prevent the data width from becoming too short as shown in (b) of the figure (a), and when the input is strong, the gain is set small to prevent the data width from becoming too short as shown in (b) of the figure. B)
As shown in the figure, the data width is not too long.
ここで、第５４図（ｂ）の破線に示すように、強入力時
でも弱入力時と同じ利得に設定しでいると、データ幅が
広がってしまうことになる。Here, as shown by the broken line in FIG. 54(b), if the gain is set to be the same during strong input as during weak input, the data width will increase.
第５５図はこの実施例の場合のグラフを示し、同図（ａ
）は従来を、同図（ｂ）は本実施例を夫々示している。FIG. 55 shows a graph in the case of this example, and the same figure (a
) shows the conventional device, and FIG. 2(b) shows the present embodiment.
同図（ｂ）において弱入力時のデータ再生幅はＷ２で、
また、強入力時のデータ再生幅はＷ３であり、Ｗ２とＷ
３はほぼ同じ幅である。また、斜線で示しである部分が
さらにノイズ分と判断できるものであり、その分識別度
が高くなるものである。In the same figure (b), the data reproduction width at weak input is W2,
Also, the data playback width during strong input is W3, and W2 and W
3 has almost the same width. Further, the shaded portion can be further determined to be noise, and the degree of discrimination is increased accordingly.
次に、請求項１６．１７に対応した実施例について説明
する。第５６図にそのブロック図を示す。先の実施例で
は、比較回路３７の信号により、出力回路３５のしきい
値を切り換えたり、検波回路９の放電時定数を切り換え
たり、また、増幅器１６の利得を切り換えたりしていた
。上記比較回路３７においては、比較回路３７に入力さ
れるＡＧＣ電圧と内部の基準電圧とを比較して、受信レ
ベルの強弱を判定していた。そこで、本実施例では比較
回路３７の基準電圧を一定にせず、情況に応じて切り換
える切換回路３８を付加したものである。そして、この
切換回路３８により比較回路３７の基準電圧を切り換え
て、その基準電圧より高いＡＧＣ電圧が出力された場合
には、上記の実施例と同様に出力回路３５、検波回路９
、増幅器１６のいずれかを制御して、信号対ノイズ識別
度を高め、良好なデータ伝送ができるようにしたもので
ある。Next, an embodiment corresponding to claim 16 and 17 will be described. FIG. 56 shows its block diagram. In the previous embodiment, the signal from the comparison circuit 37 was used to switch the threshold value of the output circuit 35, switch the discharge time constant of the detection circuit 9, and switch the gain of the amplifier 16. The comparison circuit 37 compares the AGC voltage input to the comparison circuit 37 with an internal reference voltage to determine the strength of the reception level. Therefore, in this embodiment, the reference voltage of the comparator circuit 37 is not kept constant, but a switching circuit 38 is added that switches it depending on the situation. When the switching circuit 38 switches the reference voltage of the comparison circuit 37 and an AGC voltage higher than the reference voltage is output, the output circuit 35 and the detection circuit 9
, amplifier 16 is controlled to increase the degree of signal-to-noise discrimination and enable good data transmission.
第５７図は他の実施例を示し、制御器２０により基準電
圧発生回路３８をオンオフして比較回路３７の基準電圧
を切り換えるようにしたものである。第５８図は比較回
路３７及１基準電圧発生回路３９の具体回路図を示し、
第５９図は動作波形図を示している。この制御器２０は
上述したようにノイズの場合にはＨレベルの信号を出力
せず、所望の受信信号があった場合にＨレベルの信号を
出力するものである。従って、ノイズ等の注入がある時
及び無信号時は、制御器２０からの制御信号は第５９図
（ｂ）に示すようにＬレベル（０■電位に等しい）にな
り、トランジスタＴｒ、をオフさせ、コンパレータ３７
ａのｅ端子が電源電圧と等しいことから（同図（ｅ））
、出力端子はＬレベルにされる（同図（ｄ）（ｅ））。FIG. 57 shows another embodiment in which the reference voltage generation circuit 38 is turned on and off by the controller 20 to switch the reference voltage of the comparison circuit 37. FIG. 58 shows a specific circuit diagram of the comparison circuit 37 and the first reference voltage generation circuit 39,
FIG. 59 shows an operating waveform diagram. As described above, this controller 20 does not output an H level signal in the case of noise, but outputs an H level signal when there is a desired received signal. Therefore, when noise or the like is injected or when there is no signal, the control signal from the controller 20 becomes L level (equal to 0■ potential) as shown in FIG. 59(b), turning off the transistor Tr. and comparator 37
Since the e terminal of a is equal to the power supply voltage ((e) in the same figure)
, the output terminal is set to L level ((d) and (e) in the figure).
信号入力時は、同図（ｂ）に示すように制御信号がＨレ
ベルに切り換わるためにトランジスタＴｒ１がオンし、
導通状態とすることによりコンパレータ３７ａのｅ端子
には、抵抗Ｒ１とＲ２とで分圧された基準電圧■、によ
りΦ端子の信号波の比較検出することで、データ信号を
復元できることになる。このように構成することで、ノ
イズや無信号時にはデータ信号を出力せず、データ信号
がある場合のみ信号を出力してデータ信号［実施例８１
次ニ・非接触ＩＤｆＪ−ドシステムにおけるアンテナ部
について説明する。第６０図はアンテナ１を示すもので
あり、受信回路とアンテナ１とを同軸ケーブルで接続す
るために、同軸ケーブル接続用コネクタ端子がアンテナ
１には設けられ、誘電体として空気層を用いた３００〜
４００Ｍ旧。When a signal is input, the control signal switches to H level as shown in FIG.
By making it conductive, the e terminal of the comparator 37a can restore the data signal by comparing and detecting the signal wave at the Φ terminal using the reference voltage (2) divided by the resistors R1 and R2. With this configuration, the data signal is not output when there is noise or no signal, and the signal is output only when there is a data signal. explain. Fig. 60 shows the antenna 1. In order to connect the receiving circuit and the antenna 1 with a coaxial cable, the antenna 1 is provided with a connector terminal for connecting the coaxial cable. ~
400M old.
帯層アンテナの例である。このアンテナ１は、放射導体
４２、後地導体４１、誘電体４３、短絡板４７、給電線
４５等から構成され、第６０図に示すように、誘電体４
３を挾んで導体板である後地導体４１と放射導体４２と
を積層し、放射導体４２の形状は長方形であり、その端
面部は短絡板４７を介して後地導体４１に接続されてい
る。放射導体４２の適宜な位置には給電点４４として給
電＃ｉ４５を介して給電されている。後地導体４１の幅
は、短絡板４７が接続された放射導体４２の端面の長さ
と等しく、後地導体４１の長さは、短絡板４７が接続さ
れていない放射導体４２の端面の長さよりも長く形成し
である。ここで、積層された放射導体４２と後地導体４
１において、両者の幅は上記の如く等しいので積層方向
の正面から見て、両者はズレなく積層されている。後地
導体４１の長さは上述したように放射導体４２よりも長
いので、積層方向正面から見て短絡板４７を接続した放
射導体４２ｙｌｉ面側及びその反対側の面の外側に後地
導体４１ははみ出している。This is an example of a band antenna. The antenna 1 is composed of a radiation conductor 42, a rear conductor 41, a dielectric 43, a shorting plate 47, a feed line 45, etc. As shown in FIG.
A rear conductor 41, which is a conductor plate, and a radiation conductor 42 are laminated with 3 in between, and the radiation conductor 42 has a rectangular shape, and its end face is connected to the rear conductor 41 via a shorting plate 47. . Power is supplied to an appropriate position of the radiation conductor 42 via a power supply #i45 as a power supply point 44. The width of the trailing conductor 41 is equal to the length of the end surface of the radiating conductor 42 to which the shorting plate 47 is connected, and the length of the trailing conductor 41 is greater than the length of the end surface of the radiating conductor 42 to which the shorting plate 47 is not connected. It is also long in formation. Here, the laminated radiation conductor 42 and rear conductor 4
In No. 1, the widths of both are equal as described above, so when viewed from the front in the lamination direction, both are laminated without misalignment. As described above, the length of the trailing conductor 41 is longer than the radiation conductor 42, so the trailing conductor 41 is placed outside the radiation conductor 42yli side to which the shorting plate 47 is connected and the opposite side when viewed from the front in the stacking direction. It's sticking out.
ところで、このような放射導体４２、後地導体４１、誘
電体４３の積層からなる構成のアンテナでは、第９４図
に示すように後地導体４１が放射導体４２に比べて充分
大きく、そのため、第９４図に示すようにアンテナの指
向性は単向性を示していた。これは、データを送る搬送
波の波長に対して後地導体４１のサイズが大さ（、後地
導体４１の背面側（放射導体４２のない側）へ搬送波が
回り込みがないためである。By the way, in an antenna having such a structure consisting of a laminated structure of the radiation conductor 42, the trailing conductor 41, and the dielectric material 43, the trailing conductor 41 is sufficiently larger than the radiation conductor 42, as shown in FIG. As shown in Figure 94, the directivity of the antenna was unidirectional. This is because the size of the trailing conductor 41 is large relative to the wavelength of the carrier wave that sends data (and the carrier wave does not wrap around to the back side of the trailing conductor 41 (the side where the radiation conductor 42 is not present)).
そこで、本実施例では、上述したような第６０図に示す
構成にし、誘ゝ電体４３として空気層を用い、周波数と
しては３００ＭＨ２時の結果を第６４図に示す。この場
合のアンテナ１の構成における各寸法は第６２図に示す
ようなものとしている・第６３図のアンテナ座標系ミニ
おり１て、十Ｘ方向を鉛直下向とした時、第６４図に示
すように垂直偏波指向性で、対ダイポール利得で示しで
（、る。Therefore, in this embodiment, the structure shown in FIG. 60 as described above is used, an air layer is used as the dielectric material 43, and the results when the frequency is 300 MH2 are shown in FIG. 64. In this case, each dimension in the configuration of the antenna 1 is as shown in Fig. 62. - When the antenna coordinate system mini cage 1 in Fig. 63 is set vertically downward in the 10X direction, the dimensions are shown in Fig. 64. As shown in the vertical polarization directivity and dipole gain (, .
最大、最小利得差は約３ｄＢであり、無指向性を呈して
いることがわかる。このように構成することにより無指
向性のアンテナを得ることができるものである。It can be seen that the maximum and minimum gain difference is about 3 dB, indicating omnidirectionality. With this configuration, an omnidirectional antenna can be obtained.
このアンテナ１を従来の非接触ＩＤカードシステムの受
信アンテナとして用いれば、第６５図に示すように、部
屋の外側からの信号だけでなく、部屋の内側からの信号
をも受信できるため、入室だけでなく、退室のチエツク
も行なえるシステムを完成することができるものである
。尚、第６５図において、斜線は信号検知可能領域を示
し、アンテナ１の指向性が無指向性に近いので、部屋の
外、白画側に均等な検知領域を持つことができるもので
ある。If this antenna 1 is used as a receiving antenna for a conventional non-contact ID card system, as shown in Fig. 65, it is possible to receive not only signals from outside the room but also signals from inside the room. In addition, it is possible to complete a system that can also check whether a person has left the room. Note that in FIG. 65, the diagonal line indicates the signal detectable area, and since the directivity of the antenna 1 is close to omnidirectional, it is possible to have a uniform detection area outside the room and on the white screen side.
［実施例９］
ところで、電波を用いてデータの伝送を行なう非接触Ｉ
Ｄカードシステムを屋内において使用する場合、電波の
伝搬特性は、壁や備品等の存在のために、反射、透過、
吸収が頻繁に起こるので複雑なものになっている。同一
装置の電波の到達範囲を考えるなら、一般には、自由空
間における到達範囲より狭くなり、更にこの範囲内にお
いて、反射波の干渉等によって電波が極端に弱められた
点が多数存在している。この電波の到達範囲や弱められ
る点の形状及び位置は環境により大きく異なる。あるい
は、人の移動に伴って刻々と変化する。電波の弱められ
る点の存在は、データのやりとりができないという可能
性を生じるという問題がある。この欠点を軽減する手段
としては、スペースグイパーシチ、周波数グイバーシチ
、偏波グイパーシチ等の７二−ソング対策技術が有効で
あるが、一般にこれらは、複数のアンテナや無線回路を
要するので、形状が大きくなったり、あるいは高価にな
ってしまう。つまり、小型且つ安価に屋内電波伝搬によ
って電波の弱められた点を軽減する方法が、従来の７ヱ
ージング対策技術には見当たらない。[Example 9] By the way, contactless I transmits data using radio waves.
When using the D card system indoors, the propagation characteristics of radio waves may vary due to the presence of walls, fixtures, etc.
It is complicated because absorption occurs frequently. If we consider the reach of radio waves from the same device, it is generally narrower than the range in free space, and within this range there are many points where the radio waves are extremely weakened due to interference of reflected waves. The reach range of this radio wave and the shape and position of the weakened point vary greatly depending on the environment. Or, it changes from moment to moment as people move. The existence of points where radio waves are weakened poses a problem in that there is a possibility that data cannot be exchanged. As a means to alleviate this drawback, 72-song countermeasure techniques such as space guiversity, frequency guiversity, and polarization guiversity are effective, but generally these require multiple antennas and radio circuits, so the shape is It becomes larger or more expensive. In other words, there is no way to reduce the weakening of radio waves due to indoor radio wave propagation in a small and inexpensive manner in the conventional aging countermeasure techniques.
電波の弱められた点が存在するのは、前述のように、多
くの反射波の干渉等による。従って、送信あるいは受信
のアンテナの放射パターンと偏波特性が変化すれば、反
射波の干渉等も変化し、常に同一場所にて電波が弱めら
れるという確立は小さくなる。このことにより、同一情
報を、アンテナ放射特性を変化させて、その都度送信あ
るいは受信してやれば、電波が弱め合うことによる通信
不能領域は、実質的に軽減されることになる。The existence of points where radio waves are weakened is due to the interference of many reflected waves, etc., as described above. Therefore, if the radiation pattern and polarization characteristics of the transmitting or receiving antenna change, the interference of reflected waves, etc. will also change, and the probability that radio waves will always be weakened at the same location becomes smaller. As a result, if the same information is transmitted or received each time by changing the antenna radiation characteristics, the area where communication is impossible due to mutually destructive radio waves can be substantially reduced.
（これは、偏波ダイバーシチの一種とも考えられるが、
一般に偏波ダイバーシチは、特定方向通信における、見
通し方位に対する偏波に関するものであるので、ここで
は区別して考える。）この考えによれば、放射特性を可
変できる７゜ンテナがあれば、通信不能領域の軽減が可
能である。(This can be considered a type of polarization diversity, but
In general, polarization diversity relates to polarization relative to the line-of-sight direction in specific direction communication, so it will be considered separately here. ) According to this idea, if there is a 7° antenna whose radiation characteristics can be varied, it is possible to reduce the area where communication is not possible.
そこで、本実施例では、屋内電波伝搬にて多く見られる
反射波干渉のための通信不能領域を減少させ、より確実
にデータ通信ができ、しかも、小型且つ安価なアンテナ
を実現しようとするものである。Therefore, in this embodiment, we aim to reduce the area where communication is impossible due to reflected wave interference, which is often seen in indoor radio wave propagation, and to realize a small and inexpensive antenna that can perform data communication more reliably. be.
第６６図（ａ）は逆Ｆアンテナと呼ばれるアンテナ１を
示し、絶縁体（誘電体）を挾んで導体板である後地導体
４１と、アンテナ素子である放射導体４２とを積層し、
上記放射導体４２の一端面４２ａを短絡板４７にて後地
導体４１と連結し、放射導体４２の適宜な位置に給電点
４４を設けている。等価回路は同図（ｂ）となる。この
逆Ｆアンテナにおいて、第６７図（ａ）に示すように、
放射導体４２の他の適宜な位置４２ｂに容量性２端子素
子りの一端を接続し、他端を後地導体４１に接続し、こ
の装荷によって放射導体４２の寸法を短縮するようにし
たものである１本発明に用（するアンテナ１は基本的に
はこの容量性２端子素子りの装荷による短縮逆Ｆアンテ
ナの組み今わせとして動作する。同図（ｂ）はその等価
回路である。FIG. 66(a) shows an antenna 1 called an inverted F antenna, in which a back conductor 41, which is a conductive plate, and a radiation conductor 42, which is an antenna element, are laminated with an insulator (dielectric) in between.
One end surface 42a of the radiation conductor 42 is connected to the rear conductor 41 by a shorting plate 47, and a feeding point 44 is provided at an appropriate position on the radiation conductor 42. The equivalent circuit is shown in the same figure (b). In this inverted F antenna, as shown in FIG. 67(a),
One end of the capacitive two-terminal element is connected to another appropriate position 42b of the radiation conductor 42, and the other end is connected to the rear conductor 41, and the size of the radiation conductor 42 is shortened by this loading. An antenna 1 used in the present invention basically operates as a combination of shortened inverted F antennas loaded with capacitive two-terminal elements. FIG. 5B is an equivalent circuit thereof.
第６８図（ａ）は本発明に用いるアンテナ１である。逆
Ｆアンテナにおいて、放射導体４２の適宜な位置Ｔ ｌ
ｔ ７２に、容量性２端子素子りである可変容量ダイ
オードＤ、、Ｄ２の一端を接続し、可変容量ダイオード
Ｄ 、、Ｄ 、の他端に高周波信号バイパス用のコンデ
ンサＣＩ＋ Ｃ２と、コントロール信号が入力される端
子の、■が接続されている（尚、高周波信号が端子■、
■に漏れないように、また、可変容量ダイオードＤ 、
、Ｄ ２の保護のため、抵抗Ｒ，，Ｒ２を付与してもよ
い）。コンデンサＣ，，Ｃ２。FIG. 68(a) shows the antenna 1 used in the present invention. In the inverted F antenna, the appropriate position T l of the radiation conductor 42
One end of the variable capacitance diode D, D2, which is a capacitive two-terminal element, is connected to t72, and the other end of the variable capacitance diode D, D2 is connected to a capacitor CI+ C2 for high frequency signal bypass, and a control signal is connected to the other end of the variable capacitance diode D, D2. The input terminal ■ is connected (in addition, the high frequency signal is connected to the terminal ■,
■In order to avoid leakage, also add a variable capacitance diode D,
, D2 may be provided with resistances R,,R2). Capacitors C,,C2.
のａ端は後地導体４１に接続される。また、短絡板４７
は、軸状にし、放射導体４２の一端４２ａと後地導体４
１とを連結している。第６８図（ｂ）は等価回路を示し
ている。The a end of is connected to the trailing conductor 41. In addition, the shorting plate 47
has a shaft shape, and connects one end 42a of the radiation conductor 42 and the rear conductor 4.
1 is connected. FIG. 68(b) shows an equivalent circuit.
次に、動作を説明する。容量装荷による短縮アンテナは
、そのアンテナの寸法や楕遺によって、適切な装荷容量
値が定まり、その値から大きくずれた容量を装荷してら
、アンテナとして動作しない。今、第６８図（ｂ）に示
すアンテナにおいては、放射導体４２の２点に可変容量
ダイオードＤ 、、Ｄ２を接続しているが、この可変容
量ダイオードＤＩ。Next, the operation will be explained. An antenna shortened by capacitive loading has an appropriate loading capacitance value determined by the dimensions and ellipse of the antenna, and if it is loaded with a capacitance that deviates significantly from that value, it will not function as an antenna. Now, in the antenna shown in FIG. 68(b), variable capacitance diodes D1, D2 are connected to two points of the radiation conductor 42, and the variable capacitance diodes DI.
Ｄ２に逆バイアス電圧Ｅを印加したときに、このアンテ
ナの短縮用装荷の適切な容量値になるとする。逆バイア
スを印加しないときは、可変容量ダイオードＤ 、、Ｄ
２の端子間容量は大きくなるから、高周波信号からみ
れば、短絡状態に近付く。ここで、コントロール信号と
して、端子■に電圧Ｅ１端子■に零電圧を印加したとす
る。この時、可変容量ダイオードＤ！は短縮用装荷とし
て有効に動作し、他方の可変容量ダイオードＤ２はバイ
アスがかかっていないから、端子間容量が大きくなって
、この経路は高周波信号からみれば、短絡に近い状態に
なる。この結果、アンテナは第６９図（ａ）のようなア
ンテナとして動作し、第６７図に示した短縮逆Ｆアンテ
ナと類似した放射パターン、偏波特性を示す。It is assumed that when a reverse bias voltage E is applied to D2, an appropriate capacitance value of the shortening load of this antenna is obtained. When no reverse bias is applied, the variable capacitance diodes D,,D
Since the capacitance between terminals 2 and 2 increases, it approaches a short-circuit condition from the perspective of a high-frequency signal. Here, it is assumed that a voltage E1 is applied to the terminal (2) and a zero voltage is applied to the terminal (2) as a control signal. At this time, the variable capacitance diode D! operates effectively as a shortening load, and since the other variable capacitance diode D2 is not biased, the capacitance between the terminals becomes large, and this path becomes almost a short circuit when viewed from a high frequency signal. As a result, the antenna operates as the antenna shown in FIG. 69(a), and exhibits a radiation pattern and polarization characteristics similar to those of the shortened inverted F antenna shown in FIG. 67.
端子■、■に入力するフントロール信号を入れ替えた場
合、同様にして第６９図（ｂ）のアンテナとして動作す
ることがわかる。この時、給電点４４からの高周波信号
の経路が異なるため、前述の場合とは放射パターン、偏
波特性の異なるアンテナとして動作する。It can be seen that if the hunt roll signals input to the terminals (2) and (2) are switched, the antenna operates similarly as shown in FIG. 69(b). At this time, since the route of the high frequency signal from the feed point 44 is different, the antenna operates as an antenna with a different radiation pattern and polarization characteristics than in the above case.
端子の、■にコントロール信号として共に、電圧Ｅを与
えた場合は、更に異なる放射特性となる。If a voltage E is applied to the terminal (2) as a control signal, the radiation characteristics will be even more different.
以上のように、本実施例に用いるアンテナは、電気信号
によってその放射特性を可変できる。また、この実施例
に用いるアンテナでは、放射導体４２に接続する可変容
量ダイオードＤ、、Ｄ２が２つであるが、同様な構成で
３つ以上を接続してもよい。コントロール信号の与え方
もこの例にとられれない。このようなアンテナを非接触
ＩＤカードシステムの送信部または受信部に、あるいは
双方に用いるようにしている。このアンテナ１を送信部
に用いた場合の構成を示すブロック図を第７０図に示す
。この送信部では、送信信号発生回路４８、送信回路４
９及びアンテナ１等で構成されている。As described above, the antenna used in this embodiment can change its radiation characteristics using electrical signals. Further, in the antenna used in this embodiment, there are two variable capacitance diodes D, D2 connected to the radiation conductor 42, but three or more may be connected in a similar configuration. This example also does not apply to the way the control signal is given. Such an antenna is used in the transmitting section or the receiving section, or both, of the contactless ID card system. FIG. 70 shows a block diagram showing the configuration when this antenna 1 is used in a transmitter. In this transmitting section, a transmitting signal generating circuit 48, a transmitting circuit 4
9 and an antenna 1.
上記のように構成することで、逆Ｆアンテナに取り付け
た可変容量ダイオードＤ 、、Ｄ ２に与えるコントロ
ール信号により、短縮用装荷として有効に動作する可変
容量ダイオードＤ、、Ｄ、を選択し、アンテナ放射特性
を可変としているので、常に短縮型アンテナとして動作
し、小型化が可能である。また、特性を変化させるのに
必要な素子も少なく、回路構成が簡単であり安価に通信
不能領域を軽減した非接触ＩＤカードシステムを提供で
きるものである。With the above configuration, the control signal given to the variable capacitance diodes D,, D2 attached to the inverted F antenna selects the variable capacitance diodes D,, D, which operate effectively as shortening loads, and Since the radiation characteristics are variable, it always operates as a shortened antenna and can be made smaller. In addition, fewer elements are required to change the characteristics, the circuit configuration is simple, and a non-contact ID card system can be provided at low cost in which the non-communicable area is reduced.
第７１図は本方式の他の実施例（＃ｆ４求項２０に対応
した実施例）を示し、同図（ａ）は斜視図を示し、同図
（ｂ）は等価回路を示している。構造としては、同図（
ａ）に示すように逆Ｆアンテナにおいて、放射導体４２
の適宜な位！Ｔ、、Ｔ２１：２Ｈｊ子の容量性素子Ｃｖ
−Ｃ４の一端を接続し、この容量性素子Ｃ３，Ｃ，の
他端はダイオードＤ、、Ｄ、に接続し、更に、これらの
ダイオードＤ、、Ｄ４の順バイアス時の電流値を決定す
る抵抗Ｒ３、Ｒ４が接続され、この抵抗Ｒ□、Ｒ１の他
端は後地導体４１に接続されている。ダイオードＤ）、
Ｄ、の他端にはバイアス電流が与えるための電圧信号が
印加される端子■、■とダイオードＤ ３＝ Ｄ−の順
バイアス時に高周波信号を後地導体４１にバイパスする
コンデンサＣ，，Ｃ２が接続される。尚、高周波信号が
端子■、■に漏れないように、抵抗ＲＩｆｆＲ２を付与
してもよい。FIG. 71 shows another embodiment of this system (an embodiment corresponding to #f4 requirement 20), in which FIG. 71(a) shows a perspective view and FIG. 71(b) shows an equivalent circuit. The structure is shown in the same figure (
As shown in a), in the inverted F antenna, the radiation conductor 42
As appropriate! T,, T21: 2Hj capacitive element Cv
- one end of C4 is connected, the other end of this capacitive element C3, C is connected to diodes D, D, and a resistor that determines the current value of these diodes D, D4 when they are forward biased. R3 and R4 are connected, and the other ends of the resistors R□ and R1 are connected to the rear conductor 41. diode D),
At the other end of D, there are terminals ■, ■ to which a voltage signal for applying a bias current is applied, and capacitors C, C2 that bypass high frequency signals to the rear conductor 41 when the diode D3=D- is forward biased. Connected. Note that a resistor RIffR2 may be provided to prevent the high frequency signal from leaking to the terminals (2) and (2).
次に、動作を説明する。今、仮に端子■に、電圧信号（
コントロール信号）として一定の正の電圧Ｅを与え、端
子■には負の電圧−Ｅを与えるとする。この時、ダイオ
ードＤ３は、類バイパスが（イ）の経路で流れてオン状
態になる。この結果、高周波信号は、（ロ）の経路で流
れることになり、容量性素子Ｃ５の万端は高周波信号か
らみれば、後地導体４１に短絡されたことになり、容量
性素子Ｃ３は、このアンテナの短縮用容量性装荷として
有効に動作する。一方、ダイオードＤ、は、逆バイアス
がかかるため、オフ状態となる。従って、Ｔ２からの高
周波信号は（ハ）の経路を通ることになるが、抵抗Ｒ，
，Ｒ，はｒ＆にΩ以上であり、比較的高インピーダンス
のため、この経路（ロ）は（ハ）の経路に比べれば、無
視し得ることになる。よって、容量性素子Ｃ１は、アン
テナ短縮用装荷としては、無効となる。以上のことによ
り、この場合、このアンテナは、実質上＃７２図（ａ）
に示すようにアンテナとして動作し、第６ ’７図（、
）に示した容量装荷による短縮型逆Ｆアンテナと類似し
た放射パターン、偏波特性を示す。Next, the operation will be explained. Now, suppose that a voltage signal (
Assume that a constant positive voltage E is applied as a control signal (control signal), and a negative voltage -E is applied to terminal (2). At this time, the diode D3 is turned on due to the similar bypass flowing through the path (a). As a result, the high frequency signal flows through the path (b), and from the perspective of the high frequency signal, the capacitive element C5 is short-circuited to the rear conductor 41, and the capacitive element C3 It works effectively as a capacitive loading for antenna shortening. On the other hand, the diode D is reverse biased and is therefore turned off. Therefore, the high frequency signal from T2 will pass through the path (c), but the resistor R,
, R, has r& greater than Ω and has a relatively high impedance, so this path (b) can be ignored compared to path (c). Therefore, the capacitive element C1 becomes ineffective as a load for shortening the antenna. As a result of the above, in this case, this antenna is substantially as shown in Figure #72 (a).
It operates as an antenna as shown in Figures 6 and 7 (,
) It shows a radiation pattern and polarization characteristics similar to the shortened inverted-F antenna with capacitive loading shown in .
また、端子■、■に電圧信号を入れ替えた場合、同様に
容量性素子Ｃ４が有効、Ｃ３が無効で、第７２図（ｂ）
のようなアンテナとして動作する。Furthermore, when the voltage signals are exchanged between the terminals ■ and ■, the capacitive element C4 is similarly enabled and C3 is disabled, as shown in Fig. 72(b).
It acts as an antenna like.
この時、給電点４４からの高周波信号の経路が異なるた
め、前述の場合とは放射パターンや偏波特性の異なるア
ンテナとして動作する。また、端子■、■に共に正の一
定電圧Ｅの時は、更に異なる放射特性を持つことになる
。At this time, since the route of the high frequency signal from the feeding point 44 is different, the antenna operates as an antenna with a radiation pattern and polarization characteristics different from those in the above case. Furthermore, when a constant positive voltage E is applied to both terminals (2) and (2), the radiation characteristics will be even more different.
以上のように、本実施例に用いるアンテナは、電気信号
によってその放射特性を可変できるものである。また、
この実施例に用いるアンテナでは、放射導体４２に接続
する容量性素子は２つであるが、本実施例と同様な構成
で３つ以上を接続してもよい。また、ダイオードＤ３．
Ｄ、にバイアスを与える回路構成もこの実施例にとられ
れない。As described above, the antenna used in this embodiment can have its radiation characteristics varied by electrical signals. Also,
In the antenna used in this embodiment, two capacitive elements are connected to the radiation conductor 42, but three or more capacitive elements may be connected in the same configuration as in this embodiment. In addition, the diode D3.
The circuit configuration for applying a bias to D is also not adopted in this embodiment.
以上のように、逆Ｆアンテナに短縮用の容量性素子Ｃｓ
＝ Ｃ４を複数装荷し、それらの容量性それらのに接
続したダイオードＤ、、Ｄ、に与えるフントロール信号
によって、有効に動作する容量性素子Ｃ，，Ｃ，を選択
し、アンテナの放射特性を可変としているので、常に、
短縮型アンテナとして動作し、小型化が可能である。ま
た、特性を変化させるのに必要な素子も少なく、回路構
成が簡単であり、安価に通信不能領域を軽減した非接触
ＩＤカードシステムを提供できるものである。As mentioned above, the capacitive element Cs for shortening is used in the inverted F antenna.
= Multiple C4s are loaded, and the capacitive elements C,,C, that operate effectively are selected by the load signal given to the diodes D,,D, connected to their capacitive elements, and the radiation characteristics of the antenna are determined. Since it is variable, always
It operates as a shortened antenna and can be made smaller. Further, the number of elements required to change the characteristics is small, the circuit configuration is simple, and a contactless ID card system with reduced communication unavailable area can be provided at low cost.
［実施例１ 次に請求項２１に対応した実施例を説明する。[Example 1 Next, an embodiment corresponding to claim 21 will be described.
電波による無線装置は遠距離間データ伝送に広く使用さ
れてきたが、近年、上述したように屋内間の比較的近距
離でのデータ伝送にも用いられている。屋内において、
電波の伝搬特性は、壁や備品等の存在のために、反射、
透過、吸収が頻繁に起こるので複雑なものになっている
。同一無線装置の電波の到達範囲を考えるなら、一般に
は、自由空間、あるいは平面大地上における到達範囲よ
り狭くなり、更に、この範囲内において、反射波の干渉
等によって電波が極端に弱められて通信不能となる点が
多数存在する。また、この電波の到達範囲や弱められる
点の形状及び位置は環境により太き（異なったり、人の
移動に伴って刻々と変化したりする。干渉等によって電
波の弱められる点は、送受信器間距離が、その電波到達
可能距離に比して充分短い場合にも存在し得るものであ
り、このため、信号伝送の信頼性を損ねてしまう。Wireless devices using radio waves have been widely used for long-distance data transmission, but in recent years, as described above, they have also been used for relatively short-distance data transmission indoors. Indoors,
The propagation characteristics of radio waves are affected by reflections and
It is complicated because transmission and absorption occur frequently. If you consider the range of radio waves of the same wireless device, it is generally narrower than the range in free space or on a flat surface, and furthermore, within this range, the radio waves are extremely weakened by interference from reflected waves, making communication difficult. There are many points that make it impossible. In addition, the reach range of this radio wave and the shape and position of the point at which it is weakened vary depending on the environment and change from moment to moment as people move.The point at which the radio wave is weakened due to interference, etc. This may exist even when the distance is sufficiently short compared to the reachable distance of the radio waves, thus impairing the reliability of signal transmission.
この欠点を軽減するため、様々な方法が考案されている
が、そのひとつとして、アンテナの放射特性（振幅、偏
波特性）を変化させて送信、あるいは受信を行なうとい
う方法がある。電波が弱められる点が存在するのは、前
述のように、多くの反射波の干渉等による。従って、送
信または受信の放射特性が変化すれば、反射波の干渉等
も変化し、常に同一場所にて電波が弱められるという確
率は小さ（なる。よって、同一情報をアンチＪの放射特
性を変化させて、その都度送信あるいは受信してやれば
、電波が弱め合うことによる通信不能領域は、実質的に
軽減されることになる。このような考えに基づく方法で
ある。Various methods have been devised to alleviate this drawback, one of which is to change the radiation characteristics (amplitude, polarization characteristics) of the antenna to perform transmission or reception. The reason why there is a point where radio waves are weakened is due to the interference of many reflected waves, etc., as described above. Therefore, if the radiation characteristics of transmission or reception change, the interference of reflected waves, etc. will also change, and the probability that radio waves will always be weakened at the same location is small. This method is based on the idea that if the radio waves are transmitted or received each time, the areas where communication is impossible due to mutually weakening radio waves can be substantially reduced.
この方法を実現するため、逆Ｆアンテナにおいて、その
短絡方法、アンテナ短縮装荷方法、給電方法などを可変
とすることによって、アンテナ放射特性を可変とするア
ンテナが考案されている。In order to realize this method, an antenna has been devised in which the antenna radiation characteristics are made variable by making the shorting method, antenna shortening loading method, feeding method, etc. variable in the inverted F antenna.
これらのアンテナにおいては、放射導体（アンテナ素子
）と後地導体（地板）との電気的接続位置を変化させ、
このことによって、等価的に後地導体に対する放射導体
の取付方位を変化させることを基本原理としている。例
えば、ひとつの例として、短絡方法を可変する場合の一
例をｖＪ７３図に示す。In these antennas, the electrical connection position between the radiation conductor (antenna element) and the rear conductor (ground plate) is changed,
As a result, the basic principle is to equivalently change the mounting orientation of the radiation conductor with respect to the rear conductor. For example, as an example, an example in which the shorting method is varied is shown in Fig. vJ73.
第７３図において、後地導体４１と放射導体４２とを２
つの短絡板４７ａ、４７ｂで短絡し、短絡板４７ａまた
は短絡板４７ｂと後地導体４１との電気的接続をスイッ
チ回路によって制御することにより、等価的に第７４図
（ａ）（ｂ）に示すような構造の逆Ｆアンテナとして動
作させ、その放射特性を変化させている。In FIG. 73, the rear conductor 41 and the radiation conductor 42 are
By short-circuiting with two short-circuiting plates 47a and 47b and controlling the electrical connection between the short-circuiting plate 47a or the short-circuiting plate 47b and the rear conductor 41 by a switch circuit, the circuit shown in FIGS. 74(a) and 74(b) is equivalently shown. The antenna is operated as an inverted F antenna with such a structure, and its radiation characteristics are changed.
ここで、逆Ｆアンテナの放射特性としで、その放射パタ
ーン例を第７５図に示す。同図（ａ）は逆Ｆアンテナの
座標系を示し、（ｂ）〜（ｄ）の（ロ）が（イ）のよう
にアンテナを回転させて観測できる電界強度を示す。図
中実線は、各測定時の大地に対して垂直な偏波成分、点
線は水平な偏波成分である。一般に逆Ｆアンテナにおい
て、後地導体４１の長方向は、等価的にグイボールアン
テナ的な動作をし、その放射成分と他の部位の放射成分
の和として、放射パターンは決定されている。参考まで
に、第７６図にグイボールアンテナの放射パターン例を
示すが、逆Ｆアンテナの放射電界が、後地導体４１の長
方向に設置されたグイボールアンテナの放射電界形状を
含んでいることがわかる。Here, an example of the radiation pattern is shown in FIG. 75 as the radiation characteristic of the inverted F antenna. (a) of the figure shows the coordinate system of the inverted F antenna, and (b) of (b) to (d) shows the electric field strength that can be observed by rotating the antenna as shown in (a). The solid line in the figure is a polarization component perpendicular to the ground at each measurement time, and the dotted line is a horizontal polarization component. Generally, in an inverted F antenna, the longitudinal direction of the rear conductor 41 operates equivalently like a Gouyball antenna, and the radiation pattern is determined as the sum of its radiation component and radiation components of other parts. For reference, an example of the radiation pattern of the Gouiball antenna is shown in FIG. 76, but the radiated electric field of the inverted F antenna includes the radiated electric field shape of the Gouiball antenna installed in the longitudinal direction of the rear conductor 41. I understand.
前述の放射特性可変アンテナにおいては、後地導体４１
に対する放射導体４２の取付方位を変化させることによ
って、アンテナの放射特性を変化させているが、後地導
体４１の長方向方位自体は変化していない。このため、
後地導体４１のグイボールアンテナ的動作による放射強
度が強い場合には、その放射特性の変化が微量になり、
反射波干渉を変化させる度合が小さくなってしまって、
通信不能領域を改善するという効果も小さくなるという
問題がある。In the above-mentioned variable radiation characteristic antenna, the rear conductor 41
Although the radiation characteristics of the antenna are changed by changing the mounting orientation of the radiation conductor 42 relative to the rear conductor 42, the longitudinal orientation of the rear conductor 41 itself remains unchanged. For this reason,
If the radiation intensity due to the Guiball antenna-like operation of the trailing conductor 41 is strong, the change in the radiation characteristics will be small,
The degree of change in reflected wave interference becomes smaller,
There is a problem in that the effect of improving areas where communication is impossible is also reduced.
そこで、屋内電波伝搬にて多く見られる反射波干渉のた
めの通信不能領域を確実に軽減できるアンテナを示した
のが第７７図に示すアンテナである。第７７図に示すよ
うに、後地導体４１を３つに分割し、分割した各後地導
体片４１ａ、４１ｂ。Therefore, the antenna shown in FIG. 77 is an antenna that can reliably reduce the area where communication is impossible due to reflected wave interference, which is often seen in indoor radio wave propagation. As shown in FIG. 77, the trailing conductor 41 is divided into three parts, each of which is a trailing conductor piece 41a, 41b.
４１ｃ開をスイッチ回路Ｓ 、、Ｓ ２で接続している
。41c open is connected by switch circuits S , , S 2 .
図中黒丸は後地導体片４１ａ、４ ｌｂ、４１ｅへの接
続を示し、白丸はスイッチオンオフ制御信号への接続を
示しでいる。また、スイッチ回路Ｓ、、Ｓ２は具体的に
は、第８０図（ａ）に示すようなダイオードＤの順バイ
アスのオンオフによる半導体スイッチや、第８０図（ｂ
）に示すような高周波リレーＲｙ等が用いられる。また
、後地導体４１上に電子部品等を配置し、後地導体４１
を回路グランドと共通化したい時には、第７９図に示す
ように高周波チョークコイルＲＦＣを各後地導体片４１
ａ１４１ｂｔ４１ｅ間に接続してもよい。この後地導体
４１に、放射導体４２、短絡板４７ａ、４７ｂを装着し
たのが第７８図（、）である。ここでは、短絡板４７ａ
ｔ４７ｂがスイッチ回路に接続された、前述のアンテナ
を基本として考える。In the figure, black circles indicate connections to the rear conductor pieces 41a, 4lb, and 41e, and white circles indicate connections to switch on/off control signals. In addition, the switch circuits S, S2 are specifically semiconductor switches that turn on and off the forward bias of a diode D as shown in FIG. 80(a), or semiconductor switches as shown in FIG.
) is used, such as a high frequency relay Ry. Further, electronic components etc. are placed on the rear conductor 41, and the rear conductor 41
When you want to share the circuit ground with the high-frequency choke coil RFC, as shown in FIG.
It may be connected between a141bt41e. FIG. 78(,) shows a radiation conductor 42 and shorting plates 47a, 47b attached to the rear conductor 41. Here, the shorting plate 47a
Consider basically the antenna described above, in which t47b is connected to the switch circuit.
第７８図（ａ）のアンテナ１において、各分割した後地
導体片４１ａ、４１ｂ＋４１ｅ開のスイッチ回路Ｓｔ、
Ｓ２と、短絡板４７ａ、４７ｂのスイッチ回路とをオン
オフすると、等価的に第７８図（ｂ）（ｃ）のアンテナ
として動作させることができる。この時、後地導体４１
の長方向方位は、９０°回転し、なおかつ短絡板４７ａ
、４７ｂの給電点４４に対する位置も９０°回転するか
ら、ちょうど逆Ｆアンテナを９０°回転させたのと同様
になり、確実に放射特性は変化する。In the antenna 1 of FIG. 78(a), each divided rear conductor piece 41a, 41b+41e open switch circuit St,
By turning on and off S2 and the switch circuits of the shorting plates 47a and 47b, it is possible to equivalently operate the antenna as shown in FIGS. 78(b) and 78(c). At this time, the rear conductor 41
The longitudinal direction of the short circuit plate 47a is rotated by 90 degrees, and
, 47b relative to the feed point 44 are also rotated by 90 degrees, which is the same as rotating an inverted F antenna by 90 degrees, and the radiation characteristics are certainly changed.
以上の例では、短絡方法も変化させたが、後地導体４１
の長方向のグイボール的動作による放射電界が強い時は
、短絡方法を変化させなくても、後地導体片４１ ａｙ
４１ ｂ＋４１ ｃ間のスイッチ回路５Ｉ＝Ｓ２の切り
換えで放射特性は変化する。従って、この場合、放射特
性を変化させる方法として、単に、各分割した後地導体
片４１ ａｔ４１ ｂｔ４１ ｃ間のスイッチ回路Ｓ
ｌ−Ｓ ２のオンオフパターンを変化させればよい。In the above example, the shorting method was also changed, but the trailing conductor 41
When the radiated electric field is strong due to the Guiball-like movement in the longitudinal direction of the trailing conductor piece 41
The radiation characteristics change by switching the switch circuit 5I=S2 between 41b and 41c. Therefore, in this case, the method of changing the radiation characteristics is simply to connect the switch circuit S between each divided trailing conductor piece 41 at41 bt41 c.
What is necessary is to change the on/off pattern of l-S2.
また、後地導体４１の分割形状はこの例にとられれず、
適宜設定しても放射特性変化が期待できる。あるいは、
後地導体４１の分剖数も、この例にとられれず、任意に
設定して、放射特性変化以上のように、本実施例のアン
テナは、後地導体４１のグイボール的動作が強い時には
単独でアンテナ放射特性変化をさせることができ、また
、前述の放射導体４２の方位を変化させる方法と併用す
ることによって、より確実に放射特性を変化させること
ができるものである。Further, the divided shape of the trailing conductor 41 is not limited to this example,
Even if it is set appropriately, changes in radiation characteristics can be expected. or,
The number of dissections of the trailing conductor 41 is also not taken from this example, but can be set arbitrarily, and as described above, the antenna of this embodiment is independent when the trailing conductor 41 has a strong guiball-like behavior. By using this method in combination with the method of changing the orientation of the radiation conductor 42 described above, the radiation characteristics can be changed more reliably.
このように、本実施例のアンテナは、その放射特性を確
実に変化させることを可能とするので、屋内電波伝搬に
て多く見られる反射波干渉のための通信不能領域を確実
に軽減することができるものである。In this way, the antenna of this embodiment makes it possible to reliably change its radiation characteristics, so it is possible to reliably reduce the area where communication is not possible due to reflected wave interference, which is often seen in indoor radio wave propagation. It is possible.
１実施例１１］ 次に、請求項２２に対応した実施例について説明する。1 Example 11] Next, an embodiment corresponding to claim 22 will be described.
ところで、放射導体、誘電体及び後地導体が積層構造を
成した平面アンテナにおいては、送信アンテナと受信ア
ンテナとを独立させて構成した場合、送、受答アンテナ
は平面的であるために、アンテナ面積が大きくなってし
まうという問題がある。第８１図に送信アンテナと受信
アンテナとを一体構成した平面アンテナを示し、送信用
アンテナＩＴと受信用アンテナＩＲは後地導体４１を共
用している。受信用アンテナＩＲは、アンテナ効率を高
めるために、アンテナ寸法は比較的大きく、送信用アン
テナＩＴは小型であるために効率は悪いが、送信器の最
終段に適当な増幅回路を付加することにより送信放射電
力は制御できる。By the way, in a planar antenna in which a radiation conductor, a dielectric material, and a trailing conductor have a laminated structure, if the transmitting antenna and the receiving antenna are configured independently, the transmitting and receiving antennas are planar, so the antenna There is a problem that the area becomes large. FIG. 81 shows a planar antenna in which a transmitting antenna and a receiving antenna are integrated, and the transmitting antenna IT and the receiving antenna IR share a rear conductor 41. The receiving antenna IR has a relatively large antenna size in order to improve antenna efficiency, while the transmitting antenna IT is small and has poor efficiency, but by adding an appropriate amplification circuit to the final stage of the transmitter, it can be improved. The transmitted radiated power can be controlled.
そこで、受信用アンテナＩＲの放射導体４２Ｒは大きく
形成してあり、送信用アンテナＩＴの放射導体４２Ｔは
それよりも小さく形成しである。また、送受答アンテナ
Ｉ Ｔ、Ｉ Ｒは片側短絡方式を採用しているために、
各放射導体４２ Ｔ、４２ Ｒの一端は短絡板４７７，
４７ Ｒを介して後地導体４１に接続されている。また
、両放射導体４２Ｔ。Therefore, the radiation conductor 42R of the reception antenna IR is formed large, and the radiation conductor 42T of the transmission antenna IT is formed smaller. In addition, since the transmitting/receiving antennas IT and IR adopt a one-sided short-circuit method,
One end of each radiation conductor 42T, 42R is connected to a shorting plate 477,
47R to the rear conductor 41. Also, both radiation conductors 42T.
４２Ｒには給電点４４Ｔ、４４Ｒが設けである。42R is provided with feeding points 44T and 44R.
かかる構成のアンテナにおいては、送信用アンテナＩＴ
は受信用アンテナＩＲの外側に構成され、アンテナ面積
としては両者の総和分の面積が必要であり、アンテナ全
体が大きくなるという問題が生じる。In an antenna with such a configuration, the transmitting antenna IT
is configured outside the receiving antenna IR, and the area of the antenna requires the sum of the two, resulting in a problem that the entire antenna becomes large.
そこで、本実施例においては、平面アンテナである受信
用アンテナの放射導体に中空部を形成し、この中空部に
平面型の送信用アンテナを配置して、送信用、受信用の
平面アンテナを独立して有しながら、なおかつアンテナ
面積を前述の平面受信アンテナと大差なく構成しようと
するものである。Therefore, in this embodiment, a hollow part is formed in the radiation conductor of the receiving antenna, which is a planar antenna, and a planar transmitting antenna is placed in this hollow part, so that the transmitting and receiving planar antennas can be made independent. However, the antenna area is not much different from that of the above-mentioned planar receiving antenna.
第８２図は受信用アンテナＩＲの斜視図を示し、小型化
にするために片側短絡方式を採用しているので、放射導
体４２Ｒの片側は短絡板４７Ｒを介して後地導体４１Ｈ
に接続しである。そして放射導体４２Ｒの中央には上下
面が開口した中空部５０を形成している。FIG. 82 shows a perspective view of the receiving antenna IR. Since a one-side short-circuit method is adopted for miniaturization, one side of the radiation conductor 42R is connected to the rear conductor 41H via the short-circuit plate 47R.
It is connected to. A hollow portion 50 with open upper and lower surfaces is formed in the center of the radiation conductor 42R.
第８３図は送信用アンテナＩＴを示し、放射導体４２Ｔ
の端部には容量つまりチップコンデンサ５１を装荷して
、放射導体４２Ｔ艮を非常に短くしている。また、放射
導体４２Ｔの端部は短絡板４７Ｔを介して後地導体４１
Ｔに接続され、チップコンデンサ５１は接続＃ｉ５２を
介して後地導体４１Ｔ１．：＠続されている。更には、
給電線４５Ｔは給電点４４Ｔに接続されている。FIG. 83 shows the transmitting antenna IT, with the radiation conductor 42T
A capacitor, ie, a chip capacitor 51, is loaded at the end of the radiation conductor 42T to make the length of the radiation conductor 42T very short. Further, the end of the radiation conductor 42T is connected to the rear conductor 41 via the shorting plate 47T.
T, and the chip capacitor 51 is connected to the trailing conductor 41T1.T via connection #i52. :@Continued. Furthermore,
The feeder line 45T is connected to the feeder point 44T.
第８４図は送信用アンテナＩＴを受信用アンテナ１Ｒの
中空部５０内に実装した平面アンテナを示している。こ
こで、Ｙ−２面内の受信用アンテナＩＲの電力利得パタ
ーンを、中空部５０内に送信用アンテナＩＴがある場合
と、無い場合について第８５図に示す。第８５図におい
て、実線が送信用アンテナＩＴが無い場合であり、破線
が送信用アンテナＪＴがある場合である。尚、第８５図
は、Ｙ−Ｚ面内パターンを対ダイポールアンテナ比利得
として表している。この第２８５図に示すように、後地
導体４１の幅を小さくして、Ｙ−２面内の電力利得パタ
ーンを無指向性に近くしている。これにより、中空部５
０内に送信用アンテナＩＴを構成しても、受信用アンテ
ナＪＲの利得は殆ど変化しないことが判る。FIG. 84 shows a planar antenna in which the transmitting antenna IT is mounted inside the hollow part 50 of the receiving antenna 1R. Here, the power gain patterns of the receiving antenna IR in the Y-2 plane are shown in FIG. 85 with and without the transmitting antenna IT in the hollow portion 50. In FIG. 85, the solid line shows the case where there is no transmitting antenna IT, and the broken line shows the case where there is the transmitting antenna JT. Incidentally, FIG. 85 shows the Y-Z in-plane pattern as the relative gain with respect to the dipole antenna. As shown in FIG. 285, the width of the rear conductor 41 is made small to make the power gain pattern in the Y-2 plane nearly non-directional. As a result, the hollow part 5
It can be seen that even if the transmitting antenna IT is configured within 0, the gain of the receiving antenna JR hardly changes.
従って、平面アンテナである受信用アンテナＩＲの放射
導体４２Ｒに中空部５０を形成し、この中空部５０に平
面型の送信用アンテナＩＴを配置して、送信用、受信用
の平面アンテナを独立して有しながら、なおかつアンテ
ナ面積を前述の平面受信アンテナと大差なく構成するこ
とができる［発明の効果１
本発明は上述のように、非接触ＩＤｆＪ−ドと受信部と
を有する非接触ＩＤカードシステムにおいて、ノイズの
有無や受信強度を検出する検出手段を設け、この検出手
段の出力によりＡＭ復調する復調部以降のいずれかの回
路ブロックの位置に、ノイズを除去する制御手段を上記
受信部に設けたものであるから、検出手段によりノイズ
の有無や受信強度を検出し、この検出手段からの出力信
号を受ける制御信号にてノイズを除去することができ、
インパルス性ノイズによる誤動作を、感度を低下させる
ことなく低減させることができる効果を奏するものであ
る。Therefore, a hollow portion 50 is formed in the radiation conductor 42R of the receiving antenna IR, which is a planar antenna, and a planar transmitting antenna IT is placed in this hollow portion 50, thereby making the transmitting and receiving planar antennas independent. [Advantageous effect 1 of the invention] As described above, the present invention provides a non-contact ID card having a non-contact ID card and a receiving section. In the system, a detection means for detecting the presence or absence of noise and reception strength is provided, and a control means for removing noise is provided at a position of any circuit block after the demodulation section that performs AM demodulation based on the output of the detection means. Since the detection means is provided, the presence or absence of noise and reception strength can be detected, and the noise can be removed using a control signal that receives an output signal from the detection means.
This has the effect of reducing malfunctions caused by impulsive noise without reducing sensitivity.
また、請求項２においては、出力信号のレベル制御を行
なうＡＧＣ回路の出力信号からインパルスノイズの有無
を検出する検出手段を設け、この検出手段の出力により
ＡＭ復調する復調部以降のいずれかの回路ブロックの位
置に、インパルスノイズに対応した信号を制御若しくは
カットオフする制御手段を具備したものであるから、検
出手段によりインパルスノイズを検出し、この検出手段
からの信号により制御手段でもってインパルスノイズの
対応した信号を制御若しくはカットオフすることで、イ
ンパルス性ノイズによる誤動作を、感度を低下させるこ
となく低減させることができる効果を奏するものである
。Further, in claim 2, a detection means for detecting the presence or absence of impulse noise from the output signal of the AGC circuit that performs level control of the output signal is provided, and any circuit after the demodulation section that performs AM demodulation by the output of the detection means is provided. Since the block is equipped with a control means for controlling or cutting off a signal corresponding to impulse noise, the detection means detects the impulse noise, and the signal from the detection means is used to control the impulse noise by the control means. By controlling or cutting off the corresponding signals, it is possible to reduce malfunctions caused by impulsive noise without reducing sensitivity.
請求項３においては、ＡＧＣ回路の出力を受けてインパ
ルスノイズを検出するインパルス検出部と、このインパ
ルス検出部からの出力にて駆動されて一定期間出力信号
を出すタイマー部と、このタイマー部のタイマー出力に
てノイズの入った信号を後段に送らないようにするレベ
ル制御部とを受信部にｉ４：俯しているものであるから
、ＡＧＣ回路出力からインパルス検出部でインパルスを
検出し、タイマー部による一定期間だけレベル制御部を
制御して、ノイズの入った信号を後段に送らないように
することができ、インパルス性ノイズによる誤動作を、
感度を低下させることな（低減させることができる効果
を奏するものである。In claim 3, there is provided an impulse detection section that detects impulse noise upon receiving the output of the AGC circuit, a timer section that is driven by the output from the impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time, and a timer of the timer section. Since the receiver is equipped with a level control section that prevents signals containing noise from being sent to the subsequent stage at the output, the impulse detection section detects impulses from the AGC circuit output, and the timer section By controlling the level control section for a certain period of time, it is possible to prevent signals containing noise from being sent to the subsequent stage, and to prevent malfunctions caused by impulsive noise.
It has the effect of reducing sensitivity without reducing it.
請求項４においては、ＡＧＣ回路の出力を受けてインパ
ルスノイズを検出するインパルス検出部と、このインパ
ルス検出部からの出力にて駆動されて一定期間出力信号
を出すタイマー部と、このタイマー部がタイマー動作し
ている間、所定の信号レベルが基準電圧より大きい場合
に信号を出力する比較器の基準電圧を変える基準電圧発
生部とを受信部に具備しているものであるから、ＡＧＣ
回路出力からインパルス検出部でインパルスを検出し、
タイマー部で一定期間だけ基準電圧発生部で基準電圧を
変化させて、インパルスノイズに対応して信号は比較器
から出力しないようにすることができ、インパルス性ノ
イズによる誤動作を、感度を低下させることなく低減さ
せることができる効果を奏するものである。In claim 4, there is provided an impulse detection section that detects impulse noise in response to the output of the AGC circuit, a timer section that is driven by the output from the impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time, and the timer section that is a timer. During operation, the receiving section is equipped with a reference voltage generating section that changes the reference voltage of the comparator that outputs a signal when a predetermined signal level is higher than the reference voltage.
The impulse detection section detects the impulse from the circuit output,
By changing the reference voltage in the reference voltage generation part for a certain period of time in the timer part, it is possible to prevent the signal from being output from the comparator in response to impulse noise, thereby reducing sensitivity and preventing malfunction due to impulsive noise. This has the effect of reducing the amount of heat generated without any damage.
請求項５においては、復調出力信号を低下させずに且つ
ＡＧＣの応答時間を早める適宜な容量値のＡＧＣ結合コ
ンデンサを設け、復調出力信号を一定電圧以下にするク
リップ手段を設け、インパルスノイズによる検波出力の
場合よりも、所望信号の場合に比較器の基準電圧に達す
る時間を長くした一定の立ち上がり遅れと立ち下がり遅
れを持つ時定数を施したローパスフィルタ、を上記波形
整形器に設け、ローパスフィルタの出力信号と比較する
比較器の基準電圧を無信号時のノイズ注入による出力電
圧以上の電圧に設定するようにしたものであるから、ク
リップ手段にてインパルスノイズに対応した復調出力を
ある一定電圧に抑え、またＡＧＣ結合コンデンサにより
バンドパスフィルタのインパルス応答のリンギングビー
ク電圧を抑え、更に、ローパスフィルタに所望信号の場
合に比較器の基準電圧に達する時間を長くした一定の立
ち上がり遅れと立ち下がり遅れを持つ時定数を施し、イ
ンパルス応答に対しては比較器の基準電圧に達しないよ
うにし、また、ローパスフィルタの出力信号と比較する
比較器の基準電圧を無信号時のノイズ注入による出力電
圧以上の電圧に設定して、基準電圧以上の信号はデータ
信号として復元するようにすることで、比較器の基準電
圧の上昇による感度低下を発生させず、且つノイズによ
る妨害を除去することができ、データ信号の復元に誤り
パルスが発生せず、信号品質の信頼性を向上させるばか
りでなく、受信機の併設も可能とし、そのカバーする受
信エリアを拡大する上で大きなメリットが生まれること
から効果が大きいものである。In claim 5, an AGC coupling capacitor with an appropriate capacitance that speeds up the AGC response time without reducing the demodulated output signal is provided, a clipping means is provided to lower the demodulated output signal to a certain voltage or less, and detection by impulse noise is provided. The waveform shaper is equipped with a low-pass filter that has a time constant with a constant rise delay and fall delay that makes it take longer for the desired signal to reach the reference voltage of the comparator than for the output, and the low-pass filter The reference voltage of the comparator to be compared with the output signal of is set to a voltage higher than the output voltage due to noise injection when there is no signal. In addition, the AGC coupling capacitor suppresses the ringing peak voltage of the impulse response of the band pass filter, and the low pass filter has a constant rise delay and fall delay that lengthens the time it takes to reach the reference voltage of the comparator in the case of a desired signal. A time constant is applied to the impulse response so that it does not reach the reference voltage of the comparator, and the reference voltage of the comparator that is compared with the output signal of the low-pass filter is set to be higher than the output voltage due to noise injection when there is no signal. By setting the voltage to a voltage higher than the reference voltage and restoring the signal higher than the reference voltage as a data signal, a decrease in sensitivity due to an increase in the reference voltage of the comparator will not occur, and interference due to noise can be removed. It is effective because not only does it eliminate error pulses when restoring data signals, improving the reliability of signal quality, but it also enables the installation of a receiver, which has the great advantage of expanding the coverage area. It's big.
請求項６においては、ＡＧＣ回路の出力信号を、第１の
比較器、ローパスフィルタ及び第２の比較器を介して、
正規の受信信号の検出を行ない、この検出信号により駆
動されて受信信号のみを伝達させる制御器を、復調部以
後のいずれかの回路の後段に設けたものであるから、正
規の受信信号を検出した場合には、この検出信号により
制御器を駆動して受信信号を後段に伝達し、正規の受信
信号を受信しない場合には制御器にてノイズを伝達しな
いようにすることができ、そのため、ノイズが発生して
も正規の受信信号が受信されない限り、制御器を介して
後段にノイズ発生時のインパルス応答が発生することが
なく、従って、インパルス性ノイズによる誤りとして出
力される不要データ信号の発生がなくなり、データ信号
の信頼性が向上する効果を奏するものである。かかる受
信機を併設する移動体認識装置においては、データ信号
をノイズによる１％９パルスの混信により壊すことがな
くなり、認識の正確さを高めることが可能となり、より
微小電力の弱電波による通信エリアが拡大でき、電波の
有効利用が可能となるものである。In claim 6, the output signal of the AGC circuit is passed through the first comparator, the low-pass filter, and the second comparator,
A controller that detects a normal received signal and is driven by this detection signal and transmits only the received signal is installed after any circuit after the demodulation section, so it is possible to detect a normal received signal. In this case, this detection signal drives the controller to transmit the received signal to the subsequent stage, and when the regular received signal is not received, the controller can prevent noise from being transmitted. Even if noise occurs, unless a normal reception signal is received, an impulse response at the time of noise generation will not be generated in the subsequent stage via the controller. Therefore, unnecessary data signals that are output as errors due to impulse noise This has the effect of eliminating this occurrence and improving the reliability of the data signal. In a mobile object recognition device equipped with such a receiver, the data signal is no longer destroyed by interference of 1%9 pulses due to noise, and recognition accuracy can be increased, and communication areas using weak radio waves with very low power can be improved. This makes it possible to expand the number of radio waves and make effective use of radio waves.
請求項７においては、ＡＧＣ回路の出力信号を、ローパ
スフィルタ及び比較器を介して、正規の受信信号の検出
を行ない、この検出信号により駆動されて受信信号のみ
を伝達させる制御器を、復調部以後のいずれかの回路の
後段に設けたものであるから、正規の受信信号を検出し
た場合には、この検出信号により制御器を駆動して受信
信号を後段に伝達し、正規の受信信号を受信しない場合
には制御器にてノイズを伝達しないようにすることがで
き、そのため、ノイズが発生しても正規の受信信号が受
信されない限り、制御器を介して後段にノイズ発生時の
インパルス応答が発生することがなく、従って、インパ
ルス性ノイズによる誤りとして出力される不要データ信
号の発生がなくなり、データ信号の信頼性が向上する効
果を奏釘るものである。かかる受信機を併設する移動体
認識装置においては、データ信号をノイズによる誤りパ
ルスの混信により壊すことがなくなり、認識の正確さを
高めることが可能となり、より微小電力の弱電波による
通信エリアが拡大でき、電波の有効利用が可能となるも
のである。In claim 7, the output signal of the AGC circuit is passed through a low-pass filter and a comparator to detect a normal received signal, and a controller driven by this detection signal to transmit only the received signal is included in the demodulation section. Since it is provided at the subsequent stage of any of the following circuits, when a regular received signal is detected, this detection signal drives the controller to transmit the received signal to the subsequent stage, and the regular received signal is transmitted to the subsequent stage. If the noise is not received, the controller can prevent the noise from being transmitted. Therefore, even if noise occurs, unless a normal reception signal is received, the impulse response when the noise occurs is transmitted to the subsequent stage via the controller. This eliminates the occurrence of unnecessary data signals that are output as errors due to impulsive noise, thereby achieving the effect of improving the reliability of data signals. In a mobile object recognition device equipped with such a receiver, data signals are no longer destroyed by interference of erroneous pulses caused by noise, making it possible to increase recognition accuracy and expanding the communication area using weak radio waves with lower power. This enables effective use of radio waves.
請求項８においては、ＡＧＣ回路の出力信号を入力して
、該信号が基準値を越えている場合にはＨレベルの信号
を出力する第１の比較器と、この第１の比較器から出力
されるＨレベルの信号ｔ−ローパスフィルタで平滑した
信号成分を入力し、この信号が基準値以上であればＨレ
ベルの信号を出力する第２の比較器と、この第２の比較
器の出力信号により検波回路内部の平滑回路の時定数を
制御してノイズを非出力とする制御手段とを設けたもの
であるから、第１．第２の比較器から出力されるＨレベ
ルの信号により制御手段を制御し、この制御手段により
検波回路内部の平滑回路の時定数を制御してノイズを非
出力とし、所望のデータ信号を出力することができ、そ
のため、ノイズの除去ができると共に、データ信号の復
元に誤りパルスが発生せず、信号品質の信頼性を向上さ
せることができる効果を奏するものである。In claim 8, a first comparator receives an output signal of the AGC circuit and outputs an H level signal when the signal exceeds a reference value; and an output from the first comparator. A second comparator which inputs the signal component smoothed by a low-pass filter and outputs an H-level signal if this signal is equal to or higher than a reference value, and the output of this second comparator. The first method is provided with a control means for controlling the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit according to the signal so that the noise is not outputted. The control means is controlled by the H level signal outputted from the second comparator, and the control means controls the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit to make the noise non-output and output the desired data signal. As a result, noise can be removed, error pulses do not occur during data signal restoration, and the reliability of signal quality can be improved.
請求項９においては、ＡＧＣ回路の出力信号をローパス
フィルタで平滑した信号成分を入力し、この信号が基準
値以上であればＨレベルの信号を出力する比較器と、こ
の比較器の出力信号により検波回路内部の平滑回路の時
定数を制御してノイズを非出力とする制御手段とを設け
ることにより、比較器から出力されるＨレベルの信号に
より制御手段を制御し、この制御手段により検波回路内
部の平滑回路の時定数を制御してノイズを非出力とし、
所望のデータ信号を出力することができ、そのため、ノ
イズの除去ができると共に、データ信号の復元に誤りパ
ルスが発生せず、信号品質の信頼性を向上させることが
できる効果を奏するものである。In claim 9, a comparator receives a signal component obtained by smoothing the output signal of the AGC circuit with a low-pass filter, and outputs an H level signal if this signal is equal to or higher than a reference value; By providing a control means that controls the time constant of the smoothing circuit inside the detection circuit and does not output noise, the control means is controlled by the H level signal output from the comparator, and this control means controls the detection circuit. Controls the time constant of the internal smoothing circuit to make the noise non-output,
A desired data signal can be output, and therefore noise can be removed and error pulses do not occur when restoring the data signal, resulting in an effect that the reliability of signal quality can be improved.
請求項１１においては、出力信号のレベル制御を行なう
ＡＧＣ回路の出力信号から受信信号の強弱を判断する比
較回路と、該比較回路の出力により、ＡＭ復調を行なう
復調部より後段に配置されてノイズを減少させる制御手
段とを具備したものであるから、比較回路にてＡＧＣ回
路の出力信号から受信信号の強弱を判断し、該比較回路
出力を受けた制御手段により、ノイズを減少させるよう
にすることができ、従って、信号対雑音識別度を高め、
良好なデータ伝送を行なうことができる効果を奏するも
のである。In claim 11, there is provided a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal, and an output of the comparison circuit that is arranged downstream of the demodulation section that performs AM demodulation to eliminate noise. The comparison circuit determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit, and the control means receiving the output of the comparison circuit reduces the noise. and thus increase signal-to-noise discrimination,
This has the effect of making it possible to perform good data transmission.
請求項１２においては、比較回路の出力により受信した
データ信号の再生を行なう信号処理回路の判定基準を切
り換えるようにして、受信信号の強入力時はデータ再生
識別基準幅を長めに設定し、弱入力時には短めに設定す
るようにし、もって、データの再生幅を短くして、その
分ノイズと判断できて識別度を亮くすることができるも
のである。In claim 12, the determination criterion of the signal processing circuit that reproduces the received data signal is switched based on the output of the comparison circuit, and when the received signal is strongly input, the data reproduction discrimination reference width is set longer, and when the received signal is inputted, the data reproduction discrimination reference width is set longer. By setting the data to a shorter value during input, the reproduction width of the data can be shortened, and the data can be determined to be noise by that much, thereby increasing the degree of discrimination.
請求項１３においては、比較回路の出力により、データ
信号の有無を検出する出力回路のしきい値を切り換える
ようにして、受信信号の強入力時はしきい値を高めに設
定してデータ幅が長めにならないようにし、弱入力時に
は低めに設定してデータ幅が短めにならないようにし、
もって、データの再生幅を短くして、その分ノイズと判
断できて識別度を高くすることができるものである。In claim 13, the threshold value of the output circuit for detecting the presence or absence of the data signal is switched based on the output of the comparison circuit, and when the received signal is strongly input, the threshold value is set higher to reduce the data width. Make sure that the data width is not too long, and set it low when inputting weakly so that the data width does not become too short.
As a result, the reproduction width of the data can be shortened, and the data can be judged as noise by that much, so that the degree of discrimination can be increased.
請求項１４においては、比較回路の出力により、復調部
より後段に設けられた検波回路の放電時定数を切り換え
るようにして、受信信号の強入力時は放電時定数を小さ
く設定してデータ幅が長めにならないようにし、弱入力
時には放電時定数を大きく設定してデータ幅が短めにな
らないようにし、もって、データの再生幅を短くして、
その分ノイズと判断できて識別度を高くすることができ
るものである。In claim 14, the output of the comparator circuit is used to switch the discharge time constant of a detection circuit provided at a stage subsequent to the demodulation section, and when a received signal is strongly input, the discharge time constant is set small to reduce the data width. Set the discharge time constant to a large value during weak input to prevent the data width from becoming too short, thereby shortening the data playback width.
By that amount, it can be judged as noise and the degree of discrimination can be increased.
請求項１５においては、比較回路の出力により、復調部
の出力を増幅する増幅回路の利得を切り換えるようにし
て、受信信号の強入力時は利得を小さく設定してデータ
幅が長めにならないようにし、弱入力時には利得を大き
く設定してデータ幅が短めにならないようにし、もって
、データの再生幅を短くして、その分ノイズと判断でき
て識別度を高くすることができるものである。In claim 15, the gain of the amplifier circuit that amplifies the output of the demodulator is switched based on the output of the comparison circuit, and when the received signal is strongly input, the gain is set small to prevent the data width from becoming long. When there is a weak input, the gain is set large to prevent the data width from becoming too short, thereby making it possible to shorten the reproduction width of the data so that it can be judged as noise and increase the degree of discrimination.
請求項１６においては、出力信号のレベル制御を打なう
ＡＧＣ回路の出力信号から受信信号の強弱を判断する比
較回路と、該比較回路の基準電圧を切り換える切換回路
と、切換回路により切り換えられた基準電圧にて出力さ
れた比較回路の信号によｌ）ＡＭ復調を行なう復調部よ
り後段に配置されてノイズを減少させる制御手段とを具
備したものであるから、切換回路により比較回路の基準
電圧を適宜に切り換えて、その比較回路の出力信号によ
り復調部より後段に設けた制御手段にてノイズを減少さ
せて、データ信号のみを出力することができ、信号対ノ
イズ識別度を向上させて良好なデータ伝送を行なうこと
ができる効果を奏するものである。In claim 16, a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal, a switching circuit that switches the reference voltage of the comparison circuit, and a switching circuit that switches the reference voltage of the comparison circuit. Since it is equipped with a control means that is placed after the demodulation section that performs AM demodulation and reduces noise based on the signal of the comparator circuit outputted at the reference voltage, the reference voltage of the comparator circuit is changed by the switching circuit. By switching the output signal of the comparator circuit as appropriate, the control means provided after the demodulation section can reduce the noise and output only the data signal, improving the signal-to-noise discrimination. This has the effect of making it possible to perform data transmission.
請求項１８においては、データ信号を発信するアンテナ
部を含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードか
ら出力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部
からなる非接触ＩＤカードシステムにおいて、長方形の
放射導体と、この放射導体の幅と等しく放射導体の長さ
より長い寸法の後地導体と、放射導体の一方の端面と後
地導体との間に配置される短絡板とを具備し、放射導体
と後地導体とを誘電体を挾んで積層して上記アンテナ部
を構成し、該アンテナ部の放射導体に適宜な位置に給電
点を設けたものであるから、放射導体の幅と等しく放射
導体の長さよりも長い寸法に後地導体を形成して、放射
導体のない側の後地導体へ放射導体からの搬送波が回り
込むようにすることができ、そのため、無指向性に近い
アンテナを提供できる効果を奏するものである。According to claim 18, a contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section that transmits a data signal, and a receiving section including an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, comprising a rectangular radiating conductor, a trailing conductor with dimensions equal to the width of the radiating conductor and longer than the length of the radiating conductor, and a shorting plate disposed between one end surface of the radiating conductor and the trailing conductor, The antenna section is constructed by laminating a radiating conductor and a trailing conductor with a dielectric interposed between them, and a feed point is provided at an appropriate position on the radiating conductor of the antenna section, so that the width is equal to the width of the radiating conductor. By forming the trailing conductor to be longer than the length of the radiating conductor, it is possible to make the carrier wave from the radiating conductor go around to the trailing conductor on the side without the radiating conductor, making it possible to create a nearly omnidirectional antenna. It has the effect that it can provide.
請求項１９においては、データ信号を発信するアンテナ
部を含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードか
ら出力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部
からなる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アン
テナ部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層
し、放射導体の一端を短絡板を介して後地導体に連結し
、給電点は放射導体の適宜な位置に設けられて構成され
、アンテナ部の放射導体の適宜な位置に、容量性２端子
素子の一端を接続し、該容量性２１ｋ子素子に与えるバ
イアス電圧を変化させる制御手段を設けたものであるか
ら、容量性２端子素子に適宜なバイアス電圧を与えて該
容量性２端子素子を短縮用装荷として有効に動作させ、
アンテナ放射特性を可変することができ、そのため、屋
内電波伝搬にて多く見られる反射波干渉のための通信不
納領域を減少させることができて、より確実にデータ通
信ができ、しかも、容量性２端子素子を用いていること
で、小型且つ安価なＩＤカードあるいは受信部を構成で
きる効果を奏するものである。In claim 19, a contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section that transmits a data signal, and a receiving section including an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, The antenna section is constructed by laminating a radiation conductor and a rear conductor with an insulator in between, one end of the radiation conductor is connected to the rear conductor via a shorting plate, and a feeding point is provided at an appropriate position on the radiation conductor. One end of a capacitive two-terminal element is connected to an appropriate position of the radiation conductor of the antenna section, and a control means is provided for changing the bias voltage applied to the capacitive 21k element. applying an appropriate bias voltage to the capacitive two-terminal element to effectively operate the capacitive two-terminal element as a shortening load;
The antenna radiation characteristics can be varied, which reduces the communication failure area due to reflected wave interference, which is often seen in indoor radio wave propagation, allowing more reliable data communication. By using the terminal element, it is possible to construct a small and inexpensive ID card or receiver.
請求項２１においては、データ信号を含むアンテナ部を
含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードから出
力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部から
なる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アンテナ
部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層し、
放射導体の一端を短絡板を介して後地導体に連結し、給
電点。According to claim 21, in the contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section containing a data signal, and a receiving section equipped with an antenna section receiving radio waves output from the contactless ID card, the above-mentioned The antenna part is made by laminating a radiation conductor and a backing conductor with an insulator in between.
Connect one end of the radiating conductor to the trailing conductor via a shorting plate, and connect it to the feed point.
は放射導体の適宜な位置に設けられて構成され、後地導
体を複数に分割し、分割されたそれぞれの部位の一部あ
るいは全部が電気信号で制御されるスイッチング手段で
結んでいることで、スイッチング手段をスイッチングさ
せて、分割した任意の後地導体を使用して、アンテナの
放射特性を変化させることができ、そのため、屋内電波
伝搬にて多く見られる反射波干渉のための通信不能領域
を確実に軽減することができる効果を奏するものである
。is configured by being provided at an appropriate position on the radiating conductor, and the rear conductor is divided into a plurality of parts, and some or all of the divided parts are connected by a switching means controlled by an electric signal. It is possible to change the radiation characteristics of the antenna by switching the switching means and using any divided rear conductor, thereby eliminating areas where communication is not possible due to reflected wave interference, which is often seen in indoor radio wave propagation. This has the effect of reliably reducing the amount of damage.
請求項２２においては、データ信号を含むアンテナ部を
含む非接触ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードから出
力された電波を受信するアンテナ部を備えた受信部から
なる非接触ＩＤカードシステムにおいて、上記アンテナ
部は、放射導体と後地導体とを絶縁体を挾んで積層し、
放射導体の一端を短絡板を介して後地導体に連結し、給
電点は放射導体の適宜な位置に設けられて構成され、放
射導体は外形が方形で中央には中空部を形成して受信用
の放射導体とし、この受信用の放射導体の中空部に送信
用の放射導体を配置するようにしたものであるから、送
信用、受信用のアンテナを独立して有しながら、なおか
つアンテナ面積を従来の平面受信アンテナと大差ないよ
うに構成するAccording to claim 22, in the contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section containing a data signal, and a receiving section equipped with an antenna section receiving radio waves output from the contactless ID card, the above-mentioned The antenna part is made by laminating a radiation conductor and a backing conductor with an insulator in between.
One end of the radiating conductor is connected to the rear conductor via a shorting plate, and the feeding point is provided at an appropriate position on the radiating conductor. Since the transmitting radiation conductor is arranged in the hollow part of the receiving radiation conductor, it has separate antennas for transmitting and receiving, and still has a small antenna area. is configured so that it is not much different from a conventional planar receiving antenna.
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は同上の
インパルス検出部の具体回路図、第３図は同上のインパ
ルス検出部の動作波形図、第４図は同上のレベル制御部
の具体回路図、第５図は同上の動作波形図、第６図は同
上のＢＰＦのインパルス応答における動作波形図、第７
図は同上の実施例２のブロック図、第８図は同上の基準
電圧発生部の具体回路図、第９図は同上の動作波形図、
第１０図は同上の請求項５に対応する実施例の要部回路
図、第１１図は同上の動作波形図、第１２図は同上のＡ
ＧＣ結合コンデンサの特性図、第１３図は同上の請求項
６に対応する実施例のブロック図、第１４図は同上の動
作波形図、第１５図は同上の制御器を出力側に置いた場
合の動作波形図、第１６図は同上の具体回路図、第１７
図は同上の動作波形図、ｗ４１８図は同上の制御器の他
の例を示す回路図、第１９図は同上のブロック図、第２
０図は同上の他の実施例のブロック図、第２１図は同上
の要部ブロック回路図、第２２図は同上の動作波形図、
第２３図は同上の請求項７に対応する実施例のブロック
図、第２４図は同上の全体のブロック図、第２５図は同
上の動作波形図、第２６図は同上の具体回路図、第２７
図は同上の動作波形図、第２８図は同上の制御器の他の
例を示す回路図、第２９図は同上の制御器を出力側に置
いた場合のブロック図、第３０図は同上の他の実施例の
要部ブロック図、第３１図は同上の全体のブロック図、
第３２図は同上の動作波形図、第３３図は同上の請求項
８に対応した実施例の全体のブロック図、第３４図は同
上の要部具体回路図、第３５図は同上の動作波形図、第
３６図は同上の要部具体回路図、第３７図は同上の動作
波形図、第３８図は同上の動作波形図、第３９図は同上
の請求項９に対応した実施例の全体のブロック図、第４
０図は同上の要部具体回路図、第４１図は同上の動作波
形図、第４２図は同上の請求項１１〜１５に対応する本
システムを入退室管理システムに適用した例を示す図、
第４３図は同上のデータ形式を示す波形図、第４４図は
同上の請求項１２に対応する実施例の全体のブロック図
、第４５図は同上の動作波形図、第４６図は同上の特性
を示す図、第４７図は同上の請求項１３に対応する実施
例の全体のブロック図、第４８図は同上の動作波形図、
第４９図は同上の特性を示す図、第５０図は同上の１求
項１４に対応する実施例の全体のブロック図、第５１図
は同上の動作波形図、第５２図は同上の特性を示す図、
第５３図は同上の請求項１５に対応する実施例の全体の
ブロック図、第５４図は同上の動作波形図、第５５図は
同上の特性を示す図、＄５６図は同上の請求項１６に対
応する実施例のブロック図、第５７図は同上の請求項１
７に対応する実施例のブロック図、第５８図は同上の要
部具体回路図、第５９図は同上の動作波形図、ｔｔＩＪ
６０図（ａ）（ｂ）（ｃ）は同上の請求項１８に対応す
る実施例のアンテナの斜視図、断面図及び平面図、第６
１図は同上の無＃Ｘｖｃｒｌｌにアンテナを接続した場
合の構成図、第６２図（ａ）（ｂ）は同上の実験結果の
寸法を示すアンテナの平面図及び断面図、第６３図は同
上の説明図、第６４図は同上のアンテナの指向特性を示
す図、第６５図は同」二の使用例を示す図、第６６図（
ａ）（ｂ）は同上の請求項１９に対応する実施例の逆Ｆ
アンテナの斜視図及び等価回路図、第６７図（ａ）（＋
））は同上の容量性負荷の装荷による短縮型逆Ｆアンテ
ナの斜視図及び等価回路図、第６８図（ａ）（ｂ）は同
上の可変容量ダイオードを用いた場合のアンテナの斜視
図及び等価回路図、第６９図（ａ）（ｂ）は同上の動作
説明図、第７０図は同上のアンテナを送信部に用いた場
合の送信部のブロック図、ｔｔＩＪ７１図（ａ）（＋）
）は同上の請求項２０に対応した実施例のアンテナの斜
視図及び等価回路図、第７２図（ａ）（ｂ）は同上の動
作説明図、第７３図は同上の請求項２１に対応した実施
例の逆Ｆアンテナの斜視図、第７４図（ａ）（ｂ）は同
上の動作説明図、第７５図（ａ）〜（ｄ）は同上の逆Ｆ
アンテナの放射パターン例を示す図、第７６図は同上の
グイボールアンテナの放射パターン例を示す図、＠７７
図は同上の後地導体を分割した場合の構成図、第７８図
（ａ）〜（ｃ）は同上の動作説明図、第７９図は同上の
後地導体を回路グランドと共通化する場合の構成図、第
８０図（ａ）（ｂ）は同上の夫々スイッチ回路の具体例
を示す回路図、第８１図（ａ）（ｂ）（ｃ）は同上の請
求項２２に対応した実施例の送信用と受信用とのアンテ
ナを並設した場合の平面アンテナの斜視図、平面図及び
断面図、第８２図は同上の受信用アンテナの斜視図、第
８３図（ａ）（ｂ）（ｅ）は同上の送信用アンテナの斜
視図、平面図及び断面図、第８４図（、）（ｂ）（ｃ）
は同上の受信用アンテナの中空部内に送信用アンテナを
設けた場合の平面アンテナの斜視図、平面図及ゾ断面図
、第８５図は同上の受信用アンテナの電力利得パターン
を示す図、第８６図は従来例のブロック図、第８７図は
同上の動作波形図、第８８図は同上のインパルス性ノイ
ズがある場合の動作波形図、第８９図は同上の使用状態
を示す図、第９０図は他の従来例のブロック図、第９１
図は同上のノイズの状態を示す図、第９２図は同上の動
作波形図、第９３図は同上のＩＤカードシステムの構成
図、第９４図（ａ）（ｂ）は方形パッチアンテナの斜視
図及び断面図、第９５図（ａ）（ｂ）（ｃ）は同上の指
向特性を示す図、第９６図は同上のアンテナを用いたＩ
Ｄカードシステムの使用例を示す図である。
１はアンテナ、６は復１１１１部、７は八Ｇ Ｃ回路、
１７は１１の比１１ｆ５．１８はローパスフィルタ、１
９は第２の比較器、２０は制御器、２１はインパルス検
出部、２２はタイマー部、２３はレベル制ｎ部、２４は
基準電圧発生部、３５は出力回路、３６は信号処理回路
、３７は比較回路、３８は切換回路、４１は後地導体、
４２は放射導体、４３は誘電体、４４は給電点、４５は
給電線、４７は短絡板、５０は中空部である。
代理人 弁理士 石 １）艮 七
（４）ｈ幻 １
（ｋ） データ二〇
第１１図
Ｎノ 〜−−一 Ｎ−一
、１゜′−ゝ −一〜
戸−＾
″に （ｐ
」＝ ・−・−一第１６図
第１７図
第１８図
第２Ｑ図
第２２図
０ 、Ω Ｑ
−一 −−℃
の 吟−（ｐ 工＝
・−・−一第２６Ｊｉ
ｇへ２７し１
第２８図
第３０図
第３２図
−）獣１’？Ｔ９１
第３５回
第３６１ｆ
第３７図
工７
第３８図
ニー
第４１図
（Ｇ）
第４６図
（ｂ）
箱入力 弱入力 弓鼠入カ
第４９図
（ｂ）
＝ＯＯ−
第５２図
（ｑ）。
入カレヘ゛°ル
（ｂ）
第５５図
（ｂ）
（ｂ）
（Ｃ）
第６１図
第６２図
第６４図
第６５図
第６８図
第７ｏ図
第７５図
第７６図
Ｚ
（イ） （０）
（イ） （０）
第７７図 １７９１、Ω Ｖ
−第８２図
１７”ｋ’Ｌ）
第田図
３Ｔ
＾×
第８５図
第８７図
′１ヨ ’Ｏ，”１
第８８図
ｂ） イ；Ｉぐルス刺１跨
言呉チー９八９ルス
第８９図
第９２図
第９３図
Ｕ）Fig. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a specific circuit diagram of the impulse detection section shown above, Fig. 3 is an operation waveform diagram of the impulse detection section shown above, and Fig. 4 is a level control section shown above. 5 is the operational waveform diagram of the same as above, FIG. 6 is the operational waveform diagram of the impulse response of the same BPF as above, and 7th
The figure is a block diagram of Example 2 of the same as above, FIG. 8 is a specific circuit diagram of the reference voltage generating section of the same as above, FIG. 9 is an operation waveform diagram of the same as above,
FIG. 10 is a main circuit diagram of an embodiment corresponding to claim 5, FIG. 11 is an operation waveform diagram, and FIG. 12 is an A
A characteristic diagram of the GC coupling capacitor, Fig. 13 is a block diagram of an embodiment corresponding to claim 6 of the above, Fig. 14 is an operation waveform diagram of the above, and Fig. 15 is a case where the above controller is placed on the output side. The operating waveform diagram of Figure 16 is the specific circuit diagram of the same as above, and Figure 17 is
The figure is an operation waveform diagram of the same as above, figure w418 is a circuit diagram showing another example of the same controller as above, figure 19 is a block diagram of same as above,
Figure 0 is a block diagram of another embodiment same as above, Figure 21 is a main block circuit diagram of same as above, Figure 22 is an operation waveform diagram of same as above,
23 is a block diagram of an embodiment corresponding to claim 7, FIG. 24 is an overall block diagram of the same, FIG. 25 is an operation waveform diagram of the same, FIG. 26 is a specific circuit diagram of the same, and FIG. 27
Figure 28 is a circuit diagram showing another example of the same controller as above, Figure 29 is a block diagram when the controller is placed on the output side, and Figure 30 is the same as above. Main part block diagram of another embodiment, FIG. 31 is an overall block diagram of the same as above,
Fig. 32 is an operating waveform diagram of the same as above, Fig. 33 is an overall block diagram of the embodiment corresponding to claim 8 of the above, Fig. 34 is a specific circuit diagram of the main part of the above, and Fig. 35 is an operating waveform of the same as above. 36 is a specific circuit diagram of the main parts of the above, FIG. 37 is an operating waveform diagram of the same, FIG. 38 is an operating waveform diagram of the same, and FIG. 39 is the entire embodiment corresponding to claim 9 of the above. Block diagram of 4th
0 is a specific circuit diagram of the main parts of the above, FIG. 41 is an operation waveform diagram of the same, and FIG. 42 is a diagram showing an example in which the present system corresponding to claims 11 to 15 of the above is applied to a room entry/exit control system.
Fig. 43 is a waveform diagram showing the data format of the above, Fig. 44 is an overall block diagram of the embodiment corresponding to claim 12 of the above, Fig. 45 is an operational waveform diagram of the above, and Fig. 46 is the characteristic of the above. FIG. 47 is an overall block diagram of the embodiment corresponding to claim 13, FIG. 48 is an operational waveform diagram,
Fig. 49 is a diagram showing the characteristics of the above, Fig. 50 is an overall block diagram of the embodiment corresponding to the 1st item 14 of the above, Fig. 51 is an operation waveform diagram of the above, and Fig. 52 is a diagram showing the characteristics of the above. The figure shown,
53 is an overall block diagram of the embodiment corresponding to claim 15, FIG. 54 is an operation waveform diagram of the same, FIG. 55 is a diagram showing characteristics of the same, and FIG. 57 is a block diagram of the embodiment corresponding to claim 1 of the same.
7, FIG. 58 is a specific circuit diagram of the main part of the same as above, FIG. 59 is an operation waveform diagram of the same as above, ttIJ
60(a), (b), and (c) are a perspective view, a sectional view, and a plan view of the antenna of the embodiment corresponding to claim 18, and the sixth
Figure 1 is a configuration diagram when the antenna is connected to the same #less An explanatory diagram, Fig. 64 is a diagram showing the directivity characteristics of the same antenna, Fig. 65 is a diagram showing an example of the use of the above antenna, and Fig. 66 (
a) and (b) are inverted F of the embodiment corresponding to claim 19 above.
Perspective view and equivalent circuit diagram of antenna, Fig. 67(a) (+
)) is a perspective view and equivalent circuit diagram of the shortened inverted F antenna loaded with the same capacitive load as above, and Figures 68 (a) and (b) are perspective views and equivalent circuit diagrams of the antenna when using the same variable capacitance diode. Circuit diagram, Figures 69 (a) and (b) are operation explanatory diagrams of the same as above, Figure 70 is a block diagram of the transmitting section when the same antenna as above is used in the transmitting section, ttIJ71 diagram (a) (+)
) is a perspective view and an equivalent circuit diagram of the antenna of the embodiment corresponding to claim 20, FIGS. 72(a) and 72(b) are operation explanatory diagrams, and FIG. A perspective view of the inverted F antenna of the embodiment, FIGS. 74(a) and 74(b) are operation explanatory diagrams of the same as the above, and FIGS. 75(a) to (d) are the same as the above inverted F antenna.
A diagram showing an example of the radiation pattern of the antenna, Figure 76 is a diagram showing an example of the radiation pattern of the same Guiball antenna as above, @77
The figure is a configuration diagram when the rear conductor same as above is divided, Figure 78 (a) to (c) is an explanatory diagram of the same operation, and Figure 79 is a diagram when the rear conductor same as above is shared with the circuit ground. The configuration diagram, FIGS. 80(a) and (b) are circuit diagrams showing specific examples of the switch circuits, respectively, and FIGS. 81(a), (b), and (c) are circuit diagrams of the embodiment corresponding to claim 22, respectively A perspective view, a plan view, and a sectional view of a planar antenna when transmitting and receiving antennas are arranged side by side. FIG. 82 is a perspective view of the same receiving antenna as above, and FIGS. ) are a perspective view, a plan view, and a cross-sectional view of the same transmitting antenna as above, and FIG. 84(,)(b)(c)
85 is a perspective view, a plan view, and a sectional view of a planar antenna when a transmitting antenna is provided in the hollow part of the above receiving antenna. FIG. 85 is a diagram showing the power gain pattern of the above receiving antenna. The figure is a block diagram of the conventional example, Figure 87 is an operational waveform diagram of the same as above, Figure 88 is an operational waveform diagram of the same as above when there is impulsive noise, Figure 89 is a diagram showing the usage state of the same as above, and Figure 90 is is a block diagram of another conventional example, No. 91
The figure shows the noise state as above, Figure 92 is an operation waveform diagram as above, Figure 93 is a configuration diagram of the ID card system as above, and Figures 94 (a) and (b) are perspective views of a square patch antenna. 95(a), (b), and (c) are diagrams showing the directional characteristics of the same as above, and FIG. 96 is a diagram of I using the same antenna as above.
It is a figure showing an example of use of a D card system. 1 is the antenna, 6 is the 1111 part, 7 is the 8GC circuit,
17 is the ratio of 11 11f5.18 is the low pass filter, 1
9 is a second comparator, 20 is a controller, 21 is an impulse detection section, 22 is a timer section, 23 is a level control section, 24 is a reference voltage generation section, 35 is an output circuit, 36 is a signal processing circuit, 37 is a comparison circuit, 38 is a switching circuit, 41 is a trailing conductor,
42 is a radiation conductor, 43 is a dielectric, 44 is a feed point, 45 is a feed line, 47 is a shorting plate, and 50 is a hollow portion. Agent Patent attorney Stone 1) Ai 7 (4) h illusion 1 (k) Data 20 Figure 11 N ノ ~---1 N-1 , 1゜'-ゝ -1~
Door-^
” to (p
"= ・-・-1 Figure 16 Figure 17 Figure 18 Figure 2Q Figure 22 0 , Ω Q
−1 −−℃の吟−(p 工=
・-・-1 26 Ji g 27 1 28 30 32 -) Beast 1'? T91 35th 361f 37th Figure 7 Figure 38 Knee Figure 41 (G) Figure 46 (b) Box input Weak input Archer and mouse input Figure 49 (b) =OO- Figure 52 (q). Input hole (b) Fig. 55 (b) (b) (C) Fig. 61 Fig. 62 Fig. 64 Fig. 65 Fig. 68 Fig. 7o Fig. 75 Fig. 76 Z (a) (0) (A) (0) Fig. 77 1791, Ω V
-Fig. 82 17"k'L) 田Fig. 3T ^× Fig. 85 Fig. 87'1 yo 'O,"1 Fig. 88b) A; Figure 89 Figure 92 Figure 93 U)
Claims (22)
れぞれ異なる周波数でパルス変調された信号の組み合わ
せからなるデータ信号を発信する非接触ＩＤカードと、
上記非接触ＩＤカードより発信されたデータ信号を受信
するアンテナ部、該アンテナ部で受信したデータ信号を
ＡＭ復調してディジタルデータの“１”と“０”に対応
する２つの周波数に分解し、その分解した信号レベルか
ら元のディジタルデータを再生するトーン検出部を有す
る受信部とを有する非接触ＩＤカードシステムにおいて
、ノイズの有無や受信強度を検出する検出手段を設け、
この検出手段の出力によりＡＭ復調する復調部以降のい
ずれかの回路ブロックの位置に、ノイズを除去する制御
手段を上記受信部に設けて成る非接触ＩＤカードシステ
ム。(1) A contactless ID card that transmits a data signal consisting of a combination of pulse-modulated signals at different frequencies corresponding to digital data "1" and "0";
an antenna section that receives a data signal transmitted from the contactless ID card; AM demodulates the data signal received by the antenna section and decomposes it into two frequencies corresponding to "1" and "0" of digital data; In a contactless ID card system having a reception section having a tone detection section for reproducing the original digital data from the decomposed signal level, a detection means for detecting the presence or absence of noise and reception strength is provided,
A non-contact ID card system comprising a control means for removing noise in the receiving section at a position of any circuit block after the demodulation section which performs AM demodulation using the output of the detection means.
タルデータ“１”及び“０”に対応してそれぞれ異なる
周波数でパルス変調された信号の組み合わせからなるデ
ータ信号を受信する装置であって、上記データ信号をＡ
Ｍ復調し、ディジタルデータの“１”と“０”に対応す
る２つの周波数に分解し、その分解した信号レベルから
元のディジタルデータを再生するトーン検出部を有し、
出力信号のレベル制御を行なうＡＧＣ回路の出力信号か
らインパルスノイズの有無を検出する検出手段を設け、
この検出手段の出力によりＡＭ復調する復調部以降のい
ずれかの回路ブロックの位置に、インパルスノイズに対
応した信号を制御若しくはカットオフする制御手段を具
備して成ることを特徴とする非接触ＩＤカード識別装置
。(2) A device that transmits an unmodulated carrier wave for a certain period of time and then receives a data signal consisting of a combination of signals pulse-modulated at different frequencies corresponding to digital data "1" and "0", The above data signal is A
It has a tone detection unit that performs M demodulation, decomposes the digital data into two frequencies corresponding to "1" and "0", and reproduces the original digital data from the decomposed signal level,
A detection means is provided for detecting the presence or absence of impulse noise from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal,
A contactless ID card characterized by comprising a control means for controlling or cutting off a signal corresponding to impulse noise at a position of any circuit block after a demodulation section that performs AM demodulation using the output of the detection means. Identification device.
出するインパルス検出部と、このインパルス検出部から
の出力にて駆動されて一定期間出力信号を出すタイマー
部と、このタイマー部のタイマー出力にてノイズの入っ
た信号を後段に送らないようにするレベル制御部とを受
信部に具備する請求項２記載の非接触ＩＤカード識別装
置。(3) An impulse detection section that receives the output of the AGC circuit and detects impulse noise; a timer section that is driven by the output from this impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time; and a timer section that outputs an output signal for a certain period of time. 3. The contactless ID card identification device according to claim 2, wherein the receiving section includes a level control section for preventing a signal containing noise from being sent to a subsequent stage.
出するインパルス検出部と、このインパルス検出部から
の出力にて駆動されて一定期間出力信号を出すタイマー
部と、このタイマー部がタイマー動作している間、所定
の信号レベルが基準電圧より大きい場合に信号を出力す
る比較器の基準電圧を変える基準電圧発生部とを受信部
に具備する請求項２記載の非接触ＩＤカード識別装置。(4) An impulse detection section that receives the output of the AGC circuit and detects impulse noise, a timer section that is driven by the output from this impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time, and this timer section that operates as a timer. 3. The contactless ID card identification device according to claim 2, wherein the receiving section includes a reference voltage generating section that changes the reference voltage of a comparator that outputs a signal when a predetermined signal level is higher than the reference voltage.
れぞれ異なる周波数でパルス変調された信号の組み合わ
せからなるデータ信号を発信する非接触ＩＤカードと、
データ信号に対応したサブキャリアで搬送波を断続する
パルス変調を施した無線データ信号を受信する装置とか
らなる非接触ＩＤカードシステムにおいて、出力信号を
一定に制御するＡＧＣ機能付きの復調部と、この復調部
からの復調信号からサブキャリアを抽出するバンドパス
フィルタと、バンドパスフィルタの出力信号を包絡線検
波をすると共に、所定の基準電圧と比較して所望信号を
比較器より出力する波形整形器とを具備し、復調出力信
号を低下させずに且つＡＧＣの応答時間を早める適宜な
容量値のＡＧＣ結合コンデンサを設け、復調出力信号を
一定電圧以下にするクリップ手段を設け、インパルスノ
イズによる検波出力の場合よりも、所望信号の場合に比
較器の基準電圧に達する時間を長くした一定の立ち上が
り遅れと立ち下がり遅れを持つ時定数を施したローパス
フィルタを上記波形整形器に設け、ローパスフィルタの
出力信号と比較する比較器の基準電圧を無信号時のノイ
ズ注入による出力電圧以上の電圧に設定して成る非接触
ＩＤカード識別装置。(5) a contactless ID card that transmits a data signal consisting of a combination of pulse-modulated signals at different frequencies corresponding to digital data "1" and "0";
A contactless ID card system consisting of a device that receives a pulse-modulated wireless data signal in which a carrier wave is intermittent with a subcarrier corresponding to the data signal, and a demodulator with an AGC function that controls the output signal to a constant level; A bandpass filter that extracts subcarriers from the demodulated signal from the demodulator, and a waveform shaper that performs envelope detection on the output signal of the bandpass filter, compares it with a predetermined reference voltage, and outputs a desired signal from a comparator. An AGC coupling capacitor with an appropriate capacitance that speeds up the AGC response time without reducing the demodulated output signal is provided, and a clip means is provided to lower the demodulated output signal to a certain voltage or less, and a detection output due to impulse noise is provided. The waveform shaper is equipped with a low-pass filter that has a time constant with a constant rise delay and fall delay that makes the time it takes for the desired signal to reach the reference voltage of the comparator longer than in the case of , and the output of the low-pass filter is A non-contact ID card identification device in which the reference voltage of a comparator for comparison with a signal is set to a voltage higher than the output voltage due to noise injection when there is no signal.
スフィルタ及び第２の比較器を介して、正規の受信信号
の検出を行ない、この検出信号により駆動されて受信信
号のみを伝達させる制御器を、復調部以後のいずれかの
回路の後段に設けた請求項２記載の非接触ＩＤカード識
別装置。(6) The output signal of the AGC circuit is passed through the first comparator, the low-pass filter, and the second comparator to detect a normal received signal, and is driven by this detection signal to transmit only the received signal. 3. The contactless ID card identification device according to claim 2, wherein the controller is provided at a subsequent stage of any circuit after the demodulation section.
比較器を介して、正規の受信信号の検出を行ない、この
検出信号により駆動されて受信信号のみを伝達させる制
御器を、復調部以後のいずれかの回路の後段に設けた請
求項２記載の非接触ＩＤカード識別装置。(7) The output signal of the AGC circuit is passed through a low-pass filter and a comparator to detect a normal received signal, and a controller that is driven by this detection signal and transmits only the received signal is installed at any point after the demodulation section. 3. A non-contact ID card identification device according to claim 2, which is provided downstream of said circuit.
値を越えている場合にはＨレベルの信号を出力する第１
の比較器と、この第１の比較器から出力されるＨレベル
の信号をローパスフィルタで平滑した信号成分を入力し
、この信号が基準値以上であればＨレベルの信号を出力
する第２の比較器と、この第２の比較器の出力信号によ
り検波回路内部の平滑回路の時定数を制御してノイズを
非出力とする制御手段とを設けた請求項２記載の非接触
ＩＤカード識別装置。(8) A first circuit that inputs the output signal of the AGC circuit and outputs an H level signal if the signal exceeds the reference value.
and a second comparator which inputs a signal component obtained by smoothing the H level signal output from the first comparator with a low pass filter, and outputs an H level signal if this signal is equal to or higher than a reference value. 3. The non-contact ID card identification device according to claim 2, further comprising a comparator and a control means for controlling the time constant of a smoothing circuit inside the detection circuit using the output signal of the second comparator so as not to output noise. .
した信号成分を入力し、この信号が基準値以上であれば
Ｈレベルの信号を出力する比較器と、この比較器の出力
信号により検波回路内部の平滑回路の時定数を制御して
ノイズを非出力とする制御手段とを設けた請求項２記載
の非接触ＩＤカード識別装置。(9) A comparator that inputs the signal component obtained by smoothing the output signal of the AGC circuit with a low-pass filter, and outputs an H level signal if this signal is higher than the reference value, and the output signal of this comparator is used to internalize the detection circuit. 3. The non-contact ID card identification device according to claim 2, further comprising control means for controlling the time constant of the smoothing circuit so as not to output noise.
検出するインパルス検出部と、このインパルス検出部か
らの出力にて駆動されて一定期間出力信号を出すタイマ
ー回路と、このタイマー回路がタイマー動作している間
、該タイマー回路により駆動されて信号をカットオフす
る制御器とを設け、該制御器を復調部以降の後段のいず
れかの回路部の後段に設けた請求項２記載の非接触ＩＤ
カード識別装置。(10) An impulse detection section that receives the output of the AGC circuit and detects impulse noise, a timer circuit that is driven by the output from this impulse detection section and outputs an output signal for a certain period of time, and this timer circuit that operates as a timer. 3. The non-contact ID according to claim 2, further comprising a controller that is driven by the timer circuit to cut off the signal while the contactless ID is in the contactless ID.
Card identification device.
それぞれ異なる周波数でパルス変調された信号の組み合
わせからなるデータ信号を発信する非接触ＩＤカードと
、上記非接触ＩＤカードより発信されたデータ信号を受
信するアンテナ部、該アンテナ部で受信したデータ信号
をＡＭ復調してディジタルデータの“１”と“０”に対
応し少なくとも一方は周波数を含んだ２つの信号に分解
し、その分解した信号レベルから元のディジタルデータ
を再生する受信部とを有する非接触ＩＤカードシステム
において、出力信号のレベル制御を行なうＡＧＣ回路の
出力信号から受信信号の強弱を判断する比較回路と、該
比較回路の出力により、ＡＭ復調を行なう復調部より後
段に配置されてノイズを減少させる制御手段とを具備し
て成る非接触ＩＤカードシステム。(11) A contactless ID card that transmits a data signal consisting of a combination of pulse-modulated signals at different frequencies corresponding to digital data "1" and "0", and data transmitted from the contactless ID card. An antenna section that receives a signal, AM demodulates the data signal received by the antenna section, decomposes it into two signals corresponding to "1" and "0" of digital data, at least one of which includes a frequency, and decomposes the data signal. A contactless ID card system having a receiving section that reproduces original digital data from the signal level includes a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of an AGC circuit that controls the level of the output signal, and a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal. A non-contact ID card system comprising: a control means disposed after a demodulation section that performs AM demodulation to reduce noise by output.
生を行なう信号処理回路の判定基準を切り換えるように
した請求項１１記載の非接触ＩＤカードシステム。(12) The non-contact ID card system according to claim 11, wherein the determination criterion of the signal processing circuit that reproduces the received data signal is switched based on the output of the comparison circuit.
出する出力回路のしきい値を切り換えるようにした請求
項１１記載の非接触ＩＤカードシステム。(13) The contactless ID card system according to claim 11, wherein a threshold value of an output circuit for detecting the presence or absence of a data signal is switched based on the output of the comparison circuit.
られた検波回路の放電時定数を切り換えるようにした請
求項１１記載の非接触ＩＤカードシステム。(14) The contactless ID card system according to claim 11, wherein the discharge time constant of a detection circuit provided at a stage subsequent to the demodulation section is switched based on the output of the comparison circuit.
る増幅回路の利得を切り換えるようにした請求項１１記
載の非接触ＩＤカードシステム。(15) The contactless ID card system according to claim 11, wherein the gain of an amplifier circuit that amplifies the output of the demodulator is switched based on the output of the comparison circuit.
それぞれ異なる周波数でパルス変調された信号の組み合
わせからなるデータ信号を発信する非接触ＩＤカードと
、上記非接触ＩＤカードより発信されたデータ信号を受
信するアンテナ部、該アンテナ部で受信したデータ信号
をＡＭ復調してディジタルデータの“１”と“０”に対
応し少なくとも一方は周波数を含んだ２つの信号に分解
し、その分解した信号レベルから元のディジタルデータ
を再生する受信部とを有する非接触ＩＤカードシステム
において、出力信号のレベル制御を行なうＡＧＣ回路の
出力信号から受信信号の強弱を判断する比較回路と、該
比較回路の基準電圧を切り換える切換回路と、切換回路
により切り換えられた基準電圧にて出力された比較回路
の信号によりＡＭ復調を行なう復調部より後段に配置さ
れてノイズを減少させる制御手段とを具備して成ること
を特徴とする非接触ＩＤカードシステム。(16) A contactless ID card that transmits a data signal consisting of a combination of pulse-modulated signals at different frequencies corresponding to digital data "1" and "0", and data transmitted from the contactless ID card. An antenna section that receives a signal, AM demodulates the data signal received by the antenna section, decomposes it into two signals corresponding to "1" and "0" of digital data, at least one of which includes a frequency, and decomposes the data signal. A contactless ID card system having a receiving section that reproduces original digital data from the signal level includes a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of an AGC circuit that controls the level of the output signal, and a comparison circuit that determines the strength of the received signal from the output signal of the AGC circuit that controls the level of the output signal. It comprises a switching circuit that switches the reference voltage, and a control means that is disposed at a stage subsequent to the demodulation section that performs AM demodulation and reduces noise using a signal from the comparison circuit outputted at the reference voltage switched by the switching circuit. A contactless ID card system characterized by:
準電圧発生回路をオンオフ制御する制御器を設けた請求
項１６記載の非接触ＩＤカードシステム。(17) The contactless ID card system according to claim 16, further comprising a controller that controls on/off a reference voltage generation circuit for switching the reference voltage of the comparison circuit.
ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードから出力された電
波を受信するアンテナ部を備えた受信部からなる非接触
ＩＤカードシステムにおいて、長方形の放射導体と、こ
の放射導体の幅と等しく放射導体の長さより長い寸法の
接地導体と、放射導体の一方の端面と接地導体との間に
配置される短絡板とを具備し、放射導体と接地導体とを
誘電体を挾んで積層して上記アンテナ部を構成し、該ア
ンテナ部の放射導体に適宜な位置に給電点を設けて成る
ことを特徴とする非接触ＩＤカードシステム。(18) In a contactless ID card system consisting of a contactless ID card including an antenna section that transmits data signals and a receiving section equipped with an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, a rectangular radiation A conductor, a grounding conductor having a dimension equal to the width of the radiating conductor and longer than the length of the radiating conductor, and a shorting plate disposed between one end face of the radiating conductor and the grounding conductor, the radiating conductor and the grounding conductor A non-contact ID card system characterized in that the antenna section is formed by laminating the above and the like with a dielectric material in between, and a feeding point is provided at an appropriate position on a radiation conductor of the antenna section.
ＩＤカードと、この非接触ＩＤカードから出力された電
波を受信するアンテナ部を備えた受信部からなる非接触
ＩＤカードシステムにおいて、上記アンテナ部は、放射
導体と接地導体とを絶縁体を挾んで積層し、放射導体の
一端を短絡板を介して後地導体に連結し、給電点は放射
導体の適宜な位置に設けられて構成され、アンテナ部の
放射導体の適宜な位置に、容量性２端子素子の一端を接
続し、該容量性２端子素子に与えるバイアス電圧を変化
させる制御手段を設けて成ることを特徴とする非接触Ｉ
Ｄカードシステム。(19) In a contactless ID card system comprising a contactless ID card including an antenna section that transmits a data signal, and a receiving section equipped with an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card, the antenna section The radiating conductor and the grounding conductor are laminated with an insulator in between, one end of the radiating conductor is connected to the ground conductor via a shorting plate, and the feeding point is provided at an appropriate position on the radiating conductor. A non-contact I characterized in that one end of a capacitive two-terminal element is connected to an appropriate position of a radiation conductor of an antenna section, and a control means for changing a bias voltage applied to the capacitive two-terminal element is provided.
D card system.
の一端を接続し、他端をスイッチング素子を介して接地
導体に接続し、該スイッチング素子に与える電圧を制御
するようにした請求項１９記載の非接触ＩＤカードシス
テム。(20) A claim in which one end of a capacitive two-terminal element is connected to an appropriate location of the radiation conductor, the other end is connected to a ground conductor via a switching element, and the voltage applied to the switching element is controlled. 19. The contactless ID card system described in 19.
カードと、この非接触ＩＤカードから出力された電波を
受信するアンテナ部を備えた受信部からなる非接触ＩＤ
カードシステムにおいて、上記アンテナ部は、放射導体
と接地導体とを絶縁体を挾んで積層し、放射導体の一端
を短絡板を介して接地導体に連結し、給電点は放射導体
の適宜な位置に設けられて構成され、後地導体を複数に
分割し、分割されたそれぞれの部位の一部あるいは全部
が電気信号で制御されるスイッチング手段で結ばれてい
ることを特徴とする非接触ＩＤカードシステム。(21) Contactless ID including an antenna section containing data signals
A contactless ID consisting of a card and a receiving section equipped with an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card.
In the card system, the antenna section has a radiation conductor and a ground conductor stacked together with an insulator in between, one end of the radiation conductor is connected to the ground conductor via a shorting plate, and the feeding point is placed at an appropriate position on the radiation conductor. A non-contact ID card system, characterized in that the rear conductor is divided into a plurality of parts, and a part or all of the divided parts are connected by switching means controlled by electrical signals. .
カードと、この非接触ＩＤカードから出力された電波を
受信するアンテナ部を備えた受信部からなる非接触ＩＤ
カードシステムにおいて、上記アンテナ部は、放射導体
と後地導体とを絶縁体を挾んで積層し、放射導体の一端
を短絡板を介して接地導体に連結し、給電点は放射導体
の適宜な位置に設けられて構成され、放射導体は外形が
方形で中央には中空部を形成して受信用の放射導体とし
、この受信用の放射導体の中空部に送信用の放射導体を
配置して成ることを特徴とする非接触ＩＤカードシステ
ム。(22) Contactless ID including an antenna section containing data signals
A contactless ID consisting of a card and a receiving section equipped with an antenna section that receives radio waves output from the contactless ID card.
In the card system, the antenna section has a radiating conductor and a backing conductor stacked together with an insulator in between, one end of the radiating conductor is connected to a grounding conductor via a shorting plate, and the feeding point is placed at an appropriate position on the radiating conductor. The radiating conductor has a rectangular outer shape with a hollow part formed in the center to serve as a receiving radiating conductor, and a transmitting radiating conductor is placed in the hollow part of the receiving radiating conductor. A contactless ID card system characterized by:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63015031A JPH01191282A (en) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | Non-contact id card system and identifying device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63015031A JPH01191282A (en) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | Non-contact id card system and identifying device |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8321957A Division JP2905747B2 (en) | 1996-12-02 | 1996-12-02 | Contactless ID card system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01191282A true JPH01191282A (en) | 1989-08-01 |
Family
ID=11877466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63015031A Pending JPH01191282A (en) | 1988-01-26 | 1988-01-26 | Non-contact id card system and identifying device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01191282A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5182442A (en) * | 1990-03-13 | 1993-01-26 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Low power consumption non-contact integrated circuit card |
| WO2007119316A1 (en) * | 2006-04-14 | 2007-10-25 | Panasonic Corporation | Polarized wave switching and directionality-variable antenna |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62129476A (en) * | 1985-11-29 | 1987-06-11 | 株式会社東芝 | Indivisual discriminating apparatus |
-
1988
- 1988-01-26 JP JP63015031A patent/JPH01191282A/en active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62129476A (en) * | 1985-11-29 | 1987-06-11 | 株式会社東芝 | Indivisual discriminating apparatus |
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| US7391377B2 (en) | 2006-04-14 | 2008-06-24 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Polarization switching/variable directivity antenna |
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