JPH01170368A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
- Publication number
- JPH01170368A JPH01170368A JP32585487A JP32585487A JPH01170368A JP H01170368 A JPH01170368 A JP H01170368A JP 32585487 A JP32585487 A JP 32585487A JP 32585487 A JP32585487 A JP 32585487A JP H01170368 A JPH01170368 A JP H01170368A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- voltage
- transformer
- capacitor
- diode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 32
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 24
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 2
- 238000009738 saturating Methods 0.000 abstract 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- CYTYCFOTNPOANT-UHFFFAOYSA-N Perchloroethylene Chemical compound ClC(Cl)=C(Cl)Cl CYTYCFOTNPOANT-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 241001315609 Pittosporum crassifolium Species 0.000 description 1
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は産業用や民生用の機器に直流安定化電圧を供給
するスイッチング電源装置に関するものである。
するスイッチング電源装置に関するものである。
従来の技術
従来、この種のスイッチング電源装置は、第6図に示す
ような構成であった。第6図を参照して、従来技術とし
てのスイッチング電源装置を説明する。1は直流入力電
源であり、2は制御回路の信号によりオンオフするスイ
ッチング素子3より主に構成されるスイッチング回路、
7はコンデンサ、6は抵抗でトランス9の1次巻線9a
の両端にダイオード8f:介して並列に#続され、前記
1次巻線9&に発生するフライバック電圧を維持し前記
トランス9の磁束をリセットすると同時に、トランス9
のリーケージイングクタンスにより発生する前記フライ
バック電圧に重畳されるスパイク電圧をカットするスナ
バ−回路、9はトランスで1次巻線9aと2次巻線9b
を有しており、1次巻線9!Lに印加されるパルス電圧
を2次巻線9bに誘起するとともに所定の電圧に変圧し
、ダイオード10および11、チョークトランス12、
コンデンサ13より構成される出力平滑回路によシ直流
に変換され、出力端子14 、14’より負荷に供給さ
れる。制御回路16は出力端子14 、14’の直流電
圧が絶えず一定になるように、スイッチング回路2に印
加する制御信号を変化させることで調整する。
ような構成であった。第6図を参照して、従来技術とし
てのスイッチング電源装置を説明する。1は直流入力電
源であり、2は制御回路の信号によりオンオフするスイ
ッチング素子3より主に構成されるスイッチング回路、
7はコンデンサ、6は抵抗でトランス9の1次巻線9a
の両端にダイオード8f:介して並列に#続され、前記
1次巻線9&に発生するフライバック電圧を維持し前記
トランス9の磁束をリセットすると同時に、トランス9
のリーケージイングクタンスにより発生する前記フライ
バック電圧に重畳されるスパイク電圧をカットするスナ
バ−回路、9はトランスで1次巻線9aと2次巻線9b
を有しており、1次巻線9!Lに印加されるパルス電圧
を2次巻線9bに誘起するとともに所定の電圧に変圧し
、ダイオード10および11、チョークトランス12、
コンデンサ13より構成される出力平滑回路によシ直流
に変換され、出力端子14 、14’より負荷に供給さ
れる。制御回路16は出力端子14 、14’の直流電
圧が絶えず一定になるように、スイッチング回路2に印
加する制御信号を変化させることで調整する。
さらにダイオード8および抵抗6とコンデンサ7の並列
接続回路よシ構成される前記スナバ−回路の動作につい
て、第6図を参照して詳細に説明する。第6図(&)は
スイッチング回路2に印加される電圧波形VD5を示し
ており、第6図(b)はスイッチング回路2に流れる電
流波形Inを示し、第6図(C)はトランス9の磁束密
度の変化を各周期毎に示したB−H曲線で、第6図((
1)は前記スナバ−回路のコンデンサ7の両端電圧V、
を示している。
接続回路よシ構成される前記スナバ−回路の動作につい
て、第6図を参照して詳細に説明する。第6図(&)は
スイッチング回路2に印加される電圧波形VD5を示し
ており、第6図(b)はスイッチング回路2に流れる電
流波形Inを示し、第6図(C)はトランス9の磁束密
度の変化を各周期毎に示したB−H曲線で、第6図((
1)は前記スナバ−回路のコンデンサ7の両端電圧V、
を示している。
スイッチング回路2が制御信号によりオンするTON期
間にトランス9には磁束が蓄えられ、前記スイッチング
回路2が制御信号によシオフする’royy期間にトラ
ンス9に蓄えられた磁束のエネルギーは1次巻線9aに
接続された前記スナバ−回路のダイオード8と抵抗6と
から成る閉回路で消費されると共にコンデンサ70両端
電圧VCの電圧値にフライバック電圧値VRがクランプ
され、スイッチング回路2の電圧波形V’nsが上昇す
るのが制限されると同時に、トランス9が磁気的にリセ
ットされる。スイッチング回路2のToyy期間におけ
るリセット電圧VHの発生期間はTR期間であり、トラ
ンス9がリセットされた後には直流入力電源1の電圧Y
ellがスイッチング回路2に印加される。トランス9
が飽和しないためには、次の関係を満足させなければな
らない。
間にトランス9には磁束が蓄えられ、前記スイッチング
回路2が制御信号によシオフする’royy期間にトラ
ンス9に蓄えられた磁束のエネルギーは1次巻線9aに
接続された前記スナバ−回路のダイオード8と抵抗6と
から成る閉回路で消費されると共にコンデンサ70両端
電圧VCの電圧値にフライバック電圧値VRがクランプ
され、スイッチング回路2の電圧波形V’nsが上昇す
るのが制限されると同時に、トランス9が磁気的にリセ
ットされる。スイッチング回路2のToyy期間におけ
るリセット電圧VHの発生期間はTR期間であり、トラ
ンス9がリセットされた後には直流入力電源1の電圧Y
ellがスイッチング回路2に印加される。トランス9
が飽和しないためには、次の関係を満足させなければな
らない。
vl X ’rR== VAN X Ton +
’rR≦T OFF発明が解決しようとする問題点 このような従来の構成では、直流入力電圧が印加されス
イッチング回路2が動作する起動開始時に発生するトラ
ンス9に蓄えられた磁束のエネルギーはコンデンサ7に
吸収されるが、起動開始前のコンデンサ8の両端電圧T
oはゼロボルトのため、徐々にしか前記コンデンサ7の
両端電圧Vcは上昇しなく、そのためスイッチング回路
2がオフした時の1次巻線9aに発生するフライバック
電圧値VRは低い電圧でクランプされることになる。第
7図は、起動開始時の各部の波形を示し、各波形は第6
図と同一のため詳細な説明は省略するが、コンデンサ7
の両端電圧VCが徐々にしか上昇しないため、VIX
TR(Vxx X To)Iの期間が続くことでトラン
ス9は飽和してスイッチング回路2に過大な電流が流れ
、スイッチング素子3が破壊するのを防止するためトラ
ンス9の磁束密度を低く設計しなければならずトランス
が大型化し、スイッチング素子3も必要以上に大容量な
ものが必要となるなどコストがアップし形状も大型化す
る。尚、コンデンサ7の容量を小さくすることで前記両
端電圧Vcの上昇を早めることは可能だが。
’rR≦T OFF発明が解決しようとする問題点 このような従来の構成では、直流入力電圧が印加されス
イッチング回路2が動作する起動開始時に発生するトラ
ンス9に蓄えられた磁束のエネルギーはコンデンサ7に
吸収されるが、起動開始前のコンデンサ8の両端電圧T
oはゼロボルトのため、徐々にしか前記コンデンサ7の
両端電圧Vcは上昇しなく、そのためスイッチング回路
2がオフした時の1次巻線9aに発生するフライバック
電圧値VRは低い電圧でクランプされることになる。第
7図は、起動開始時の各部の波形を示し、各波形は第6
図と同一のため詳細な説明は省略するが、コンデンサ7
の両端電圧VCが徐々にしか上昇しないため、VIX
TR(Vxx X To)Iの期間が続くことでトラン
ス9は飽和してスイッチング回路2に過大な電流が流れ
、スイッチング素子3が破壊するのを防止するためトラ
ンス9の磁束密度を低く設計しなければならずトランス
が大型化し、スイッチング素子3も必要以上に大容量な
ものが必要となるなどコストがアップし形状も大型化す
る。尚、コンデンサ7の容量を小さくすることで前記両
端電圧Vcの上昇を早めることは可能だが。
1次巻線9aに発生するフライバック電圧に重畳される
スパイク電圧によりコンデンサ7が高い電圧に充電され
るため1.前記スパイク電圧をクランプする電圧が高く
なり、スナバ−としての効果が小さくなり、スイッチン
グ回路2に高い電圧が印加されるため、スイッチング素
子3に高耐圧なものが必要になる。さらに、制御回路1
60制御信号を起動開始時にはオン期間を狭くして、徐
々に広げることで起動させるソフトスタート機能を付加
することでトランス9の飽和を防止することが可能であ
るが、出力電圧の立上り時間が遅くなり負荷の電子回路
の誤動作やシーケンスなどで立上り時間に規制がある場
合に問題があった。
スパイク電圧によりコンデンサ7が高い電圧に充電され
るため1.前記スパイク電圧をクランプする電圧が高く
なり、スナバ−としての効果が小さくなり、スイッチン
グ回路2に高い電圧が印加されるため、スイッチング素
子3に高耐圧なものが必要になる。さらに、制御回路1
60制御信号を起動開始時にはオン期間を狭くして、徐
々に広げることで起動させるソフトスタート機能を付加
することでトランス9の飽和を防止することが可能であ
るが、出力電圧の立上り時間が遅くなり負荷の電子回路
の誤動作やシーケンスなどで立上り時間に規制がある場
合に問題があった。
本発明はこのような問題点を解決するもので、コンデン
サに起動開始前より直流入力電源と同一な電圧まであら
かじめ充電しておくことで、起動開始時のフライバック
電圧vRを確保し、トランスの飽和を防止するとともに
、スパイク電圧のクランプも十分に行うことを可能とす
ることを目的とするものである。
サに起動開始前より直流入力電源と同一な電圧まであら
かじめ充電しておくことで、起動開始時のフライバック
電圧vRを確保し、トランスの飽和を防止するとともに
、スパイク電圧のクランプも十分に行うことを可能とす
ることを目的とするものである。
問題点を解決するための手段
この問題点を解決するために本発明は、直流入力電源の
一端に接続され制御回路の1a号によジオンオフするス
イッチング素子と、少なくとも前記スイッチング素子と
前記直流入力電源の他端に直列に接続される巻線を有す
るトランスと、前記直流入力電源の両端に接続された第
1のダイオードと前記制御回路が動作するとオンまたは
オフするスイッチ回路の直列回路と、前記巻線と前記ス
イッチング素子の接続点よシ第2のダイオードを介して
コンデンサと抵抗の並列接続回路を前記スイッチ回路と
前記第1のダイオードの接続点に接続した構成とするも
のである。
一端に接続され制御回路の1a号によジオンオフするス
イッチング素子と、少なくとも前記スイッチング素子と
前記直流入力電源の他端に直列に接続される巻線を有す
るトランスと、前記直流入力電源の両端に接続された第
1のダイオードと前記制御回路が動作するとオンまたは
オフするスイッチ回路の直列回路と、前記巻線と前記ス
イッチング素子の接続点よシ第2のダイオードを介して
コンデンサと抵抗の並列接続回路を前記スイッチ回路と
前記第1のダイオードの接続点に接続した構成とするも
のである。
作用
この構成により、起動開始前にコンデンサを充電するこ
とで、起動開始時よりトランスの1次巻線に発生するフ
ライバック電圧を確保することで、トランスの飽和を防
止することが可能となる。
とで、起動開始時よりトランスの1次巻線に発生するフ
ライバック電圧を確保することで、トランスの飽和を防
止することが可能となる。
実施例
第1図は本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
の回路構成図であり、第1図において第6図と同じもの
は同一符号を記し詳細な説明は省略する。1は直流入力
電源であシ、2はスイッチング素子3よシ主に構成され
るスイッチング回路、6および8はダイオードでトラン
ス9の1次巻線9&の一端にダイオード6のアノードが
接続され、他端にダイオード80カソードが接続され、
ダイオード60カソードはコンデンサ7と抵抗6の並列
回路を介してダイオード8のアノードに接続されており
、さらにダイオード8のアノードは制御回路16が動作
開始するとオフするスイッチ回路4を介して直流入力電
源1の負電位に接続されている。ダイオード8のカソー
ドと1次巻線9&の接続点は直流入力電源1の正電位が
接続され、ダイオード6のアノードと1次巻線9&の接
続点はスイッチング回路2を介して直流入力電源1の負
電位に接続されている。制御回路15が動作してスイッ
チング回路2が制御信号でオンするとトランス9には磁
束が蓄えられ、前記スイッチング回路2が制御信号でオ
フするとトランス9に蓄えられた磁束のエネルギーは1
次巻線9aに接続されたダイオード6と抵抗6とダイオ
ード8とからなる閉回路で消費されると共にコンデンサ
7の両端電圧にフライバック電圧を維持し前記トランス
9の磁束をリセットすると同時に、トランス9のリーケ
ージイングクタンスにより発生する前記フライバック電
圧に重畳されるスパイク電圧をも前記コンデンサ7の両
端電圧にカットする。1oおよび11はダイオードであ
り、12はチ目−クトランス、13はコンデンサであり
、14 、14’は出力端子である。
の回路構成図であり、第1図において第6図と同じもの
は同一符号を記し詳細な説明は省略する。1は直流入力
電源であシ、2はスイッチング素子3よシ主に構成され
るスイッチング回路、6および8はダイオードでトラン
ス9の1次巻線9&の一端にダイオード6のアノードが
接続され、他端にダイオード80カソードが接続され、
ダイオード60カソードはコンデンサ7と抵抗6の並列
回路を介してダイオード8のアノードに接続されており
、さらにダイオード8のアノードは制御回路16が動作
開始するとオフするスイッチ回路4を介して直流入力電
源1の負電位に接続されている。ダイオード8のカソー
ドと1次巻線9&の接続点は直流入力電源1の正電位が
接続され、ダイオード6のアノードと1次巻線9&の接
続点はスイッチング回路2を介して直流入力電源1の負
電位に接続されている。制御回路15が動作してスイッ
チング回路2が制御信号でオンするとトランス9には磁
束が蓄えられ、前記スイッチング回路2が制御信号でオ
フするとトランス9に蓄えられた磁束のエネルギーは1
次巻線9aに接続されたダイオード6と抵抗6とダイオ
ード8とからなる閉回路で消費されると共にコンデンサ
7の両端電圧にフライバック電圧を維持し前記トランス
9の磁束をリセットすると同時に、トランス9のリーケ
ージイングクタンスにより発生する前記フライバック電
圧に重畳されるスパイク電圧をも前記コンデンサ7の両
端電圧にカットする。1oおよび11はダイオードであ
り、12はチ目−クトランス、13はコンデンサであり
、14 、14’は出力端子である。
さらに制御回路16が動作を開始する起動開始時のダイ
オード5および8、抵抗6、コンデンサ7、スイッチ回
路4の動作について、第2図を参照して詳細に説明する
。第2図は、起動開始時の各部の波形を示し、各波形は
第6図、第7図と同一のため詳細な説明は省略する。直
流入力電源1の電圧WINが印加されると、直流入力電
源1の正電位よりトランス9の1次巻線92L、ダイオ
ード6、コンデンサ7、すでにオンしているスイッチ回
路4を介して前記直流入力電源の負電位に電流が流れる
ため、コンデンサ70両端電圧VCは直流入力電源1と
同一電圧まで充電される。ダイオ↓ −ド8は直流入力電源がスイッチ回路4により短絡され
るのを防止する。次に制御回路15が動作を開始して起
動開始するとスイッチ回路4はオフし、同時にスイッチ
ング回路2がオンオフを開始する。前記起動開始時に発
生するトランス9に蓄えられた磁束のエネルギーはコン
デンサ7に吸収されるが、起動開始前のコンデンサ7の
両端電圧VCは直流入力電源1と同一電圧にすでになっ
ているため、1次巻線9&に発生するフライバック電圧
値VRは直流入力電源1とほぼ同一の電圧値まで上昇し
維持され、トランス9の磁束をリセットすることが可能
となり、トランス9は飽和することなく安定に起動する
ことができる。
オード5および8、抵抗6、コンデンサ7、スイッチ回
路4の動作について、第2図を参照して詳細に説明する
。第2図は、起動開始時の各部の波形を示し、各波形は
第6図、第7図と同一のため詳細な説明は省略する。直
流入力電源1の電圧WINが印加されると、直流入力電
源1の正電位よりトランス9の1次巻線92L、ダイオ
ード6、コンデンサ7、すでにオンしているスイッチ回
路4を介して前記直流入力電源の負電位に電流が流れる
ため、コンデンサ70両端電圧VCは直流入力電源1と
同一電圧まで充電される。ダイオ↓ −ド8は直流入力電源がスイッチ回路4により短絡され
るのを防止する。次に制御回路15が動作を開始して起
動開始するとスイッチ回路4はオフし、同時にスイッチ
ング回路2がオンオフを開始する。前記起動開始時に発
生するトランス9に蓄えられた磁束のエネルギーはコン
デンサ7に吸収されるが、起動開始前のコンデンサ7の
両端電圧VCは直流入力電源1と同一電圧にすでになっ
ているため、1次巻線9&に発生するフライバック電圧
値VRは直流入力電源1とほぼ同一の電圧値まで上昇し
維持され、トランス9の磁束をリセットすることが可能
となり、トランス9は飽和することなく安定に起動する
ことができる。
第3図は、本発明の他の実施例を示すものである。この
実施例の回路では、トランス9の1次巻線9aに接続さ
れる抵抗6とコンデンサ7の並列回路とダイオード8の
直列接続回路の接続点にダイオード16とスイッチ回路
4の直列回路を接続上 し直流入力電源の負電位に接続した構成のもので、動作
的には第1図の回路とまったく同一となるため詳細は省
略する。
実施例の回路では、トランス9の1次巻線9aに接続さ
れる抵抗6とコンデンサ7の並列回路とダイオード8の
直列接続回路の接続点にダイオード16とスイッチ回路
4の直列回路を接続上 し直流入力電源の負電位に接続した構成のもので、動作
的には第1図の回路とまったく同一となるため詳細は省
略する。
また、スイッチ回路4に流れる電流を制限するためおよ
びコンデンサ7の両端電圧を変化させるために、スイッ
チ回路4に直列に抵抗を入れても同様な効果が得られる
ことも容易にわかる。さらに前記ダイオード6お“よび
8のダイオードの動作遅れによるスパイク電圧のクラン
プ動作遅れを防止するためにダイオードと並列にコンデ
ンサを接続する場合もある。
びコンデンサ7の両端電圧を変化させるために、スイッ
チ回路4に直列に抵抗を入れても同様な効果が得られる
ことも容易にわかる。さらに前記ダイオード6お“よび
8のダイオードの動作遅れによるスパイク電圧のクラン
プ動作遅れを防止するためにダイオードと並列にコンデ
ンサを接続する場合もある。
第4図は、本発明の実施例に使用した制御回路16およ
びスイッチ回路4の具体的な回路例を示している。
びスイッチ回路4の具体的な回路例を示している。
′s4図において、制御回路15は発振回路27、基準
電圧28、誤差増幅器29.PWMコンパレータ3o、
ドライブ回路31で主に構成される出力端子電圧制御部
32と、前記出力端子電圧制御部を動作されるための内
部電源26と、前記出力端子電圧制御部を動作および停
止させるスイッチ手段26で構成されている。出力端子
14 、14’の電圧は基準電圧28と誤差増幅器29
で比較増1陽されPWMコンパレータ3oでさらに発振
回路27と比較されオンオフパルスに変換され、ドライ
ブ回路31を介してスイッチング回路2をオンオフする
ことで前記出力端子14 、14’の電圧を安定化する
。スイッチ回路4は、トランジスタ20.21および抵
抗23.24で構成され、前記制御回路16が動作して
いる時、すなわち前記スイッチ手段25がオンしている
時にトランジスタ21はオンし、トランジスタ20をオ
フすることで、スイッチ回路4はオフ状態となる。さら
に前記制御回路16が停止している時、すなわち前記ス
イッチ手段25がオフしている時にトランジスタ21は
オフし、トランジスタ20はオンすることで、スイッチ
回路4はオン状態となる。
電圧28、誤差増幅器29.PWMコンパレータ3o、
ドライブ回路31で主に構成される出力端子電圧制御部
32と、前記出力端子電圧制御部を動作されるための内
部電源26と、前記出力端子電圧制御部を動作および停
止させるスイッチ手段26で構成されている。出力端子
14 、14’の電圧は基準電圧28と誤差増幅器29
で比較増1陽されPWMコンパレータ3oでさらに発振
回路27と比較されオンオフパルスに変換され、ドライ
ブ回路31を介してスイッチング回路2をオンオフする
ことで前記出力端子14 、14’の電圧を安定化する
。スイッチ回路4は、トランジスタ20.21および抵
抗23.24で構成され、前記制御回路16が動作して
いる時、すなわち前記スイッチ手段25がオンしている
時にトランジスタ21はオンし、トランジスタ20をオ
フすることで、スイッチ回路4はオフ状態となる。さら
に前記制御回路16が停止している時、すなわち前記ス
イッチ手段25がオフしている時にトランジスタ21は
オフし、トランジスタ20はオンすることで、スイッチ
回路4はオン状態となる。
発明の効果
以上のように本発明によれば、起動開始時にもスイッチ
ング回路がオフした時に発生するフライバック電圧を高
い電圧に維持することが可能となることから、Vm X
T!I ) Vxx X Tonの期間が十分に確保
でき(ただし、T011≧Toyの範囲で)、トランス
の磁束を確実にリセットすることが可能となり飽和を防
止できる。尚、丁0νν≧Tomの範囲は、通常フィー
ドフォワード方式およびフライバック方式で一般に広く
使用されているトランスの帰還巻線による磁束エネルギ
の回生を行う場合に、帰還巻線と1次巻線の結合を良く
する必要からバイア1イラー巻きを行うため同−巻線数
となることから、Toyν≧Tonの使用制限が加わる
ため実用上はほとんどさしつかえはない。
ング回路がオフした時に発生するフライバック電圧を高
い電圧に維持することが可能となることから、Vm X
T!I ) Vxx X Tonの期間が十分に確保
でき(ただし、T011≧Toyの範囲で)、トランス
の磁束を確実にリセットすることが可能となり飽和を防
止できる。尚、丁0νν≧Tomの範囲は、通常フィー
ドフォワード方式およびフライバック方式で一般に広く
使用されているトランスの帰還巻線による磁束エネルギ
の回生を行う場合に、帰還巻線と1次巻線の結合を良く
する必要からバイア1イラー巻きを行うため同−巻線数
となることから、Toyν≧Tonの使用制限が加わる
ため実用上はほとんどさしつかえはない。
このことから、起動開始時のトランスの飽和に対する対
策が不要となり、必要以上の大容量スイッチング素子を
使用する必要がなく、トランスの磁束密度も高く設計可
能となり、ソフトスター(等の特別な回路も不要となり
、コスト低減、小形化が可能となるなどの効果が得られ
る。
策が不要となり、必要以上の大容量スイッチング素子を
使用する必要がなく、トランスの磁束密度も高く設計可
能となり、ソフトスター(等の特別な回路も不要となり
、コスト低減、小形化が可能となるなどの効果が得られ
る。
第1図は本発明の一実施例によるスイッチング電源装置
の回路構成図、第2図は本発明の動作波形図、第3図は
本発明の他の実施例の回路構成図、第4図は本発明の実
施例で使用したスイッチ回路と制御回路の具体的な回路
構成図、第5図は従来のスイッチングレギュレータ装置
の回路構成図、第6図は従来回路の動作波形図、第7図
は従来回路の起動開始時の動作波形図である。 1・・・・・・直流入力電源、2・・・・・・スイッチ
ング回路。 3・・・・・・スイッチング素子、4・・・・・・スイ
ッチ回路、5.8,10.11・・・・・・ダイオード
、6・・・・・・抵抗、7.13・・・・・・コンデン
サ、9・・・・・・トランス、12・・・・・・チョー
ク、14 、14’・・・・・・出力端子、16・・・
・・・制御回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名ノ
−−−力−【流入ズフ電及 2−一一スオヅチング固跋 3−−−スイ、+巣子 4−一−スイッfIi]区 5δノ0./1−−−グイオー八゛ 6−4氏仇 7.1.?−−−コンデンリ ノ5−fll’7 ネma テく( 第 1 図 高2図 ATt、λカ11iρカロ 第3図 第4図 第5図 第6図 第7図 1尤入77¥Jl 1:I ’ ”
の回路構成図、第2図は本発明の動作波形図、第3図は
本発明の他の実施例の回路構成図、第4図は本発明の実
施例で使用したスイッチ回路と制御回路の具体的な回路
構成図、第5図は従来のスイッチングレギュレータ装置
の回路構成図、第6図は従来回路の動作波形図、第7図
は従来回路の起動開始時の動作波形図である。 1・・・・・・直流入力電源、2・・・・・・スイッチ
ング回路。 3・・・・・・スイッチング素子、4・・・・・・スイ
ッチ回路、5.8,10.11・・・・・・ダイオード
、6・・・・・・抵抗、7.13・・・・・・コンデン
サ、9・・・・・・トランス、12・・・・・・チョー
ク、14 、14’・・・・・・出力端子、16・・・
・・・制御回路。 代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 ほか1名ノ
−−−力−【流入ズフ電及 2−一一スオヅチング固跋 3−−−スイ、+巣子 4−一−スイッfIi]区 5δノ0./1−−−グイオー八゛ 6−4氏仇 7.1.?−−−コンデンリ ノ5−fll’7 ネma テく( 第 1 図 高2図 ATt、λカ11iρカロ 第3図 第4図 第5図 第6図 第7図 1尤入77¥Jl 1:I ’ ”
Claims (2)
- (1)直流入力電源の一端に接続され制御回路の信号に
よりオンオフするスイッチング素子と、少なくとも前記
スイッチング素子と前記直流入力電源の他端に直列に接
続される巻線を有するトランスと、前記直流入力電源の
両端に接続された第1のダイオードと前記制御回路が動
作するとオンまたはオフするスイッチ回路の直列回路と
、前記巻線と前記スイッチング素子の接続点より第2の
ダイオードを介してコンデンサと抵抗の並列接続回路を
前記スイッチ回路と前記第1のダイオードの接続点に接
続したことを特徴とするスイッチング電源装置。 - (2)直流入力電源の両端に接続された第1のダイオー
ドと第2のダイオードの直列接続回路と前記制御回路が
動作するとオンまたはオフするスイッチ回路の直列回路
と、前記巻線と前記スイッチング素子の接続点よりコン
デンサと抵抗の並列接続回路を介して前記第1および第
2のダイオードの接続点に接続したものである特許請求
の範囲第1項記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32585487A JPH01170368A (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP32585487A JPH01170368A (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01170368A true JPH01170368A (ja) | 1989-07-05 |
Family
ID=18181361
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP32585487A Pending JPH01170368A (ja) | 1987-12-23 | 1987-12-23 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01170368A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5694304A (en) * | 1995-02-03 | 1997-12-02 | Ericsson Raynet Corporation | High efficiency resonant switching converters |
US5712772A (en) * | 1995-02-03 | 1998-01-27 | Ericsson Raynet | Controller for high efficiency resonant switching converters |
-
1987
- 1987-12-23 JP JP32585487A patent/JPH01170368A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5694304A (en) * | 1995-02-03 | 1997-12-02 | Ericsson Raynet Corporation | High efficiency resonant switching converters |
US5712772A (en) * | 1995-02-03 | 1998-01-27 | Ericsson Raynet | Controller for high efficiency resonant switching converters |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4975821A (en) | High frequency switched mode resonant commutation power supply | |
EP0336725B1 (en) | Switching power supply | |
US5424933A (en) | Resonant forward converter circuit with control circuit for controlling switching transistor on and off times | |
US4007413A (en) | Converter utilizing leakage inductance to control energy flow and improve signal waveforms | |
US4870554A (en) | Active snubber forward converter | |
US6781852B2 (en) | Switching power supply using a transformer, rectifier, control circuit and voltage generating circuits | |
US5172308A (en) | DC-DC converter with transformer having a single secondary winding | |
US4055791A (en) | Self commutated SCR power supply | |
JPS6013469A (ja) | Dc−dc変換器 | |
JPS6289432A (ja) | 電源回路 | |
US5103386A (en) | Flyback converter with energy feedback circuit and demagnetization circuit | |
JPH08111635A (ja) | 半導体スイッチの制御回路 | |
EP0058399B1 (en) | High frequency switching circuit | |
JPH01170368A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPS627368A (ja) | 電源回路 | |
JPH01164268A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3371960B2 (ja) | 直流−直流変換器 | |
JP3275856B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP3211380B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2636330B2 (ja) | スナバ回路 | |
JPS6213432Y2 (ja) | ||
SU951609A1 (ru) | Транзисторный ключ | |
JP3063811B2 (ja) | 直流−直流変換器 | |
JPH0580186U (ja) | 電圧共振型スイッチング電源の補助電源回路 | |
JP3139518B2 (ja) | 直流−直流変換器 |