JPH01157274A - Push-pull voltage boosting and/or step-down dc-dc converter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To eliminate loss, increase efficiency and miniaturize the title con verter, by a method wherein the inductance of a transformer for the push-pull voltage boosting and/or step-down converter is designed within some range and electric charge, stored in a distributed capacity, is converted into exciting energy before discharge. CONSTITUTION:A transformer 110 for the push-pull of a voltage boosting and/or step-down converter is designed so as to have a low relative permeability, therefore, the relative permeability of a core 110 is reduced equivalently by forming a gap 20 in a troidal core 100, as a result, exciting inductance is re duced and the exciting current of the transformer is increased. Further, a distrib uted capacitance 13 is charged in a reverse direction and the polarity thereof reversed is in order to increase the exciting current of the transformer. Accord ing to this method, the inductance of a primary winding and the exciting induct ance of the main winding of a choke coil 8 are selected in such a manner where by an electric power may be supplied to a load without narrowing the pulse width of an output current.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は直流電圧を出力する損失を低減したプッシュ
プル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a push-pull buck-boost DC-DC converter that outputs a direct current voltage and has reduced losses.

〔従来の技術］ 従来のプッシュプル昇降圧コンバータの回路図を第１図
に示す。入力直流電源５の両端に入力コンデンサ６が接
続され、直流電源５の一端はダイオード７、昇圧チョー
クコイル８の各一端に接続され、ダイオード７の他端は
昇圧チョークコイル８を通じて直流電源５の他端に接続
されている。[Prior Art] A circuit diagram of a conventional push-pull buck-boost converter is shown in FIG. An input capacitor 6 is connected to both ends of the input DC power supply 5 , one end of the DC power supply 5 is connected to one end of a diode 7 and a step-up choke coil 8 , and the other end of the diode 7 is connected to the other end of the DC power supply 5 through the step-up choke coil 8 . connected to the end.

昇圧チョークコイル８の他端はプッシュプル用トランス
１１０の一次巻線２．３の接続点に接続され、一次巻線
２，３の他端は主スイッチ用ＭＯ５ＦＥＴ９．１０をそ
れぞれ通じて直流電源５の他端に接続される。主スイッ
チ用ＭＯ５ＦＥＴ　９．　１０にはそれぞれ寄生ダイオ
ードｘｘ；ｔ２が存在している。The other end of the boost choke coil 8 is connected to the connection point of the primary winding 2.3 of the push-pull transformer 110, and the other ends of the primary windings 2 and 3 are connected to the DC power supply 5 through the MO5FET 9.10 for the main switch, respectively. connected to the other end. MO5FET for main switch 9. A parasitic diode xx; t2 exists in each of the transistors 10 and 10, respectively.

二次巻線４の両端間にはトランス１１０の分布容量を表
わすコンデンサ１３が存在し、また整流用ダイオード１
４〜１７のブリッジ回路の入力側に接続される。このブ
リッジ回路の出力側に平滑コンデンサ１８、負荷抵抗器
１９が接続される。A capacitor 13 representing the distributed capacitance of the transformer 110 is present between both ends of the secondary winding 4, and a rectifier diode 1
It is connected to the input side of bridge circuits 4 to 17. A smoothing capacitor 18 and a load resistor 19 are connected to the output side of this bridge circuit.

第２図は第１図のコンバータの各部動作波形である。ス
イッチ素子９，１０のゲートには同じ周波数ｒ、同じオ
ン・オフ比で互いに１８０°位相がずれたゲート信号ｖ
、　Ｉ　＋　ｖ、　ｚが与えられる。時点もゆでスイッ
チ９が導通して電［Ｌ＋が流れると同時にチョークコイ
ル８からトランス１１０の１次側に電流■、が流れ込む
。その結果トランス１１０の一次巻線２，３にそれぞれ
同じ向きの電圧　−ＶＴが生じ二次巻線４に電流が流れ
て分布容量１３を充電し、その両端電圧（一次側電圧ｖ
７に対応）が出力コンデンサ１８の電圧を越えると整流
ダイオード１４．１７がオンとなり電流ＩＤｒにより出
力コンデンサ１８が充電される。FIG. 2 shows operating waveforms of each part of the converter shown in FIG. 1. Gate signals v of the same frequency r, the same on/off ratio, and 180° out of phase with each other are applied to the gates of the switch elements 9 and 10.
, I + v, z are given. At this point, the boiling switch 9 becomes conductive and the current [L+ flows, and at the same time, the current ■ flows from the choke coil 8 to the primary side of the transformer 110. As a result, voltages -VT in the same direction are generated in the primary windings 2 and 3 of the transformer 110, and current flows through the secondary winding 4 to charge the distributed capacitance 13, and the voltage across it (primary side voltage v
7) exceeds the voltage of the output capacitor 18, the rectifier diode 14.17 is turned on and the output capacitor 18 is charged by the current IDr.

スイッチ素子９が時点も３でオフとなるとスイッチ素子
９のみがオンしていた期間Ｄｏ〜ｔｓ）のチョークコイ
ル８を流れていた電流の連続性から、スイッチ素子９，
１０が同時にオフしている期間（ｔ３〜ｔｉ）にはダイ
オード７がオンし、チョークコイル８の帰還巻線→ダイ
オード７→入力電源５のルートで電流が流れ、チョーク
コイル８の励磁エネルギーを入力電源５に帰還する。同
様にこの期間ｔ３〜ｔ、にトランス１１０の励磁電流は
トランスの１次側には流れることができないために、２
次側に流れるようにトランス巻線に電圧が発生する。こ
のトランス１１０の励磁電流は、まず、分布容Ｍ１３の
放電電流として動作する。この結果、トランス１１０の
電圧ｖＴは徐々に０に近づく。次にスイッチ素子１０が
時点Ｌ４においてオンになるとその直前にスイッチ素子
１０の両端に印加されていた電圧ｖｔ＋ｓｚにより電流
ＩＤ２が流れ、それと同時にチョークコイル８から電流
ＩＬがトランス１１０の一次側に流れ込む。When the switch element 9 turns off at time 3, from the continuity of the current flowing through the choke coil 8 during the period (Do~ts) in which only the switch element 9 was on, the switch element 9,
10 are off at the same time (t3 to ti), the diode 7 is turned on, current flows through the route of the feedback winding of the choke coil 8 → the diode 7 → the input power supply 5, and the excitation energy of the choke coil 8 is input. Return to power source 5. Similarly, during this period t3 to t, the excitation current of the transformer 110 cannot flow to the primary side of the transformer, so the
A voltage is generated in the transformer winding so that it flows to the next side. The exciting current of the transformer 110 first operates as a discharge current of the distributed capacitor M13. As a result, the voltage vT of the transformer 110 gradually approaches zero. Next, when the switch element 10 is turned on at time L4, a current ID2 flows due to the voltage vt+sz that was applied across the switch element 10 immediately before, and at the same time, a current IL flows from the choke coil 8 to the primary side of the transformer 110.

その結果前と同様に二次巻線４に電流が流れて、分布容
量１３を前と逆方向に充電し、その両端電圧がある値を
越えると整流ダイオード１５．１６がオンとなり出力コ
ンデンサ１８が充電される。As a result, as before, current flows through the secondary winding 4, charging the distributed capacitor 13 in the opposite direction, and when the voltage across it exceeds a certain value, the rectifier diodes 15 and 16 turn on, and the output capacitor 18 It will be charged.

このようにしてトランス１１Ｏの二次側には、第２図の
波形ＶＴと同じ形で、トランスの巻線比倍の電圧が得ら
れ、その電圧が整流された電圧がコンバータから出力さ
れる。In this way, on the secondary side of the transformer 11O, a voltage with the same shape as the waveform VT in FIG. 2, which is twice the winding ratio of the transformer, is obtained, and the rectified voltage is output from the converter.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

従来、第１図に示すようなプッシュプル昇降圧コンバー
タ用トランス１１０には第３図のようにギャップのない
コア１００を用いており、励磁インダクタンスが大きい
ためトランスの一次巻線（２または３）に流れる電流に
占める励磁電流の割合は非常に小さい。この励磁電流の
値は、トランスの励磁インダクタンスに蓄積されるエネ
ルギーの値を表わしており、従来のコンバータのトラン
スの場合、励磁インダクタンスのエネルギーは主スィッ
チのオン期間の前半で２次側に放出され、主スィッチの
オン期間の後半で蓄積される。仮りに励磁電流が太き（
でもそのエネルギーがすべて損失になるわけではないが
、トランス巻線等の銅損の増加として一部消費されるた
め、通常、励磁電流の値は小さい方が望ましいとされて
いる。しかし、この従来のコンバータで特に高電圧を出
力するために巻線比の大きいトランスを使った場合には
、トランスの分布容量が大きくなるため、励磁電流が小
さいことによりコンバータ損失が増加するということが
発明者等の解析の結果わかった。Conventionally, a core 100 without a gap as shown in FIG. 3 has been used in a push-pull buck-boost converter transformer 110 as shown in FIG. The proportion of the excitation current in the current flowing through is extremely small. The value of this magnetizing current represents the value of energy stored in the magnetizing inductance of the transformer. In the case of a conventional converter transformer, the energy in the magnetizing inductance is released to the secondary side during the first half of the on period of the main switch. , accumulated during the second half of the main switch on period. Suppose the excitation current is thick (
However, although not all of that energy is lost, some of it is consumed as increased copper loss in transformer windings, etc., so it is generally considered desirable to have a smaller excitation current value. However, in this conventional converter, when a transformer with a large winding ratio is used to output a particularly high voltage, the distributed capacitance of the transformer becomes large, and the converter loss increases due to the small excitation current. was found as a result of analysis by the inventors.

以下にその損失増加のメカニズムについて第１図及び第
２図を参照して説明する。The mechanism of this loss increase will be explained below with reference to FIGS. 1 and 2.

まず、主スィッチ９がオンしている期間（第２図でＬ０
〜ｔ、）にトランスの二次側の分布容量１３はトランス
巻線の・印側が負の電圧で充電される。時刻ｔ３におい
て主スィッチ９がオフすると、トランスの励磁電流は二
次巻線の・印から流れ出す方向であるため、分布容量の
電荷を減少させ、電圧が低下する。分布容量１３の両端
電圧の変化は一次巻線電圧ＶＴの変化と相似している。First, the period when the main switch 9 is on (L0 in FIG.
~t, ), the distributed capacitance 13 on the secondary side of the transformer is charged with a negative voltage on the side of the transformer winding. When the main switch 9 is turned off at time t3, the excitation current of the transformer flows out from the secondary winding, which reduces the charge in the distributed capacitance and lowers the voltage. Changes in the voltage across the distributed capacitor 13 are similar to changes in the primary winding voltage VT.

時刻ｔ４までに分布容量の電荷が零にならない場合、主
スィッチ１０がオンするため、分布容量の電荷はトラン
スの一次側の巻線３→主スイッチ１０→主スイッチ９の
寄生ダイオード１１→巻線２のループで放電される短絡
電流Ｉ、となり、ｔ４の直前まで分布容量に蓄えられて
いたエネルギーは損失となる。その後、短絡電流期間（
ｔ４〜ｔｓ）を過ぎると、昇圧チョークコイル８の電流
ＩＬで分布容量１３が充電され、トランス巻線の・印側
が正の電圧となる。このように、励磁電流が小さい場合
はど時刻ｔ４直前の分布容量の電圧（Ｖｔ参照）が大き
く残るため、損失が増加する。If the charge of the distributed capacitance does not become zero by time t4, the main switch 10 is turned on, and the charge of the distributed capacitance is transferred from the primary winding 3 of the transformer to the main switch 10 to the parasitic diode 11 of the main switch 9 to the winding. The short-circuit current I is discharged in loop 2, and the energy stored in the distributed capacitance until just before t4 becomes a loss. After that, the short circuit current period (
After t4 to ts), the distributed capacitance 13 is charged by the current IL of the boost choke coil 8, and the voltage on the side of the transformer winding becomes positive. In this way, when the excitation current is small, the voltage (see Vt) of the distributed capacitance immediately before time t4 remains large, resulting in increased loss.

なお、この分布容量による損失は、一次巻線２（または
３）の巻数ＮＴＩと二次巻線ＮＴＺＯ比ｎ７（−Ｎ丁ｚ
／　ＮＴＩ）が大きいトランスを用いた高圧出力用コン
バータはど、一次側からみた分布容量の値が大きくなる
ため増加し、またスイッチング周波数即ち動作周波数ｆ
が高いほど増加する。Note that the loss due to this distributed capacitance is calculated by the number of turns NTI of the primary winding 2 (or 3) and the secondary winding NTZO ratio n7 (-N
/ NTI) increases due to the large distributed capacitance value seen from the primary side, and the switching frequency, that is, the operating frequency f
increases as the value increases.

以上のような現象は、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのコアとしてＥｌコアやＥＥコフを用いた場合
でも、これまでコアとコアの接合部分にはギャップを設
けない構成としていたため、同様の動作となる。The above phenomenon occurs even when an El core or an EE core is used as the core of a transformer for a push-pull buck-boost converter, because until now the structure was such that no gap was provided between the cores, so the same behavior could not be observed. becomes.

このような短絡電流による損失に加え、従来ではチョー
クコイル８の励磁インダクタンスを入力電流リプルの条
件からのみ決定していたのでコンバータの動作周波数ｆ
を高くすると損失が急増するという問題もあった。In addition to the loss due to such short circuit current, in the past, the excitation inductance of the choke coil 8 was determined only from the input current ripple condition, so the operating frequency f of the converter
There was also the problem that losses would increase sharply if the value was increased.

本発明の目的は、これらの欠点を除去し、プッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの分布容量に起
因する損失を低減することに′ある。It is an object of the present invention to eliminate these drawbacks and reduce the loss due to the distributed capacitance of the transformer of a push-pull buck-boost DC-DC converter.

さらに、プッシュプル用トランスの励磁インダクタンス
とチョークコイルの励磁インダクタンスの選択範囲を指
定することにより、プッシュプル用トランスの励磁電流
の増加に伴う損失の増加、および出力リプルの増加を抑
えることにある。Furthermore, by specifying the selection range of the excitation inductance of the push-pull transformer and the excitation inductance of the choke coil, it is possible to suppress an increase in loss and an increase in output ripple due to an increase in the excitation current of the push-pull transformer.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

本発明は、両方のスイッチ素子が同時にオフしている期
間中に主トランスの分布容量電圧を反転させることがで
きるように、プッシュプル昇降圧コンバータ用トランス
の励磁インダクタンスを設計することに最も主要な特徴
とする。The present invention is primarily concerned with designing the excitation inductance of the transformer for push-pull buck-boost converters so that the distributed capacitance voltage of the main transformer can be reversed during the period when both switch elements are turned off simultaneously. Features.

さらに、プッシュプル昇陣圧形コンバータのプッシュプ
ル用トランスの励磁インダクタンスの選択範囲とチョー
クコイルの励磁インダクタンスの選択範囲の一方あるい
は両方を規定することを最も主要な特徴とし、高効率・
低リプルで高周波なプッシュプル昇降圧形コンバータを
実現する。Furthermore, the most important feature is that one or both of the selection range of the excitation inductance of the push-pull transformer and the selection range of the excitation inductance of the choke coil of the push-pull booster converter is specified, and the high efficiency and
Realizes a low-ripple, high-frequency push-pull buck-boost converter.

〔発明の原理〕[Principle of the invention]

トランスの分布容量による損失の増加を軽減するために
、スイッチ素子９．１０が同時にオフしている期間にト
ランスの励磁電流により分布容量電圧の極性を反転させ
る。よって、同時オフ期間（ｔ３〜ｔ４）の励磁電流の
総電荷量が分布容量電圧を反転するために必要とする電
荷量より大きいという条件が成立する必要がある。In order to reduce the increase in loss due to the distributed capacitance of the transformer, the polarity of the distributed capacitance voltage is reversed by the excitation current of the transformer during the period when the switch elements 9 and 10 are simultaneously turned off. Therefore, it is necessary to satisfy the condition that the total amount of charge of the excitation current during the simultaneous off period (t3 to t4) is larger than the amount of charge required to invert the distributed capacitance voltage.

同時オフ期間Ｄａ〜ｔ４）に励磁電流から受は取る電荷
量は（１）式で示される。The amount of charge received and taken from the excitation current during the simultaneous off period Da to t4) is expressed by equation (1).

Ｑｅｕｒ　　：期間（Ｌ３〜Ｌ４）に励磁電流から受け
とる電荷量 ｉＴ、（ｔ）　　：　）ランスの励磁電流ここで、期間
（ｔ、〜ｔ４）の励磁電流ｊｔａ（ｔ）はほぼ励磁電流
のピークであり、かつこの期間の変化量は小さいことか
ら一定とみなして、この期間の励磁電流をそのピーク値
である■ア。と仮定する。この仮定により、励磁電流か
ら受は取る電荷量口ｃｕｒは（２）式で表現できる。Qeur: amount of charge iT, (t) received from the excitation current during the period (L3 to L4): excitation current of the lance Here, the excitation current jta(t) during the period (t, to t4) is approximately at the peak of the excitation current. Since the amount of change during this period is small, it is assumed to be constant, and the excitation current during this period is its peak value. Assume that Based on this assumption, the amount of charge cur taken from the excitation current can be expressed by equation (2).

Ｄニスイッチングのデユーティ比即ちオン・オフ比（１
周期に対するオンしている期間の割合） ｆニスイッチング周波数 分布容量が必要とする電荷量ＱＣｄは（３）式で示され
る。The duty ratio of D-switching, that is, the on-off ratio (1
(Ratio of ON period to cycle) The amount of charge QCd required by the switching frequency distribution capacitance is expressed by equation (3).

Ｑｅｄ＝　２　・（Ｎｒ＋／）Ｊｔｚ）・ｖｏ・Ｃａ　
　−（３）ＮＴ１ニドランスの一次巻線の巻数 Ｎ７□ニドランスの二次巻線の巻数 ＱＣｄ　：分布容量が必要とする電荷量Ｃ４：１次側換
算の分布容量の値 ｖｏ：出力電圧 損失を増加させないように動作するためには、（４）式
に示す関係を満足する必要がある。Qed= 2 ・(Nr+/)Jtz)・vo・Ca
-(3) Number of turns of the primary winding of NT1 Nidorance N7 □ Number of turns of the secondary winding of Nidorance QCd: Amount of charge required by distributed capacitance C4: Value of distributed capacitance converted to primary side vo: Increase output voltage loss In order to operate to prevent this from happening, it is necessary to satisfy the relationship shown in equation (4).

ＱＣｄ≦Ｑｃｕ、　　　　　　　　　−（４）（２）〜
（４）式より、励磁電流は（５）式の条件を満足する必
要がある。QCd≦Qcu, -(4)(2)~
From equation (4), the exciting current needs to satisfy the condition of equation (5).

トランスの励磁電流は巻線の巻回数、コア定数、トラン
スに印加される電圧により決定される。The excitation current of the transformer is determined by the number of turns of the winding, the core constant, and the voltage applied to the transformer.

トランスの最大起磁力Ｈ，，は（６）式で、最大磁束密
度Ｂ、は（７）式で示される。The maximum magnetomotive force H,, of the transformer is expressed by equation (6), and the maximum magnetic flux density B, is expressed by equation (7).

１８　；トランスコアの実効磁路長 ＮＴＩ・　八〇 Ｖｔ（ｔ）　　：　）ランスの１次巻線に印加される電
圧 Ａ、ニドランスコアの実効断面積 二二で、（７）式の右辺の分子である電圧の半周期の時
間積分値は分布容量の影響を受けず（８）式として表現
できる。18 ; Effective magnetic path length of the transformer core NTI 80Vt(t) : ) Voltage A applied to the primary winding of the lance, effective cross-sectional area of the Nidoran core 22, the numerator on the right side of equation (7) The time integral value of the half cycle of the voltage is not affected by the distributed capacitance and can be expressed as Equation (8).

よって、最大磁束密度Ｂ、、、は（７）　、　（８）弐
から（９）式として表現できる。Therefore, the maximum magnetic flux density B,... can be expressed as equations (7), (8) to (9).

ν。ν.

また、最大起磁力りと最大磁束密度Ｂ７との間には、（
１０）式の関係がある。Moreover, between the maximum magnetomotive force and the maximum magnetic flux density B7, (
10) There is a relationship as shown in Eq.

ＢＩＩ＝μ。・μ・　Ｈｌ　　　　　　・・・（１０）
μ。；真空透磁率 μ：比透磁率 よって、トランスの材質、構成等で決まる励磁電流ＩＴ
ａは（６）　、　（９）　、　（１０）式より（１１）
式として示すことができる。BII=μ.・μ・ Hl ... (10)
μ. ; Vacuum permeability μ: Excitation current IT determined by the material, configuration, etc. of the transformer according to the relative magnetic permeability
From equations (6), (9), and (10), a is (11)
It can be shown as an equation.

（１１）式より、励磁電流１１を増加させるためには以
下の方法があり、その得失を示す。From equation (11), there are the following methods for increasing the excitation current 11, and their advantages and disadvantages are shown below.

（イ）実効磁路長・・・実効磁路長を長くすると、コア
の体積が増加するために鉄損の増加を招く。(a) Effective magnetic path length: When the effective magnetic path length is increased, the volume of the core increases, leading to an increase in iron loss.

（１１）　　１次巻線の巻回数・・・１次＠腺の巻回数
を低減すると、最大磁束密度が増加するために、鉄損の
増加を招（ばかりかトランスが飽和する恐れがある。(11) Number of turns of the primary winding: If the number of turns of the primary wire is reduced, the maximum magnetic flux density will increase, leading to an increase in iron loss (not only that, but there is a risk that the transformer will become saturated).

（ハ）コアの実効断面積・・・コアの実効断面積を減少
すると、最大磁束密度が増加するために、鉄損の増加を
招くばかりかトランスが飽和する恐れがある。(c) Effective cross-sectional area of the core: If the effective cross-sectional area of the core is reduced, the maximum magnetic flux density will increase, which will not only lead to an increase in iron loss but also cause the transformer to become saturated.

（ニ）比透磁率・・・比透磁率を低減することはコア材
の選定により容易に可能であり、鉄損は選定したコアの
特性で決まる。(d) Relative magnetic permeability: Reducing the relative magnetic permeability is easily possible by selecting the core material, and iron loss is determined by the characteristics of the selected core.

以上の４つの手法を比較した結果、比透磁率の低いコア
を適用することで、損失を増加させることなく励磁電流
を任意に設定することが可能であることがわかった。As a result of comparing the above four methods, it was found that by applying a core with low relative magnetic permeability, it is possible to arbitrarily set the excitation current without increasing loss.

（５）と（１１）式とから損失を増加させないように動
作するための分布容量とトランスの比透磁率との関係を
（１２）式に示すとともに、第４図に（１２）式から得
られる計算結果と実験結果の１例を示す。From equations (5) and (11), equation (12) shows the relationship between the distributed capacitance and the relative magnetic permeability of the transformer in order to operate without increasing loss. An example of the calculated and experimental results is shown below.

実験結果と設計式から得られた結果は良く一致しており
、本設計式の妥当性を確認することができた。また、（
１２）式を励磁インダクタンスＬＴ＋で示すと（１３）
式となる。The experimental results and the results obtained from the design formula were in good agreement, confirming the validity of the design formula. Also,(
When formula 12) is expressed in terms of excitation inductance LT+, (13)
The formula becomes

Ｌｔ＋：）ランスの１次巻線インダクタンス〔実施例］ 第５図はこの発明のいくつかの実施例を代表して表わし
た昇降圧コンバータの構成図である。第５図でプッシュ
プル用トランス１１０は前述のように比透磁率が式（１
２）の条件を満足するような低い値となるように設計さ
れたものかあるいはトランスの１次巻線インダクタンス
が式（１３）を満足するように設計されたものであり、
それ以外の回路構成は第１図と全く同じである。Lt+:) Primary Winding Inductance of Lance [Embodiments] FIG. 5 is a block diagram of a buck-boost converter representative of some embodiments of the present invention. In FIG. 5, the push-pull transformer 110 has a relative permeability of the formula (1
It is designed to have a low value that satisfies the condition of 2), or it is designed so that the primary winding inductance of the transformer satisfies equation (13),
The other circuit configuration is exactly the same as that in FIG.

第６図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１０
の具体的構成例を示すものである。このトランス１１０
ではトロイダルコア１００にギャップ２０を形成するこ
とによりコア１１０の比透磁率を等価的に小さくしてい
る。その結果トランス１１０の励磁インダクタンスが小
さくなり、第５図の実施例におけるトランスの励磁電流
を大きくすることができる。この場合の第５図に示すコ
ンバータの各部の動作波形を第７図に示す。トランスの
励磁電流が増加するため、分布容量１３を逆方向に充電
してその極性を反転することができる。従ってスイッチ
１０がオンする時点ｔ４の直前では一次巻線電圧Ｖ、も
反転している。この時スイッチ１０がオンになってもス
イッチ９の寄生ダイオード１１には逆方向電圧が印加さ
れているので分布容量１３の電荷が寄生ダイオード１１
を通して短絡電流として放電することはない。この結果
分布容量に起因する損失を無くすことができる。Figure 6 shows the push-pull transformer 110 in Figure 5.
This shows a specific example of the configuration. This transformer 110
By forming the gap 20 in the toroidal core 100, the relative magnetic permeability of the core 110 is equivalently reduced. As a result, the excitation inductance of the transformer 110 is reduced, and the excitation current of the transformer in the embodiment of FIG. 5 can be increased. FIG. 7 shows operating waveforms of each part of the converter shown in FIG. 5 in this case. Since the excitation current of the transformer increases, the distributed capacitance 13 can be charged in the opposite direction and its polarity can be reversed. Therefore, just before the time t4 when the switch 10 is turned on, the primary winding voltage V is also inverted. At this time, even if the switch 10 is turned on, a reverse voltage is applied to the parasitic diode 11 of the switch 9, so the charge of the distributed capacitance 13 is transferred to the parasitic diode 11.
It will not discharge as a short circuit current through. As a result, loss due to distributed capacitance can be eliminated.

なおトランスの励磁電流は、ｔ、以降に、昇圧チョーク
コイル８の電流■、に重畳してトランスの二次側から負
荷電流として供給されるため、励磁電流が増加しても若
干の銅損増加があるものの、殆どの部分は損失とはなら
ず有効に使用される。Note that after t, the excitation current of the transformer is superimposed on the current of the boost choke coil 8 and supplied as a load current from the secondary side of the transformer, so even if the excitation current increases, the copper loss will increase slightly. However, most of it is not lost and is used effectively.

弐Ｇ２）を満足する比透磁率μのトランスコア１００を
実現するにはギャップ２０の長さｆ、を次式のように選
べばよい。In order to realize a transformer core 100 with a relative magnetic permeability μ that satisfies G2), the length f of the gap 20 may be selected as shown in the following equation.

μ　°　μ ここでμ′はコア材料の比透磁率である。μ　°　μ Here μ′ is the relative magnetic permeability of the core material.

なおギャップ２０により励磁電流が増加する理由は次の
ように説明することもできる。ギャップ２０を含むコア
１００の比透磁率をμ、真空の透磁率をμ。、起磁力を
Ｈ１磁束をＢとするとＢ−μμ。Ｈとなる。コア１００
にギャップ２０を設けるとギャップを設けない場合より
もμは小さくなる。ギャップ２０を設けても磁束Ｂが変
化しないため、Ｈ＝Ｂ／μ／μ。が大きくなり、そのた
め励磁電流が増加することになる。励磁電流の増加によ
り前述したように主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９゜１０
が共にオフの期間（ｔ３〜ｔ４）において分布容量コン
デンサ１３の電圧が急速に低下する。Note that the reason why the excitation current increases due to the gap 20 can also be explained as follows. The relative magnetic permeability of the core 100 including the gap 20 is μ, and the magnetic permeability of the vacuum is μ. , if the magnetomotive force is H1 and the magnetic flux is B, then B-μμ. It becomes H. core 100
When a gap 20 is provided in the gap 20, μ becomes smaller than when no gap is provided. Since the magnetic flux B does not change even if the gap 20 is provided, H=B/μ/μ. becomes larger, and therefore the excitation current increases. As mentioned above, due to the increase in excitation current, the main switch MOSFET 9゜10
During the period (t3 to t4) when both are off, the voltage of the distributed capacitance capacitor 13 rapidly decreases.

第８Ａ図に示すようにコア１００のギャップ２０に非磁
性体２１が充填されてもよい。非磁性体２１の比透磁率
をμ′とすれば圓式は次の側′式のようになる。As shown in FIG. 8A, the gap 20 of the core 100 may be filled with a non-magnetic material 21. If the relative magnetic permeability of the non-magnetic material 21 is μ', the round equation becomes the following side' equation.

温度変動によりコア１００の径が変化し、ギャップ長が
変化してμが変化するおそれがあるが、非磁性体２１の
充填により温度変動によるμの変化を抑圧することがで
きる。またこの非磁性体２１はトランスの絶縁体による
含浸処理によるストレスを避けるためにも有効に利用さ
れる。There is a possibility that the diameter of the core 100 changes due to temperature fluctuations, the gap length changes, and μ changes; however, by filling the non-magnetic material 21, changes in μ due to temperature fluctuations can be suppressed. The non-magnetic material 21 is also effectively used to avoid stress caused by impregnating the transformer with an insulator.

上述ではトランスのコアとしてトロイダルコアを用いた
が、Ｅｌコア、ＥＥココアど他の形状のコアに同様にギ
ャップを設けて低損失化を計ることもできる。またギャ
ップを形成するかわりに第８Ｂ図に示すようにコア１０
０に切れ込み２０′を入れたり、あるいはコアの一部に
穴を空けることにより磁路を形成するコア１００に断面
の小さい部分を設けてもよい。Although a toroidal core is used as the core of the transformer in the above description, it is also possible to reduce the loss by providing a gap in a core of other shape such as an El core or an EE cocoa. Also, instead of forming a gap, as shown in FIG. 8B, the core 10
A portion with a small cross section may be provided in the core 100 that forms the magnetic path by making a notch 20' in the core 100 or by making a hole in a part of the core.

また、当然のようにギャップがなくても磁性体自身の透
磁率が小さな磁性体を高圧トランスのコアに用いても同
様な効果が得られる。Further, even if there is no gap, the same effect can be obtained even if a magnetic material having a small magnetic permeability itself is used for the core of the high voltage transformer.

第９図に等価分布容量に対応する損失がトランスの励磁
インダクタンスにより変化する実測例を示す。ギャップ
２０を設けない時の励磁インダクタンスＬｆ＋を１とし
た場合に対し、適当な長さのギャップを設けることによ
りＬア、を約１／３、約１７７にそれぞれした場合の相
対損失を第９図中に（Ａ）、　（Ｂ）、　（Ｃ）で示す
。この測定結果よりギャップを設けることにより損失が
減少し、特に分布容量が増加すると損失の減少が大きく
なることが実証された。高圧を得る場合は巻線比の大き
なトランスが使用され、その分布容量は例えば５ｎＦ程
度であるが、この場合においてはギャップを設けること
により損失を著しく減少できることが理解される。FIG. 9 shows an actual measurement example in which the loss corresponding to the equivalent distributed capacitance changes depending on the excitation inductance of the transformer. Figure 9 shows the relative loss when the excitation inductance Lf+ is set to 1 when no gap 20 is provided, and when L a is reduced to about 1/3 and about 177 by providing a gap of an appropriate length, respectively. Indicated by (A), (B), and (C). This measurement result demonstrated that the loss was reduced by providing a gap, and that the reduction in loss was particularly large as the distributed capacitance increased. When obtaining high voltage, a transformer with a large winding ratio is used, and its distributed capacitance is, for example, about 5 nF, but it is understood that in this case, the loss can be significantly reduced by providing a gap.

第１０図は第５図におけるプッシュプル用トランス１１
０を別な構成によりその励磁インダクタンスが等価的に
小さ（なるようにした例である。Figure 10 shows the push-pull transformer 11 in Figure 5.
This is an example in which the excitation inductance is made equivalently small by using a different configuration.

即ち、この例ではトランス１１０の２次側に並列にイン
ダクタ２２を接続して等価的にトランス１１０の励磁イ
ンダクタンスを小さくしている。That is, in this example, the inductor 22 is connected in parallel to the secondary side of the transformer 110 to equivalently reduce the excitation inductance of the transformer 110.

インダクタ２２のインダクタンスはその１次側に換算し
たインダクタンスとトランス１１０自体の励磁インダク
タンスの並列合成値が式（１３）を満足するように選ぶ
。The inductance of the inductor 22 is selected so that the parallel composite value of the inductance converted to its primary side and the excitation inductance of the transformer 110 itself satisfies equation (13).

第１１図は第１０図の回路の主スイッチ用ＭＯ３ＦＥＴ
９．　１０の電圧Ｖｏｓ＋　＋　　Ｖｏｓｚ　＋　　ト
ランス１０の一次巻線３の電圧ｖＴ及びインダクタ２２
の電流ＩＬ　、及びその他各部動作波形である。Figure 11 shows the MO3FET for the main switch of the circuit in Figure 10.
9. 10 voltage Vos+ + Vosz + voltage vT of primary winding 3 of transformer 10 and inductor 22
The current IL and other operating waveforms are shown below.

第１０図の回路動作を第１１図に示す各部の動作波形に
従って説明する。The circuit operation of FIG. 10 will be explained according to the operation waveforms of each part shown in FIG. 11.

まず、主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９がオンしている期
間（第１１図でＬ０〜ｔｓ）に、トランス１１０の二次
側の分布容量１３がトランス巻線の・可倒が負の電圧で
充電されるとともに、インダクタ２２の電流ｉ１が増加
する。時刻ｔ、において主スイッチ用ＭＯＳＦＥＴ　９
がオフすると、インダクタ２２の電流によって分布容１
ｔ１３の電荷が減少し、分布容量１３に蓄えられていた
エネルギーがインダクタ２２の励磁エネルギーに変換さ
れる。従って、時刻ｔ４において主スイッチ用ＭＯ５Ｆ
ＥＴ　１０がオンしても、分布容量１３の電荷が減少し
ているため、分布容量１３に起因する損失を減少できる
。インダクタ２２の電流はｔ４以後に負荷電流として負
荷に供給されるため、損失にはならない。First, during the period when the main switch MOSFET 9 is on (L0 to ts in FIG. 11), the distributed capacitance 13 on the secondary side of the transformer 110 is charged with a negative voltage of the transformer winding. At the same time, the current i1 of the inductor 22 increases. At time t, main switch MOSFET 9
When turned off, the current in the inductor 22 increases the distributed capacitance 1
The charge at t13 decreases, and the energy stored in the distributed capacitance 13 is converted into excitation energy for the inductor 22. Therefore, at time t4, MO5F for the main switch
Even if the ET 10 is turned on, the charge on the distributed capacitance 13 is reduced, so that the loss caused by the distributed capacitance 13 can be reduced. Since the current of the inductor 22 is supplied to the load as a load current after t4, there is no loss.

従って、トランス１１０の分布容量・′１３が大きくて
もプッシュプル昇降圧コンバータの損失が小さく抑えら
れるという効果がある。Therefore, even if the distributed capacitance '13 of the transformer 110 is large, the loss of the push-pull buck-boost converter can be kept small.

第１２図は第５図におけるトランス１１０を更に別な構
成によりその励磁インダクタンスが等価的に小さくなる
ようにした例である。即ち、この例ではトランス１１０
の３次巻線２３に並列にインダクタ２２を接続して等価
的にトランス１１０の励磁インダクタンスを小さくして
いる。この場合のコンバータの動作及び得られる効果は
第１０図の場合と全く同じであるので説明を省略する。FIG. 12 shows an example in which the transformer 110 in FIG. 5 is constructed in a different manner so that its excitation inductance is equivalently reduced. That is, in this example, the transformer 110
An inductor 22 is connected in parallel to the tertiary winding 23 of the transformer 110 to equivalently reduce the excitation inductance of the transformer 110. The operation of the converter in this case and the effects obtained are exactly the same as in the case of FIG. 10, so the explanation will be omitted.

なお、トランス１１０の一次巻線２，３のいずれか、あ
るいは両方に、巻線と並列にインダクタ２２を接続して
も同様な効果が得られる。Note that the same effect can be obtained by connecting the inductor 22 to either or both of the primary windings 2 and 3 of the transformer 110 in parallel with the windings.

次に、第１３図は、第１１図の実施例によるコンバータ
の効率特性を（Ａ）で、第１図の従来回路によるコンバ
ータの効率特性を（Ｂ）で示したものである。従来のコ
ンバータでは効率が８５％以下であるが、本発明のコン
バータではインダクタ２２を追加したことによりインダ
クタ２２自身の損失が加わったにもかかわらず、８６％
を越える効率が得られた。Next, in FIG. 13, (A) shows the efficiency characteristics of the converter according to the embodiment shown in FIG. 11, and (B) shows the efficiency characteristics of the converter according to the conventional circuit shown in FIG. In the conventional converter, the efficiency is less than 85%, but in the converter of the present invention, the efficiency is 86% despite the addition of the inductor 22 and the loss of the inductor 22 itself.
Efficiency exceeding that was obtained.

上述ではトランスのコア１００の比透磁率μを小さくす
る場合とインダクタをトランスの巻線に並列接続してト
ランスのインダクタンスを小さくする場合を説明したが
これらの両方を組合わせてもよいことは明らかである。In the above description, the case where the relative magnetic permeability μ of the core 100 of the transformer is made small and the case where the inductance of the transformer is made small by connecting an inductor in parallel to the winding of the transformer are explained, but it is clear that both of these may be combined. It is.

〔改善された発明の原理〕[Improved principle of invention]

第５図及び第７図の実施例においてプッシュプル用トラ
ンス１１０の分布容量に起因する損失を低減するため式
（１３）を満足するようにトランス・１１０を設計する
ことを説明したが、式（１３）を満たすようにトランス
の１次巻線インダクタンスを小さくするとトランスの励
磁電流が増加し、スイッチ素子９がオフする以前にトラ
ンスの１次側を流れる電流がＯになってしまう。この場
合の第５図におけるチョークコイル８を流れる電流■１
とその励磁電流成分ΔＩＬｅ、トランス１１０の励磁電
流Δ■７．及び整流用ダイオード１４．１７を流れる電
流■、をスイッチ９，１０のゲート信号ＶＧＩ　＋　ｖ
Ｇ□の変化とともに第１４Ａ図に示す。チョークコイル
８の電流ＩＬからトランスの励磁電流ΔＩｔｓを引算し
た差がトランスの１次側を流れる電流であり、これは整
流用ダイオード１４〜１８に流れる電流ＩＤｒに対応す
る。従って第１４Ａ図かられかるようにトランスの励磁
電流ＩＴａが増加する、即ち■、。の振幅が大になると
スイッチ素子９がオフする以前にトランスの１次側を流
れる電流が０になる（ｔ３′）。その結果、従来チョー
クコイル８に電流ＩＬが流れている期間（ｔ３′〜Ｌ３
）に２次側から負荷に電流ＩＤｒが流れなくなり、整流
用ダイオード１４．１７がオンしている期間が等価的に
短く、ＴＤ′となる。その結果、同じパワーを得るため
に整流用ダイオードの電流ＩＤｒの実効値が増加し、整
流用ダイオードのオン期間の損失が増加する欠点がある
。また、出力リプルも増加する欠点がある。そこで、こ
れらの欠点を除くため、昇圧チョークのインダクタンス
値を下げ、出力リプルが従来技術と同程度になる設計条
件について検討する。In the embodiments shown in FIGS. 5 and 7, it has been explained that the transformer 110 is designed to satisfy the equation (13) in order to reduce the loss caused by the distributed capacitance of the push-pull transformer 110, but the equation ( If the primary winding inductance of the transformer is reduced so as to satisfy 13), the excitation current of the transformer will increase, and the current flowing through the primary side of the transformer will become O before the switch element 9 is turned off. In this case, the current flowing through the choke coil 8 in Fig. 5 ■1
and its exciting current component ΔILe, and the exciting current Δ■7 of the transformer 110. and the current flowing through the rectifier diodes 14 and 17 as the gate signal of the switches 9 and 10 VGI + v
This is shown in FIG. 14A along with changes in G□. The difference obtained by subtracting the excitation current ΔIts of the transformer from the current IL of the choke coil 8 is the current flowing through the primary side of the transformer, and this corresponds to the current IDr flowing through the rectifying diodes 14 to 18. Therefore, as shown in FIG. 14A, the excitation current ITa of the transformer increases, ie, (2). When the amplitude of becomes large, the current flowing through the primary side of the transformer becomes 0 before the switching element 9 is turned off (t3'). As a result, the period during which the current IL flows through the conventional choke coil 8 (t3' to L3
), the current IDr stops flowing from the secondary side to the load, and the period during which the rectifying diodes 14 and 17 are on is equivalently short, resulting in TD'. As a result, in order to obtain the same power, the effective value of the current IDr of the rectifier diode increases, resulting in an increase in loss during the on-period of the rectifier diode. Furthermore, there is a drawback that output ripple also increases. Therefore, in order to eliminate these drawbacks, we will consider design conditions that reduce the inductance value of the boost choke and make the output ripple comparable to that of the conventional technology.

出力リプルを小さくするには２次側の整流ダイオードに
流れる電流Ｉ。ｒが１次側のスイッチ素子９．１０の電
流の導通幅と同じにしなければならない。To reduce output ripple, current I flows through the rectifier diode on the secondary side. r must be made equal to the current conduction width of the primary side switching element 9.10.

以下では二次側の整流ダイオード１４〜１８を流れる電
流ＩＤｒが一次側のスイッチ素子９．１０の電流の導通
幅と同じになるためのチョークコイル８のインダクタン
スとトランス１１０のインダクタンスに要求される条件
を降圧モード、昇圧モード、及びこれらの混合モードに
分けて説明する。Below, the conditions required for the inductance of the choke coil 8 and the inductance of the transformer 110 for the current IDr flowing through the rectifier diodes 14 to 18 on the secondary side to be the same as the current conduction width of the switching element 9.10 on the primary side. will be explained separately into a step-down mode, a step-up mode, and a mixed mode thereof.

（イ）降圧モード 第５図においてスイッチ素子９．１０のオン・オフ比（
デユーティ比）Ｄを０．５　＞　Ｄ≧０に選んで動作し
た場合は降圧モードであり、その場合のコンバータの入
出力電圧とデユーティ比りの関係を式（１５）に、チョ
ークコイル８を流れる電流の平均値ＩＬｍｖを弐（１６
）に、チョークコイル８の励磁電流の振幅ΔＩ、。を式
（１７）に、トランス１１０の励磁電流の振幅ΔＩ７゜
を式（１８）にそれぞれ示す。(a) On-off ratio (
When operating with D selected as 0.5 > D≧0 (duty ratio), it is in step-down mode, and the relationship between the input/output voltage of the converter and the duty ratio is shown in equation (15). The average value of current ILmv is 2 (16
) is the amplitude ΔI of the excitation current of the choke coil 8. is shown in equation (17), and the amplitude ΔI7° of the exciting current of the transformer 110 is shown in equation (18).

ただし、Ｅ、は人力直流電圧、ｖｏトランス一次側換算
出力電圧、ＮＬＩ及びＮＬＺはチョークコイル８の主及
び帰還巻線の巻線数、Ｖ、はＶＬ　＝（ＮＬＩ／　Ｎｔ
ｚ）　Ｅ、で与えられるチョークコイル８の主巻線換算
電圧、Ｐｏはコンバータの出力電力、ＬＬＩはチョーク
コイル８の主巻線インダクタンス、ＬＳＩはトランス１
１０の一次側巻線インダクタン、スである。またトラン
ス１１０に流れる電流（チョークコイル８の主巻線を流
れる電流■。However, E is the human power DC voltage, VO transformer primary side converted output voltage, NLI and NLZ are the number of windings of the main and feedback windings of the choke coil 8, and V is VL = (NLI/Nt
z) The main winding equivalent voltage of the choke coil 8 given by E, Po is the output power of the converter, LLI is the main winding inductance of the choke coil 8, and LSI is the transformer 1
The primary winding inductance is 10. Also, the current flowing through the transformer 110 (the current flowing through the main winding of the choke coil 8).

に対応）はチョークコイル８からトランス１１０の一次
側に流れ込む方向を正とする。), the direction in which the flow flows from the choke coil 8 to the primary side of the transformer 110 is positive.

〈条件１〉 スイッチ素子９がオンする時点（【。）において、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
１９）を満足する必要がある。<Condition 1> In order for the current flowing through the transformer 110 to not become negative at the time when the switch element 9 turns on ([.), the following equation (
19) must be satisfied.

式（１９）と式（１６）　、　（１７）　、　（１８）
より、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬ
Ｉは次式（２０）を満足しなければならない。Equation (19) and Equation (16), (17), (18)
Therefore, the inductance LL of the main winding of the choke coil 8
I must satisfy the following formula (20).

式（２０）の分母は常に正である（Ｄ＜０．５　）こと
から分子の正、負により２つの場合に分かれる。Since the denominator of equation (20) is always positive (D<0.5), there are two cases depending on whether the numerator is positive or negative.

ケースに　式（２０）の分子が正の場合は次式（２１）
。In the case where the numerator of equation (20) is positive, the following equation (21)
.

（２２）を満足する必要がある。(22) must be satisfied.

ケース２：式（２０）の分子が負の場合はＬＳＩは負に
なるので考える必要はない。Case 2: If the numerator of equation (20) is negative, there is no need to consider this because the LSI will be negative.

く条件２〉 スイッチ素子９がオフする時点（ｔ３）においてトラン
ス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（２
３）を満足する必要がある。Condition 2> In order for the current flowing through the transformer 110 to not become negative at the time (t3) when the switch element 9 is turned off, the following equation (2) is satisfied.
3) must be satisfied.

式（２３）と式（１６）、　（１７）、　（１８）より
、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬＩは
次式（２４）を満足しなければならない。From equation (23) and equations (16), (17), and (18), the inductance LLI of the main winding of the choke coil 8 must satisfy the following equation (24).

ＬＬ、　　　　Ｄ・（１−２Ｄ）　４ｔ＋　・Ｖｔ・Ｖ
ｃ式（２４）の分母は常に正である（Ｄ＜０．５）。し
たがって分子の正、負により２つの場合に分かれる。LL, D・(1-2D) 4t+ ・Vt・V
The denominator of equation (24) is always positive (D<0.5). Therefore, there are two cases depending on whether the numerator is positive or negative.

ケース１：式（２４）の分子が正の場合は次式（２５）
　。Case 1: If the numerator of formula (24) is positive, the following formula (25)
.

（２６）を満足する必要がある。(26) must be satisfied.

ケース２：式（２４）の分子が負の場合は次式（２７）
。Case 2: If the numerator of equation (24) is negative, the following equation (27)
.

（２８）を満足する必要がある。(28) must be satisfied.

ただし式（２４）の分子が負であるので式（２８）の右
辺は常に負となりＬＬＩは任意の値でよい。However, since the numerator of equation (24) is negative, the right side of equation (28) is always negative, and LLI can be any value.

以上の降圧モード（Ｄ＜０．５）における条件１゜２を
まとめると次のようになる。The conditions 1°2 in the step-down mode (D<0.5) described above are summarized as follows.

条件１のケース１と条件２のケース１の弐（２１）。Case 1 of Condition 1 and Case 1 of Condition 2 (21).

（２５）から式（２９）が、及び式（２２）　、　（２
６）から式（３０）が得られる。From (25), equation (29) is obtained, and equation (22), (2
Equation (30) is obtained from 6).

条件ｌのケース１と条件２のケース２の式（２１）。Equation (21) for case 1 of condition l and case 2 of condition 2.

（２７）から式（３１）が、及び式（２４）から式（３
２）が得られる。Equation (31) is obtained from (27), and equation (3) is obtained from equation (24).
2) is obtained.

　−ｐａ （０）昇圧モード 第５図のスイッチ素子９，１０のオン・オフ比りを１＞
Ｄ≧０．５に選んで動作した場合は昇圧モードであり、
その場合のコンバータの入出力電圧とオン・オフ比りの
関係を式（３３）に、チョークコイル８を流れる電流の
平均値ＩＬａｖを式（３４）に、チョークコイル８の励
磁電流振幅Δ■Ｌ、を式（３５）に、トランス１１０の
励磁電流の振幅Δ■７゜を式（３６）にそれぞれ示す。-pa (0) Boost mode The on/off ratio of switch elements 9 and 10 in Fig. 5 is 1>
If D≧0.5 is selected and operated, it is boost mode,
In that case, the relationship between the input/output voltage of the converter and the on/off ratio is expressed by equation (33), the average value ILav of the current flowing through choke coil 8 is expressed by equation (34), and the excitation current amplitude Δ■L of choke coil 8 is expressed by equation (34). , is shown in Equation (35), and the amplitude Δ■7° of the exciting current of the transformer 110 is shown in Equation (36).

く条件１〉 スイッチ素子９がオンする時点（ｔｏ）において、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
３７）を満足する必要がある。Condition 1> In order for the current flowing through the transformer 110 to not become negative at the time (to) when the switch element 9 is turned on, the following equation (
37) must be satisfied.

式（３７）と式（３４）　、　（３５）　、　（３６）
から、チョークコイル８の主巻線のインダクタンスＬＬ
Ｉは次式（３８）を満足しなければならない。Equation (37) and equation (34), (35), (36)
From, the inductance LL of the main winding of the choke coil 8
I must satisfy the following equation (38).

式（３８）の分母は１＞Ｄ≧０．５なので正である。The denominator of equation (38) is positive because 1>D≧0.5.

従って分子の正、負により２つの場合に分かれる。Therefore, there are two cases depending on whether the numerator is positive or negative.

ケース１：式（３８）の分子が正の場合は次式（３９）
　。Case 1: If the numerator of formula (38) is positive, the following formula (39)
.

（４０）を満足する必要がある。(40) must be satisfied.

ケース２：式（３８）の分子が負の場合は式（３８）の
右辺は負となるので式（３８）を満足するＬＬＩは存在
しない。Case 2: If the numerator of equation (38) is negative, the right side of equation (38) is negative, so there is no LLI that satisfies equation (38).

く条件２〉 スイッチ素子９がオフとなる時点（ｔいにおいて、トラ
ンス１１０を流れる電流が負にならないためには次式（
４１）を満足する必要がある。Condition 2> In order for the current flowing through the transformer 110 to not become negative at the time when the switch element 9 is turned off (t), the following equation (
41) must be satisfied.

電流ｒＬａｖ　ｌ　ΔＩＬＴ１ｌ＋　ΔＩＴｅは全て正
又はＯなので式（４１）は常に満足している。Since the currents rLav l ΔILT1l+ ΔITe are all positive or O, equation (41) is always satisfied.

以上の昇圧モード（１〉Ｄ≧０．５）における条件１．
２をまとめると次式（４２）、　（４３）となる。Condition 1 in the above boost mode (1>D≧0.5).
2 can be summarized as the following equations (42) and (43).

（ハ）混合モード スイッチ素子９．１０のオン・オフ比りをＯ〜１の範囲
で任意に変化させてコンバータを動作させる場合は、ト
ランス１１０の一次巻線インダクタンスＬＴ＋とチョー
クコイル８の主巻線インダクタンスＬＬＩは式（１３）
　、　（２９）　、　（３１）　、　（４２）を同時に
満足するＬＴＩと弐（３０）　、　（３２）　、　（４
３）を同時に満足するＬＬＩの値をそれぞれ選べばよい
。(c) When operating the converter by arbitrarily changing the on/off ratio of the mixed mode switch element 9.10 in the range of O to 1, the primary winding inductance LT+ of the transformer 110 and the main winding of the choke coil 8 Line inductance LLI is expressed by formula (13)
, (29), (31), (42) and (2) (30), (32), (4
It is sufficient to select LLI values that satisfy 3) at the same time.

〔改善した発明の実施例］ 第１４Ｂ図は第５図のコンバータにおいて、式（１３）
　、　（２９）　、　（３０）　、　（３１）　、　（
３２）を満足するようなトランス１１０の一次巻線イン
ダクタンスＬＴ＋とチョークコイル８の主巻線インダク
タンスＬＬＩを選び、降圧モードで動作した場合の各部
の動作波形を示す。[Embodiment of the improved invention] FIG. 14B shows the converter of FIG. 5 in which equation (13)
, (29) , (30) , (31) , (
32), the primary winding inductance LT+ of the transformer 110 and the main winding inductance LLI of the choke coil 8 are selected, and the operating waveforms of each part when operating in the step-down mode are shown.

チョークコイル８のインダクタンスＬＬＩを？ｌｉ少さ
せ、チョークコイル８の励磁電流の振幅ΔＩＬａを増加
させることによりスイッチ素子９がオフする以前にトラ
ンス１１０の１次側を流れる電流、従って整流用ダイオ
ードを流れる電流ＩＤｒがＯにならないように設計でき
ている。この結果、トランス１１０の励磁電流を増加さ
せたことに伴う整流用ダイオード１４〜１７のオン期間
が狭まることがなくなり、整流用ダイオードの電流ＩＤ
ｒの実効値の増加に伴う損失および出力リプルの増加を
防ぐことが可能となる。What is the inductance LLI of choke coil 8? By decreasing li and increasing the amplitude ΔILa of the excitation current of the choke coil 8, the current flowing through the primary side of the transformer 110, and therefore the current IDr flowing through the rectifier diode, does not become O before the switch element 9 is turned off. It has been designed. As a result, the on-periods of the rectifier diodes 14 to 17 do not narrow due to the increase in the excitation current of the transformer 110, and the current ID of the rectifier diodes
It is possible to prevent an increase in loss and output ripple due to an increase in the effective value of r.

たとえば、降圧モードのみで動作する場合のトランス１
１ＯのインダクタンスＬｔ＋とチョークコイル８のイン
ダクタンスＬＬＩの選択すべき範囲について１例を以下
に示す。For example, transformer 1 when operating only in buck mode
An example of the range in which the inductance Lt+ of 1O and the inductance LLI of the choke coil 8 should be selected will be shown below.

第１５図は入力電圧Ｅ、とトランス１１０のインダクタ
ンスＬア、の関係を示す。FIG. 15 shows the relationship between the input voltage E and the inductance LA of the transformer 110.

図中ケース１のＬ７Ｉの範囲は式（１３）、　（３１）
の条件を同時に満足する場合である。一方、ケース２の
ＬＴＩの範囲は式（１３）、　（２９）の条件を同時に
満足する場合である。The range of L7I in case 1 in the figure is expressed by formula (13), (31)
This is a case where the following conditions are simultaneously satisfied. On the other hand, the range of LTI in case 2 is a case where the conditions of equations (13) and (29) are simultaneously satisfied.

ケース１の条件の下で、分布容量による損失を増加させ
ないためには、ＬＬＩは（３２）式の条件を満足する必
要があり、その範囲を第１６図に斜線の領域で示す。一
方、ケース２の条件の下で、分布容量による損失を増加
させないためには、ＬＬＩは（３０）式の条件を満足す
る必要があり、その範囲を第１７図に斜線の領域で示す
。Under the conditions of case 1, in order not to increase the loss due to distributed capacitance, the LLI must satisfy the condition of equation (32), and the range thereof is shown by the shaded area in FIG. On the other hand, under the conditions of case 2, in order not to increase the loss due to distributed capacitance, the LLI must satisfy the condition of equation (30), and the range thereof is shown by the shaded area in FIG.

〔発明の効果〕〔Effect of the invention〕

以上説明したように、プッシュプル昇降圧コンバータ用
トランスのインダクタンスをある範囲で設計することに
よって、分布容量に蓄えられた電荷を放電前に励磁エネ
ルギーに変換するため、トランスの分布容量に起因する
損失を無くする効果がある。As explained above, by designing the inductance of the transformer for push-pull buck-boost converters within a certain range, the charge stored in the distributed capacitance is converted into excitation energy before discharge, which reduces the loss caused by the distributed capacitance of the transformer. It has the effect of eliminating

また、トランス１１０の１次巻線のインダクタンスとチ
ョークコイル８の主巻線の励磁インダクタンスを前記の
式を満足するように選択することにより、出力電流のパ
ルス幅を狭めることなく、負荷に電力を供給できる利点
がある。Furthermore, by selecting the inductance of the primary winding of the transformer 110 and the excitation inductance of the main winding of the choke coil 8 so as to satisfy the above formula, power can be supplied to the load without narrowing the pulse width of the output current. It has the advantage of being able to supply

このように、出力電流のパルス幅を狭めずに動作するこ
とが可能であり、平滑コンデンサ１８から負荷にエネル
ギーを供給する期間が短くなるので、平滑コンデンサ１
８の容量を低減することができ、かつ、トランスの分布
容量に起因する損失を無くすことができるので、プッシ
ュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータを高効率化、小形化
、軽量化することができる。In this way, it is possible to operate without narrowing the pulse width of the output current, and the period in which energy is supplied from the smoothing capacitor 18 to the load is shortened.
Since the capacity of 8 can be reduced and the loss caused by the distributed capacitance of the transformer can be eliminated, the push-pull buck-boost DC-DC converter can be made more efficient, smaller, and lighter.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タの回路図、 第２図は第１図のコンバータの動作を説明するための各
部の波形を示す図、 第３図は第１図のコンバータに使われるプッシュプル用
トランスの一例を示す図、 第４図はこの発明の原理に従った条件を満足するトラン
スの比透磁率と分布容量の関係を示す図５、第５回はこ
の発明のプッシュプル昇降圧ＤＣ，−ＤＣコンバータの
回路図、 第６図はこの発明のコンバータで使われるトランスの例
を示す図、 第７図はこの発明のコンバータの動作を説明するための
第５図における各部の波形を示す図、第８Ａ図はこの発
明のコンバータで使われるトランスの他の例を示す図、 第８Ｂ図はこの発明のコンバータで使われるトランスの
更に他の例を示す図、 第９図はこの発明の原理によりトランスのインダクタン
スを減少させた場合のコンバータの損失とトランスの分
布容量との関係を示すグラフ、第１０図はこの発明のコ
ンバータの他の実施例を示す回路図、 第１１図は第１Ｏ図のコンバータの動作を説明するため
の各部の波形を示す図、 第１２図はこの発明のコンバータの更に他の実施例を示
す回路図、 第１３図は第１２図の実施例によるコンバータの効率を
従来のものと比較したグラフ、第１４Ａ図は第６図にお
いてトランスのインダクタンスの増加に伴う問題を説明
するための各部の波形を示す図、 第１４Ｂ図は第１４Ａ図で示した問題を解決した場合の
動作を説明するための各部の波形を示す図、 第１５図は改善した動作を実現する条件を満たすトラン
スのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示すグラフ
、 第１６図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の例を示す
グラフ、及び 第１７図は改善した動作を実現する条件を満たすチョー
クコイルのインダクタンスと入力電圧の領域の他の例を
示すグラフである。 ５：直流電源、７：帰還ダイオード、８：チョークコイ
ル、９．ｉｏ：スイッチ素子、１１゜１２：スイッチ素
子の寄生ダイオード、１３ニドランスの分布容量、１４
〜１７：整流ダイオード、１８：平滑コンデンサ、１１
０ニドランス、１００：コア、２０：コアのギャップ、
２０′：コアの切り込み部、２２：インダクタ。 特許出願人：日本電信電話株式会社Fig. 1 is a circuit diagram of a conventional push-pull buck-boost DC-DC converter, Fig. 2 is a diagram showing waveforms of various parts to explain the operation of the converter shown in Fig. 1, and Fig. 3 is a diagram of the converter shown in Fig. 1. Figure 4 shows an example of a push-pull transformer used in a push-pull transformer. A circuit diagram of a push-pull buck-boost DC, -DC converter, FIG. 6 is a diagram showing an example of a transformer used in the converter of this invention, and FIG. 7 is a diagram showing an example of a transformer used in the converter of this invention. FIG. 8A is a diagram showing another example of the transformer used in the converter of the present invention; FIG. 8B is a diagram showing still another example of the transformer used in the converter of the present invention; FIG. 9 10 is a graph showing the relationship between converter loss and distributed capacitance of the transformer when the inductance of the transformer is reduced according to the principle of the present invention. FIG. 10 is a circuit diagram showing another embodiment of the converter of the present invention. 11 is a diagram showing waveforms of various parts to explain the operation of the converter shown in FIG. 1O, FIG. 12 is a circuit diagram showing still another embodiment of the converter of the present invention, and FIG. Figure 14A is a graph comparing the efficiency of the converter according to the example with the conventional one. Figure 15 is a graph showing an example of the range of inductance and input voltage of a transformer that satisfies the conditions for realizing improved operation. The figure is a graph showing an example of the range of choke coil inductance and input voltage that satisfies the conditions for achieving improved operation, and Figure 17 is a graph showing an example of the range of choke coil inductance and input voltage that satisfies the conditions for achieving improved operation. It is a graph showing another example. 5: DC power supply, 7: Feedback diode, 8: Choke coil, 9. io: Switch element, 11° 12: Parasitic diode of switch element, 13 Nidorance distributed capacitance, 14
~17: Rectifier diode, 18: Smoothing capacitor, 11
0 Nidorance, 100: Core, 20: Core Gap,
20': Core notch, 22: Inductor. Patent applicant: Nippon Telegraph and Telephone Corporation

Claims (16)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）　直流電圧供給手段と、前記直流電圧供給手段に
直列に接続されたチョークコイルと、互いに直列接続さ
れた第１及び第２の一次巻線と二次巻線を有するプッシ
ュプル用トランスと、前記プッシュプル用トランスの前
記二次巻線に接続されその出力を整流するための整流回
路と、前記整流回路の整流出力を平滑する平滑回路と、
直列接続された前記第１及び第２一次巻線の両端にそれ
ぞれ一端が接続され他端が互いに接続された第１及び第
２スイッチ素子とを含み、前記第１及び第２スイッチ素
子の互いに接続された前記他端と前記第１及び第２一次
巻線の接続点とがそれぞれ直列接続された前記直流電圧
供給手段と前記チョークコイルの両端に接続されたプッ
シュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記プ
ッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ＿
１が次式Ｌ＿Ｔ＿１≦（０．５−Ｄ）／８・ｆ＾２・Ｃ
＿ｄを満たし、ただしＤは前記第１及び第２スイッチ素
子のオン・オフ比、ｆはそのオン・オフ周波数、Ｃ＿ｄ
は前記プッシュプル用トランスに寄生する分布容量の１
次側換算値、であるプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコン
バータ。(1) A push-pull transformer having a DC voltage supply means, a choke coil connected in series to the DC voltage supply means, and a first and second primary winding and a secondary winding connected in series with each other. , a rectifier circuit connected to the secondary winding of the push-pull transformer for rectifying its output, and a smoothing circuit for smoothing the rectified output of the rectifier circuit;
first and second switch elements each having one end connected to both ends of the first and second primary windings connected in series and the other ends connected to each other, the first and second switch elements being connected to each other; In the push-pull buck-boost DC-DC converter, the other end of the DC voltage supply means and the connection point of the first and second primary windings are connected to both ends of the DC voltage supply means and the choke coil, respectively, Primary inductance L_T_ of the push-pull transformer
1 is the following formula L_T_1≦(0.5-D)/8・f^2・C
__d, where D is the on/off ratio of the first and second switching elements, f is the on/off frequency, and C_d
is the parasitic distributed capacitance of the push-pull transformer.
Push-pull buck-boost DC-DC converter, which is the next-side conversion value. （２）　前記プッシュプル用トランスのコアはギャップ
を有する特許請求の範囲第１項記載のプッシュプル昇降
圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(2) The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 1, wherein the core of the push-pull transformer has a gap. （３）　前記プッシュプル用トランスのコアはその断面
が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第１項記載
のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(3) The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 1, wherein the core of the push-pull transformer has a portion whose cross section is reduced. （４）　前記プッシュプル用トランスの前記第１及び第
２−次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列にイン
ダクタが接続された特許請求の範囲第１，２又は３項記
載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(4) Claim 1, 2 or 3, wherein an inductor is connected in parallel to at least one of the first and second windings and the secondary winding of the push-pull transformer. push-pull buck-boost DC-DC converter. （５）　前記プッシュプル用トランスは三次巻線を有し
、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された特許請
求の範囲第１，２又は３項記載のプッシュプル昇降圧Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ。(5) The push-pull buck-boost D according to claim 1, 2 or 3, wherein the push-pull transformer has a tertiary winding, and an inductor is connected in parallel to the tertiary winding.
C-DC converter. （６）　前記プッシュプル用トランスのコアの比透磁率
μは次式 μ≦ｌ＿■（０．５−Ｄ）／８・μ＿０・ｆ＾２・Ｎ＿
１＾２・Ａｅ・Ｃ＿ｄを満し、ここでＡｅ及びｌ＿■は
前記コアの実効断面積及び実効磁路長、μ＿０は真空の
透磁率、Ｎ＿１は前記第１及び第２一次巻線の巻数であ
る特許請求の範囲第１，２又は３項記載のプッシュプル
昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(6) The relative magnetic permeability μ of the core of the push-pull transformer is expressed by the following formula μ≦l_■(0.5-D)/8・μ_0・f^2・N_
1^2・Ae・C_d, where Ae and l_■ are the effective cross-sectional area and effective magnetic path length of the core, μ_0 is the vacuum permeability, and N_1 is the number of turns of the first and second primary windings. A push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 1, 2 or 3. （７）　前記ギャップの長さｌ＿９は次式 ｌ＿９≧｛〔μ″・（μ′−μ）〕／〔μ・（μ′−μ
″）〕｝ｌ＿ｅを満し、ここでμ′は前記コアの材料の
比透磁率，μ″は前記ギャップをうめる材料の比透磁率
である特許請求の範囲第６項記載のプッシュプル昇降圧
ＤＣ−ＤＣコンバータ。(7) The length of the gap l_9 is determined by the following formula l_9≧{[μ″・(μ′−μ)]/[μ・(μ′−μ
″)}l_e, where μ′ is the relative magnetic permeability of the material of the core, and μ″ is the relative magnetic permeability of the material filling the gap. DC-DC converter. （８）　前記オン・オフ比Ｄは０．５≧Ｄ≧０であり、
前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ＿１と前記
プッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ
＿１が次式 ｛〔Ｄ・（１−４Ｄ）・Ｖ＿ｃ＾２〕／（ｆ・Ｐ＿０）
｝＜Ｌ＿Ｔ＿１＜〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／２・ｆ・Ｐ＿
■〕及び〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖ＿ｃ
〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ
＾２〕≦Ｌ＿Ｌ＿１≦｛Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ
＿Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／（Ｄ・Ｖｃ＾２−２ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・
Ｐ＿０又は次式 〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖｃ＾２〕／（ｆ／Ｐ＿０）＜Ｌ＿Ｔ
＿１かつ〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／（２ｆ・Ｐ＿０）〕≦
Ｌ＿Ｔ＿１及び　｛〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿
Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４
Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕｝≦Ｌ＿Ｌ＿１を満足し、ここでＰ＿
０は前記平滑回路からの出力電力、Ｖ＿Ｌは前記チョー
クコイルの主巻線換算電圧、Ｖ＿ｃは前記プッシュプル
用トランスの一次側換算出力電圧である特許請求の範囲
第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ
。(8) The on-off ratio D is 0.5≧D≧0,
Inductance L_L_1 of the choke coil and primary inductance L_T of the push-pull transformer
_1 is the following formula {[D・(1-4D)・V_c^2]/(f・P_0)
}<L_T_1<[(D・V_c^2)/2・f・P_
■] and [D (1-2D) L_T_1・V_L・V_c
]/[f・L_T_1・P_0-D(1-4D)V_c
^2〕≦L_L_1≦{D(1-2D)L_T_1・V
_L・V_c]/(D・Vc＾2-2f・L_T_1・
P_0 or the following formula [D(1-4D)Vc^2]/(f/P_0)<L_T
_1 and [(D・V_c^2)/(2f・P_0)]≦
L_T_1 and {[D(1-2D)L_T_1・V_
L・V_c]/[f・L_T_1・P_0-D(1-4
D) V_c^2〕}≦L_L_1, where P_
0 is the output power from the smoothing circuit, V_L is the main winding converted voltage of the choke coil, and V_c is the primary side converted output voltage of the push-pull transformer. DC-DC converter. （９）　前記オン・オフ比Ｄは１≧Ｄ＞０．５であり、
前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ＿１と前記
プッシュプル用トランスの一次側インダクタンスＬ＿Ｔ
＿１が次式 Ｌ＿Ｔ＿１＞〔（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕／（ｆ・
Ｐ＿０）Ｌ＿Ｌ＿１≧〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）・Ｌ＿
Ｔ＿１・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿
０−（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕を満足し、ここでＰ
＿０は前記平滑回路からの出力電力、Ｖ＿ｃは前記プッ
シュプル用トランスの一次側換算出力電圧、Ｅ＿ｉは前
記直流電圧供給手段からの出力電圧である特許請求の範
囲第１項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバー
タ。(9) The on-off ratio D is 1≧D>0.5,
Inductance L_L_1 of the choke coil and primary inductance L_T of the push-pull transformer
_1 is the following formula L_T_1>[(1-D)^2・V_c^2]/(f・
P_0)L_L_1≧[(1-D)(2D-1)・L_
T_1・E_i・V_c]/2[f・L_T_1・P_
0-(1-D)^2・V_c^2], where P
_0 is the output power from the smoothing circuit, V_c is the primary side converted output voltage of the push-pull transformer, and E_i is the output voltage from the DC voltage supply means, the push-pull buck-boost according to claim 1. DC-DC converter. （１０）　前記チョークコイルのインダクタンスＬ＿Ｌ
＿１と前記プッシュプル用トランスの一次側インダクタ
ンスＬ＿Ｔ＿１は次式 ｛〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０｝＜Ｌ＿
Ｔ＿１＜〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／２ｆ・Ｐ＿０〕かつＬ
＿Ｔ＿１＞〔（１−Ｄ）＾２・Ｖｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０
及び〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖｃ〕／〔
ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕
≦Ｌ＿Ｌ＿１≦〔Ｄ（１−２Ｄ）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・
Ｖ＿ｃ〕／Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２−２ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０
　かつＬ＿Ｌ＿１≧〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）Ｌ＿Ｔ＿
１・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−
（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕又は次式 〔Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕／ｆ・Ｐ＿０＜Ｌ＿Ｔ＿
１　かつ　〔（Ｄ・Ｖ＿ｃ＾２）／（２ｆ・Ｐ＿０）〕
≦Ｌ＿Ｔ＿１かつ　｛〔（１−Ｄ）＾２・Ｖ＿ｃ＾２〕
／（ｆ・Ｐ＿０）｝＜Ｌ＿Ｔ＿１及び〔Ｄ（１−２Ｄ）
Ｌ＿Ｔ＿１・Ｖ＿Ｌ・Ｖ＿ｃ〕／〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ
＿０−Ｄ（１−４Ｄ）Ｖ＿ｃ＾２〕＜Ｌ＿Ｌ＿１　かつ
〔（１−Ｄ）（２Ｄ−１）Ｌ＿Ｔ＿１・Ｅ＿ｉ・Ｖ＿ｃ
〕／２〔ｆ・Ｌ＿Ｔ＿１・Ｐ＿０−（１−Ｄ）＾２・Ｖ
＿ｃ＾２〕≦Ｌ＿Ｌ＿１を満足し、ここでＰ＿０は前記
平滑回路からの出力電力、Ｖ＿Ｌは前記チョークコイル
の主巻線換算電圧、Ｖ＿ｃは前記プッシュプル用トラン
スの一次側換算出力電圧、Ｅ＿ｉは前記直流電圧供給手
段からの出力電圧である特許請求の範囲第１項記載のプ
ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(10) Inductance L_L of the choke coil
_1 and the primary inductance L_T_1 of the push-pull transformer are calculated by the following formula {[D(1-4D)V_c^2]/f・P_0}<L_
T_1<[(D・V_c^2)/2f・P_0] and L
_T_1>[(1-D)^2・Vc^2]/f・P_0
and [D(1-2D)L_T_1・V_L・Vc]/[
f・L_T_1・P_0-D(1-4D)V_c^2]
≦L_L_1≦[D(1-2D)L_T_1・V_L・
V_c]/D・V_c^2-2f・L_T_1・P_0
and L_L_1≧[(1-D)(2D-1)L_T_
1・E_i・V_c]/2[f・L_T_1・P_0−
(1-D)^2・V_c^2] or the following formula [D(1-4D)V_c^2]/f・P_0<L_T_
1 and [(D・V_c^2)/(2f・P_0)]
≦L_T_1 and {[(1-D)^2・V_c^2]
/(f・P_0)}<L_T_1 and [D(1-2D)
L_T_1・V_L・V_c]/[f・L_T_1・P
_0-D(1-4D)V_c^2]<L_L_1 and [(1-D)(2D-1)L_T_1・E_i・V_c
]/2[f・L_T_1・P_0−(1−D)^2・V
_c^2]≦L_L_1, where P_0 is the output power from the smoothing circuit, V_L is the main winding converted voltage of the choke coil, V_c is the primary side converted output voltage of the push-pull transformer, and E_i is The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 1, wherein the output voltage is the output voltage from the DC voltage supply means. （１１）　前記プッシュプル用トランスのコアはギャッ
プを有する特許請求の範囲第８，９又は１０項記載のプ
ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(11) The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 8, 9 or 10, wherein the core of the push-pull transformer has a gap. （１２）　前記プッシュプル用トランスのコアはその断
面が小さくされた部分を有する特許請求の範囲第８，９
又は１０項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。(12) Claims 8 and 9, wherein the core of the push-pull transformer has a portion whose cross section is reduced.
Or the push-pull buck-boost DC-DC converter according to item 10. （１３）　前記プッシュプル用トランスの前記第１及び
第２一次巻線と前記二次巻線の少くとも１つに並列にイ
ンダクタが接続された特許請求の範囲第８，９又は１０
項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(13) Claim 8, 9 or 10, wherein an inductor is connected in parallel to at least one of the first and second primary windings and the secondary winding of the push-pull transformer.
The push-pull buck-boost DC-DC converter described in . （１４）　前記プッシュプル用トランスは三次巻線を有
し、前記三次巻線にインダクタが並列に接続された特許
請求の範囲第８，９又は１０項記載のプッシュプル昇降
圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(14) The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 8, 9, or 10, wherein the push-pull transformer has a tertiary winding, and an inductor is connected in parallel to the tertiary winding. （１５）　前記プッシュプル用トランスのコアの比透磁
率μは次式 μ≦〔ｌ＿ｅ（０．５−Ｄ）〕／８μ＿０・ｆ＾２・Ｎ
＿１＾２・Ａ＿ｅ・Ｃ＿ｄを満たし、ここでＡ＿ｅ及び
ｌ＿ｅは前記コアの実効断面積及び実効磁路長、μ＿０
は真空の透磁率、Ｎ＿１は前記第１及び第２一次巻線の
巻数である特許請求の範囲第８，９又は１０項記載のプ
ッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバータ。(15) The relative magnetic permeability μ of the core of the push-pull transformer is expressed by the following formula μ≦[l_e(0.5-D)]/8μ_0・f^2・N
_1^2・A_e・C_d, where A_e and l_e are the effective cross-sectional area and effective magnetic path length of the core, μ_0
11. The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 8, 9, or 10, wherein N_1 is the magnetic permeability of vacuum, and N_1 is the number of turns of the first and second primary windings. （１６）　前記ギャップの長さｌ＿９は次式ｌ＿９≧〔
μ″・（μ′−μ）〕／〔μ・（μ′−μ″）〕ｌ＿ｅ
を満たし、ここでμ′は前記コアの比透磁率，μ″は前
記ギャップをうめる材料の比透磁率である特許請求の範
囲第１５項記載のプッシュプル昇降圧ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。(16) The length l_9 of the gap is calculated by the following formula l_9≧[
μ″・(μ′−μ)]/[μ・(μ′−μ″)]l_e
16. The push-pull buck-boost DC-DC converter according to claim 15, wherein .mu.' is the relative magnetic permeability of the core, and .mu.'' is the relative magnetic permeability of the material filling the gap.