JP2002010643A - Switching power unit - Google Patents
Switching power unitInfo
- Publication number
- JP2002010643A JP2002010643A JP2000194416A JP2000194416A JP2002010643A JP 2002010643 A JP2002010643 A JP 2002010643A JP 2000194416 A JP2000194416 A JP 2000194416A JP 2000194416 A JP2000194416 A JP 2000194416A JP 2002010643 A JP2002010643 A JP 2002010643A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- switching power
- smoothing capacitor
- diode
- winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
の力率改善と高調波抑制に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to power factor improvement and harmonic suppression of a switching power supply.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１６は従来のスイッチング電源の一例
を示す回路図である。同図において、交流電源ＡＣは、
ダイオードＤ１１〜Ｄ１４で構成されたブリッジ整流器
１１に接続され、このブリッジ整流器１１には平滑コン
デンサＣ２が並列接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 16 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply. Referring to FIG.
It is connected to a bridge rectifier 11 composed of diodes D11 to D14, and a smoothing capacitor C2 is connected to the bridge rectifier 11 in parallel.
【０００３】平滑コンデンサＣ２の正側端子はトランス
ＴＲの１次側巻線端子２１に接続され、トランスＴＲの
１次側巻線端子２２はスイッチング素子Ｑを介して平滑
コンデンサＣ２の負側端子に接続されている。The positive terminal of the smoothing capacitor C2 is connected to the primary winding terminal 21 of the transformer TR, and the primary winding terminal 22 of the transformer TR is connected to the negative terminal of the smoothing capacitor C2 via the switching element Q. It is connected.
【０００４】トランスＴＲの２次側巻線端子２３と２４
は、ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ４によって構成
される整流回路２５に接続され、整流回路２５の出力は
負荷回路３１に接続されている。The secondary winding terminals 23 and 24 of the transformer TR
Is connected to a rectifier circuit 25 constituted by a diode D5 and a smoothing capacitor C4, and an output of the rectifier circuit 25 is connected to a load circuit 31.
【０００５】制御回路２６は、整流回路２５の出力電圧
を監視し、整流回路２５の出力電圧が一定の値になるよ
うにスイッチング素子Ｑの制御信号Ｖｇａｔｅを制御し
ている。このトランスＴＲと整流回路２５とスイッチン
グ素子Ｑと制御回路２６は、トランスＴＲの１次側に印
加された直流電力をトランスＴＲの２次側に絶縁伝送す
るＤＣ／ＤＣコンバータ２０を構成している。[0005] The control circuit 26 monitors the output voltage of the rectifier circuit 25, and controls the control signal Vgate of the switching element Q so that the output voltage of the rectifier circuit 25 becomes a constant value. The transformer TR, the rectifier circuit 25, the switching element Q, and the control circuit 26 constitute a DC / DC converter 20 that insulates and transmits DC power applied to the primary side of the transformer TR to the secondary side of the transformer TR. .
【０００６】このような構成のスイッチング電源１０で
は、交流電源ＡＣの出力をブリッジ整流器１１及び平滑
コンデンサＣ２によって直流変換された直流電圧ＶＣ２
がＤＣ／ＤＣコンバータ２０のトランスＱの１次巻線端
子２１に印加されて、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
などのスイッチング素子Ｑによってオンオフされる。In the switching power supply 10 having such a configuration, the output of the AC power supply AC is converted to a DC voltage VC2 by the bridge rectifier 11 and the smoothing capacitor C2.
Is applied to the primary winding terminal 21 of the transformer Q of the DC / DC converter 20, and an FET (field effect transistor)
Is turned on and off by the switching element Q.
【０００７】すると１次側巻線Ｎ１を流れる電流ＩＮ１
がパルス状に流れるため２次巻線Ｎ２にはスイッチング
電流ＩＤ５が誘起され、これをダイオードＤ５およびコ
ンデンサＣ４で構成された整流回路２５によって直流化
し負荷回路３１に供給している。このような構成のスイ
ッチング電源は、一般的にコンデンサインプット型のス
イッチング電源と呼ばれる。Then, the current IN1 flowing through the primary winding N1
Flows in a pulse form, a switching current ID5 is induced in the secondary winding N2. The switching current ID5 is converted into a direct current by a rectifier circuit 25 composed of a diode D5 and a capacitor C4 and supplied to the load circuit 31. The switching power supply having such a configuration is generally called a capacitor input type switching power supply.
【０００８】また、図１７に示すスイッチング電源は、
シングルステージ型のスイッチング電源と呼ばれ、図１
６に示したコンデンサインプット型のスイッチング電源
に比べ力率を改善することが可能である。The switching power supply shown in FIG.
It is called a single-stage switching power supply.
The power factor can be improved as compared with the capacitor input type switching power supply shown in FIG.
【０００９】同図に示すシングルステージ型のスイッチ
ング電源では、フィルタインダクタLと平滑コンデンサ
Ｃ２の接続点にダイオードＤ１が挿入されると共に、同
接続点がダイオードＤ２を介してDC/DCコンバータ２０
の主スイッチまたは、主巻線の中間タップに相当する巻
線端に接続されている。In the single-stage switching power supply shown in FIG. 1, a diode D1 is inserted at a connection point between the filter inductor L and the smoothing capacitor C2, and the connection point is connected to the DC / DC converter 20 via the diode D2.
Or a winding end corresponding to an intermediate tap of the main winding.
【００１０】DC/DCコンバータ２０は、ここに発生する
高周波交流電圧によりフィルタインダクタＬを励磁し、
昇圧コンバータとして動作する。この昇圧コンバータを
インダクタ電流不連続モード（DCM）で動作させると、
コンデンサインプット型のスイッチング電源に比べて入
力電流の導通角が広がるため力率を改善することが可能
である。The DC / DC converter 20 excites the filter inductor L with the high-frequency AC voltage generated here,
Operates as a boost converter. When this boost converter is operated in the inductor current discontinuous mode (DCM),
Since the conduction angle of the input current is wider than that of the capacitor input type switching power supply, the power factor can be improved.
【００１１】[0011]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら従来のコ
ンデンサインプット型のスイッチング電源では、交流電
源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデンサＣ２の両
端電圧ＶＣ２より低い状態では平滑コンデンサＣ２の入
力電流ＩＣ２が流れない。このためスイッチング電源１
０の入力電流（交流電源ＡＣの出力電流である。）Ｉｉ
ｎの波形がパルス状になるため、入力電流の導通角が小
さくなり、力率の低下と高調波電流の増加を招くという
問題点があった。However, in the conventional capacitor input type switching power supply, when the rectified voltage Vrect of the AC power supply AC is lower than the voltage VC2 across the smoothing capacitor C2, the input current IC2 of the smoothing capacitor C2 does not flow. Therefore, the switching power supply 1
0 input current (the output current of the AC power supply AC) Ii
Since the waveform of n has a pulse shape, there is a problem that the conduction angle of the input current becomes small, which causes a decrease in power factor and an increase in harmonic current.
【００１２】図１８は、上述したコンデンサインプット
型のスイッチング電源１０の入力電圧Ｖｉｎと入力電流
Ｉｉｎと交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔと平滑コン
デンサＣ２の両端電圧ＶＣ２の波形図である。FIG. 18 is a waveform diagram of the input voltage Vin and input current Iin of the above-mentioned capacitor input type switching power supply 10, the rectified voltage Vrect of the AC power supply AC, and the voltage VC2 across the smoothing capacitor C2.
【００１３】同図より明らかなように、入力電流Ｉｉｎ
は、交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデン
サＣ２の両端電圧ＶＣ２より低い区間Ｔ２では流れず、
交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔが平滑コンデンサＣ
２の両端電圧ＶＣ２より高い区間Ｔ１ではパルス状に流
れる。As is apparent from FIG.
Does not flow in the section T2 in which the rectified voltage Vrect of the AC power supply AC is lower than the voltage VC2 across the smoothing capacitor C2,
The rectified voltage Vrect of the AC power supply AC is
2 in a section T1 higher than the voltage VC2 between both ends, the pulse flows.
【００１４】従って従来のコンデンサインプット型のス
イッチング電源では、入力電流Ｉｉｎがパルス状に流れ
ることによって、入力電流の導通角が小さくなりスイッ
チング電源１０の力率の低下を招くと共に高調波電流の
増加を招いてしまう。Therefore, in the conventional capacitor input type switching power supply, since the input current Iin flows in a pulse shape, the conduction angle of the input current is reduced, causing a reduction in the power factor of the switching power supply 10 and an increase in the harmonic current. I will invite you.
【００１５】また、上述したシングルステージ型のスイ
ッチング電源では、平滑コンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ
２をインダクタＬよって昇圧することにより、入力電流
Ｉｉｎの導通角を広げ、力率を改善することが可能であ
るが、この方式は、平滑コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を
上昇させてしまうため、コンデンサインプット型のスイ
ッチング電源に用いる平滑コンデンサに比べ、高価な高
耐圧用のコンデンサを用いる必要があり、製造コストが
増加するという問題点があった。In the single-stage switching power supply described above, the voltage VC across the smoothing capacitor C2 is used.
2 can be increased by the inductor L, the conduction angle of the input current Iin can be widened and the power factor can be improved. However, this method increases the voltage VC2 of the smoothing capacitor C2. As compared with a smoothing capacitor used for a switching power supply of a type, it is necessary to use an expensive capacitor for high withstand voltage, and there is a problem that the manufacturing cost increases.
【００１６】図１９は、上述したシングルステージ型の
スイッチング電源の入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎと
交流電源ＡＣの整流電圧Ｖｒｅｃｔと平滑コンデンサＣ
２の両端電圧ＶＣ２とインダクタＬの端子電圧Ｖｎｂと
インダクタ電流ＩＬの波形図である。FIG. 19 shows the input voltage Vin and input current Iin of the above-mentioned single-stage switching power supply, the rectified voltage Vrect of the AC power supply AC, and the smoothing capacitor C.
2 is a waveform diagram of a voltage VC2 across the terminal 2, a terminal voltage Vnb of the inductor L, and an inductor current IL.
【００１７】同図に示すように、シングルステージ型の
スイッチング電源では、平滑コンデンサＣ２に接続され
たインダクタを高周波電源によって励磁することによっ
て、平滑コンデンサの電圧ＶＣ２に、巻線タップ電圧Ｖ
ＮＢを重畳させて入力電流Ｉｉｎの導通角を広げてい
る。As shown in FIG. 1, in a single-stage switching power supply, the inductor connected to the smoothing capacitor C2 is excited by a high-frequency power supply, so that the winding tap voltage V2 is applied to the smoothing capacitor voltage VC2.
The conduction angle of the input current Iin is increased by superimposing NB.
【００１８】ところが、このような方式は、平滑コンデ
ンサＣ２の耐圧電圧を、平滑コンデンサの電圧ＶＣ２＋
巻線タップ電圧Ｖｎｂ以上の値に設計する必要があるた
め、高価な高耐圧用のコンデンサを用いる必要があり、
製造コストが増加してしまう。However, in such a system, the withstand voltage of the smoothing capacitor C2 is reduced by the voltage VC2 +
Since it is necessary to design the winding tap voltage Vnb or higher, it is necessary to use an expensive capacitor for high withstand voltage.
Manufacturing costs increase.
【００１９】本発明は、上記課題を解決するもので、コ
ンデンサインプット型のスイッチング電源と同程度の耐
圧の平滑コンデンサが使用可能であると共に力率を改善
することが可能なスイッチング電源を提供することを目
的とする。An object of the present invention is to provide a switching power supply which can use a smoothing capacitor having the same withstand voltage as a capacitor input type switching power supply and can improve the power factor. With the goal.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために請求項１に記載の発明では、交流電源からの入
力を整流する整流回路と、その整流電圧を平滑する平滑
コンデンサと、その平滑された電圧を入力として、高周
波スイッチングにより電圧変換を行うDC/DCコンバータ
を有するスイッチング電源において、前記平滑コンデン
サを構成する直列接続された第１のコンデンサ及び第２
のコンデンサと、前記整流回路の正の出力と前記第２の
平滑コンデンサの正極との間に第１のダイオードを介し
て直列に接続されるインダクタンス素子と、前記インダ
クタンス素子を第２のダイオードを介して励磁する高周
波交流電圧源と、前記整流回路の正の出力と前記第１の
平滑コンデンサの正極を接続する第３のダイオードと、
前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第４のダ
イオードを備えたことを特徴とするものである。According to the first aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit for rectifying an input from an AC power supply, a smoothing capacitor for smoothing the rectified voltage, and In a switching power supply having a DC / DC converter that performs voltage conversion by high-frequency switching using a smoothed voltage as an input, a first capacitor and a second capacitor connected in series that constitute the smoothing capacitor are provided.
And an inductance element connected in series via a first diode between a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the second smoothing capacitor, and the inductance element is connected via a second diode. A high-frequency AC voltage source to be excited and excited, a third diode connecting a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the first smoothing capacitor,
A fourth diode is connected in parallel with the second smoothing capacitor.
【００２１】請求項２に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記インダクタンス素子は、第１及
び第２の端子を持つ単一の巻線により構成されたインダ
クタであり、前記第１の端子が前記整流回路の正の出力
に接続され、前記第２の端子が前記第１のダイオードを
介して前記第２の平滑コンデンサの正極に接続され、前
記高周波交流電圧源が、前記第３のダイオードを介し
て、前記第１の端子に接続されることを特徴とするもの
である。According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the inductance element is an inductor formed by a single winding having first and second terminals. One terminal is connected to a positive output of the rectifier circuit, the second terminal is connected to the positive electrode of the second smoothing capacitor via the first diode, and the high-frequency AC voltage source is 3 is connected to the first terminal via a third diode.
【００２２】請求項３に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記インダクタンス素子は、複数の
巻線により構成された３つ以上の端子を持つカップルド
インダクタであることを特徴とするものである。According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the inductance element is a coupled inductor having three or more terminals constituted by a plurality of windings. Is what you do.
【００２３】請求項４に記載の発明では、請求項３に記
載の発明において、前記カップルドインダクタは、結合
係数が0.9以下であることを特徴とするものである。According to a fourth aspect of the present invention, in the third aspect of the present invention, the coupled inductor has a coupling coefficient of 0.9 or less.
【００２４】請求項５に記載の発明では、請求項３に記
載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１
の巻線と第２の巻線を備えたトランス構成を成してお
り、前記第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第
２の平滑コンデンサの正極との間に前記第１のダイオー
ドを介し直列に接続され、前記第２の巻線が、前記整流
回路の正の出力と前記高周波交流電圧源との間に前記第
２のダイオードを介して接続されることを特徴とするも
のである。According to a fifth aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the coupled inductor is a first inductor.
And a second winding, wherein the first winding is connected between a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the second smoothing capacitor. And the second winding is connected between the positive output of the rectifier circuit and the high-frequency AC voltage source via the second diode. Things.
【００２５】請求項６に記載の発明では、請求項３に記
載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１
の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするイン
ダクタンス素子であり、前記第１の巻線と第２の巻線が
整流回路の正の出力と第２の平滑コンデンサの正極との
間に前記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記
センタータップが前記第２のダイオードを介して前記高
周波交流電圧源に接続されることを特徴とするものであ
る。According to a sixth aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the coupled inductor is a first inductor.
An inductance element having a connection point between the first winding and the second winding as a center tap, wherein the first winding and the second winding are connected to a positive output of a rectifier circuit and a positive electrode of a second smoothing capacitor. And the center tap is connected to the high-frequency AC voltage source via the second diode.
【００２６】請求項７に記載の発明では、請求項３に記
載の発明において、前記カップルドインダクタは、第１
の巻線と第２の巻線の接続点をセンタタップとするイン
ダクタンス素子であり、前記第１の巻線が前記整流回路
の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に
前記第１のダイオードを介して直列に接続され、前記第
２の巻線が前記第２のダイオードを介して前記高周波交
流電圧源に接続されることを特徴とするものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the third aspect of the invention, the coupled inductor is a first inductor.
And a connection point between the second winding and the second winding is a center tap, and the first winding is provided between a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the second smoothing capacitor. It is connected in series via a first diode, and the second winding is connected to the high-frequency AC voltage source via the second diode.
【００２７】請求項８に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フライバ
ック方式であることを特徴とするものである。According to an eighth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the DC / DC converter is of a flyback type.
【００２８】請求項９に記載の発明では、請求項１に記
載の発明において、前記DC/DCコンバータは、フォワー
ド方式であることを特徴とするものである。According to a ninth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the DC / DC converter is of a forward type.
【００２９】請求項１０に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記DC/DCコンバータは、ハーフ
ブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式で
あることを特徴とするものである。According to a tenth aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the DC / DC converter is of a half-bridge type, a Cuk type, a zeta type or a SEPIC type. .
【００３０】請求項１１に記載の発明では、請求項１に
記載の発明において、前記高周波交流電圧源は、前記DC
/DCコンバータ内に備えられたトランスから取り出され
るように構成されたことを特徴とするものである。In the eleventh aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the high-frequency AC voltage source is
/ DC converter is configured to be extracted from a transformer provided in the converter.
【００３１】[0031]
【発明の実施の形態】以下図面を用いて本発明を詳しく
説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源の一実
施例を示す回路図である。尚、同図において従来例と同
様の構成要素は同一の符号を付し、その説明を省略す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of a switching power supply according to the present invention. In the figure, the same components as those of the conventional example are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
【００３２】本発明の基本回路は、図１に示すように、
インダクタンス素子Ｌの一方端子をブリッジ整流器等の
整流回路１１の正側端子に直列に結線し、他方端子をダ
イオードＤ１を直列に介して平滑コンデンサC2の正側端
子に接続し、インダクタンス素子Ｌを励磁する端子をダ
イオードＤ２を直列に介して絶縁形DC/DCコンバータ２
０内の高周波交流電圧源に接続するとともに、平滑コン
デンサC1を同C2に直列に接続し、その接続点とブリッジ
整流器１０の正側端子をダイオードＤ３を直列に介して
接続し、平滑コンデンサC2と並列にダイオードＤ４を接
続されて構成されている。The basic circuit of the present invention, as shown in FIG.
One terminal of the inductance element L is connected in series to the positive terminal of a rectifier circuit 11 such as a bridge rectifier, and the other terminal is connected to the positive terminal of a smoothing capacitor C2 via a diode D1 in series to excite the inductance element L. DC / DC converter 2 with a terminal to be connected in series with a diode D2
0, and a smoothing capacitor C1 is connected in series to C2. A connection point of the smoothing capacitor C1 is connected to the positive terminal of the bridge rectifier 10 via a diode D3 in series. The diode D4 is connected in parallel.
【００３３】このような基本回路をフライバックコンバ
ータに適用した具体的な回路例を図２に示す。FIG. 2 shows a specific circuit example in which such a basic circuit is applied to a flyback converter.
【００３４】本回路例では、トランスＴの一次側巻線に
中間タップを設け、これに現れる電圧を高周波交流電圧
源として使用している。また、この中間タップによって
分割された一次側巻線をそれぞれＮ１，Ｎ２とし、二次
側巻線をＮ３とする。In this circuit example, an intermediate tap is provided on the primary winding of the transformer T, and the voltage appearing at the intermediate tap is used as a high-frequency AC voltage source. The primary windings divided by the intermediate taps are denoted by N1 and N2, respectively, and the secondary winding is denoted by N3.
【００３５】以下、図３〜図９を用いて、上記図２に示
したスイッチング電源の動作について、説明する。尚、
図３は、上記図２に示したスイッチング電源の電源投入
時の動作を説明する図であり、図４，５は、通常動作時
の動作を説明する図であり、図６，７は、停止時の動作
を説明する図である。また、図８は、商用周波数におけ
る、入力電流Iin、平滑コンデンサ電圧Vc1、Vc2を示す
図であり、図９はスイッチング周波数における代表的な
動作電圧、電流を示す図である。The operation of the switching power supply shown in FIG. 2 will be described below with reference to FIGS. still,
FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of the switching power supply shown in FIG. 2 when the power is turned on. FIGS. 4 and 5 are diagrams for explaining the operation during normal operation. FIG. 9 is a diagram for explaining the operation at the time. FIG. 8 is a diagram showing the input current Iin and the smoothing capacitor voltages Vc1 and Vc2 at the commercial frequency, and FIG. 9 is a diagram showing typical operating voltages and currents at the switching frequency.
【００３６】尚、図８，９の動作波形は、回路シミュレ
ータを用いて得られたものであり、各回路定数は、それ
ぞれ、L=90uH,C1=C2=220uF,T=400uH,N1:N2:N3=12:24:1
9,C3=1uF,C4=680μＦである。The operation waveforms shown in FIGS. 8 and 9 are obtained by using a circuit simulator. The circuit constants are L = 90 uH, C1 = C2 = 220 uF, T = 400 uH, and N1: N2, respectively. : N3 = 12: 24: 1
9, C3 = 1 uF, C4 = 680 μF.
【００３７】更に、以下の説明では、商用電源ＡＣから
EMIフィルタ４１及びブリッジ整流器１１を電圧源５１
として示し、この電圧源５１の出力電圧をVrectとす
る。また、簡単のため、ダイオードの順方向電圧降下、
巻線の寄生抵抗等は無視する。Further, in the following description, the commercial power supply AC
The EMI filter 41 and the bridge rectifier 11 are connected to a voltage source 51.
And the output voltage of this voltage source 51 is Vrect. Also, for simplicity, the forward voltage drop of the diode,
The parasitic resistance of the winding is ignored.
【００３８】電源投入時、すなわち電圧源Vrectが印可
されると、図３に示すように、ダイオードD3を介して平
滑コンデンサC1が電圧源Vrectの最大値まで充電され
る。When the power is turned on, that is, when the voltage source Vrect is applied, as shown in FIG. 3, the smoothing capacitor C1 is charged to the maximum value of the voltage source Vrect via the diode D3.
【００３９】このとき、平滑コンデンサC2の正側の端子
と負側の端子にかかる電圧は直流的には等しく、平滑コ
ンデンサC2は充電されない。この関係はDC/DCコンバー
タ２０が起動するまで維持される。At this time, the voltages applied to the positive terminal and the negative terminal of the smoothing capacitor C2 are equal in terms of DC, and the smoothing capacitor C2 is not charged. This relationship is maintained until the DC / DC converter 20 starts.
【００４０】DC/DCコンバータ２０が起動すると、図４
に示すように、スイッチQがオンのときには、直列接続
された平滑コンデンサC1、C2の電圧VＣ2によりトランス
Tが励磁される。When the DC / DC converter 20 starts, FIG.
As shown in the figure, when the switch Q is on, the transformer VC is applied by the voltage VC2 of the smoothing capacitors C1 and C2 connected in series.
T is excited.
【００４１】このときトランスTの巻き数比N1：N2の位
置に設けられたタップの電圧は、VNB＝N2 / (N1+N2) と
なり、これが入力電圧Vrectより低いとL→D2→N2→Qの
経路Ｒｔ１が導通し、インダクタLが励磁される。At this time, the voltage of the tap provided at the position of the turns ratio N1: N2 of the transformer T is VNB = N2 / (N1 + N2). If this voltage is lower than the input voltage Vrect, L → D2 → N2 → Q Path Rt1 is conducted, and the inductor L is excited.
【００４２】スイッチQがオフのときには、図５に示す
ように、トランスTのリセット電流が2次側のダイオード
D5により整流されて出力される。また、インダクタLの
リセット電流がダイオードD1→C2→C1の経路Ｒｔ２で流
れ、平滑コンデンサC1、C2を充電する。When the switch Q is off, as shown in FIG. 5, the reset current of the transformer T is changed to the secondary side diode.
It is rectified by D5 and output. Further, the reset current of the inductor L flows through the path Rt2 of the diode D1, C2, and C1 to charge the smoothing capacitors C1 and C2.
【００４３】図４，５の期間の代表的な波形を図９に示
す。同図は、本発明のスイッチング電源におけるスイッ
チング素子Ｑのゲート電圧Ｖｇａｔｅと、トランスＴに
流入する電流ＩＴと、各ダイオードＤ１〜Ｄ５に流れる
電流ＩＤ１〜ＩＤ５の波形図である。FIG. 9 shows typical waveforms in the periods of FIGS. FIG. 3 is a waveform diagram of the gate voltage Vgate of the switching element Q, the current IT flowing into the transformer T, and the currents ID1 to ID5 flowing through the diodes D1 to D5 in the switching power supply of the present invention.
【００４４】同図に示すように、ゲート電圧Ｖｇａｔｅ
によってスイッチング素子Qのオンオフを繰り返すこと
により、電圧源５１からスイッチング電源に流入する電
流ＩＤ１〜ＩＤ３に高周波成分が重畳される。As shown in the figure, the gate voltage Vgate
By repeatedly turning on and off the switching element Q, high frequency components are superimposed on the currents ID1 to ID3 flowing from the voltage source 51 to the switching power supply.
【００４５】また、電流ＩＤ１〜ＩＤ３を加算した電流
は、交流電源ＡＣからスイッチング電源に流入する入力
電流Ｉｉｎと同一であり、この時の入力電流Ｉｉｎは、
図８に示したＩｉｎの波形のようになる。The current obtained by adding the currents ID1 to ID3 is the same as the input current Iin flowing from the AC power supply AC to the switching power supply.
It becomes like the waveform of Iin shown in FIG.
【００４６】同図Ｉｉｎの波形より明らかなように、こ
の波形の導通角Ｔ３は、従来例で説明したシングルステ
ージ型の電源と同様に、図２２に示したコンデンサイン
プット型の導通角Ｔ１に比べて広くなっているため、力
率が改善される。As is apparent from the waveform of Iin in FIG. 12, the conduction angle T3 of this waveform is similar to the conduction angle T1 of the capacitor input type shown in FIG. Power factor is improved due to the large size.
【００４７】一方、平滑コンデンサ電圧に注目すると、
インダクタLの動作は昇圧コンバータ動作となるので平
滑コンデンサ電圧VＣ2が上昇する。On the other hand, focusing on the smoothing capacitor voltage,
Since the operation of the inductor L is a boost converter operation, the smoothing capacitor voltage VC2 increases.
【００４８】平滑コンデンサC1は、電源投入時に入力電
圧Vrectの最大値まで充電されているため、インダクタL
による昇圧分は主に平滑コンデンサC1の正側端子に直列
接続された平滑コンデンサC2に印可される。Since the smoothing capacitor C1 is charged to the maximum value of the input voltage Vrect when the power is turned on, the inductor L
Is applied mainly to the smoothing capacitor C2 connected in series to the positive terminal of the smoothing capacitor C1.
【００４９】すなわち、平滑コンデンサ電圧Vc2のう
ち、平滑コンデンサC1に入力電圧分を、同平滑コンデン
サC2に昇圧分をそれぞれ受け持たせることができる。こ
の時の電圧源５１の出力電圧Vrectと、平滑コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２の電圧ＶＣ１、ＶＣ２の波形を図８に示す。That is, of the smoothing capacitor voltage Vc2, the input voltage can be assigned to the smoothing capacitor C1 and the boosted voltage can be assigned to the smoothing capacitor C2. FIG. 8 shows waveforms of the output voltage Vrect of the voltage source 51 and the voltages VC1 and VC2 of the smoothing capacitors C1 and C2 at this time.
【００５０】同図において、平滑コンデンサ電圧VＣ1
は、前述のとおり、入力電圧Vrectの最大値で充電され
るが、毎スイッチング周期ごとにトランスTの励磁電流
で放電し、インダクタLのリセット電流で充電されるた
め、高周波の充放電による成分が重畳される。In the figure, the smoothing capacitor voltage VC1
Is charged at the maximum value of the input voltage Vrect as described above, but is discharged by the exciting current of the transformer T at each switching cycle and charged by the reset current of the inductor L. Superimposed.
【００５１】このため、平滑コンデンサ電圧VＣ1のピー
ク電圧は入力電圧Vrectの最大値よりも若干高目の値と
なる。しかし、インダクタLのインダクタンス値、及び
トランスTのタップ位置N1：N2を適切に設定し、インダ
クタLによる昇圧を抑えることで、この高周波成分によ
るピーク電圧の増加を許容可能な範囲に抑えることがで
きる。For this reason, the peak voltage of the smoothing capacitor voltage VC1 is slightly higher than the maximum value of the input voltage Vrect. However, by appropriately setting the inductance value of the inductor L and the tap positions N1: N2 of the transformer T and suppressing the boosting by the inductor L, the increase of the peak voltage due to the high frequency component can be suppressed to an allowable range. .
【００５２】入力電圧Vrectが停止すると、図６の経路
Ｒｔ３に示すように、DC/DCコンバータ２０は平滑コン
デンサC1、C2に蓄えられたエネルギーで動作する。平滑
コンデンサC2に充電される電圧はインダクタLによる昇
圧分であり、これは平滑コンデンサC1に充電される入力
電圧Vrectのピーク相当の電圧よりも低いため、先ず平
滑コンデンサC2の放電が完了し、図７の経路Ｒｔ４に示
すように、ダイオードD4が導通して平滑コンデンサC1の
放電する。When the input voltage Vrect stops, the DC / DC converter 20 operates with the energy stored in the smoothing capacitors C1 and C2, as shown by a path Rt3 in FIG. The voltage charged in the smoothing capacitor C2 is the boosted voltage by the inductor L, which is lower than the voltage corresponding to the peak of the input voltage Vrect charged in the smoothing capacitor C1, so that the discharging of the smoothing capacitor C2 is completed first. As shown in path Rt4 of FIG. 7, diode D4 conducts and discharges smoothing capacitor C1.
【００５３】つまり、本発明のスイッチング電源では、
このような動作により、シングルステージ型のスイッチ
ング電源において、入力電圧のピーク電圧を受け持つコ
ンデンサC1と、昇圧分を受け持つコンデンサC2とに平滑
コンデンサを分割し、平滑コンデンサにコンデンサイン
プット型のスイッチング電源に用いる平滑コンデンサと
同程度の耐圧の平滑コンデンサを使用して、力率を改善
することが可能となる。That is, in the switching power supply of the present invention,
By such an operation, in a single-stage type switching power supply, a smoothing capacitor is divided into a capacitor C1 responsible for the peak voltage of the input voltage and a capacitor C2 responsible for the boosted voltage, and the smoothing capacitor is used as a capacitor input type switching power supply. It is possible to improve the power factor by using a smoothing capacitor having the same withstand voltage as the smoothing capacitor.
【００５４】従来例で説明したコンデンサインプット型
の電源では、平滑コンデンサC1に印可される電圧は、入
力電圧のピーク電圧程度であるため低価格の平滑コンデ
ンサを用いて安価に製造することが可能であるが力率が
悪い。In the capacitor input type power supply described in the conventional example, the voltage applied to the smoothing capacitor C1 is about the peak voltage of the input voltage, so that it can be manufactured at low cost using a low-cost smoothing capacitor. There is a bad power factor.
【００５５】一方、従来例で説明したシングルステージ
型スイッチング電源では、力率は改善されるが、平滑コ
ンデンサC1には、入力電圧のピーク電圧に加え、インダ
クタLによる昇圧分が共に印可されるため、コンデンサ
インプット型の電源に比べて高い耐圧の平滑コンデンサ
が必要になる。On the other hand, in the single-stage switching power supply described in the conventional example, the power factor is improved, but the smoothing capacitor C1 is applied with the boosted voltage by the inductor L in addition to the peak voltage of the input voltage. In addition, a smoothing capacitor having a higher withstand voltage than a capacitor input type power supply is required.
【００５６】高耐圧のコンデンサは高価であるため、こ
れを用いることは、電源全体のコストが上昇してしまう
欠点がある。Since a capacitor with a high withstand voltage is expensive, its use has a disadvantage that the cost of the whole power supply increases.
【００５７】本発明では、この問題点を解決し、コンデ
ンサインプット型のスイッチング電源と同程度の平滑コ
ンデンサを用いて、力率を改善することができるシング
ルステージ型のスイッチング電源を実現することが可能
となる。According to the present invention, it is possible to solve this problem and to realize a single-stage switching power supply capable of improving the power factor by using a smoothing capacitor equivalent to that of a capacitor input switching power supply. Becomes
【００５８】図１０に本発明のスイッチング電源の変形
実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源では、上
述したインダクタLを巻線ｎ１、ｎ２から成るトランス
型のカップルドインダクタL１で置き換えて構成されて
いる。このような構成のスイッチング電源では、カップ
ルドインダクタL１の各巻線の巻数比n1:n2、結合係数等
の設定により、単なるインダクタＬを用いた場合に比
べ、より広い電力範囲に適用することができる。FIG. 10 shows a modified embodiment of the switching power supply of the present invention. The switching power supply shown in the figure is configured by replacing the inductor L with a transformer-type coupled inductor L1 composed of windings n1 and n2. In the switching power supply having such a configuration, by setting the turns ratio n1: n2 of each winding of the coupled inductor L1, the coupling coefficient, and the like, the switching power supply can be applied to a wider power range as compared with the case where the simple inductor L is used. .
【００５９】図１１に本発明のスイッチング電源の第２
の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源で
は、上記図１０のカップルドインダクタL１をセンター
タップ型のインダクタンス素子Ｌ２に置き換えて構成さ
れている。このような構成のスイッチング電源では、図
１０におけるカップルドインダクタL１において巻数比
をn1＜n2としたときと同様に動作する。FIG. 11 shows a second embodiment of the switching power supply of the present invention.
A modified example of the embodiment will be described. The switching power supply shown in the figure is configured by replacing the coupled inductor L1 of FIG. 10 with a center tap type inductance element L2. The switching power supply having such a configuration operates similarly to the case where the turns ratio of the coupled inductor L1 in FIG. 10 is set to n1 <n2.
【００６０】また、上記第２の変形実施例において、カ
ップルドインダクタを図１２のような構成とすると、図
１０におけるカップルドインダクタL１において巻数比
をn1＞n2としたときと同様に動作する。In the second modified embodiment, if the coupled inductor is configured as shown in FIG. 12, the operation is the same as that of the coupled inductor L1 in FIG. 10 when the turns ratio is n1> n2.
【００６１】図１３に本発明のスイッチング電源の第３
の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源で
は、上記図１０のダイオードD1をブリッジ整流器１１と
兼用して構成されている。このような構成のスイッチン
グ電源では、図１０の構成と比べ、入力からDC/DCコン
バータ２０までのダイオードの順方向電圧降下による損
失が軽減される利点がある。FIG. 13 shows a third embodiment of the switching power supply of the present invention.
A modified example of the embodiment will be described. In the switching power supply shown in the figure, the diode D1 in FIG. The switching power supply having such a configuration has an advantage that the loss due to the forward voltage drop of the diode from the input to the DC / DC converter 20 is reduced as compared with the configuration of FIG.
【００６２】図１４に本発明のスイッチング電源の第４
の変形実施例をしめす。同図に示すスイッチング電源で
は、上記図１０のDC/DCコンバータ２０をフォワード型
にして構成されている。このような構成のスイッチング
電源においても、図１０の回路と同様の効果を得ること
ができる。FIG. 14 shows a fourth embodiment of the switching power supply of the present invention.
A modified example of the embodiment will be described. In the switching power supply shown in the figure, the DC / DC converter 20 of FIG. 10 is configured as a forward type. With the switching power supply having such a configuration, the same effect as that of the circuit of FIG. 10 can be obtained.
【００６３】ここで、参考までに、図１５に、本発明の
スイッチング電源と、従来のシングルステージ型のスイ
ッチング電源の平滑コンデンサ電圧の実験値を示す。た
だし、使用した回路は、図１０に示した第１の変形実施
例の回路を用いており、カップルドインダクタLの値は9
0uH、結合係数0.98、巻き数比n1:n2=1.5:1、トランスT
は巻き数比N1:N2:N3＝13:23:19である。Here, for reference, FIG. 15 shows experimental values of the smoothing capacitor voltage of the switching power supply of the present invention and the conventional single-stage switching power supply. However, the circuit used is the circuit of the first modified example shown in FIG. 10, and the value of the coupled inductor L is 9
0uH, coupling coefficient 0.98, turns ratio n1: n2 = 1.5: 1, transformer T
Is a turn ratio N1: N2: N3 = 13: 23: 19.
【００６４】また、本発明のスイッチング電源では、イ
ンダクタ電流連続モード（CCM）においても、上述した
構成のカップルドインダクタ素子の結合係数を例えば
０．９以下の低い値に調整することによって、スイッチ
ング電源の力率を改善できることが実験によって確認さ
れている。Further, in the switching power supply of the present invention, even in the inductor current continuous mode (CCM), the switching power supply is adjusted by adjusting the coupling coefficient of the coupled inductor element having the above-mentioned configuration to a low value of, for example, 0.9 or less. It has been confirmed by experiments that the power factor of the PDP can be improved.
【００６５】なお、以上の説明は、本発明の説明および
例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎな
い。したがって本発明は、上記実施例に限定されること
なく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、
変形をも含むものである。The foregoing description has been directed to specific preferred embodiments for the purpose of describing and illustrating the invention. Therefore, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes many more modifications without departing from the spirit thereof.
This includes deformation.
【００６６】例えば、本発明に用いられるDC/DCコンバ
ータは、上述したフライバック型やフォワード型のもの
に限定されず、ハーフブリッジ方式、Cuk方式、ゼータ
方式またはSEPIC方式のDC/DCコンバータを用いても、上
記と同様の効果を得ることが可能である。For example, the DC / DC converter used in the present invention is not limited to the flyback type or the forward type described above, but may be a DC / DC converter of a half-bridge type, Cuk type, zeta type or SEPIC type. However, the same effect as described above can be obtained.
【００６７】[0067]
【発明の効果】以上説明したことから明らかなように、
本発明によればシングルステージ型のスイッチング電源
において、平滑コンデンサを入力電圧のピーク電圧を受
け持つコンデンサC1と、昇圧分を受け持つコンデンサC2
に分割すると共に、これらを上述した複数のダイオード
を用いて接続することにより、コンデンサインプット型
の電源に用いる平滑コンデンサと同程度の耐圧の平滑コ
ンデンサを用いることが可能となる。As is apparent from the above description,
According to the present invention, in a single-stage switching power supply, a smoothing capacitor C1 serving as a peak voltage of an input voltage and a capacitor C2 serving as a booster
And by connecting them using the above-described plurality of diodes, it is possible to use a smoothing capacitor having a breakdown voltage substantially equal to that of a smoothing capacitor used for a capacitor input type power supply.
【００６８】この場合、部品点数は従来のシングルステ
ージ型のスイッチング電源に比べ増加するが、追加部品
となる平滑コンデンサC2は、昇圧分だけ受け持つので数
十V耐圧程度のコンデンサで済み、これによるコスト増
は、平滑コンデンサC1に高耐圧のコンデンサを用いるの
に比べると小さい場合が多い。In this case, the number of components is increased as compared with the conventional single-stage type switching power supply. The increase is often smaller than using a high withstand voltage capacitor for the smoothing capacitor C1.
【００６９】また、ダイオードD3、D4が追加部品となる
が、導通する期間が短く、D1、D2に比べると定格の低い
ものが使用できることもあり、これらのコスト増を含め
ても、なお電源全体のコストは従来のシングルステージ
型のスイッチング電源よりも抑えられる場合が多い。Although the diodes D3 and D4 are additional components, the conduction period is short, and a diode having a lower rating than D1 and D2 may be used. In many cases can be reduced in cost compared to conventional single-stage switching power supplies.
【００７０】従って、本発明では、力率改善が可能なシ
ングルステージ型のスイッチング電源を、安価な部品を
用いて構成することが可能となるため、安価で高効率の
スイッチング電源を実現することが可能となる。Therefore, according to the present invention, a single-stage type switching power supply capable of improving the power factor can be constituted by using inexpensive parts, so that an inexpensive and highly efficient switching power supply can be realized. It becomes possible.
【図１】本発明に係るスイッチング電源の一実施例を示
す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a switching power supply according to the present invention.
【図２】本発明に係るスイッチング電源の具体的な回路
図である。FIG. 2 is a specific circuit diagram of the switching power supply according to the present invention.
【図３】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 3 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図４】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 4 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図５】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 5 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図６】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 6 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図７】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 7 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図８】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 8 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図９】本発明に係るスイッチング電源の動作を説明す
る図である。FIG. 9 is a diagram illustrating the operation of the switching power supply according to the present invention.
【図１０】本発明に係るスイッチング電源の第１の変形
実施例を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a first modified example of the switching power supply according to the present invention.
【図１１】本発明に係るスイッチング電源の第２の変形
実施例を示す回路図である。FIG. 11 is a circuit diagram showing a second modified example of the switching power supply according to the present invention.
【図１２】第２の変形実施例の応用例を示す回路図であ
る。FIG. 12 is a circuit diagram showing an application example of the second modified example.
【図１３】本発明に係るスイッチング電源の第３の変形
実施例を示す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing a third modified example of the switching power supply according to the present invention.
【図１４】本発明に係るスイッチング電源の第４の変形
実施例を示す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing a fourth modification of the switching power supply according to the present invention.
【図１５】本発明に係るスイッチング電源の効果を説明
する表である。FIG. 15 is a table illustrating effects of the switching power supply according to the present invention.
【図１６】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図
である。FIG. 16 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply.
【図１７】従来のスイッチング電源の一例を示す回路図
である。FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply.
【図１８】コンデンサインプット型のスイッチング電源
の波形図である。FIG. 18 is a waveform diagram of a capacitor input type switching power supply.
【図１９】シングルステート型のスイッチング電源の波
形図である。FIG. 19 is a waveform diagram of a single-state switching power supply.
ＡＣ 交流電源 Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１
３、Ｄ１４ ダイオード Ｌ、Ｌ１、Ｌ２ インダクター Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ コンデンサ Ｔ、ＴＲ トランス Ｑ スイッチング素子 １１ ブリッジ整流器 ２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ ２５ 整流回路 ２６ 制御回路 ３１ 負荷回路 ４１ ＥＭＩフィルタ ５１ 電圧源AC AC power supply D1, D2, D3, D4, D5, D11, D12, D1
3, D14 Diode L, L1, L2 Inductor C1, C2, C3, C4 Capacitor T, TR Transformer Q Switching element 11 Bridge rectifier 20 DC / DC converter 25 Rectifier circuit 26 Control circuit 31 Load circuit 41 EMI filter 51 Voltage source
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 橋本 真樹 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横河 電機株式会社内 (72)発明者 安田 和則 東京都武蔵野市中町２丁目９番32号 横河 電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H006 AA02 CA02 CA07 CB01 CB03 CC08 DA04 DC05 5H730 AA18 BB23 BB43 BB57 CC04 DD04 EE02 EE07 EE08 FD01 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (72) Inventor Maki Hashimoto 2-9-132 Nakamachi, Musashino City, Tokyo Inside Yokogawa Electric Corporation (72) Inventor Kazunori Yasuda 2-9-132 Nakamachi, Musashino City, Tokyo Next to F-term in Kawa Electric Co., Ltd. (reference) 5H006 AA02 CA02 CA07 CB01 CB03 CC08 DA04 DC05 5H730 AA18 BB23 BB43 BB57 CC04 DD04 EE02 EE07 EE08 FD01
Claims (11)
と、その整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、その平
滑された電圧を入力として、高周波スイッチングにより
電圧変換を行うDC/DCコンバータを有するスイッチング
電源において、 前記平滑コンデンサを構成する直列接続された第１のコ
ンデンサ及び第２のコンデンサと、 前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑コンデンサの
正極との間に第１のダイオードを介して直列に接続され
るインダクタンス素子と、 前記インダクタンス素子を第２のダイオードを介して励
磁する高周波交流電圧源と、 前記整流回路の正の出力と前記第１の平滑コンデンサの
正極を接続する第３のダイオードと、 前記第２の平滑コンデンサに並列に接続された第４のダ
イオードを備えたことを特徴とするスイッチング電源。1. A switching device comprising: a rectifier circuit for rectifying an input from an AC power supply; a smoothing capacitor for smoothing the rectified voltage; and a DC / DC converter for performing voltage conversion by high-frequency switching using the smoothed voltage as an input. In a power supply, a first capacitor and a second capacitor connected in series constituting the smoothing capacitor, and a first diode interposed between a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the second smoothing capacitor. And a high-frequency AC voltage source for exciting the inductance element via a second diode; and a third connecting a positive output of the rectifier circuit and a positive electrode of the first smoothing capacitor. And a fourth diode connected in parallel to the second smoothing capacitor. Ching power supply.
の端子を持つ単一の巻線により構成されたインダクタで
あり、前記第１の端子が前記整流回路の正の出力に接続
され、前記第２の端子が前記第１のダイオードを介して
前記第２の平滑コンデンサの正極に接続され、前記高周
波交流電圧源が、前記第３のダイオードを介して、前記
第１の端子に接続されることを特徴とする請求項１に記
載のスイッチング電源。2. The method according to claim 1, wherein said inductance element comprises first and second inductance elements.
Wherein the first terminal is connected to a positive output of the rectifier circuit, and the second terminal is connected to the second terminal via the first diode. The switching power supply according to claim 1, wherein the switching power supply is connected to a positive electrode of the second smoothing capacitor, and the high-frequency AC voltage source is connected to the first terminal via the third diode.
より構成された３つ以上の端子を持つカップルドインダ
クタであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチ
ング電源。3. The switching power supply according to claim 1, wherein the inductance element is a coupled inductor having three or more terminals constituted by a plurality of windings.
0.9以下であることを特徴とする請求項３に記載のスイ
ッチング電源。4. The coupled inductor has a coupling coefficient of
The switching power supply according to claim 3, wherein the switching power supply is 0.9 or less.
と第２の巻線を備えたトランス構成を成しており、前記
第１の巻線が前記整流回路の正の出力と前記第２の平滑
コンデンサの正極との間に前記第１のダイオードを介し
直列に接続され、前記第２の巻線が、前記整流回路の正
の出力と前記高周波交流電圧源との間に前記第２のダイ
オードを介して接続されることを特徴とする請求項３に
記載のスイッチング電源。5. The coupled inductor has a transformer configuration including a first winding and a second winding, and the first winding is connected to a positive output of the rectifier circuit and the first output. 2 is connected in series with the positive electrode of the second smoothing capacitor via the first diode, and the second winding is connected between the positive output of the rectifier circuit and the high-frequency AC voltage source. 4. The switching power supply according to claim 3, wherein the switching power supply is connected via a diode.
と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタ
ンス素子であり、前記第１の巻線と第２の巻線が整流回
路の正の出力と第２の平滑コンデンサの正極との間に前
記第１のダイオードを介し直列に接続され、前記センタ
ータップが前記第２のダイオードを介して前記高周波交
流電圧源に接続されることを特徴とする請求項３に記載
のスイッチング電源。6. The coupled inductor is an inductance element having a connection point between a first winding and a second winding as a center tap, and the first winding and the second winding are rectifier circuits. Is connected in series via the first diode between the positive output of the second and the positive electrode of the second smoothing capacitor, and the center tap is connected to the high-frequency AC voltage source via the second diode. The switching power supply according to claim 3, characterized in that:
と第２の巻線の接続点をセンタタップとするインダクタ
ンス素子であり、前記第１の巻線が前記整流回路の正の
出力と前記第２の平滑コンデンサの正極との間に前記第
１のダイオードを介して直列に接続され、前記第２の巻
線が前記第２のダイオードを介して前記高周波交流電圧
源に接続されることを特徴とする請求項３に記載のスイ
ッチング電源。7. The coupled inductor is an inductance element having a connection point between a first winding and a second winding as a center tap, and the first winding is connected to a positive output of the rectifier circuit. The first smoothing capacitor is connected in series with the positive electrode of the second smoothing capacitor via the first diode, and the second winding is connected to the high-frequency AC voltage source via the second diode. The switching power supply according to claim 3, characterized in that:
式であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチン
グ電源。8. The switching power supply according to claim 1, wherein said DC / DC converter is of a flyback type.
であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源。9. The switching power supply according to claim 1, wherein the DC / DC converter is of a forward type.
ジ方式、Cuk方式、ゼータ方式またはSEPIC方式であるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。10. The switching power supply according to claim 1, wherein the DC / DC converter is of a half-bridge type, a Cuk type, a zeta type or a SEPIC type.
ンバータ内に備えられたトランスから取り出されるよう
に構成されたことを特徴とする請求項１に記載のスイッ
チング電源。11. The switching power supply according to claim 1, wherein the high-frequency AC voltage source is configured to be taken out of a transformer provided in the DC / DC converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000194416A JP4415363B2 (en) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000194416A JP4415363B2 (en) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | Switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002010643A true JP2002010643A (en) | 2002-01-11 |
| JP4415363B2 JP4415363B2 (en) | 2010-02-17 |
Family
ID=18693251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000194416A Expired - Fee Related JP4415363B2 (en) | 2000-06-28 | 2000-06-28 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4415363B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003045645A1 (en) | 2001-11-29 | 2003-06-05 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2713490A2 (en) | 2012-09-28 | 2014-04-02 | Yokogawa Electric Corporation | Switching power supply device and method for circuit design of the switching power supply device |
| WO2019159902A1 (en) * | 2018-02-14 | 2019-08-22 | 日本電産株式会社 | Power conversion circuit, dc/dc converter, and ac/dc converter |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102192021B1 (en) * | 2018-07-30 | 2020-12-16 | 전북대학교산학협력단 | Sepic converter with galvanic isolation for single-phase power factor correction |
-
2000
- 2000-06-28 JP JP2000194416A patent/JP4415363B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003045645A1 (en) | 2001-11-29 | 2003-06-05 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2116342A2 (en) | 2001-11-29 | 2009-11-11 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2116344A2 (en) | 2001-11-29 | 2009-11-11 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2116343A2 (en) | 2001-11-29 | 2009-11-11 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2116345A2 (en) | 2001-11-29 | 2009-11-11 | Max Co., Ltd. | Electric stapler |
| EP2713490A2 (en) | 2012-09-28 | 2014-04-02 | Yokogawa Electric Corporation | Switching power supply device and method for circuit design of the switching power supply device |
| WO2019159902A1 (en) * | 2018-02-14 | 2019-08-22 | 日本電産株式会社 | Power conversion circuit, dc/dc converter, and ac/dc converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4415363B2 (en) | 2010-02-17 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN108028605B (en) | Converter with hold-up operation | |
| US7023186B2 (en) | Two stage boost converter topology | |
| JP5088386B2 (en) | Switching power supply | |
| US6181079B1 (en) | High power electronic ballast with an integrated magnetic component | |
| US7242595B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| KR20070037384A (en) | Switching power supply circuit | |
| US11296607B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP7329971B2 (en) | converter | |
| US7388761B1 (en) | High efficiency parallel post regulator for wide range input DC/DC converter | |
| JP3402361B2 (en) | Switching power supply | |
| US7535207B2 (en) | Tapped converter | |
| US20050219869A1 (en) | Power factor correction circuit | |
| Wang et al. | A new LLC converter family with synchronous rectifier to increase voltage gain for hold-up application | |
| JP4415363B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4093116B2 (en) | Power factor converter | |
| JP3700844B2 (en) | Switching converter | |
| EP1313203A2 (en) | Half-bridge converters | |
| JP7233633B1 (en) | switching power supply circuit | |
| JP3755623B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP7386737B2 (en) | Rectifier circuit and switching power supply using the same | |
| JPH11164552A (en) | Power supply | |
| JP3263709B2 (en) | Switching power supply | |
| WO2002039567A2 (en) | Magnetic amplifier ac/dc converter with primary side regulation | |
| JP2003111402A (en) | Variable output dc-dc converter | |
| CN115706531A (en) | Power converter controller, power converter and method for operating power converter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060404 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090327 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090413 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090603 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20091102 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20091115 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121204 Year of fee payment: 3 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |