JPH01147907A - 電力増幅回路 - Google Patents
電力増幅回路Info
- Publication number
- JPH01147907A JPH01147907A JP62306983A JP30698387A JPH01147907A JP H01147907 A JPH01147907 A JP H01147907A JP 62306983 A JP62306983 A JP 62306983A JP 30698387 A JP30698387 A JP 30698387A JP H01147907 A JPH01147907 A JP H01147907A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- input signal
- signal
- amplifier
- voltage
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 19
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 19
- 238000009499 grossing Methods 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 101150015217 FET4 gene Proteins 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000005855 radiation Effects 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は、B級プッシュプル増幅器を用いた電力増幅回
路に関するものである。
路に関するものである。
(従来の技術)
従来、このような分野の技術としては、柳沢健著「基礎
電子回路エ アナログ編」 (昭53−3−30)丸首
(株)P、146−153に記載されるものがあった。
電子回路エ アナログ編」 (昭53−3−30)丸首
(株)P、146−153に記載されるものがあった。
以下、その構成を図を用いて説明する。
第2図及び第3図は、前記文献に記載された従来の電力
増幅回路の一構成例を示すもので、第2図はトランス式
B級プッシュプル電力増幅回路の回路図、及び第3図は
B級シングルエンドプッシュプル電力増幅回路の回路図
である。
増幅回路の一構成例を示すもので、第2図はトランス式
B級プッシュプル電力増幅回路の回路図、及び第3図は
B級シングルエンドプッシュプル電力増幅回路の回路図
である。
第2図の電力増幅回路は、入カドランス1、PNPi−
ランジスタ2、NPNトランジスタ3、及び出カドラン
ス4を有し、そのPNPトランジスタ2及びNPNトラ
ンジスタ3のエミッタと出カドランス4の一次側との間
に電源VCCが接続され、さらにその出カドランス4の
二次側に負荷5が接続されている。
ランジスタ2、NPNトランジスタ3、及び出カドラン
ス4を有し、そのPNPトランジスタ2及びNPNトラ
ンジスタ3のエミッタと出カドランス4の一次側との間
に電源VCCが接続され、さらにその出カドランス4の
二次側に負荷5が接続されている。
この電力増幅回路において、入力信号3iが入カドラン
ス1の一次側に供給されると、その入力信号3iの極性
に応じてトランジスタ2と3が半周期ずつ動作し、残り
の半周期はカットオフの状態になる。電源VCCからト
ランジスタ2へ流れるコレクタ電流と、電流■CCから
トランジスタ3へ流れるコレクタ電流とは、出カドラン
ス4で足し合わされて負荷5には正弦波電流が流れる。
ス1の一次側に供給されると、その入力信号3iの極性
に応じてトランジスタ2と3が半周期ずつ動作し、残り
の半周期はカットオフの状態になる。電源VCCからト
ランジスタ2へ流れるコレクタ電流と、電流■CCから
トランジスタ3へ流れるコレクタ電流とは、出カドラン
ス4で足し合わされて負荷5には正弦波電流が流れる。
この種の電力増幅回路では、増幅特性は良いものの、増
幅素子であるトランジスタ2,3の動作が抵抗の働きを
するいわゆる能動動作であった。
幅素子であるトランジスタ2,3の動作が抵抗の働きを
するいわゆる能動動作であった。
第3図の電力増幅回路は、電圧増幅の機能をもつエミッ
タ接地のNPNトランジスタ10と、電力増幅の機能を
もつエミッタフォロワのNPNトランジスタ11及びP
NPトランジスタ12とを漏え、そのNPNトランジス
タ11及びPNPトランジスタ12のエミッタと電源v
CCとの間に負荷13が接続されている。NPNトラン
ジスタ11及びPNPトランジスタ12の各ベース間に
は、温度補償を兼ねたバイアス用のダイオード14が接
続され、そのダイオード14によってNPNトランジス
タ11及びPNPトランジスタ12に適当な静止電流が
供給される。また、NPNトランジスタ11及びPNP
トランジスタ12のエミッタとNPNトランジスタ10
のベースとの間には、帰還用の抵抗15が接続されてい
る。
タ接地のNPNトランジスタ10と、電力増幅の機能を
もつエミッタフォロワのNPNトランジスタ11及びP
NPトランジスタ12とを漏え、そのNPNトランジス
タ11及びPNPトランジスタ12のエミッタと電源v
CCとの間に負荷13が接続されている。NPNトラン
ジスタ11及びPNPトランジスタ12の各ベース間に
は、温度補償を兼ねたバイアス用のダイオード14が接
続され、そのダイオード14によってNPNトランジス
タ11及びPNPトランジスタ12に適当な静止電流が
供給される。また、NPNトランジスタ11及びPNP
トランジスタ12のエミッタとNPNトランジスタ10
のベースとの間には、帰還用の抵抗15が接続されてい
る。
この電力増幅回路において、トランジスタ10のベース
・エミッタ開側に入力信号3iが供給されると、トラン
ジスタ10のコレクタ電位はOとVccの間を往復する
。トランジスタ10のコレクタ電位がVcc/2より上
がると、トランジスタ11は順バイアス、トランジスタ
12は逆バイアスとなるので、電源■CC→トランジス
タ11→負荷13というルートでその負荷13に電流が
流れる。また、トランジスタ10のコレクタ電位がVC
C/2より下がると、トランジスタ12が順バイアス、
トランジスタ11が逆バイアスとなり、電源Vcc→負
荷13→トランジスタ12というルートでその負荷13
に電流が流れる。なお、この回路では抵抗15による直
流的な並列−電圧帰還がかけられており、直流動作点の
安定化、出力インピーダンスの低下、及びひずみの減少
が図られている。この電力増幅回路も第2図のものと同
様に、増幅特性は良いものの、増幅素子の動作が抵抗の
働きをするいわゆる能動動作であった。
・エミッタ開側に入力信号3iが供給されると、トラン
ジスタ10のコレクタ電位はOとVccの間を往復する
。トランジスタ10のコレクタ電位がVcc/2より上
がると、トランジスタ11は順バイアス、トランジスタ
12は逆バイアスとなるので、電源■CC→トランジス
タ11→負荷13というルートでその負荷13に電流が
流れる。また、トランジスタ10のコレクタ電位がVC
C/2より下がると、トランジスタ12が順バイアス、
トランジスタ11が逆バイアスとなり、電源Vcc→負
荷13→トランジスタ12というルートでその負荷13
に電流が流れる。なお、この回路では抵抗15による直
流的な並列−電圧帰還がかけられており、直流動作点の
安定化、出力インピーダンスの低下、及びひずみの減少
が図られている。この電力増幅回路も第2図のものと同
様に、増幅特性は良いものの、増幅素子の動作が抵抗の
働きをするいわゆる能動動作であった。
従来、第2図及び第3図のような回路の他に、パルス幅
変調(以下、PWMという)方式のスイッチング電力増
幅回路も提案されている。
変調(以下、PWMという)方式のスイッチング電力増
幅回路も提案されている。
第4図は従来のPWM方式のスイッチング電力増幅回路
の概念図である。この電力増幅回路では、比較器20に
おいて入力信号5iellffl送用の三角波aでPW
M波すに変換し、そのPWM波すをスイッチング動作を
行う電流増幅部22で増幅し、その増幅されたPWM波
BをLGフィルタ22を通して出力信号SOを得ている
。
の概念図である。この電力増幅回路では、比較器20に
おいて入力信号5iellffl送用の三角波aでPW
M波すに変換し、そのPWM波すをスイッチング動作を
行う電流増幅部22で増幅し、その増幅されたPWM波
BをLGフィルタ22を通して出力信号SOを得ている
。
(発明が解決しようとする問題点)
しかしながら、上記構成の回路では、次のような問題点
があった。
があった。
第2図及び第3図のB級プッシュプル電力増幅回路では
、増幅素子であるトランジスタ2.3゜10〜12の発
熱量が多く、効率が実用上約70%以下であり、効率が
比較的悪いという問題点があった。
、増幅素子であるトランジスタ2.3゜10〜12の発
熱量が多く、効率が実用上約70%以下であり、効率が
比較的悪いという問題点があった。
一方、第4図のPWM方式のスイッチング電力増幅回路
の場合、LCフィルタ22通過後のP’v’/M波成分
と信号成分との比である信号/ノイズ比(以下、S/N
比という)を良くしようとすると、LCフィルタ22の
時定数を大きくする必要があるが、時定数を大きくする
と、高い周波数の信号成分が減衰し、増幅回路の周波数
特性が劣化する。また、PWM波成分の減衰間を大きく
するために電流増幅部21でのスイッチング周波数を高
くすると、増幅素子のスイッチング損失が増え、外部へ
の不要輻射も大きくなる。さらにPWM波す、Bは直流
成分を含んでいるため、トランス結合によって増幅回路
と負荷とを電気的に分離1−ることもできない。
の場合、LCフィルタ22通過後のP’v’/M波成分
と信号成分との比である信号/ノイズ比(以下、S/N
比という)を良くしようとすると、LCフィルタ22の
時定数を大きくする必要があるが、時定数を大きくする
と、高い周波数の信号成分が減衰し、増幅回路の周波数
特性が劣化する。また、PWM波成分の減衰間を大きく
するために電流増幅部21でのスイッチング周波数を高
くすると、増幅素子のスイッチング損失が増え、外部へ
の不要輻射も大きくなる。さらにPWM波す、Bは直流
成分を含んでいるため、トランス結合によって増幅回路
と負荷とを電気的に分離1−ることもできない。
本発明は前記従来技術が持っていた問題点として、B@
プッシュプル電力増幅回路における効率の悪さと、PW
M方式スイッチング電力増幅回路における周波数特性の
劣化、及び負荷との電気的分離が困難等の点について解
決した電力増幅回路を提供するものである。
プッシュプル電力増幅回路における効率の悪さと、PW
M方式スイッチング電力増幅回路における周波数特性の
劣化、及び負荷との電気的分離が困難等の点について解
決した電力増幅回路を提供するものである。
(問題点を解決するための手段)
本発明は前記問題点を解決するために、入力信号を増幅
する電力増幅回路において、この電力増幅回路を少なく
とも、入力信号の全波整流波形と直流バイアスを加えた
信号を三角波(のこぎり波も含む)にてパルス幅変調す
る第1の回路と、この第1の回路の出力信号を電流増幅
して第1のトランスの二次側から取り出し、それを整流
平滑して前記入力信号の絶対値に比例した正負の直流電
圧を出力する第2の回路と、前記正負の直流電圧と同位
相の前記入力信号を取り出す第2のトランスと、前記正
負の直流電圧を電源電圧として前記第2のトランスから
取り出した入力信号を増幅するB級プッシュプル増幅器
とで、構成したものである。
する電力増幅回路において、この電力増幅回路を少なく
とも、入力信号の全波整流波形と直流バイアスを加えた
信号を三角波(のこぎり波も含む)にてパルス幅変調す
る第1の回路と、この第1の回路の出力信号を電流増幅
して第1のトランスの二次側から取り出し、それを整流
平滑して前記入力信号の絶対値に比例した正負の直流電
圧を出力する第2の回路と、前記正負の直流電圧と同位
相の前記入力信号を取り出す第2のトランスと、前記正
負の直流電圧を電源電圧として前記第2のトランスから
取り出した入力信号を増幅するB級プッシュプル増幅器
とで、構成したものである。
(作 用)
本発明によれば、以上のように電力増幅回路を構成した
ので、第1の回路は入力信号をパルス幅変調し、それを
第2の回路が、入力信号の絶対値に比例した1角の直流
電圧に変換し、その直流電圧をB級プッシュプル増幅器
に電源電圧として供給する。必要な出力振幅を得るため
の最少の電源電圧が印加されたB扱プッシュプル増幅器
は、第2のトランスを介して供給される入力信号にてド
ライブされる。これにより、効率の向上と周波数特性の
向上が図れると共に、電源側及び入力信号側と負荷側と
の電気的分離が可能となる。従って前記問題点を除去で
きるのである。
ので、第1の回路は入力信号をパルス幅変調し、それを
第2の回路が、入力信号の絶対値に比例した1角の直流
電圧に変換し、その直流電圧をB級プッシュプル増幅器
に電源電圧として供給する。必要な出力振幅を得るため
の最少の電源電圧が印加されたB扱プッシュプル増幅器
は、第2のトランスを介して供給される入力信号にてド
ライブされる。これにより、効率の向上と周波数特性の
向上が図れると共に、電源側及び入力信号側と負荷側と
の電気的分離が可能となる。従って前記問題点を除去で
きるのである。
(実施例)
第1図は本発明の実施例を示す電力増幅回路の回路図で
ある。
ある。
この電力増幅回路は入力信号3i用の入力端子30を有
し、その入力端子30には接地された抵抗31、電圧フ
ォロワの増幅器32、及び抵抗33が接続されている。
し、その入力端子30には接地された抵抗31、電圧フ
ォロワの増幅器32、及び抵抗33が接続されている。
増幅器32は、その入力端子側のノードN1上の信号と
同一波形の信号を出力端子側のノードN2へ出力する回
路である。
同一波形の信号を出力端子側のノードN2へ出力する回
路である。
抵抗33には、利得−1倍の増幅器34の(−)側入力
端子が接続され、その(−)側入力端子と出力端子側の
ノードN3との間に帰還抵抗35が接続されると共に、
その増幅器34の(+)側入力端子が抵抗36を介して
接地されている。抵抗33と35は同一抵抗値である。
端子が接続され、その(−)側入力端子と出力端子側の
ノードN3との間に帰還抵抗35が接続されると共に、
その増幅器34の(+)側入力端子が抵抗36を介して
接地されている。抵抗33と35は同一抵抗値である。
ノードN2゜N3にはそれぞれ整流用のダイオード37
.38が接続され、そのダイオード37.38の接続点
であるノードN4はバイアス用の分圧抵抗39゜40を
介して接地されると共に、抵抗39.41を介して電源
Vcc (例えば、+5■)に接続されている。
.38が接続され、そのダイオード37.38の接続点
であるノードN4はバイアス用の分圧抵抗39゜40を
介して接地されると共に、抵抗39.41を介して電源
Vcc (例えば、+5■)に接続されている。
ノードN4上に発生した電圧と三角波発生器42の出力
信号とは、比較器43の入力端子に接続され、その比較
器42の出力端子側ノードN5が、スイッチング用の電
界効果トランジスタ(以下、FETという)44のゲー
トに接続されている。FET44はそのソースが接地さ
れ、そのドレインが第1のトランス45の一次側を通し
て電源Vcc及び逆流阻止用のダイオード46に接続さ
れている。その電源VCCとアースとの間には、平滑用
の電解コンデンサ47が接続されている。
信号とは、比較器43の入力端子に接続され、その比較
器42の出力端子側ノードN5が、スイッチング用の電
界効果トランジスタ(以下、FETという)44のゲー
トに接続されている。FET44はそのソースが接地さ
れ、そのドレインが第1のトランス45の一次側を通し
て電源Vcc及び逆流阻止用のダイオード46に接続さ
れている。その電源VCCとアースとの間には、平滑用
の電解コンデンサ47が接続されている。
トランス45の二次側には、整流用ダイオード4B、4
9.50,5L平滑用コイル52゜53、及び平滑用コ
ンデンサ54.55が接続され、そのコンデンサ54.
55側の各ノードN6゜N7上に発生した正負の直流電
圧はB級プッシュプル増幅器60の電源ラインに接続さ
れている。
9.50,5L平滑用コイル52゜53、及び平滑用コ
ンデンサ54.55が接続され、そのコンデンサ54.
55側の各ノードN6゜N7上に発生した正負の直流電
圧はB級プッシュプル増幅器60の電源ラインに接続さ
れている。
なお、各ノードN6.N7はコンデンサ54゜55を介
して接地されている。以上の符号30〜43に示す回路
要素により第1の回路が、符号44〜55に示す回路素
子により第2の回路がそれぞれ構成され、その第1と第
2の回路で電源部が形成されている。
して接地されている。以上の符号30〜43に示す回路
要素により第1の回路が、符号44〜55に示す回路素
子により第2の回路がそれぞれ構成され、その第1と第
2の回路で電源部が形成されている。
また、増幅器32の出力端子側ノードN2には、信号伝
送用の第2のトランス70の一次側が接続され、その二
次側のノードN8がB級プッシュプル増幅器60の信号
入力端子に接続されている。
送用の第2のトランス70の一次側が接続され、その二
次側のノードN8がB級プッシュプル増幅器60の信号
入力端子に接続されている。
第2のトランス70は、その−次側の一端とその二次側
の一端とが別系統で接地されている。
の一端とが別系統で接地されている。
B級プッシュプル増幅器60は、ノードN8上の信号を
増幅する前置増幅器61と、電圧増幅の機能をもつエミ
ッタ接地のNPNトランジスタ62と、電力増幅の機能
をもつエミッタフォロワのNPNトランジスタ63及び
PNPトランジスタ64とを備えている。前記増幅器6
1は、その(+)側入力端子が抵抗65及びノードN8
に、その(−)側入力端子が抵抗66及び帰還用抵抗6
7に、その2つの電源端子のうちの一方が抵抗68及び
平滑用電解コンデンサ69を介してノードN6に、その
他方の電源端子がノードN7にそれぞれ接続されている
。NPNトランジスタ62は、そのエミッタがノードN
7に、そのコレクタが温度補償を兼ねたバイアス用のダ
イオード70゜71と抵抗72とを介してノードN6に
それぞれ接続されている。NPNトランジスタ63及び
PNPトランジスタ64は、そのエミッタが出力側ノー
ドN9に共通接続され、そのNPNトランジスタ63の
ベースが抵抗72に、そのコレクタがノードN6にそれ
ぞれ接続され、そのPNPトランジスタ64のコレクタ
がノードN7に、そのベースがNPNトランジスタ62
のコレクタにそれぞれ接続されている。出力側ノードN
9には、負荷80が接続される。
増幅する前置増幅器61と、電圧増幅の機能をもつエミ
ッタ接地のNPNトランジスタ62と、電力増幅の機能
をもつエミッタフォロワのNPNトランジスタ63及び
PNPトランジスタ64とを備えている。前記増幅器6
1は、その(+)側入力端子が抵抗65及びノードN8
に、その(−)側入力端子が抵抗66及び帰還用抵抗6
7に、その2つの電源端子のうちの一方が抵抗68及び
平滑用電解コンデンサ69を介してノードN6に、その
他方の電源端子がノードN7にそれぞれ接続されている
。NPNトランジスタ62は、そのエミッタがノードN
7に、そのコレクタが温度補償を兼ねたバイアス用のダ
イオード70゜71と抵抗72とを介してノードN6に
それぞれ接続されている。NPNトランジスタ63及び
PNPトランジスタ64は、そのエミッタが出力側ノー
ドN9に共通接続され、そのNPNトランジスタ63の
ベースが抵抗72に、そのコレクタがノードN6にそれ
ぞれ接続され、そのPNPトランジスタ64のコレクタ
がノードN7に、そのベースがNPNトランジスタ62
のコレクタにそれぞれ接続されている。出力側ノードN
9には、負荷80が接続される。
なお、第1図において入力側及び電源側の接地と出力側
の接地とは、別系統に分離されている。
の接地とは、別系統に分離されている。
第5図は第1図中の各ノード上の波形図であり、この図
を参照しつつ第1図の動作を説明する。
を参照しつつ第1図の動作を説明する。
先ず、入力信号3iが入力端子30に供給されると、一
方の増幅器32の出力側ノードN2には入力端子30側
のノードN1上の信号波形と同一の信号波形が出力され
ると共に、他方の増幅器34の出力側ノードN3にはノ
ードN1の信号波形を反転した信号波形が出力される。
方の増幅器32の出力側ノードN2には入力端子30側
のノードN1上の信号波形と同一の信号波形が出力され
ると共に、他方の増幅器34の出力側ノードN3にはノ
ードN1の信号波形を反転した信号波形が出力される。
各ノードN2.N3上の信号波形は、ダイオード37゜
38で全波整流され、抵抗39側のノードN4上に全波
整流波形が現われる。このノードN4上には、抵抗40
.41により直流バイアスが印加され、無信号状態でも
トランス45の二次側に増幅器60を動作させるのに必
要な電圧が供給されるようになっている。
38で全波整流され、抵抗39側のノードN4上に全波
整流波形が現われる。このノードN4上には、抵抗40
.41により直流バイアスが印加され、無信号状態でも
トランス45の二次側に増幅器60を動作させるのに必
要な電圧が供給されるようになっている。
ノードN4上の全波整流波形は、三角波発生器42から
出力される三角波と比較器43で比較され、その比較器
43の出力側ノードN5へPWM波が出力される。通常
、三角波の周波数は入力信号3iの10倍以上、約”1
OOKH2程度が選ばれる。ノードN5上のPWM波は
FET44のゲートをドライブし、そのF E T 4
4をスイッチングするので、そのFET44とトランス
45とでPWM波の電流増幅か行われ、そのPWM波と
同じ電圧波形がトランス45の二次側から出力される。
出力される三角波と比較器43で比較され、その比較器
43の出力側ノードN5へPWM波が出力される。通常
、三角波の周波数は入力信号3iの10倍以上、約”1
OOKH2程度が選ばれる。ノードN5上のPWM波は
FET44のゲートをドライブし、そのF E T 4
4をスイッチングするので、そのFET44とトランス
45とでPWM波の電流増幅か行われ、そのPWM波と
同じ電圧波形がトランス45の二次側から出力される。
このトランス45の二次側電圧は、ダイオード48〜5
0で整流され、コイル52.53及びコンデンサ54.
55で平滑された後、入力信号Siの絶対値に比例した
正負の電圧としてノードN6.N7上に出力され、それ
が増幅器60の電源として供給される。この時、増幅器
60の入力側ノードN8には、トランス70を通して入
力信号3iが供給されている。このノードN8上の信号
の大きさは、ノードN6.N7上の電圧と比例関係にあ
る。
0で整流され、コイル52.53及びコンデンサ54.
55で平滑された後、入力信号Siの絶対値に比例した
正負の電圧としてノードN6.N7上に出力され、それ
が増幅器60の電源として供給される。この時、増幅器
60の入力側ノードN8には、トランス70を通して入
力信号3iが供給されている。このノードN8上の信号
の大きさは、ノードN6.N7上の電圧と比例関係にあ
る。
増幅器60に電源電圧と信号が供給されると、この増幅
器60では、ノードN8上の信号が前置増幅器61で増
幅される。前置増幅器61の出力信号が正極性の時は、
NPNトランジスタ62がオン状態となり、そのコネク
タ電位が下がってNPNトランジスタ63がオフ状態、
PNPトランジスタ64がオン状態となる。また前置増
幅器61の出力信号が負極性の時は、NPNトランジス
タ62がオフ状態となり、そのコレクタ電位が上がって
NPNトランジスタ63がオン状態、PNPトランジス
タ64がオフ状態となる。
器60では、ノードN8上の信号が前置増幅器61で増
幅される。前置増幅器61の出力信号が正極性の時は、
NPNトランジスタ62がオン状態となり、そのコネク
タ電位が下がってNPNトランジスタ63がオフ状態、
PNPトランジスタ64がオン状態となる。また前置増
幅器61の出力信号が負極性の時は、NPNトランジス
タ62がオフ状態となり、そのコレクタ電位が上がって
NPNトランジスタ63がオン状態、PNPトランジス
タ64がオフ状態となる。
NPNトランジスタ63がオン状態となると、ノードN
6→NPNトランジスタ63→ノードN9→負荷80→
アース、というルートで電流が流れ、PNPトランジス
タ64がオン状態となると、アース→負荷80→ノード
N9→PNPトランジスタ64→ノードN7、というル
ートで電流が流れる。
6→NPNトランジスタ63→ノードN9→負荷80→
アース、というルートで電流が流れ、PNPトランジス
タ64がオン状態となると、アース→負荷80→ノード
N9→PNPトランジスタ64→ノードN7、というル
ートで電流が流れる。
ここで、ノードN8上の信号の大きさとノードN6.N
7上の電源電圧とは比例関係にあるため、トランス45
の巻数比を適当に選択することにより、入力信号の大小
にかかわらず、トランジスタ63.64のコレクタ・エ
ミッタ間電圧をほぼ数ボルトの一定値に保つことが可能
であり、この状態で負荷80に必要なる出力を供給する
ことができる。
7上の電源電圧とは比例関係にあるため、トランス45
の巻数比を適当に選択することにより、入力信号の大小
にかかわらず、トランジスタ63.64のコレクタ・エ
ミッタ間電圧をほぼ数ボルトの一定値に保つことが可能
であり、この状態で負荷80に必要なる出力を供給する
ことができる。
なお、この増幅器60では、従来の第3図と同様に、帰
還抵抗67による直流的な並列−電圧帰還がかけられて
おり、直流動作点の安定化、出力インピーダンスの低下
、ひずみの減少が図られている。
還抵抗67による直流的な並列−電圧帰還がかけられて
おり、直流動作点の安定化、出力インピーダンスの低下
、ひずみの減少が図られている。
本実施例では、次のような利点を有している。
(i) 入力信号3iの絶対値に比例した正負の電圧を
生成し、この電圧でB級プッシュプル増幅器60を動作
させているため、入力信号5iの大きさにかかわらず、
効率が高い。
生成し、この電圧でB級プッシュプル増幅器60を動作
させているため、入力信号5iの大きさにかかわらず、
効率が高い。
(i> B級プッシュプル増幅器60の電源としては
、多少のスイッチングリップルが有っても出力波形に対
して影響がないので、コイル52゜53及びコンデンサ
54.55からなるフィルタ部分の時定数時を小さくす
ることができる。そのため、フィルタ部分の出力は高い
周波数の入力信号に対しても応答可能になる。一方、B
級プッシュプル増幅器60の周波数特性は十分良いから
、結果として電力増幅回路全体の周波数特性が従来のP
WM方式スイッチング電力増幅回路より向上する。
、多少のスイッチングリップルが有っても出力波形に対
して影響がないので、コイル52゜53及びコンデンサ
54.55からなるフィルタ部分の時定数時を小さくす
ることができる。そのため、フィルタ部分の出力は高い
周波数の入力信号に対しても応答可能になる。一方、B
級プッシュプル増幅器60の周波数特性は十分良いから
、結果として電力増幅回路全体の周波数特性が従来のP
WM方式スイッチング電力増幅回路より向上する。
(iii ) 入力信@Si側及び電源VCC側と、
負荷80のある出力側とが、トランス45.70で分離
されているため、両者間の電気的絶縁が可能になる。
負荷80のある出力側とが、トランス45.70で分離
されているため、両者間の電気的絶縁が可能になる。
なお、本発明は図示の実施例に限定されず、種々の変形
が可能である。その変形例としては、例えば次のような
ものがある。
が可能である。その変形例としては、例えば次のような
ものがある。
(a) パルス幅変調の際の三角波は、のこぎり波で
あってもよい。このパルス幅変換を行う第1の回路と、
整流・平滑等を行う第2の回路とは、図示以外の回路で
構成してもよい。
あってもよい。このパルス幅変換を行う第1の回路と、
整流・平滑等を行う第2の回路とは、図示以外の回路で
構成してもよい。
(b) E[プッシュプル増幅器60は、従来の第3
図のような他の回路で構成してもよい。
図のような他の回路で構成してもよい。
(発明の効果)
以上詳細に説明したように、本発明によれば、第1の回
路で入力信号をパルス幅変調し、それを第2の回路によ
り、入力信号の絶対値に比例した正負の直流電圧に変換
し、その直流電圧をB級プッシュプル増幅器の電源電圧
として供給すると共に、その電源電圧と同位相の入力信
号にて前記B級プッシュプル増幅器をドライブするよう
にしたので、効率が良く、周波数特性に優れ、かつ負荷
との電気的分離が可能になるという効果が期待できる。
路で入力信号をパルス幅変調し、それを第2の回路によ
り、入力信号の絶対値に比例した正負の直流電圧に変換
し、その直流電圧をB級プッシュプル増幅器の電源電圧
として供給すると共に、その電源電圧と同位相の入力信
号にて前記B級プッシュプル増幅器をドライブするよう
にしたので、効率が良く、周波数特性に優れ、かつ負荷
との電気的分離が可能になるという効果が期待できる。
第1図は本発明の実施例を示す電力増幅回路の回路図、
第2図及び第3図は従来の電力増幅回路の回路図、第4
図は従来の他の電力増幅回路の概念図、第5図は第1図
の波形図である。 32.34.61・・・・・・増幅器、37,38゜4
8〜50・・・・・・ダイオード、39〜41・・・・
・・抵抗、42・・・・・・三角波発生器、43・・・
・・・比較器、44・・・・・・FET、45.70・
・・・・・トランス、52.53・・・・・・コイル、
54.55・・・・・・コンデンサ、60・・・・・・
B級プッシュプル増幅器、62.63・・・・・・PN
Pトランジスタ、64・・・・・・NPNトランジスタ
、80・・・・・・負荷、3i・・・・・・入力信号、
VGC・・・・・・電源。
第2図及び第3図は従来の電力増幅回路の回路図、第4
図は従来の他の電力増幅回路の概念図、第5図は第1図
の波形図である。 32.34.61・・・・・・増幅器、37,38゜4
8〜50・・・・・・ダイオード、39〜41・・・・
・・抵抗、42・・・・・・三角波発生器、43・・・
・・・比較器、44・・・・・・FET、45.70・
・・・・・トランス、52.53・・・・・・コイル、
54.55・・・・・・コンデンサ、60・・・・・・
B級プッシュプル増幅器、62.63・・・・・・PN
Pトランジスタ、64・・・・・・NPNトランジスタ
、80・・・・・・負荷、3i・・・・・・入力信号、
VGC・・・・・・電源。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力信号の全波整流波形と直流バイアスを加えた信号を
三角波にてパルス幅変調する第1の回路と、 この第1の回路の出力信号を電流増幅して第1のトラン
スの二次側から取り出し、それを整流平滑して前記入力
信号の絶対値に比例した正負の直流電圧を出力する第2
の回路と、 前記正負の直流電圧と同位相の前記入力信号を取り出す
第2のトランスと、 前記正負の直流電圧を電源電圧として前記第2のトラン
スから取り出した入力信号を増幅するB級プッシュプル
増幅器とを、備えたことを特徴とする電力増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62306983A JPH01147907A (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電力増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62306983A JPH01147907A (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電力増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01147907A true JPH01147907A (ja) | 1989-06-09 |
Family
ID=17963604
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62306983A Pending JPH01147907A (ja) | 1987-12-04 | 1987-12-04 | 電力増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01147907A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5200711A (en) * | 1990-10-26 | 1993-04-06 | AB Lab. Gruppen Andersson & Bavholm | Pulse-width modulated, linear audio-power amplifier |
US5396194A (en) * | 1993-11-19 | 1995-03-07 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers |
US5543753A (en) * | 1994-06-22 | 1996-08-06 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
US5606289A (en) * | 1994-06-22 | 1997-02-25 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
-
1987
- 1987-12-04 JP JP62306983A patent/JPH01147907A/ja active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5200711A (en) * | 1990-10-26 | 1993-04-06 | AB Lab. Gruppen Andersson & Bavholm | Pulse-width modulated, linear audio-power amplifier |
US5396194A (en) * | 1993-11-19 | 1995-03-07 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers |
US5543753A (en) * | 1994-06-22 | 1996-08-06 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
US5606289A (en) * | 1994-06-22 | 1997-02-25 | Carver Corporation | Audio frequency power amplifiers with actively damped filter |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4115739A (en) | Power amplifier | |
US6417735B1 (en) | Amplifier with bias compensation using a current mirror circuit | |
US4054843A (en) | Amplifier with modulated power supply voltage | |
US7545212B2 (en) | Class ad audio amplifier | |
KR20060120002A (ko) | 전력 변환 시스템 | |
JP2005124339A (ja) | ノイズ低減装置及び電力変換装置 | |
US7542578B2 (en) | Condenser microphone | |
US5612646A (en) | Output transformerless amplifier impedance matching apparatus | |
JPH01147907A (ja) | 電力増幅回路 | |
JP3998394B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
US6958650B1 (en) | Push-pull buffer/amplifier | |
US5760651A (en) | Inductorless voltage biasing circuit for and Ac-coupled amplifier | |
KR970003719B1 (ko) | 증폭회로 | |
JPS58105606A (ja) | 増幅器の電源供給回路 | |
JPH07105662B2 (ja) | 多機能差動増幅器 | |
JP3459470B2 (ja) | 電源回路 | |
GB2094582A (en) | Negative resistance | |
JPS607548Y2 (ja) | 電力増幅器 | |
JP6826314B2 (ja) | フローティング電源回路および増幅器 | |
US6590353B2 (en) | Device for the control of a circuit for the vertical deflection of a spot scanning a screen | |
JPH0946151A (ja) | 電流帰還バイアス増幅回路 | |
JPS6115619Y2 (ja) | ||
KR930012089B1 (ko) | 수직 편향회로 | |
JPH11196581A (ja) | 自励式プッシュプル電源回路 | |
JPS596146B2 (ja) | 直流・直流変換回路 |