JP7501212B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Description
本発明は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置に関する。
本出願人は、以下に示す特許文献１によって、簡素な電源構成でＬＥＤ負荷に流れる電流の電流リプルを小さくするスイッチング電源装置を提供した。特許文献１では、ＬＥＤ負荷に直列に接続されリプル電流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変インピーダンス素子を備えたフィードバック型定電流制御回路を用いている。この構成により、ＬＥＤ負荷の両端電圧を一定にし、ＬＥＤ負荷に流れる電流の電流リプルを低減するように制御している。
従来技術では、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧が予め設定された目標平均電圧Ｖｒｅｆになるようにスイッチング素子をオンオフ制御することにより直流出力電力を所定値に制御している。このフィードバック電圧ＶＦＢは、図８に示すように、出力電圧ＶＯＵＴと同様の電圧リプル（電圧変動）を含む。そして、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルは、図８（ａ）、（ｂ）に示すように、負荷の大きくなるほど大きくなり、図８（ｃ）、（ｄ）に示すように、出力コンデンサの劣化に伴って大きくなる。
そして、図８（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢが電圧リプルによって可変インピーダンス素子が定電流動作できない電圧以下に下がると、ＬＥＤ負荷の両端電圧が必要な電圧を維持できなくなり、結果としてＬＥＤ負荷に流れる電流値が周期的に下がってちらつきとして目に見えてしまう。従って、可変インピーダンス素子が定電流制御を行う事ができる最低限の電圧や各種バラつき（目標平均電圧Ｖｒｅｆ等）、そして、過渡動作時におけるフィードバック電圧ＶＦＢのアンダーシュートを考慮して設定した動作マージン電圧ＶＭを設定し、この動作マージン電圧ＶＭをフィードバック電圧ＶＦＢが下回らないように、目標平均電圧Ｖｒｅｆが設定される。
しかしながら、このように設定された目標平均電圧Ｖｒｅｆは、出力コンデンサのある程度の劣化や最大負荷時の電圧リプルが大きい状態を見越して設定することになる。従って、出力コンデンサが劣化していない場合や、軽負荷時や中負荷時の電圧リプルが小さい状態では、図８（ａ）、（ｂ）に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢが動作マージンよりもかなり余裕を持った高い電圧で推移することになり、その余裕分が電源損失となってしまうという問題点があった。
本発明は、上記問題点を鑑みてなされたものであり、その課題を解決し、電源効率をさらに改善することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、調光信号によって前記ＬＥＤ負荷を流れるＬＥＤ電流が小さくなるほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、前記交流入力電力が大きいほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、環境温度が高い状態での通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、前記交流入力電力が大きいほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、環境温度が高い状態での通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする。
本発明によれば、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善できるという効果を奏する。
以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態において、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
本実施の形態のスイッチング電源装置は、交流入力電力を直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、ＬＥＤ負荷に直列に接続されリプル電流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変インピーダンス素子を備えたフィードバック型定電流制御回路を用い、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧を、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リップルの大きさに応じて変化させる。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態のスイッチング電源装置１は、直列接続されたｎ個のＬＥＤ素子（ＬＥＤ２１～ＬＥＤ２ｎ）からなるＬＥＤ負荷２を駆動するフライバック型コンバータであり、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、トランスＴＲと、スイッチング素子Ｑ１と、整流平滑回路３と、制御回路４と、リプル電流低減回路５と、補助電源６とを備えている。
第１の実施の形態のスイッチング電源装置１は、直列接続されたｎ個のＬＥＤ素子（ＬＥＤ２１～ＬＥＤ２ｎ）からなるＬＥＤ負荷２を駆動するフライバック型コンバータであり、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、トランスＴＲと、スイッチング素子Ｑ１と、整流平滑回路３と、制御回路４と、リプル電流低減回路５と、補助電源６とを備えている。
整流回路ＤＢは、周知のダイオードブリッジ回路であり、交流入力電源ＡＣに接続され、交流入力電力を一方向の脈流に整流し、トランスＴＲに出力する。
トランスＴＲは、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とを備えている。一次巻線Ｗ１の一端は、整流回路ＤＢに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子に接続されている。二次巻線Ｗ２の両端間には、整流平滑回路３が接続され、三次巻線Ｗ３の両端間には、補助電源６が接続されている。
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４で生成された駆動信号（ＰＷＭ信号）により駆動されるＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の素子で構成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴとして説明する。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は接地され、ゲート端子は制御回路４のＶＧ端子に接続されている。
整流平滑回路３は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１から構成され、ダイオードＤ１のカソードとコンデンサＣ１の一端との接続点ＡがＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２１のアノードに接続され、コンデンサＣ１の他端が接地されている。なお、コンデンサＣ１は、出力コンデンサであり、本実施の形態では、電解コンデンサで構成したが、他のコンデンサでも良い。そして、電解コンデンサの寿命と容量については、一般に電解液が封口部を介して外部に蒸散する現象が支配的であり、静電容量の減少、損失角の正接の増大となって現れる。
リプル電流低減回路５は、インピーダンスを可変制御するフィードバック型定電流制御回路として機能し、可変インピーダンス素子Ｑ２と、検出抵抗Ｒｓと、誤差増幅器ＡＭＰ１と、を備えている。可変インピーダンス素子Ｑ２は、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢｉＴｒ等の素子で構成される。本実施の形態では、可変インピーダンス素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴとして説明する。
可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン端子は、ＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２ｎのカソードに接続され、ソース端子は検出抵抗Ｒｓを介して接地され、ゲート端子は誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続されている。
検出抵抗Ｒｓと可変インピーダンス素子Ｑ２のソース端子との接続点は、誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。検出抵抗Ｒｓは、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを電圧信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１に出力する。
ツェナーダイオードＺＤ１のカソードは、抵抗Ｒ１を介して整流平滑回路３（接続点Ａ）に接続され、アノードは、接地されている。
誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１とツェナーダイオードＺＤ１のカソードとの接続点、すなわちツェナーダイオードＺＤ１によって生成される基準電圧に接続されている。
誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、可変インピーダンス素子Ｑ２のゲート端子に接続される。誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤと基準値（基準電圧）とに基づく誤差信号を可変インピーダンス素子Ｑ２に出力する。詳細には、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値よりも小さくなるほど誤差信号の電圧レベルを大きくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・ソース間の抵抗値を低くする。また、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値よりも大きくなるほど誤差信号の電圧レベルを小さくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・ソース間の抵抗値を高くするように動作する。
すなわち、リプル電流低減回路５の可変インピーダンス素子Ｑ２は、誤差増幅器ＡＭＰ１の出力に応じて、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（基準電圧）になるように、ドレイン・ソース間の抵抗値を連続的に変化させる可変インピーダンス素子として機能する。これにより、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤに含まれる電流リプルを低減することができる。なお、リプル電流低減回路５の応答速度は、制御回路４の応答速度よりも高く設定され、好ましくは交流入力電源ＡＣの周波数よりも高く設定される。
制御回路４は、スタート部４１と、内部電源部４２と、ＡＤＣ（アナログデジタルコンバータ）４３と、演算器４４と、ＰＷＭ生成部４５と、ドライバ４６とを備えている。なお、制御回路４は、全部がデジタル制御回路（ソフトウェアによって動作する回路も含む）でも良く、またその構成要素の一部がデジタル制御回路であっても良く、さらに、全部がアナログ制御回路であっても良い。
スタート部４１は、ＳＴ端子と抵抗Ｒ２とを介して整流回路ＤＢとトランスＴＲの一次巻線Ｗ１との接続点に接続されていると共に、Ｖｃｃ端子を介してダイオードＤ２及びコンデンサＣ２から構成される補助電源６に接続されている。スタート部４１は、起動時に補助電源６のコンデンサＣ２を充電し、起動後に補助電源６からの電力を、制御回路４内の内部電源を生成する内部電源部４２に供給する。
ＡＤＣ４３は、ＣＶ端子を介して、ＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５（可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン端子）の接続点Ｂに接続され、接続点Ｂの電圧がフィードバック電圧ＶＦＢとし入力される。そして、ＡＤＣ４３は、フィードバック電圧ＶＦＢが含む電圧リプルの周期よりも十分に短い間隔（例えば、２０μｓ）でフィードバック電圧ＶＦＢをサンプリングし、デジタル化された電圧に変換して演算器４４に出力する。
演算器４４は、図２を参照すると、平均電圧算出部４４１と、平均値制御部４４２と、操作量算出部４４３と、ボトム電圧検出部４４４と、ボトム電圧比較部４４５と、目標値補正部４４６として機能する。
平均電圧算出部４４１は、ＡＤＣ４３から入力されるフィードバック電圧ＶＦＢに基づき、例えば、交流入力電源ＡＣの１周期毎にフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅを算出し、算出した平均電圧ＶＡｖｅを平均値制御部４４２に出力する。
平均値制御部４４２は、目標平均電圧Ｖｒｅｆと、平均電圧算出部４４１で算出された平均電圧ＶＡｖｅとを比較することで、目標平均電圧Ｖｒｅｆと平均電圧ＶＡｖｅとの誤差を算出し、算出した誤差を誤差信号として操作量算出部４４３に出力する。
操作量算出部４４３は、平均値制御部４４２から入力される誤差信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン時間を増減させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
ボトム電圧検出部４４４は、ＡＤＣ４３から入力されるフィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢを検出する。ボトム電圧検出部４４４は、例えば、ＡＤＣ４３から入力されるフィードバック電圧ＶＦＢ電圧値が、１サンプリング前の電圧値と１サンプリング後の電圧値とのいずれにも下回った場合、その電圧値をボトム電圧ＶＢとして検出する。
ボトム電圧比較部４４５は、予め設定された基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆと、ボトム電圧検出部４４４によって検出されたボトム電圧ＶＢとを比較し、比較結果を目標値補正部４４６に出力する。なお、基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆは、各種素子のバラつきや過渡動作時におけるフィードバック電圧ＶＦＢのアンダーシュートを考慮しても、可変インピーダンス素子である可変インピーダンス素子Ｑ２が定電流制御を行う事ができる最低限の電圧を上回る値に設定されている。
目標値補正部４４６は、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを下回っている場合、平均値制御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを上げる方向に補正し、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを上回っている場合、平均値制御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを下げる方向に補正する。なお、目標平均電圧Ｖｒｅｆの補正幅は、予め設定された補正値としても良く、ボトム電圧ＶＢと基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆとの差分に基づいて算出された補正値としても良い。
ＰＷＭ生成部４５は、操作量算出部４４３からの操作量Δに基づいてオン時間を増減させたＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号によりドライバ４６を介してスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する。なお、本実施の形態のように、交流入力電源ＡＣの１周期毎に算出された平均電圧ＶＡｖｅと目標平均電圧Ｖｒｅｆとの誤差に基づいてオン時間の操作量Δを算出している場合、ＰＷＭ信号のオン時間は、交流入力電源ＡＣの１周期において一定となる。
図１に示すスイッチング電源装置１では、フライバック型コンバータの例を説明したが、本発明は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータに適用しても良く、図３及び図４にバックブーストコンバータで構成したスイッチング電源装置１ａを示す。なお、スイッチング電源装置１ａにおいて、スイッチング電源装置１と同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
スイッチング電源装置１ａは、ダイオードＤ１として機能する同期整流素子Ｑ３を備え、制御回路４ａは、同期整流素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部４５ａとドライバ４６ａとを備える。
また、制御回路４ａには、リプル電流低減回路５を構成する誤差増幅器ＡＭＰ１が内蔵され、調光演算器４７と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とを備えている。調光演算器４７は、ＤＩＭ端子から入力される調光信号に応じたデジタル化された基準電圧値を生成し、ＤＡＣ４８は、調光演算器４７によって生成されたデジタル化された基準電圧値をアナログ信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に入力する。これにより、ＬＥＤ負荷２に供給するＬＥＤ電流ＩＬＥＤを調光信号に応じて制御することが可能になる。
図５には、図１に示す接続点Ａの出力電圧Ｖout及び接続点Ｂのフィードバック電圧ＶＦＢの波形が示されている。図５において、（ａ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態での中負荷時、（ｂ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態での定格負荷時、（ｃ）はコンデンサＣ１の劣化が大きい状態での定格負荷時、（ｄ）はコンデンサＣ１の劣化がさらに大きい状態での定格負荷時におけるそれぞれの出力電圧Ｖout及びフィードバック電圧ＶＦＢの波形である。
本実施の形態では、図５（ａ）～（ｄ）に示すように、電圧リプルの大小に拘わらず、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆになるように、フィードバック電圧ＶＦＢの平均値制御が行われる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、動作環境によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リプルが小さくなる低くなるように制御される。
これにより、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、負荷の大小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。例えば、図８（ａ）、（ｂ）に示す従来の平均値制御におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、中負荷時及び定格負荷時のいずれでも１．５Ｖであるのに対し、本実施の形態の平均値制御におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、図５（ａ）に示す中負荷時において１．０Ｖになり、図５（ｂ）に示す定格負荷時において１．２Ｖになる。つまり、中負荷時では、Δ０．５Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができ、定格負荷時では、Δ０．３Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができる。
また、従来のようにフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅを固定する方式では、図８（ｃ）、（ｄ）に示すような寿命末期や出力コンデンサの容量のバラつき等が生じても、適切な動作マージンが最終的に確保するように見越して設計する必要があった。これに対し、本実施の形態では、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期でも、図５（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、フィードバック電圧ＶＦＢの量産によるバラつきが少ない。つまり、本実施の形態では、電源設計の簡素化が見込める。
さらに、従来のようにフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅを固定する方式では、出力コンデンサの劣化が大きくなり、図８（ｃ）、（ｄ）に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢが動作マージン電圧ＶＭを下回ると、定格電流が取れなかったりちらつきが発生したりする恐れがある。これに対し、本実施の形態では、出力コンデンサの劣化が大きくなっても、図５（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御しているため、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、ＬＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることができる。
なお、図５（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅが高くなりすぎた場合には、他の電源部分の設計によっては動作不能になったり、他の電源素子に悪影響を及ぼしたりする恐れがある。そこで、演算器４４において、フィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅと予め設定された動作停止閾値とを比較し、平均電圧ＶＡｖｅと予め設定された動作停止閾値を超えた場合には、ＬＥＤ負荷２の駆動を停止させるように構成すると好適である。
また、軽負荷時はフィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルが小さくなり、電圧リプルの検出が困難になることがある。そこで、デミング信号の入力等のフィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルが小さくなる環境条件において、目標平均電圧Ｖｒｅｆを固定した従来の平均値制御等の他の制御に切り替えることで安定性を高めても良い。
（第２の実施の形態）
第２の実施の形態のスイッチング電源装置１ｂは、図６及び図７を参照すると、調光演算器４７と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とをスイッチング電源装置１の制御回路４に追加して構成されている。
第２の実施の形態のスイッチング電源装置１ｂは、図６及び図７を参照すると、調光演算器４７と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とをスイッチング電源装置１の制御回路４に追加して構成されている。
そして、演算器４４ａは、ボトム電圧検出部４４４、ボトム電圧比較部４４５及び目標値補正部４４６の代わりに目標値設定部４４７を備えている。目標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された基準電圧値を目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換する変換テーブルや変換式を有し、調光演算器４７によって生成された基準電圧値に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定する。目標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された基準電圧値が低くＬＥＤ電流ＩＬＥＤが低くなるほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する。すなわち、第２の実施の形態のスイッチング電源装置１ｂにおいて、でフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、調光信号によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
なお、入力電圧を検出し、入力電圧に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定しても良い。この場合、入力電圧が小さい（低い）ほど電圧リプルが大きくなる。従って、入力電圧が大きい（高い）ほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、入力電圧によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
また、制御回路４ｂに通算の動作時間を記録し、通算の動作時間に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定しても良い。この場合、通算の動作時間が長いほどコンデンサＣ１が劣化して電圧リプルが大きくなる。従って、通算の動作時間が長くなるほど、高い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、通算の動作時間によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが小さい期間は低く、電圧リプルが大きくなる経過時間ほど高くなるように制御される。
さらに、温度センサーを用いることで、制御回路４ｂに環境温度を加味した通算の動作時間を記録し、環境温度を加味した通算の動作時間に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定しても良い。この場合、環境温度が高い状態で動作させるほどコンデンサＣ１の劣化が早くなり電圧リプルが大きくなる。従って、高い環境温度での通算の動作時間が長くなるほど、高い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、環境温度を加味した通算の動作時間によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが小さい期間は低く、電圧リプルが大きくなるほど高くなるように制御される。
以上説明したように、本実施の形態は、交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電圧ＶＦＢに基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備し、制御回路４は、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧Ｖｒｅｆで、フィードバック電圧ＶＦＢを平均値制御する。
この構成により、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
この構成により、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
さらに、本実施形態において、制御回路４は、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢを検出し、検出したボトム電圧ＶＢが予め設定された基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆになるように前記目標平均電圧を補正する。
この構成により、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に補正することができるため、負荷の大小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。また、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期でも、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、電源設計の簡素化が見込める。さらに、出力コンデンサの劣化が大きくなっても、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、ＬＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることができる。
この構成により、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に補正することができるため、負荷の大小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。また、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期でも、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、電源設計の簡素化が見込める。さらに、出力コンデンサの劣化が大きくなっても、フィードバック電圧ＶＦＢのボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、ＬＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることができる。
さらに、本実施形態において、制御回路４ｂは、調光信号によってＬＥＤ負荷２を流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤが小さくなるほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに設定する。
この構成により、電圧リプルが小さい負荷の小さい領域では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
この構成により、電圧リプルが小さい負荷の小さい領域では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
さらに、本実施形態において、制御回路４ｂは、入力電圧が大きいほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに設定する。
この構成により、電圧リプルが小さいなる大きい入力電圧では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
この構成により、電圧リプルが小さいなる大きい入力電圧では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
さらに、本実施形態において、制御回路４ｂは、通算の動作時間が長いほど、高い目標平均電圧Ｖｒｅｆに設定する。
この構成により、通算の動作時間が短く電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
この構成により、通算の動作時間が短く電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
さらに、本実施形態において、制御回路４は、環境温度が高い状態での通算の動作時間が長いほど、高い目標平均電圧Ｖｒｅｆに設定する。
この構成により、環境温度での動作時間を加味して基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに設定することができる。
この構成により、環境温度での動作時間を加味して基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに設定することができる。
以上、実施形態をもとに本発明を説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構成要素の組み合わせ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。
１、１ａ、１ｂ スイッチング電源装置
２ ＬＥＤ負荷
３ 整流平滑回路
４、４ａ、４ｂ 制御回路
５ リプル電流低減回路
６ 補助電源
２１～２ｎ ＬＥＤ
４１ スタート部
４２ 内部電源部
４３ ＡＤＣ
４４、４４ａ 演算器
４５、４５ａ ＰＷＭ生成部
４６、４６ａ ドライバ
４７ 調光演算器
４８ ＤＡＣ
４４１ 平均電圧算出部
４４２ 平均値制御部
４４３ 操作量算出部
４４４ ボトム電圧検出部
４４５ ボトム電圧比較部
４４６ 目標値補正部
４４７ 目標値設定部
ＡＣ 交流入力電源
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 可変インピーダンス素子
Ｑ３ 同期整流素子
Ｒ１ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗ３ 三次巻線
ＺＤ１ ツェナーダイオード
２ ＬＥＤ負荷
３ 整流平滑回路
４、４ａ、４ｂ 制御回路
５ リプル電流低減回路
６ 補助電源
２１～２ｎ ＬＥＤ
４１ スタート部
４２ 内部電源部
４３ ＡＤＣ
４４、４４ａ 演算器
４５、４５ａ ＰＷＭ生成部
４６、４６ａ ドライバ
４７ 調光演算器
４８ ＤＡＣ
４４１ 平均電圧算出部
４４２ 平均値制御部
４４３ 操作量算出部
４４４ ボトム電圧検出部
４４５ ボトム電圧比較部
４４６ 目標値補正部
４４７ 目標値設定部
ＡＣ 交流入力電源
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 可変インピーダンス素子
Ｑ３ 同期整流素子
Ｒ１ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗ３ 三次巻線
ＺＤ１ ツェナーダイオード
Claims (4)
- 交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、調光信号によって前記ＬＥＤ負荷を流れるＬＥＤ電流が小さくなるほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、前記交流入力電力が大きいほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とするスイッチング電源装置。 - 交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィードバック電圧を平均値制御し、環境温度が高い状態での通算の動作時間が長いほど、高い前記目標平均電圧に設定することを特徴とするスイッチング電源装置。
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