JP7488623B2 - マルチパスを緩和した位置測位を提供する装置、システム及び方法 - Google Patents

Description

本明細書に開示される態様は、概して、位置測位ソリューションに基づくワイヤレスアプリケーションを提供するシステム、装置、及び／又は方法に関するものである。一例として、本明細書に開示される実施形態は、ワイヤレスアプリケーションのためのマルチパスを緩和した位置測位を提供するシステム、装置及び／又は方法を提供する。これらの態様及びその他の態様について、以下でより詳細に説明する。

Ｓｈｐａｋの米国特許第１０、１８２、３１５号（以下、３１５特許）は、ワイヤレス送信機の少なくとも第１及び第２のアンテナからそれぞれ送信された少なくとも第１及び第２の信号を、所定の位置で受信する信号処理方法を開示する。少なくとも第１及び第２の信号は、送信信号間に所定の巡回遅延を有するマルチキャリアエンコーディング方式を用いて、同一のデータを符号化する。受信した第１及び第２の信号はこの巡回遅延を用いて処理され、第１及び第２の信号間の位相遅延の測定値が導出される。位相遅延の測定値に基づいて、ワイヤレスアクセスポイントから所定の場所への第１信号及び第２信号の出発角度が推定される。

またＳｈｐａｋの米国特許第９、８１４、０５１号（以下、０５１特許）は、信号処理のための方法を開示している。この方法は、特に、ワイヤレス送信機の少なくとも第１及び第２のアンテナからそれぞれ送信された少なくとも第１及び第２の信号を所定の場所で受信し、少なくとも第１及び第２の信号は、送信信号間に所定の巡回遅延（周期遅延）を有するマルチキャリアエンコーディング方式を用いて同一のデータを符号化し、この巡回遅延を用いて第１及び第２の信号間の位相遅延の測定値を導出するために、受信した第１及び第２の信号を処理する。この方法は、位相遅延の測定値に基づいて、ワイヤレス送信機から所与の場所への第１及び第２の信号の出発角度を推定する。

少なくとも１つの実施形態において、ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供するシステムが提供される。前記システムは、少なくとも１つのコントローラを有する受信機を含む。前記少なくとも１つのコントローラは、マルチパス状態及び加法性ノイズを示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成し、当該第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するようにプログラムされている。前記少なくとも１つのコントローラは、前記第１受信信号を逆畳み込みする（deconvolve）ために前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するようにさらに構成されている。

少なくとも１つの実施形態において、ワイヤレス通信のためのマルチパスを緩和した位置測位を提供するためのシステムが提供される。前記システムは、少なくとも１つのコントローラを有する受信機を含み、当該コントローラは、マルチパス状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成し、当該第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するようにプログラムされている。前記少なくとも１つのコントローラは、前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、前記マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得るようにさらに構成されている。

少なくとも１つの実施形態において、ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供する方法が提供される。前記システムは、マルチパス及び加法性ノイズ条件を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成するステップと、前記第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するステップとを含む。前記方法は、前記第１受信信号を逆畳み込みするために前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するステップをさらに含む。

少なくとも１つの実施形態において、ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供する方法が提供される。前記方法は、マルチパス状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成するステップと、前記第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するステップとを含む。前記方法は、前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、前記マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得るステップさらに含む。

本開示の実施形態は、添付の特許請求の範囲において具体的に指摘されている。しかしながら、様々な実施形態の他の特徴は、以下の詳細な説明を添付図面と併せて参照することによってより明らかになり、最もよく理解されるであろう。

一実施形態にかかる、ワイヤレス位置検出システムを概略的に示す図である。 一実施形態にかかる、送信機から受信機へのワイヤレス信号の出発角又は到着角を導出する際に使用される座標フレームを概略的に示す図である。 一実施形態にかかる、モバイル通信デバイスの位置を検出する方法を示す、図１のシステムの構成要素を概略的に示す図である。 一実施形態にかかる、モバイル通信デバイスの位置を検出する方法を概略的に示す図である。 一実施形態にかかる、複数の送信機に基づく位置検出の処理を概略的に示す図である。 一実施形態にかかる、位置検出方法を示す。 一実施形態にかかる、ワイヤレス通信システムの一例を示す。 一実施形態にかかる、図６のワイヤレス通信システムにおいて実装されうる装置を示す。 一実施形態にかかる、アクセスポイントに対する複数のモバイルデバイスのいずれか１つの位置を決定するための第１のシステムを概略的に示す。 一実施形態にかかる、複数の双曲線に関連する受信機の位置を概略的に示す。 一実施形態にかかる、受信機の位置を決定する方法を示す。 一実施形態にかかる、複数のモバイルデバイスに関連するいずれか１つの送信機の位置を決定する第２のシステムを示す。 巡回遅延ダイバーシチを有する所定の送信機における２アンテナの実装を示す。 所定の送信機における単一アンテナの実装を示す。 一実施形態にかかる、大まかな検出方法及び正確な検出方法の実行に関連する少なくとも１つの態様を示す。 マルチパス状態を示すワイヤレスシステムを示す図である。 一実施形態にかかる、ＴｏＦ位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、干渉法による位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、単一の送信機を利用した到着角（ＡＯＡ）位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、２つの送信機を利用した到着角（ＡＯＡ）位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、図１６～図１９のシステムのための、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供する方法を示す。 一実施形態にかかる、パラメトリック緩和ブロックを含んだＴｏＦ位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、パラメトリック緩和ブロックを含んだ干渉法による位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、単一の送信機を利用した到着角（ＡＯＡ）位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、２つの送信機を利用した到着角（ＡＯＡ）位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、図２１及び図２４のシステムのための、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供する方法を示す。 一実施形態にかかる、ハイブリッドアプローチを組み込んだＴｏＦ位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、ハイブリッドアプローチを組み込んだ干渉法による位置検出の実装に基づく、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するシステムを示す。 一実施形態にかかる、図２６及び図２７のシステムのための、マルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供する方法を示す。

必要に応じて、本発明の詳細な実施形態を本明細書に開示するが、開示された実施形態は、様々な代替形態で具現化され得る本発明の単なる例示に過ぎないことを理解されたい。図は必ずしも縮尺通りではなく、特定の構成要素の詳細を示すために、いくつかの特徴が誇張又は最小化されている場合がある。したがって、本明細書に開示された特定の構造的及び機能的な詳細は、限定的に解釈されるものではなく、単に、当業者が本発明を様々に採用することを教示するための代表的な基礎として解釈されるものである。

本明細書に開示される少なくとも１つのコントローラ（又は少なくとも１つのプロセッサ）は、様々なマイクロプロセッサ、集積回路、メモリデバイス（例えば、ＦＬＡＳＨ、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）又は他の適切な変形）、及び本明細書に開示される動作を行うために互いに協働するソフトウェアを含んでもよいことが認識される。さらに、本明細書に開示される少なくとも１つのコントローラは、１つ以上のマイクロプロセッサを利用して、開示されるような任意の数の機能を実行するようにプログラムされた非一時的コンピュータ可読媒体に具現化されるコンピュータプログラムを実行する。さらに、本明細書で提供されるコントローラは、ハウジングと、ハウジング内に配置された様々な数のマイクロプロセッサ、集積回路、及びメモリデバイス（例えば、ＦＬＡＳＨ、ＲＡＭ、ＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ）とを含む。開示されたコントローラは、本明細書で論じるように、他のハードウェアベースのデバイスから及び他のハードウェアベースのデバイスに、それぞれデータを受信及び送信するためのハードウェアベースの入力及び出力も含む。

電磁（ＥＭ）測位ソリューションは、一般に、例えば方向探知（ＤＦ）及び飛行時間（ＴｏＦ）のような波動伝搬現象を採用することによって位置推定を提供する。ＤＦとＴｏＦは、電磁波が送信機から受信機までの最短経路を横断する光伝搬モデルに依ってもよい。実際の環境では、媒質は自由空間（ＦＳ）でない。例えば、送信機によって照射された物体が受信機までの経路上で衝突波を反射し、マルチパス（ＭＰ）と呼ばれる二次経路を形成してもよい。測位用受信機はこのＭＰによって劣化する。受信機における信号処理による緩和は、ＦＳ状態に比べて、劣化を最小限にすることを目的とする。広帯域ワイヤレス信号を使用するＤＦとＴｏＦの両方に対して一元的なソリューションが提案される。このカテゴリに分類される典型的な信号は、例えば、ＷｉＦｉやセル方式の電話通信のような２０ＭＨｚの直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）及び２２ＭＨｚの相補型符号変調方式（ＣＣＫ）を含んでよい。

モバイルデバイスのようなモバイルワイヤレストランシーバの位置を決定するための測位ソリューションは、一般に、２０１９年１２月３１日に出願された「ＩＮＴＥＲＦＥＲＯＭＥＴＲＩＣ ＬＯＣＡＴＩＯＮ ＳＥＮＳＩＮＧ」と題する係属中の米国出願Ｎｏ．１６／７３１、１０６（「１０６出願」）と、２０２０年３月１０日に出願された「ＳＹＳＴＥＭ、 ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ、 ＡＮＤ／ＯＲ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＤＥＴＥＲＭＩＮＩＮＧ Ａ ＴＩＭＥ ＯＦ ＦＬＩＧＨＴ ＦＯＲ ＯＮＥ ＯＲ ＭＯＲＥ ＲＥＣＥＩＶＥＲＳ ＡＮＤ ＴＲＡＮＳＭＩＩＴＥＲＳ」と題する係属中の米国出願Ｎｏ．１６／８１４、３５６（「３５６出願」）に記載されており、参照によってそのそれらの開示全体が本明細書に組み込まれる。追加の測位システムは、２０２０年５月１２日に出願された「ＳＹＳＴＥＭ、 ＡＰＰＡＲＡＴＵＳ、 ＡＮＤ／ＯＲ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＰＲＯＶＩＤＩＮＧ ＷＩＲＥＬＥＳＳ ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ ＢＡＳＥＤ ＯＮ ＬＯＣＡＴＩＯＮＩＮＧ ＳＯＬＵＴＩＯＮＳ」と題する係属中の米国出願Ｎｏ．１５／９３０、０４３（「０４３出願）」に開示されており、参照によってその開示全体が本明細書に組み込まれる。本明細書に開示される実施形態は、様々な緩和アプローチを採用して、マルチパス伝送（例えば、送信機から障害物によって遮蔽された受信機への伝送）を考慮する。一例では、マルチパス伝送を緩和するために、ノンパラメトリック緩和スキームが採用されてもよい。ノンパラメトリック緩和スキームは、伝送チャネルの代わりに、送信機と受信機の間の伝送を特徴付ける線形フィルタを採用してもよいが、これに限定されない。別の例では、マルチパス伝送を緩和するために、パラメトリック緩和スキームが採用されてもよい。別の例では、マルチパス伝送を解決するために、ノンパラメトリック緩和スキームとパラメトリック緩和スキームの態様の組み合わせを利用するハイブリッドスキームが採用されてもよい。これらの態様及び他の態様について、以下でより詳細に説明する。

・システムの詳細
図１は、本発明の一実施形態にかかる、ワイヤレス通信及び位置検出のためのシステム１００の概略図である。例として、図１は、ショッピングモールやストリートのような典型的な環境を示しており、ここでは、複数のアクセスポイント１２２、１２４、１２６が異なるＷＬＡＮ所有者によってしばしば互いに独立して配備されている。アクセスポイント１２２、１２４、１２６の数は変わってもよいことが認識される。アクセスポイント１２２、１２４、１２６によって送信される信号は、ユーザ１３２によって操作されるモバイルデバイス１２８、１３０の形態の受信機によって受信される。ユーザ１３２は、システム１００によってカバーされる領域内を自由に動き回ることができる。図示された実施形態では、モバイルデバイス１２８、１３０は携帯電話として示されているが、ラップトップ、タブレットコンピュータ、ウェアラブル電子デバイス（例えば、スマートウォッチ）のような他の種類のモバイルトランシーバが同様の方法で使用されてもよく、以下に説明するように、アクセスポイント１２２、１２４、１２６の出発角度を同様に検出することができる。モバイルデバイス１２８、１３０の数もまた変わっても良いことが認識される。またモバイルデバイス１２８は、ワイヤレストランシーバ及び他の電子回路を含み、オブジェクト１２９に取り付けるよう構成されたロケーションタグ１３１に対応してもよいことが認識される。例えば、オブジェクト１２９は、女性用のハンドバッグ（又は財布）に対応してもよく、ロケーションタグ１３１は、ハンドバッグ１２９の位置を示す情報を提供してもよい。ロケーションタグ１３１は、オブジェクトの位置に対応する情報を１つ以上のアクセスポイント１２２、１２４、１２６及び／又は少なくとも１つのサーバ１４０に送信してもよい。各モバイルデバイス１２８、１３０は、一般に、環境内の様々なアクセスポイント１２２、１２４、１２６とのワイヤレス通信を可能にするためのＭＯＤＥＭ又は他の装置を含む。

アクセスポイント１２２、１２４、１２６は、モバイルデバイス１２８、１３０によって送信される信号の受信角度（又は到着角度、ａｎｇｌｅｓ ｏｆ ａｒｒｉｖａｌ）を検出することができる。例えば、図１に示されるように、システム１００におけるアクセスポイント１２２、１２４、１２６はそれぞれ、２つ又は３つのアンテナ１３５を有すると想定される。システム１００においてアンテナ１３５の数は変わってもよい。モバイルデバイス１２８、１３０はそれぞれ、単一の無指向性アンテナ１３６を有すると想定されるが、本明細書に開示される角度を検出するための技術は、多アンテナ局によって同様に実装されてもよい。

モバイルデバイス１２８、１３０は、アンテナ１３５から受信した信号を処理して、それぞれのアクセスポイント１２２、１２４、１２６からの信号の出発角度を推定するとともに、それぞれのアクセスポイント１２２、１２４、１２６に関する識別子（ベーシックサービスセット識別子（ＢＳＳＩＤ）等）を抽出する。アクセスポイント１２２、１２４、１２６の座標フレームにおける出発角度（例えば、図１においてαと特定されている）は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６及びモバイルデバイス１２８、１３０が共通の平面に近接していると仮定して、二次元で計算されてもよく、又は三次元の座標系で計算されてもよい。モバイルデバイス１２８、１３０は、以下にさらに説明するように、これらの機能を実行するうえで、必ずしもアクセスポイント１２２、１２４、１２６とワイヤレスで関連付けられる必要はない。

一方、モバイルデバイス１２８、１３０は、インターネット通信を目的として、アクセスポイント１２２、１２４、１２６の１つ以上と関連付けられてもよい。代替的又は追加的に、モバイルデバイス１２８、１３０は、セルラーネットワーク又は他の接続を介してインターネットにアクセスしてもよい。いずれの場合も、モバイルデバイス１２８、１３０は、ネットワーク１３９を介して収集した出発角度データ及びアクセスポイントの識別子をマッピングサーバ１４０に伝達する。この情報は、モバイルデバイス１２８、１３０のバックグラウンドで実行される適切なアプリケーションプログラム（「アプリ」）によって、自律的かつ自動的に収集され報告されてもよい。代替的又は追加的に、アクセスポイントは、モバイルデバイス１２８、１３０の位置検出を目的として、出発角度データを計算し、これをサーバ１４０に伝達してもよい。

サーバ１４０は、プログラマブルプロセッサ１４２及びメモリ１４４を含む。本明細書で説明するサーバ１４０の機能は、典型的には、プロセッサ１４２上で動作するソフトウェアで実装される。この機能は、光学、磁気又は電子メモリ媒体のような有形、非一時的なコンピュータ可読媒体に格納されてもよい。

・干渉法による出発角度の推定
図２は、一実施形態にかかる、アクセスポイント１２４とモバイルデバイス１２８との間で送信されるワイヤレス信号の角度を導出する際に使用される座標フレームを概略的に示す図に対応する。アクセスポイントとモバイルデバイスのこの特定の組は、純粋に便宜上選択されており、同様の原理が任意の所与の組に適用されるであろう。アクセスポイント１２４は、２つのアンテナ１３５（Ｔｘ１及びＴｘ２と表記されている）を有するものとして示されているが、同じ幾何学的原理が、直線配列に置かれた３つ以上のアンテナを有するアクセスポイントにも適用される。以下の説明は、アクセスポイント１２４のアンテナ１３５からモバイルデバイス１２８に送信されるダウンリンク信号１４６の出発角度に特に関連するが、この原理及び後続の実施形態の原理は、アンテナ１３５によって受信されるモバイルデバイス１２８からのアップリンク信号１４８の到着角度を求める際に同様に適用されてもよい。

アンテナ１３５は、複数のアンテナ１３５のベースを通過する線としてアレイ軸を定義する。アンテナ１３５は、アレイ軸に沿って、既知のアンテナ間距離ｄだけ離れている（アレイ軸は、複数のアンテナ１３５を通る線であり、図２では垂直破線で示されている）。例えば、ワイヤレスアクセスポイントにおいて、距離ｄは半波長に設計され、例えば送信周波数が２．４ＧＨｚである標準的なワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）では、λ／２＝６．２５ｃｍ（λはワイヤレス信号の波長）となるよう設計されている。代替的に、その実施形態における送信機は、ｄの値がより大きくても小さくてもよい（それに対応して、アンテナ間距離と波長との間の比がより大きくても小さくてもよい）。アンテナ１３５からモバイルデバイス１２８のアンテナ１３６への信号の出発角度θは、図２に示されるように、アレイ軸の法線に対して取られる。アクセスポイント１２４からモバイルデバイス１２８までの距離がｄよりかなり大きいと仮定すると、Ｔｘ１からアンテナ３６（Ｒｘとする）までの経路長は、Ｔｘ２からの経路長と比べてｄ×ｓｉｎθの差がある。

例として、Ｔｘ２からＲｘまでの経路の長さを６．００００ｍ、θ＝３０°とすると、これよりも少し長いＴｘ１からＲｘまでの経路の長さは、６．０３１２５ｍとなる。この経路の差は９０°の位相差：Δφ＝ｄｓｉｎ（π／６）＝（λ／２×１）／２＝λ／４に変換される。この位相差は、角度によって、また伝送の波長（又は周波数）によっても変化する。

一般に、モバイルデバイス１２８のような受信機は、異なる場所にある多数の異なる送信機（又はアクセスポイント１２２、１２４、１２６）のそれぞれの、異なるアンテナ１３５から受信した複数のワイヤレス信号の間のキャリア位相差（ＣＰＤ）を測定する。ＣＰＤを測定する際には、様々な方法を適用することができる。例えば、アンテナ１３５の両方から放射されるワイヤレス信号が両方とも所定のシンボルのシーケンスで変調されていると仮定すると、モバイルデバイス１２８は、モバイルデバイス１２８が受信する複数のワイヤレス信号のそれぞれにおいてシーケンス内の所定のシンボルを識別し、各ワイヤレス信号間の所定のシンボルの到着の遅延を測定することによってＣＰＤを計算してもよい。両アンテナ１３５からのワイヤレス信号が、信号間に所定の巡回遅延を有するマルチキャリアエンコーディング方式（例えばＯＦＤＭ方式など）を用いて同一のデータをエンコードする場合、位相差を検出する際に、既知の巡回遅延を容易に適用することが可能である。このようなＣＰＤの測定方法、及び出発角度の測定方法は、国際特許出願ＰＣＴ／ＩＢ２０１７／０５５５１４に開示されている。

別の例として、受信機は、アンテナ１３５から送信されるワイヤレス信号において予め定義されたトレーニングシーケンスを検出し、このトレーニングシーケンス内の特定のシンボルが各送信機から受信機に到達する各時間を測定してもよい。

現代のワイヤレス規格は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６のような複数のワイヤレストランシーバによって送信されるデータフレームのプリアンブルにおいて送信されるべき特定のトレーニングフィールドを規定し、受信したワイヤレス信号におけるトレーニングフィールドに基づいてアンテナ１３５とアンテナ３６のそれぞれの間のチャネル状態情報をモバイルデバイス１２８又は１２９が推定しうる手順を定義してもよい。例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ｎ規格（及び８０２．１１ファミリーより後の規格）に従って送信されるフレームのプリアンブルは、高スループットロングトレーニングフィールド（ｈｉｇｈ－ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ｌｏｎｇ ｔｒａｉｎｉｎｇ ｆｉｅｌｄ、 ＨＴＬＴＦ）の複数のインスタンスを含み、これらはアンテナ１３５ごとに１つずつ含まれる。受信機はこれらのフィールドを処理して、各周波数ビンｊにおける各アンテナｉに対するチャネル応答の振幅及び位相を表す、チャネル状態情報の複素行列｛ＣＳＩｉ、ｊ｝を計算する。選択されたビンにおける異なるアンテナ１３５に対するＣＳＩの位相成分間の差は、ＣＰＤを与える。例えば、アクセスポイント１２４が２つのアンテナ１３５を有すると仮定すると（ｉ＝０、１）、次のようになる。

さらなる例として、受信機（例えば、モバイルデバイス１２８、１３０）自体が複数のアンテナ１３６を有する場合、送信機（すなわち、アクセスポイント１２２、１２４、１２６）のアンテナ１３５のそれぞれから受信した信号を区別する際に位相差検出を適用し、それによって信号間のＣＰＤを測定してもよい。

ＣＰＤを測定する方法にかかわらず、ＣＰＤは、干渉法によるモデルを表す次式によって出発角度θ（図２）に関連付けられる。

出発角度とＣＰＤの範囲はともに０、２πであるが、関数の関係は一対一ではない。少なくとも２つのθの値が同じＣＰＤに変換される。θが解の場合には、π－θもまた解となる。２ｄ／λ≦１の場合、アレイ軸を横切る線に沿って互いにミラーリングされたちょうど２つの可能な解（θ、π－θが存在する（図２は、アクセスポイント１２４からモバイルデバイス１２８に延びる光線として単一解のみを示しているが、さらに、アレイ軸を横切る線によってミラーリングされた第２の解が存在する）。２ｄ／λ＞１の場合、４つ以上の可能な解が存在し（ｓｉｎが（－１、１）にまたがるとき、モジュロにおいて偏角が２πを超えるため）、これは送信機から発せられる光線を定義する。解の個数は偶数でもよい。

・ＣＰＤを用いた位置検出
図３Ａは、実施形態にかかる、モバイルデバイス１３０の位置を検出するための方法を示す、図１のシステムの構成要素の概略図である。この方法は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６のそれぞれの位置座標（ｘ_ｉ、ｙ_ｉと表記）及びＢＳＳＩＤが、図中の（Ｘ、Ｙ）軸で示される参照フレームにおいて、サーバ１４０によって既にマッピングされていることを仮定する。マップは、各アクセスポイント１２２、１２４、１２６のそれぞれの方位角（Φ_ｉ）も示す。この場合、マップは、各アクセスポイント１２２、１２４、１２６のアンテナアレイの軸に対する法線の方向も示している。図３Ａの方法は、２次元の参照フレームにおける出発角を使用する（上述したように、アクセスポイント１２２、１２４、１２６及びモバイルデバイス１２８、１３０は共通の平面に近接していると仮定している）。代替的に、この方法は、アクセスポイント１２８、１３０によって測定された到着角を使用してもよく、以下に説明するように、いくつかの追加の幾何学的な複雑さを犠牲にして、３次元に拡張されてもよい。

いくつかの実施形態では、マップは、他のモバイルデバイス１２８、１３０によって事前に行われた出発角の測定及び／又は他の入力データに基づいて構築される。この場合のモバイルデバイス１２８、１３０は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６のそれぞれの識別子とともに、それらの位置及び出発角の推定値をサーバ１４０に報告し、サーバ１４０はそれに応じてマップを構築する。サーバ１４０は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６のオペレータによるいかなる協力も必要とせずに、このアクセスポイントマップを構築してもよい。代替的又は追加的に、マップは、ネットワークオペレータによって提供される情報、及び／又は専用装置を用いて行われる物理的な測定を組み込んでもよい。

図３Ａの実施形態では、モバイルデバイス１３０は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６のそれぞれからマルチアンテナ信号を受信する。モバイルデバイス１３０は、上述した技術を使用して、それぞれのＢＳＳＩＤ（又はＭＡＣアドレス）とともに、図中でθ_１、θ_２、θ_３とラベル付けされた各アクセスポイントのそれぞれの出発角を抽出する。モバイルデバイス１３０は、ネットワーク１３８（図１）を介してこれらの抽出値をサーバ１４０に報告し、サーバ１４０は、対応する位置座標を返す。サーバ１４０は、アクセスポイントの位置座標及び方位角（ｘ_ｉ、ｙ_ｉ、Φ_ｉ）を返してもよく、この場合、モバイルデバイス１３０は、これらの座標及び測定された出発角に基づいて自身の位置（ｘ_ｓ、ｙ_ｓ）を三角測量することができる。代替的又は追加的に、モバイルデバイス１３０は、モバイルデバイス１３０が推定した出発角の値をサーバ１４０に伝え、サーバ１４０は、位置座標を計算してモバイルデバイス１３０に返す。

モバイルデバイス１３０の位置座標は、ＣＰＤに基づく三角測量のプロセスによって計算される。各ＣＰＤ測定値は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６及びモバイルデバイス１３０が近接する共通の平面内の２つの（又はそれ以上の）軌跡を定義する。軌跡は、マップの固定参照フレームにおいて、アクセスポイントのそれぞれの位置座標（ｘ_ｉ、ｙ_ｉ）から角度α_ｉで平面を通って延びる光線の形態を有している。α_ｉは、それぞれの方位角（Φ_ｉ）及び複数の送信機のそれぞれからの出発角の測定値（θ_ｉ）によって、Φ_ｉ＝θ_ｉ＋α_ｉで定義される。携帯端末１３０の位置座標（ｘ_ｓ、ｙ_ｓ）は、図３Ａに示すように、これらの光線の交点に対応する。図２の場合と同様に、ＣＰＤ測定値の出発角への変換における曖昧さは、簡略化を目的として、図３Ａから省略される。

図３Ｂは、代替実施形態にかかる、通信モバイルデバイス１３０の位置を検出する方法を概略的に示す図である。この場合、角度α_ｉ、Φ_ｉ及びθ_ｉは、３次元に拡張される。例えば、図３Ｂに示すように、球座標系では、角度α_ｉは、天頂角成分β_ｉと方位角成分γ_ｉの両方を有することになり、これらは、式ｃｏｓ（α_ｉ）＝ｓｉｎ（β_ｉ）ｃｏｓ（γ_ｉ）によって関連付けられる。この場合、ＣＰＤ値によって定義される軌跡は、直線的な光線ではなく曲線の形態を有し、これらの曲線の交点がモバイルデバイス１３０の位置を与える。

次に、実施形態にかかる、複数の固定トランシーバ（fixed transceivers）に基づく位置検出方法を模式的に示す図４及び図５を参照する。図４は、エリア内の送信機１５２としてマークされた固定トランシーバの位置（ＡＰ１、ＡＰ２、ＡＰ３、ＡＰ４とマークされている）を示すエリア１５０の幾何学図であり、図５は、この方法における動作を示すフローチャートである。図を簡単にするために、図４は、２次元モデルを仮定し、ＣＰＤ値に対応する軌跡を直線光線として示している。この直線光線は、モバイルトランシーバにおける送信機１５２から受信機への信号の出発角度に対応している。この方法は、代替的に３次元に拡張することができ、同様に、上記で説明した原理を用いて、到着角（ＡｏＡ）の値に適用することができる。

この方法の計算ステップは、サーバ１４０（図１）のプロセッサ１４２のような中央処理装置、又はモバイルデバイス１２８、１３０のような受信機に埋め込まれたプロセッサ、又は複数のプロセッサ間の分散方式で実行されてもよい。「プロセッサ」という用語は、専用でプログラム可能なハードウェアベースの処理ロジックと同様に、ソフトウェアの制御下で動作するローカルプロセッサと分散型プロセッサの両方を含むように定義されてもよい。

携帯端末１３０のような受信機は、例えば、信号を受信する際に、ＡＰ１などのマルチアンテナ送信機から信号を受信する（例えば、動作１６０参照）。受信機は、ＣＰＤ測定動作１６２において、受信信号のＣＰＤを上記の方法で測定する。受信機は、角度計算ステップ１６４において、上記の式に基づいて、送信機に対する２つ以上の可能な出発角度を導出する。図４に示す例では、ＡＰ１は、ＡＰ１が送信するワイヤレス信号の波長より大きいアンテナ間距離ｄを有すると想定される（すなわち、２ｄ／λ＞１）。したがって、ＡＰ１について測定されたＣＰＤは、図の平面上でＡＰ１から発せられる４本の光線（２組の光線、各組の２本の光線は１８０°反対方向を向いている）として表される４つの出発角の候補を生じさせる。

正式には、図３Ａに示すように、各光線は、マップの参照フレーム内でａ_ｉ＝ｔａｎα_ｉの傾きを有し、Φ_ｉ＝θ_ｉ＋α_ｉである。ＡＰ１が既知の座標（ｘ_ｉ、ｙ_ｉ）に位置し、受信機が未知の座標（ｘ_ｓ、y_ｓ）に位置すると仮定すると、各光線は、対応する線形方程式：ｙ_ｉ＝ａ_ｉ（ｘ_ｉ－ｘ_ｓ）＋ｙ_ｓを定義する。モバイルデバイス１３０又はサーバ１４０（位置検出プロセスが実行される場所に依存する）は、測定評価動作６６において、これまでに組み立てられた測定値及び対応する方程式が、モバイルデバイス１３０の位置を一意に求めるのに十分であるかどうかをチェックする。そうでない場合、プロセスは動作１６０に戻り、測定及び計算が追加の送信機に対して繰り返される。

図４は、多数の連続する繰り返しの後の動作１６６における状況を示している。信号を受信し、ＡＰ１、ＡＰ２、ＡＰ３からの出発角の候補を求めた後、Ｓ１、Ｓ２とラベル付けされたモバイルデバイス１３０の２つの可能な位置１５４と１５６がまだ存在する。したがって、プロセッサは、動作１６６において、さらなる測定が必要であると結論付け、動作１６０において、さらに別の送信機、この場合はＡＰ４から信号を受信することを要求する。これらの信号は、モバイルデバイスがＳ１に位置していることを明示している。次に、プロセッサは、位置出力動作１６８において、モバイルデバイス１３０の位置座標を計算し、出力することになる。代替的に、モバイルデバイス１３０は、利用可能であれば、より多くの送信機から信号を収集して処理してもよく、これは方程式の過剰なセットをもたらすが、測定精度を高めるために使用されうる。

・モデム
図６は、一実施形態にかかる、図１のワイヤレス通信システム１００に実装されうる装置２００を示している。説明を目的として、アクセスポイント１２２が、第１の通信ネットワーク（例えば、ＷＩＦＩネットワークＡ、チャネル１、２．４ＧＨｚ）を介してモバイルデバイス１２８（又は１３０）（以下、断らない限り簡潔さのために「１２８」とする）と通信してもよく、アクセスポイント１２４ａ及び１２４ｂが、第２の通信ネットワーク（例えば、ＷＩＦＩネットワークＢ、チャネル６、２．４ＧＨｚ）を介してモバイルデバイス１２８と通信してもよく、アクセスポイント１２６ａが第３の通信ネットワーク（例えば、Ｌｏｎｇ－Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＬＴＥ）ネットワークＡ、１．９ＧＨｚ）を介してモバイルデバイス１２８と通信してもよく、を介してモバイルデバイス１２８と通信してもよく、アクセスポイント１２６ｂが第４の通信ネットワーク（例えば、ＬＴＥネットワークＢ、１．９ＧＨｚ）を介してモバイルデバイス１２８と通信してもよいことを想定することができる。

モバイルデバイス１２８は、一般に、モデム２０１（又はモデムチップ（例えば、集積チップ（ＩＣ）等））を含む。モデム２０１は、一般に、アクセスポイント１２２、１２４、１２６から受信されるようなアナログ情報をデジタル情報に変換することを容易にする。モデム２０１は、トランシーバ２０２、ダウンコンバータ２０４、Ａ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）２０６、メモリ２０８及び少なくとも１つのＣＰＵ（又は少なくとも１つのコントローラ）２１０を含む。また、モデム２０１に専用モデムチップ２１２（又はサブモデム）が設けられてもよい。この場合、専用モデムチップ２１２は、例えば、様々なＬＴＥベースのネットワーク又は関連付けられたアクセスポイントとの通信を可能にするために、ＬＴＥベースのモデムに対応してもよい。バス２１３は、ＡＤＣ２０６、メモリ２０８及びコントローラ２１０の間のデータの伝送を容易にする。一例では、バス２１３は、システムオンチップ（ＳｏＣ）設計において採用されうるＡＭＢＡ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｉｃｒｏｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ｂｕｓ Ａｒｃｈｉｔｅｃｔｕｒｅ）バスであってもよい。

モデム２０１は、一般に、例えば、任意の数の通信ネットワーク（例えば、ＷｉＦｉ及びＬＴＥベースのネットワーク）の通信を容易にすることが認識されている。モバイルデバイス１２８がサービス契約を結んでいない（すなわち、バックホールのＬＴＥオペレータとの契約を必要とする）異なるサービスプロバイダによって所有された、空間的に重複する少なくとも２つのネットワークタイプ（例えば、第１のＬＴＥネットワーク及び第２のＬＴＥネットワーク）は、それゆえ相互作用しなくてもよい。さらに、モバイルデバイス１２８がアクセス権を持たない、外国のＷｉＦｉネットワークの大規模な集まりは、例えば、ＩＳＭ２．４ＧＨｚ帯にスペクトル的に広がっていてもよい。アクセスポイント１２２、１２４、１２６のいずれか１つ以上から送信される第１及び第２の信号の出発角を特定するため（ただし、これに限定されない）に、コントローラ２１０にロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）情報のような信号要素を提供するための第３又は第４通信ネットワーク（例えば、ＬＴＥ）に対して、第１又は第２通信ネットワーク（例えば、ＷｉＦｉ）を介して受信した情報を処理することはモバイルデバイス１２８にとって望ましい場合がある。

前述のように、専用モデム２１２が一般にＬＴＥベースのモデムに対応すると仮定すると、所定のインスタンスでアクセスポイント１２２、１２４、１２６のいずれかから受信される情報の流れ又は伝送が、専用モデム２１２で受信されないようにする（又はバイパスさせる）ことが望ましい場合がある。例えば、装置２００は、ＷｉＦｉフォーマットのデータを処理して、位置検出機能を提供してもよい。装置２００は、ハードウェアを変更することなく、ＷｉＦｉフォーマットのデータを処理することを可能にしてもよい。具体的に、装置２００は、そのような処理をＷｉＦｉで行う目的で使用されていない可能性があるハードウェアの様々な態様を利用してもよい。これについては、以下でより詳細に説明する。

装置２００は、ＷｉＦｉ処理とＬＴＥ処理との間でホップしてもよく、一般に、ＷｉＦｉフォーマットを利用する（又はＷｉＦｉフォーマットでアクセスポイント１２２、１２４、１２６を介して送信されるデータを用いて）位置検出能力を提供するように設定される。ダウンコンバータ２０４は、一般に、プロトコルにとらわれず、ＷｉＦｉフォーマット又はＬＴＥフォーマットのいずれかの信号を受信することができる。ダウンコンバーター２０４は、ＬＴＥライセンスとＷｉＦｉ（例えば、ライセンスなしのもの、ＩＳＭ）との間で異なる可能性がある、受信した対象信号の中心周波数にチューニングされてもよい。コントローラ２１０は、一般に、ダウンコンバータ２０４を管理し、必要に応じて中心無線周波数（ＲＦ）周波数を設定してもよい。通常、ダウンコンバータ２０４は、アクセスポイント１２２、１２４、１２６からＬＴＥキャリア信号を受信するようにチューニングされる。本開示の態様は、一般に、命令に伴うコントローラ２１０の再プログラミングを提供する。この命令は、コントローラ２１０によって実行された場合、ダウンコンバータ２０４の様々なハードウェアレジスタの再プログラミングを提供する。これは、ダウンコンバータ２０４を２．４ＧＨｚ帯の対応するＷｉＦｉチャネルへの再チューニングを伴ってもよい。コントローラ２１０による命令の実行に応じて、追加のパラメータが再チューニングされてもよい。例えば、そのような追加のパラメータは、無線周波数（ＲＦ）ゲイン、チャネル帯域幅及びサンプリングレートを含んでもよいが、これらに限定されない。ＷｉＦｉモードの動作では、帯域幅は、例えば、２０ＭＨｚに設定されてもよく、サンプリングレートは、２０メガ複素サンプル／ｓに設定されてもよい。図２に例示される構成要素で位置検出能力を提供するためにＷｉＦｉフォーマットの情報を処理しようとする場合、そのような状態は、コントローラ２１０の処理負荷を増加させる可能性がある。この問題を緩和するために、コントローラ２１０は、一般に、ＷｉＦｉベースの信号に挿入されるＢｅａｃｏｎパケットを利用して、コントローラ２１０の計算負荷を軽減してもよい。

ＬＴＥやＷｉＦｉに関連付けられた周波数をダウンコンバートすることが必要な場合がある。例えば、１００ＭＨｚを超える高周波信号は、典型的には、例えば、回路が十分に高速でないなどの技術的な制約により、直接サンプリングできない場合がある。電子機器は、時間的に急速に変化するアナログ信号をキャプチャできない場合がある。例えば、１００ＭＨｚの信号では、１０ｎｓより小さい時間間隔をキャプチャする必要がある。さらに、キャプチャされたアナログ信号は、典型的には、１２データビットに量子化されてもよく（すなわち、２^ｌ２＝４０９６閾値レベルの１つに量子化されてもよく）、１００メガサンプル／ｓより速いレートでは困難である場合がある。手元の信号の帯域幅は、典型的には、信号の最高周波数成分よりも小さくてもよい。例えば、チャネル３６の２０ＭＨｚのＷｉＦｉ信号は、５１７０ＭＨｚから５１９０ＭＨｚまでの周波数を占有する。５１９０ＭＨｚの帯域幅をサンプリングする代わりに、信号はゼロＩＦにダウンコンバートされ、－１０から＋１０ＭＨｚまでの周波数をポップする信号に変換されてもよい。このベースバンド信号は、２０メガ複素サンプル／ｓのレートでサンプリングされてもよい。したがって、ダウンコンバージョンは、アナログキャプチャとデジタル変換に関連する問題の両方を解決してもよい。

装置２００（すなわち、ダウンコンバータ２０４）は、ＬＴＥとＷｉＦｉとの間で永続的に切り替えてもよい。トランシーバ２０２は、例えば、１．９ＧＨｚ又は他の適切な周波数でＬＴＥベースの情報を受信する。トランシーバ２０２は、そのような情報をダウンコンバータ２０４に提供する。次に、ダウンコンバータ２０４（又はゼロＩＦ２０４）はベースバンドを提供する。このとき、ＬＴＥ信号又はＷｉＦｉ信号のいずれかがそれぞれベースバンドに変換される。ＷｉＦｉモードにおいて現在のビーコンパケットを受信して処理する場合、次のビーコンパケットのエポックが決定されてもよい。装置２００における現在のビーコンパケットの受信と（ビーコンエポックに基づく）次のビーコンの送信との間の期間において、装置２００は、この少量のデータを処理する。これは、チップのＣＰＵパワーを考慮すると、実際の時間よりも多くの時間を必要とする場合がある。受信したスレッドが切断された場合、ダウンコンバータ２０４は、例えば、典型的には１０２．４ｍｓの少なくとも１つのビーコンインターバルの間、ＷｉＦｉを連続的に受信し、例えば、アクセスポイント１２２のビーコンエポックとのコンタクトを再取得してもよい。

装置２００がＷｉＦｉ帯域にチューニングされる場合、一般に、専用モデム２１２がこの情報を受信することをバイパスする（又は防止する）ことが望ましい。むしろ、ＷｉＦｉモードにおけるそのような受信情報は、コントローラ２１０がそのような情報にアクセスして処理できるように、メモリ２０８（すなわち、ストレージ）に直接送信されることが好ましい場合がある。例えば、ダウンコンバータ２０４は、複素エンベロープと呼ばれる複素数サンプルの形態で出力を生成する。この生データは、ＬＴＥベースの信号が受信された場合には専用モデム２１２（例えば、ＬＴＥモデム）に、ＷｉＦｉベースの信号が受信された場合にはメモリ２０８に供給されてもよい。コントローラ２１０は、メモリ２０８が生データを受信した後、メモリ２０８からのデータを処理する。上記の条件が満たされることを保証するために、特にＷｉＦｉベースのサンプルが専用モデム２１２ではなくメモリ２０８に直接送信されることを保証することに関して、装置２００はバス２１３を組み込んでいる。このバス２１３は、本質的に、すべての付属デバイスがバス上のデータに読み取り及び書き込みアクセスすることを容易にしてもよい。この場合、バス２１３は、ＷｉＦｉフォーマットで受信されたサンプルが、受信されダウンコンバートされた後にメモリ２０８に直接送信されるように、ＡＭＢＡバスとして実装されてもよい。

一般に、バイパスを容易にするか、又はＷｉＦｉベースのサンプルが専用モデム２１２に送信されるのを防止する（例えば、コントローラ２１０によるアクセスのためのメモリ２０８へのＷｉＦｉビーコンの送信を保証する）コードが、メモリ２０８及び／又はコントローラ２１０に格納されてもよい。そのようなコードは、コントローラ２１０（及び／又はメモリ２０８）に格納される可能性のあるコードの一部であってよく、上述のように、ダウンコンバータ２０４の様々なハードウェアレジスタの再プログラミングを提供する。コードは、コントローラ２１０によって実行される場合に、ＡＭＢＡバス２１３（又はその他の適切な変形）が、ＷｉＦｉベースのサンプルをメモリ２０８に直接提供し、次にメモリ２０８を介してコントローラ２１０に提供して、位置検出機能をサポートするように、ＡＭＢＡバス２１３を従事させて（又はプログラムして）もよい。この態様は、モデム２０２に対するハードウェア変更の実行を否定してもよい。例えば、コントローラ２１０の再プログラミングは、ＡＤＣ２０６が、ＷｉＦｉ信号上で受信されるようなデータを、そのようなデータが専用モデム２１２に伝送されるのとは対照的に、コントローラ２１０によるアクセスのために、メモリ２０８にローカルに直接的に送信することを可能にしてもよい。コントローラ２１０は、専用モデム２１２からのＷｉＦｉデータ伝送のアドレスをメモリ２０８のアドレスに変更するように、ＡＤＣ２０６を再プログラムする。コントローラ２１０は、その後、メモリ２０８からのＷｉＦｉデータにアクセスして、そのような情報を処理してもよい。ＡＭＢＡバス２１３は、一般に、ＡＤＣ２０６の校正という限定的な目的のために使用される（すなわち、装置２００が校正モードにある場合）。しかしながら、開示された実施形態によって認識される利点は、コントローラ２１０による処理のために実際のＷｉＦｉベースのデータをメモリ２０８に直接転送し、装置２００が位置検出能力を提供することを可能にするように、ＡＭＢＡバス２１３を利用することである。ＡＭＢＡバス２１３は、一般に、ダウンコンバータデータサンプルが専用モデム２１２に送信されることを防止する。

モデム２００は、一般に、位置検出態様に基づくモバイルデバイス決済、モバイル管理連鎖及びモバイルパーセル管理を含む（ただし、これらに限定されない）様々なワイヤレスアプリケーションに加えて、本明細書に開示されるような位置検出ソリューションに基づくワイヤレスアプリケーションの提供のいずれかに加えて、位置検出態様のいずれかを実行してもよい。

・伝搬時間測定方式（ＴｏＦ）
・受信機位置の特定
図７は、一実施形態にかかる、アクセスポイント１２２、１２４、１２６に対するモバイルデバイス１２８又は１３０のいずれか１つの位置を特定するための第１のシステム３００を概略的に示している。第１のシステム３００で特定される例では、アクセスポイント１２２、１２４、１２６は、一般に、送信機１２２、１２４、１２６として定義されてもよく、モバイルデバイス１２８、１３０は、一般に、受信機１２８、１３０として定義されてもよい。受信機１２８又は１３０の位置及び送信機１２２、１２４、１２６の位置は、他方の受信機１２８又は１３０の位置を特定するよりも前に既知である。モバイルデバイス１２８、１３０は、モバイルデバイス１２８、１３０のそが対応する位置を特定するようにペアで協働する。モバイルデバイス１２８、１３０は、そのようなデバイス１２８、１３０がアクセスポイント１２２、１２４、１２６からの送信に基づいてそれぞれの位置を特定してもよい点でパッシブであってよく、モバイルデバイス１２８、１３０がそれぞれの位置を決定するためにアクセスポイント１２２、１２４、１２６にデータを送信する必要があるとは限らないことが認識される。

送信機１２２、１２４、１２６（例えば、アクセスポイント１２２、１２４、１２６）及び受信機（例えば、モバイルデバイス１２８、１３０）は、自律的で不正確なクロックを採用してもよい。換言すると、送信機１２２、１２４、１２６及び受信機１２８、１３０のそれぞれは、異なるクロック（又はクロックサイクル）で動作するコントローラ２１０を採用する。不正確なクロックに対処するために、受信機１２８、１３０のそれぞれは、送信機１２２から第１のパケット（例えば、ＰＣＫ１）を受信し、送信機１２４から第２のパケット（例えば、ＰＣＫ２）を受信するようにペアで動作する。受信機１２８、１３０は、第１パケットＰＣＫ１を受信した直後に第２パケットＰＣＫ２を受信することが認識される。以下の説明では、情報を送信する送信機のペアを採用する。図３では、合計３つの送信機１２２、１２４、１２６が図示されている。したがって、以下の処理は、各送信機ペア（例えば、第１の送信機ペア１２２、１２４、第２の送信機ペア１２２、１２６、第３の送信機ペア１２４、１２６）に採用される。これについては、図１０に関連してより詳細に説明する。

受信機１２８は、以下に基づいて、自身の内部クロックを利用して、第１パケットＰＣＫ１及び第２パケットＰＣＫ２の到着時刻を推定する。

それぞれ、ＰＣＫ１、ＰＣＫ２に対するものである。

受信機１２８は、以下に基づいて、第１パケットＰＣＫ１と第２パケットＰＣＫ２との到着時刻の第１の差（例えば、第１の差分）を計算（又は決定）する。

これは、受信機１２８のローカル受信機クロックｔ_Ａに依存しない。ここで、ｃは光速度に対応する。

同様に、受信機１３０は、以下に基づき、自身の内部クロックを利用して、同じ第１パケットＰＣＫ１及び同じ第２パケットＰＣＫ２の到着時刻を推定する。

それぞれ、ＰＣＫ１、ＰＣＫ２に対するものである。

受信機１３０は、以下に基づいて、第１パケットＰＣＫ１と第２パケットＰＣＫ２との到着時刻の第２の差（例えば、第２の差分）を計算（又は決定）する。

これは、受信機１３０のローカル受信機クロックｔ_Ｂに依存しない。

したがって、第１の差分と第２の差分の最終的な差分は、以下のように求められる。

図８は、一実施形態にかかる、到着時刻を決定するための第１のシステム３００に関連する別の態様を概略的に示している。受信機１３０は、送信機１２２と送信機１２４の中間地点に位置する。一般に、送信機１２２、１２４から受信機１３０までの伝搬遅延は概ね等しい（例えば、Ｄ１Ａ＝Ｄ２Ａ）ため、受信機１２８、１３０によって決定される第２の差分（式５を参照）は、送信された第１と第２のパケット（例えば、ＰＣＫ１とＰＣＫ２）の時間差と概ね等しい。図７に例示された実施形態は一般的なケースであり、図８に例示された実施形態は特定のケースに対応することが認識される。

受信機１２８は、送信された第１と第２のパケット（例えば、ＰＣＫ１とＰＣＫ２）の時間差に対応する情報を、受信機１３０及び／又はサーバ１４０に送信する。一例では、受信機１２８は、そのような情報を、潜在的に低品質なネットワークを介して受信機１３０に送信する。換言すると、受信機１２８、１３０は、レイテンシが高く、予測不可能な可能性のあるバックホール上でそれぞれの読み取り値を共有する。一般に、第１のシステム３００が意図されたように動作するためのバックホールからの通常とは異なる要求は存在しないかもしれない。例えば、ＮＢ－ＩｏＴ（Ｎａｒｒｏｗｂａｎｄ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ）又はＬＴＥデータネットワークは、第１のシステム３００において良好に動作してもよい。受信機１３０は、送信機１２２、１２４によってそれぞれ送信され、受信機１２８によって報告された、ＰＣＫ１とＰＣＫ２の時間差を、測定された時間差から差し引く。要約すると、受信機１２８、１３０によって実行される第１の差分及び第２の差分は、受信機１２８、１３０における未知のローカルクロックスキューを除去する。第３の差分（又は差分らの差分）は、送信機１２２、１２４間の未知のクロックスキューを除去する。残差は伝搬遅延にのみ比例する。

一般に、送信機１２２、１２４及び受信機１２８の位置は既知であり、したがって、Ｄ_２Ａ-Ｄ_１Ａ及びＤ_Ｔｒａ＝Ｄ_２１が既知である場合、受信機１２８は、Δｔ_Ａ（例えば、送信機１２４、１２６から送信されて受信機１２８で受信された第１のパケット（ＰＣＫ１）と第２のパケット（ＰＣＫ２）の時間差）を受信機１３０又はサーバ１４０に送信し、サーバ１４０は、受信機１３０にその読み取り値を送信する。受信機１３０は、Δｔ_Ｂ（例えば、送信機１２２、１２４から送信されて受信機１３０で受信された第１のパケット（ＰＣＫ１）と第２のパケット（ＰＣＫ２）の時間差）を測定し、式５に従って計算する。

図９は、一般に、受信機１３０の位置が、送信機１２４と送信機１２６に焦点を有する特異双曲線上の点であってもよいことを示している。離心率は以下で表される。

ここで、Ｄ_Ｔｒａは、これらの送信機１２４、１２６及び受信機１２８の位置が既知であるため、送信機１２４、１２６（焦点）間の距離である。

図９は、一般に、１点で交差する３つの双曲線を特定することを示している。各双曲線は、送信機のペア（例えば、送信機１２２、１２４、送信機１２２、１２６及び送信機１２４、１２６）と受信機１２８に関連する位置情報と関連付けられている。双曲線及び送信機のペアは、以下でより詳細に説明される。

図１０は、本発明の一実施形態にかかる、受信機１３０の位置を特定するための方法４００を示している。方法４００は、一般に、上述の図７～図９に規定されるようなＴｏＦ技術を採用する。方法４００において、送信機１２２、１２４、１２６及び受信機１２８の位置は、サーバ１４０には既知である。方法４００は、送信機１２２、１２４、１２６及び受信機１２８の位置を利用して、受信機１３０の位置を特定する。

動作４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６、４１８において、方法４００は、第１の双曲線を決定するために２つの送信機１２２、１２４及び受信機１２８の位置情報を利用する。前述の動作４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６は、次の送信機ペア１２２、１２６及び１２４、１２６と同じ受信機１２８の位置情報を考慮するために、さらに２回再実行される。

動作４０２において、第１の送信機１２２は、データの第１のパケット（例えば、ＷｉＦｉベースの信号）を第１の受信機１２８と第２の受信機１３０に送信する。

動作４０４において、第２の送信機１２４は、データの第２のパケット（例えば、ＷｉＦｉベースの信号）を第１の受信機１２８と第２の受信機１３０に送信する。

動作４０６において、第１の受信機１２８は、ローカルクロック（上記の式１参照）に基づいて、データの第１のパケットに対する到着時刻とデータの第２のパケットに対する到着時刻を計算する。

動作４０８において、第１の受信機１２８は、受信機１２８のローカルクロック依存しない、データの第１のパケットに対する到着時刻とデータの第２のパケットに対する到着時刻の第１の差分（式２参照）を計算する。

動作４１０において、第２の受信機１３０は、ローカルクロックに基づいて、データの第１のパケットに対する到着時刻とデータの第２のパケットに対する到着時刻を計算する（上記式３参照）。

動作４１２において、第２の受信機１３０は、受信機１３０のローカルクロックに依存しない、データの第１のパケットに対する到着時刻とデータの第２のパケットに対する到着時刻の第１の差分（式４参照）を計算する。

動作４１４において、第１の受信機１２８及び第２の受信機１３０のそれぞれは、対応する第１の差分値をサーバ１４０に送信する。第１の受信機１２８は、代替的に、対応する第１の差分値を第２の受信機１３０に送信してもよいことが認識される。

動作４１６において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、式５に基づいて第２の差分を計算する。

動作４１８において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、式７に基づいて離心率を計算する。

動作４２０において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、動作４１８で決定された離心率と、双曲線の焦点である送信機１２２、１２４の位置とに基づいて、第１の双曲線４０１（図９参照）を計算する。一般に、第１の双曲線を決定するためには、送信機１２２、１２４の位置（焦点）に加えて、離心率が既知である必要がある。上述したように、送信機１２２、１２４の位置は既知である。したがって、焦点と送信機１２２、１２４の間の距離を決定し、ｅを計算することが可能である。

動作４２２において、方法４００は、動作４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６、４１８をさらに２回再実行する。上述したように、方法４００が最初に実行されたとき、送信機１２２、１２４の位置に対応する情報が利用された。しかしながら、受信機１３０の位置を決定するためには、送信機のペアを全て調査する必要がある。したがって、２回目の動作４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６、４１８が実行されると、送信機１２２、１２６の位置に対応する情報が採用される。さらに、３回目の動作４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６、４１８が実行されると、送信機１２４、１２６の位置に対応する情報が採用される。

動作４２４において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、動作４１８で決定された離心率と、送信機１２２と１２６の間の距離とに基づいて、第２の双曲線４０３（図９参照）を計算する。

動作４２６において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、動作４１８で決定された離心率と、送信機１２４と１２６の間の距離とに基づいて、第３の双曲線４０５（図９参照）を計算する。

動作４２８において、サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、第１の双曲線４０１、第２の双曲線４０３及び第３の双曲線４０５が交わる点（又は交点）に対応する位置４０７を決定する（又は検出する）。サーバ１４０は、位置４０７を第２の受信機１３０の位置として決定する。

前述のソリューションは、上述のように不正確なＷｉＦｉクロックに耐える、あるいは生き残ることができる双曲線航法ＴＤＯＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ Ａｒｒｉｖａｌ）ファミリーの一部であってもよい。各測定は、上記に詳述したように、対応する曲線又は双曲線を提供してもよい。このような３つの測定は、唯一解を提供する。焦点として上記で言及したように、同一の送信機の位置（焦点）を起点とする直線を定義することができる干渉法のような他の技術は、上記の双曲線及び干渉線と交わって、未知の受信機（及びデュアルコンステレーションで後述するような未知の送信機）に対してロバストな位置推定を提供するために使用されうる。

・送信機位置の特定
図１１は、一実施形態にかかる、受信機１２８、１３０、１３１に対する送信機１２２又は１２４のいずれか１つの位置を特定するための第２のシステム４５０を概略的に示している。例示を目的として、送信機１２４及び受信機１２８、１３０、１３１の位置は既知とする。したがって、送信機１２２の位置を特定することが望ましい。

図９及び図１０に関連して詳述した第１のシステム３００に関連して適用された分析と同様の分析が図１１に適用されてもよい。しかしながら、第１のシステム３００で規定したように第１の受信機１２８及び送信機１２２、１２４、１２６の既知の位置に基づいて第２の受信機１３０の位置を特定する代わりに、第２のシステム４５０は、第２の送信機１２２、第１の受信機１２８、第２の受信機１３０及び第３の受信機１３１の既知の位置に基づいて第１の送信機１２２の位置を特定する。図１１は、第２の送信機１２４に対する第１の送信機１２２、第１の受信機１２８、第２の受信機１３０及び第３の受信機１３１の空間的配置を示している。図９及び図１０に関連して規定されるような開示及び様々な方程式は、図９の様々な受信機１２８、１３０が図１１の送信機１２２、１２４に置き換えられ、図９の送信機１２２、１２４、１２６が図１１の受信機１２８、１３０、１３１に置き換えられることによって、第１の送信機１２２の位置が特定される方法に適用されることが認識される。

図１１は、第１の送信機１２２に対する第２の送信機１２４、第１の受信機１２８、第２の受信機１３０及び第３の受信機１３１の配置であることを除いて、図９に図示したものと同様の空間的関係を示している。例えば、図１１は、第２の受信機１３０が図９に示される第１の送信機１２２の位置に置き換えられること、第２の送信機１２４が図９に示される第１の受信機１２８の位置に置き換えられること、図１１に示される第１の受信機１２８が図９に示される第２の送信機１２４の位置に置き換えられること、図１１の第３の受信機１３１が図９の第３の送信機１２６の位置に置き換えられることを示している。図１１は、簡潔さのために上述した方法で図示されており、簡潔さのために対応する開示及び方程式も再掲しない。

したがって、第１の受信機１２８、第２の受信機１３０及び第２の送信機１２４の位置が既知である上述のような場合、それゆえ、以下が提供されうる。

Ｄ_２Ａ－Ｄ_２Ｂ及びＤ_Ｒｅｃ＝Ｄ_ＡＢ（図７参照）は既知であり、第１の受信機１２８は、第２の受信機１３０にΔｔ_Ａを報告し、第２の受信機１３０は、Δｔ_Ｂを測定して以下を計算する。

第１の送信機１２２の位置は、離心率を以下の式９とし、焦点をＲｅｃＡとＲｅｃＢとする特異双曲線上の点である。

サーバ１４０は、離心率を決定する計算を実行してもよい。さらに、上記と同様に、サーバ１４０は、受信機の各ペア（例えば、受信機１２８、１３０、受信機１２８、１３１、受信機１３０、１３１））に対して双曲線を計算してもよい。サーバ１４０は、式９で決定される離心率と、受信機１２８と１３０の間の距離とに基づいて、第１の双曲線５０１（図８参照）を計算する。一般に、第１の双曲線を決定するためには、双曲線の焦点である受信機１２８、１３０の位置の知識に加えて、離心率を決定する必要がある。上述したように、受信機１２８、１３０の位置は既知である。

サーバ１４０は、式９から決定される離心率と、受信機１２８、１３１の位置とに基づいて、第２の双曲線５０３（図１１参照）を計算する。サーバ１４０は、式９から決定される離心率と、受信機１３０及び１３１の間の距離とに基づいて、第３の双曲線５０５（図１１参照）を計算する。サーバ１４０（又は第２の受信機１３０）は、式９から決定される離心率と、受信機１３０と１３１の間の距離とに基づいて、第３の双曲線４０５（図９参照）を計算する。

サーバ１４０（又は第２受信機１３０）は、第１の双曲線５０１、第２の双曲線５０３及び第３の双曲線５０５が交わる点に対応する位置５０７を決定する（又は検出する）。サーバ１４０は、位置５０７を第１送信機１２２の位置として特定する。

・受信機間の時間ドリフトを考慮するための校正
受信機又は送信機の位置を決定するよりも前に、受信機１２８、１３０、１３１の間の時間ドリフトを考慮するために校正が生じることが認識されている。受信機１２８、１３０を参照すると、受信機１２８、１３０によって測定された時間差（例えば、ΔｔＡ、ΔｔＢ）は、ローカルに測定される。しかしながら、時間差は、受信機１２８に対応するローカルクロックと受信機１３０に対応するローカルクロックの間のローカルドリフトの影響を受ける可能性がある。例えば、受信機１２８のクロックと受信機１３０のクロックは互いに同期しておらず、そのような受信機１２８と１３０の間で時間ドリフトが生じる可能性がある。一例では、時間ドリフトは、１秒／毎時に対応してもよく、例えば、受信機１２８のクロックの１時間後に、受信機１２８のクロックは、受信機１３０のクロックより１秒だけ進むことになる。受信機１２８、１３０間のローカルクロックのドリフトは、例えば、単一の送信機１２２から２つのパケット送信α、βを使用することによって補償されてもよい。代替的に、送信機１２４又は１２６も、この目的のために使用されてもよい。２つのパケット送信α、βは、受信機１２８、１３０の両方によって受信される。受信機１２８、１３０のそれぞれは、パケット到着間の時間差を計算するが、これは、両方のパケットが特定の受信機１２８又は１３０まで同じ距離を伝わるため、位置不変である。受信機１２８、１３０は、パケット到着間の時間差をサーバ１４０に報告する。

サーバ１４０は、受信機１３０によって測定された時間差を補償するために受信機１２８によって使用される比

を計算する。サーバ１４０は、受信機１２８によって測定された時間差を補償するために受信機１３０によって使用されるｒ^－１を計算する。サーバ１４０は、補償された読み取り値を受信機１２８と受信機１３０に戻して提供する。

送信（又は信号）α、βが、互いにΔｔ＝１０３．４６１９６３ｍｓｅｃの間隔で、送信機１２２によって送信される例を考える。これらのイベントの時間差は、例えば、送信機１２２の位置から受信機１２８の位置まで、及び送信機１２２の位置から受信機１３０の位置まで、どちらも同じ経路を伝わるので、位置に依存しない。したがって、理想的には、受信機１２８、１３０はともに、同じ時間差Ａｔを推定する。各受信機１２８、１３０のローカルクロックはともに、それぞれ不一致を有するので、例えば、受信機１２８、１３０は、それぞれ、Δt⁰ _A＝１０３．４６１５３１∧αΔt⁰ _B＝１０３．４６１２２９（すなわち、Δt⁰ _Aは、受信機１２８におけるα、βの間の時間差に対応し、Δt⁰ _Bは、受信機１３０におけるα、βの間の時間差に対応する）を決定してもよい。したがって、受信機１２８は、受信機１３０から（サーバ１４０を介して）時間報告を受信した場合、Δt¹ _Bの（サーバ１４０から受信した受信機１３０からの）未来の送信の未来の読み取り値を、以下に基づいてローカルタイムベースに補正してもよい。

さらに、受信機１３０は、受信機１２８から（サーバ１４０を介して）時間報告を受信した場合、（サーバ１４０から受信した受信機１２８からの）さらなる未来の送信の未来の読み取り値を、以下に基づいて補正してもよい。

・到着時刻の推定
受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６から送信された信号（例えば、第１及び第２のパケットＰＣＫ１、ＰＣＫ２）から受信された（例えば、ＷｉＦｉベースの信号と関連する）ＬＴＦ（Ｌｏｎｇ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）シンボルの自己相関をとることによって到着時刻を決定してもよい。ＬＴＦは、自己相関関数における低いサイドローブと急峻なメインローブを提供する。しかしながら、関心のある特定のＬＴＦのシンボルに隣接するシンボルは非ゼロ信号であり、それによって結果的に得られる相関関数に影響を与える。例えば、ＬＴＦは、２．５回繰り返して（例えば、ＬＴＦの半分が送信され、次にＬＴＦが送信され、そして再びＬＴＦが送信される）送信されてもよい。結果的に得られる自己相関は複数のピークから構成される。

ＷｉＦｉ信号の自由空間デコリレーションタイム（free space decorrelation time）は、２０ＭＨｚ帯域幅において５０ｎｓであってもよい。ＷｉＦｉ規格では、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）ベースのビーコン（又はパケット）は、２０ＭＨｚ帯域幅で送信されてもよい。典型的なデジタル受信機は、２０ＭＨｚ帯域幅において光速度換算で約１５ｍに相当する５０ｎｓのデコリレーションタイムで、２０Ｍｓ／ｓ（複素数）で受信信号を処理してもよい。一般に、６４個の周波数ビンのうち５２個が占有されるため、位置分解能は１８．５メートルに増加してもよい。

図１に概略的に示されるように、送信機１２４、１２６のそれぞれは、パケット（例えば、ＷｉＦｉ、ビーコン）を送信するために複数のアンテナ１３５を使用してもよく、送信機１２２、１２４、１２６のそれぞれは、単一のアンテナからパケットを送信するのとは対照的に、複数のアンテナ１３５からパケットをコヒーレントに送信する。空間コーディングは、ブラックスポット（例えば、破壊的な干渉が信号を消滅させる場所）に対処するために適用されてもよい。様々なＯＦＤＭの場合、同じ信号の異なるバージョンを複数のアンテナ１３５から送信するために、巡回遅延ダイバーシチ（ＣＤＤ）が使用されてもよい。ＣＤＤは、一般に、マルチアンテナ送信方式に適用される。受信機１２８、１３０のそれぞれで受信される（例えば、送信機１２２、１２４、１２６から受信される）重畳信号は、異なる方法で時刻推定に影響を与える可能性がある。例えば、ＬＴＦの自己相関関数は、同じ高さのピーク（アンテナ素子１４２ごとに１つ）から構成される。ピーク間の時間差は、ＷｉＦｉベースの信号（例えば、ビーコン又はパケット）を送信する２つのアンテナ１３５の場合、ＣＤＤにおいて適用される遅延（例えば、４つの５０ｎｓｅｃサンプル）に相当する。送信機１２２、１２４、１２６は、単一のアンテナ１３５を介して、パケット（例えば、ＷｉＦｉビーコン）を送信してもよいことも認識される。送信機１２２、１２４、１２６のいずれかが単一のアンテナ１３５を介してデータのパケットを送信する場合、ＣＤＤが適用されなくてもよい。

・大まかな到着時刻の推定
送信機１２４、１２６から受信した様々な信号の到着時刻を決定するために、受信機１２８、１３０は、一般に、信号（又はパケット）の最終的な到着時刻を確定するために異なる検出フェーズを経る。第１のフェーズにおいて、受信機１２８、１３０のそれぞれは、ＬＴＦシンボルとの自己相関の離散的なピークを分析することによって、大まかな到着時間の推定を実行する。例えば、自己相関の特定のピークは、一般に、所定の時間区間だけ互いに離れており、さらに、そのような所定の時間区間におけるピークの高さは、一般に、ＬＴＦと自身の既知の自己相関の包絡線に対応する。時間領域で複数のピークを有する形態に曖昧さを生じさせる要因は３つあると考えられる。

（ａ）標準化されたＬＴＦの線形自己相関は理想的でない場合がある。理想的な関数はクロネッカーのデルタであってもよい。一般に、前後に仮想的なゼロがパディングされた単一のＬＴＦによって低いサイドローブが生成されてもよい。

（ｂ）送信機１２２、１２４、１２６から送信される信号のＬＴＦは、（例えば、ＷｉＦｉプロトコル（又は例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１）にしたがって）繰り返し送信され、それによって、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１の場合に規定されるように、６４サンプル離れた、相関が最も強くその強さが等しい２つのピークと相関が弱いいくつかのピークを生成する。

（ｃ）送信機１２２、１２４、１２６から送信されるエンコードされた信号は、各送信機１２２、１２４、１２６の２アンテナレガシーモードの場合に、図１２（要素３５０参照）に示されるように、例えば、２００ｎｓｅｃ（４＊５０ｎｓｅｃサンプル）の負のオフセットで、結果的にピーク複製を提供する、人工的な負の遅延を生成してもよい。ＣＤＤは、一般に、マルチアンテナ送信に特有のものである。

受信機１２８、１３０のそれぞれは、一般に、所定の時間区間内のＮ個の（例えば、Ｎ＝４）最大自己相関ピークを所定の持続時間抽出するように構成される。これは、送信機１２２、１２４、１２６から送信されるＷｉＦｉベースの信号におけるＳＴＦ（Ｓｈｏｒｔ Ｔｒａｉｎｉｎｇ Ｆｉｅｌｄ）パターン３６０が検出された時刻に開始されてもよい。図１３は、一実施形態にかかる、第１の位相検出（例えば、大まかな検出）の実行に関連する、少なくとも１つの態様を概略的に示している。図１３は、送信機１２２、１２４の単一のアンテナからの送信信号に対するＳＴＦパターンを示している。対応する送信機１２２又は１２４の２つのアンテナ１３５からの２つの送信信号と、対応するＣＤＤが信号の分離に適用される（例えば、要素３５０を再び参照）。

送信機１２２、１２４、１２６それぞれにおける２つのアンテナ１３５の構成を利用するレガシーＬＴＦＷｉＦｉベースの信号における所望のピークパターンは、例えば、任意のＴに対してＴ＋０、Ｔ＋４、Ｔ＋６４、Ｔ＋６８の所定の時間によって互いに離れている最も強いピークを含むように、送信機１２２、１２４、１２６からの受信信号上の各ＬＴＦシンボルを含む。図１３に戻って、Ｔ＋４及びＴ＋６８の所定のピーク（又は所定の時間区間）は、マルチアンテナ送信方式に特有のものであってもよい（例えば、単一の送信機１２２、１２４に対して２つのアンテナ１３５を利用）。本明細書で一般的に規定される受信機１２８、１３０は、付加的なチャネルの影響（又は特定の送信機１２２、１２４、１２６に対する２つのアンテナ１３５が利用されるため、付加的なアンテナの影響）についての何らかの任意の仮定の下でＴを抽出してもよい。例えば、加法性ノイズは、実際のピークよりも強くなる（例えば、閾値がなく、ピークがソートされ、Ｎ個の最大ピーク（例えば、Ｎ＝４）が選択される）ことにより、図１３の３９４に示すように、ノイズのないパターンとは多少異なるパターンが生成される。一例では、２つの最大ピークは、次のＴ＋０、Ｔ＋４、Ｔ＋５０及び／又はＴ＋６８（例えば、６４は十分に強くなく、５０は信号とは無関係で、単なる加法性ノイズである）のうちのいずれか１つ以上の所定の時間区間によって分離されてもよい。別の例では、２つの４つの最大ピークは、次のＴ＋４、Ｔ＋３０、Ｔ＋６４及びＴ＋６８（例えば、Ｔ＋０は十分に強くなく、Ｔ＋３０は単なる加法性ノイズである）のうちのいずれか１つ以上の別の所定の時間区間によって分離されてもよい。図１２及び図１３のそれぞれは、一般に、単一の送信アンテナのみが使用され、ノイズが存在しない場合、Ｔ＋６４（又は６４サンプル）の所定の時間区間で、２つの最大ピークが互いに分離されることを示している。したがって、受信機１２８、１３０は、これらの最大ピークを、かかるピーク間の所定の時間区間に基づいて、さらなる検討をするうえで関心のあるピークとして選択する。送信アンテナが２つの場合、受信機１２８、１３０は、例えば、４つの最大受信ピークのうちの１つがノイズであり、４つの送信ピークのうちの１つが存在しない（４つの最大ピークの中にない）可能性があると仮定してもよい。送信機１２２、１２４、１２６のそれぞれは、送信機１２２、１２４、１２６ごとに２つのアンテナ１３５を介して信号を送信するので、４つの送信ピークへの参照がなされる。図１２は、ＣＤＤを有する所定の送信機１２２、１２４、１２６上の２つのアンテナ１３５の実装を概略的に示し、図１３は、所定の送信機１２２、１２４、１２６上の単一のアンテナ１３５の実装を概略的に示している。図１３の実装は、単に例示のために提供される。上記は、上記エポック（到着時刻）「Ｔ」の大まかな推定を提供する。

・正確な到着時刻の推定（離散）
送信機１２２、１２４、１２６から受信した様々な信号の到着時刻を決定するために、受信機１２８、１３０は、一般に、信号（又はパケット）の最終的な（又は精密な、又は正確な）到着時刻を確定するために異なる検出フェーズを経る。上述したように、受信機１２８、１３０のそれぞれは、大まかな時刻検出方式を実行してもよい。また、受信機１２８、１３０のそれぞれは、大まかな時刻検出方式が実行された後、到着信号の正確な時刻検出方式を実行してもよい。正確な到着時刻検出方式に伴って、全体的な解像度の増加が、例えば、最大で２桁まで生じてもよく、これが補間によって達成されてもよい。補間は、ｓｉｎｃ（）のサンプルとのたたみ込みを使用してもよく（例えば、又は代替的にサンプルのＦＦＴをゼロパディングすることによって）、その後、複素包絡線のピーク選択を行う。例えば、３２倍補間は、約５８ｃｍの解像度をもたらしてもよい。これらの方法は事実上離散的であってもよく、例えば、データの長さを４倍にパディングすることで、解像度が最大で４倍向上してもよい。複雑さは以下のように増加してもよい（例ではｎ＝４）。

チャネル遅延スプレッドが４＊５０＝２００ｎｓｅｃｏｎｄｓ（約６７ｍ）より小さい限り、２つのＣＤＤのピークが重なることはない。単一送信機検出器の実装（例えば、受信機１２８又は１３０の１つ）は、ｓ^＊ _ＬＴＦ（ｔ）と相関し、＊は複素共役を表す。２送信機検出器（例えば、受信機１２８又は１３０）は、以下と相関してもよい。

ここで、＊は複素共役を表す。代替的に、単一の送信機要素（例えば、送信機１２２、１２４又は１２６）に対する相関器が適用されてもよく、その時間窓(-100,50)(-∞,T_CDD/2-T_GI)又は別な時間窓(T_CDD/2+T_GI,∞)が適用されてもよい。
ここでガードインターバルは、例えば、Ｔ_ＣＤＤ／８に設定されてもよく、次に推定値を平均化する。ここで、Ｔ_ＣＤＤは、アンテナ１３５間に導入される既知の遅延である。例えば、２アンテナベースのレガシーモードでは、遅延は４＊５０ｎｓｅｃ＝２００ｎｓｅｃであり、Ｔ_ＧＩは、一方のアンテナ１３５と他方のアンテナ１３５の間の波及をガードするために定義される時間量であり、上述の窓サイズの選択において使用される。

一般に、大まかなピークがサンプル２１５で検出された場合、８つのサンプルから構成される区間［２１２，２１３，…，２１９］は、時間領域において、５０ｎｓｅｃ／３２＝１．５６２５ｎｓｅｃ間隔で、８＊３２＝２５６点に３２倍補間されてもよい。この包絡線のピークが、正確な到着時刻推定値であってもよい。例えば、２５６個のうち１４３個目のサンプルにピークがある。これは、（２１５＋（１４３－１２８）／３２）×５０＝１０，７７３．４３７５ｎｓという到着時刻に変換される。上記の式は以下のように求められる。例えば、時間は１／３２サンプルずつ２５６の区間に分割され、２１２から２１９まで合計８サンプルとなる。高分解能の推定値は、区間の開始点から数えた１／３２サンプルの数を、０から２５５の間の数で提供する。上記の例では、１４３個目のサンプルに関して、ナノ秒単位の時刻推定値は、大まかな推定値（例えば、２１５）に、サンプル数＊５０ｎｓｅｃに変換された１５／３２（上記の（１４３－１２８）／３２を参照）を加えたものである。比較すると、この例の大まかな推定値は、２１５×５０＝１０，７５０．００００ｎｓとなる。この例では、大まかな推定値と正確な推定値の差は、１３．５９メートルの変位に変換される（上記で説明したように１ナノ秒あたり５８ｃｍ）。

図１４は、本発明の一実施形態にかかる、到着時刻の大まかな決定（例えば、動作５０２～５１４参照）及び到着時刻の正確な決定（例えば、動作５１４～５２０参照）を実行する方法５００を示している。

動作５０２において、単一又は２つのアンテナ１３５を含む第１の送信機１２２は、ＣＤＤを有するデータの再送（又は繰り返し）パケット（例えば、ＷｉＦｉベースの信号）を、（送信機１２２に２つのアンテナ１３５が採用されている場合）第１の送信機１２２のアンテナ１３５のそれぞれから送信する。

動作５０４において、第１の受信機１２８は、ＷｉＦｉベースの信号の両方のセットを受信する（例えば、送信機１２２ごとに２つのアンテナ１３５が使用される場合、このようになる）。単一のアンテナ１３５が第１の送信機１２２上に組み込まれる場合、単一のＷｉＦｉベースの信号のみが受信される。

動作５０６において、第１の受信機１２８は、受信信号上の単一のＬＴＦシンボルを監視し（例えば、単一のアンテナ１３５の実装を再び仮定する）、複数のピーク（例えば、４又は５ピーク）を提供する、受信した単一のＬＴＦシンボルに対して自己相関の包絡線（例えば、実数）を実行する。換言すると、第１の受信機１２８は、ＬＴＦシンボルの４つの最大ピークに対応する包絡線の自己相関を決定する。

動作５０８において、第１の受信機１２８は、前の動作から４つの最大自己相関包絡線ピークの抽出されたピークパターンを照合して、期待されるピークパターン又はその両方を提供する。ノイズがない場合、期待されるピークパターンのピークのそれぞれは、第１の送信機１２２の２つの送信アンテナ１３５に対して所定の時間量（例えば、Ｔ＋０、Ｔ＋４、Ｔ＋６４、Ｔ＋６８）だけ離間していてもよい。４つの最大自己相関ピークのうち、そのようなピークの１つがエラー（送信信号と無関係）であり、他のピークが完全に欠落している（例えば、４つの最大ピークのリストから除外される）可能性がある。

動作５１０において、第１の受信機１２８は、期待されるピークパターン内の欠落したピークのいずれか、又は期待されるピークパターン内の異常値ピーク（又は両方）に関して異常を補正する。第１の受信機１２８は、計算されたピークパターンを確立するために、所定の時間区間の時刻「Ｔ」を決定する。例えば、Ｔが７０に対応すると第１の受信機１２８が決定したと仮定すると、計算されたピークパターンは（７０、７４、１３４、１３８）となる。これは、一般に、ノイズのないピークパターンに対応する。しかしながら、上述したように、より可能性の高い測定ピークパターンは、例えば、エラー値（例えば、１つのピークが誤っていてもよい）及び欠落値（例えば、１つのピークが検出されたＬＴＦシンボルから欠落していてもよい）を含んでもよい。例えば、期待されるピークパターンは、（７０、９０（エラー値）、１３４、１３８）であってもよい。第１の受信機１２８は、欠落したピークを埋め、受信したピークパターンからエラーピークを破棄し、（７０、７４、１３４、１３８）を補強ピークパターン（又は計算ピークパターン）として提供してもよい。第１の受信機１２８は、ピークＴ＋６４＝１３４をコースピークとして選択してもよい。ここでも、ピーク１３４は、エラー又は欠落したピークではなく、したがって、そのようなピークは、さらなる検討及び追加の分析を実行するのに適している。一方、上記の例では、Ｔ＋４＝７４は欠落しており（すなわち、ファントム）、位置特定にさらに使用することはできない。

動作５１２において、第１の受信機１２８は、計算ピークパターンに存在する１つ以上の最大ピークを選択し、１つ以上の関心ピークを提供する。動作５１０で述べたように、期待されるピークパターンが（７０、７４、１３４、１３８）であると仮定すると、第１の受信機１２８は、大まかな決定を実行した結果、１３４のピークを関心ピークとして選択する。第１の受信機１２８は、期待されるピークパターンから特定するため、最初から存在した１つ以上のピークのみを選択することは言うまでもない。ピーク１３４は存在していたため、このピークが選択されることになる。さらに、第１の受信機１２８は、一般に、最大ピークに関心がある。一般に、７０、７４、１３４、１３８のピークパターンは同等の強さであってもよく、これらより前に受信されたものは弱いと考えられる（例えば、図９及び３９４の左側のピークを参照）。また、ピークパターン７０、７４、１３４、１３８は、ＬＴＦが２．５回繰り返されるため、０．５回のＬＴＦの結果、ノイズがない等しい強さを有すると考えられる。上記のように認識されたパターンは、弱いピークが早く到来するという事実を無視して、Ｎ個の最大ピークを選択する。１つ以上の最大ピークは、一般に、遅い時刻に生じる。提供された例に示されるように、最大ピークの両方が存在する場合、第１の受信機１２８は、そのような値の平均タイミング推定値を取ってもよい。ここでも、第１の受信機１２８は、これが異常な推定値をもたらすので、エラー又は欠落していると判断されたピークを無視する。

到着の正確な推定は、動作５１４で開始される。動作５１４において、第１の受信機１２８は、関心ピークの前後の値を含むピークサンプルの所定間隔を選択する。関心ピーク（例えば、１３４）に関して、第１の受信機１２８は、正確な推定処理のために、合計６４個のＬＴＦサンプル（事前自己相関）に対して、［１３１～１３８］の区間を選択する。

動作５１６において、第１の受信機１２８は、ピークサンプルの所定の区間に対して補間を実行する（例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ベースの補間を適用する）。この場合、第１の受信機１２８は、ＦＦＴ、周波数領域におけるゼロパディング（例えば、（１６－１）＊６４＝９６０個のゼロ）例えば、１６倍補間を行い、時間領域において１６＊６４＝１０２４複素サンプルをもたらす逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を実行する。結果的に得られる１０２４サンプルのＬＴＦ補間は、１６倍補間された新しい（合成）ＬＴＦ信号、ＬＩＦ_Ｘ１６、６４＊１６サンプル長と相関し、ＬＴＦ自己相関信号の高い時間分解能、この例ではサンプルあたり５０／１６＝３．１２５ｎｓの分解能を提供する。ＬＩＦ_Ｘ１６（１６＊ｋ）＝ＬＴＦ（ｋ）、ｋ＝０,１,２,…,６３であり、それ以外はゼロである。一般に、補間を高くすればするほど解像度が上がるが、その分複雑さのコストが増す。この分解能にはいくらかの物理的な限界がある。アプリケーションの観点からは、３２倍又は６４倍の補間（それぞれ４７ｃｍ又は２３ｃｍに相当する）を目指すことが望ましい。一般に、１ナノ秒は３０センチメートルに相当する。

動作５２０において、第１の受信機１２８は、ＩＦＦＴによる出力として複素数の包絡線を取り、実包絡線を得る。これらのピークは大まかな決定の間に最大ピークであると決定されたので、このような出力は、２つの最大ピーク（例えば、およそ１３４又は１３８）を提供する。この場合、第１の受信機１２８は、１２８個のサンプル（ＩＦＦＴを実行することによって提供される）のうち最も強いピークを取っており、そのピーク値は１３４．２５に対応する（例えば、これは１３４の４サンプル後（例えば、４／１６＝０．２５）である。方法５００は、サンプルの１／１６の精度を提供し、これは改善をもたらす。一般に、このようなサンプルの１／１６の精度は、５０／１６＊０．３ｍ＝０．９４ｍに相当する。

・マルチパスロケーションシステムに対する影響
図１５は、マルチパス状態を示すワイヤレスシステム６００を示す図である。例えば、システム６００は、送信機１２２、１２４、１２６が、データ及び電気通信アプリケーションのために受信機１２８、１３０とワイヤレス通信している様子を示している。受信機１２８又は１３０は、方向探知（ＤＦ）（又は干渉法）又はＴｏＡアプリケーションにおいて、送信機１２２、１２４、１２６のアンテナ１３５間の位相差（例えば、「Ａ」参照）のいずれかを抽出する。上記に示したように、ＤＦ又はＴｏＡは、受信機１２８、１３０の位置を示す属性を提供する。到着時刻（ＴｏＡ）が早ければ早いほど、受信機１２８、１３０は送信機１２２、１２４、１２６に近いことを意味する。また、送信機１２２、１２４、１２６のアンテナ１３５間のキャリア位相差が小さければ小さいほど、Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ ｏｆ Ｄｅｐａｒｔｕｒｅ（後述の図１におけるＤｏＤα）がボアサイトに近いことを意味する。送信機１２２、１２４、１２６のアンテナ１３５（又はリニアアレイアンテナ）は、アンテナのコリニアコンステレーション（colinear constellation）を形成してもよい。ボアサイトは、一般に、アンテナのコリニアコンステレーションに垂直な空間内の点である。２つのアレイアンテナ要素は、定義上コリニアである。一般に、図１６に例示されるように、見通し外（ＮＬｏＳ）経路がＬＯＳ経路よりも長いので、推定されるＴｏＡは正に偏り、マルチパスは推定に偏りを生じさせる。図１５を参照すると、ＡからＣへの経路における信号送信は、ＬｏＳ経路と定義される。また、ＡＢ＋ＢＣのパスにおける信号送信は、ＬｏＳパスよりも長いＮＬｏＳと定義される。一般に、推定される位置は実際の位置よりも遠くなる。方向は正又は負に偏る。この場合の偏りは、ＬｏＳにおけるキャリア位相差（ＣＰＤ）と送信機１２２、１２４、１２６におけるＣＰＤに差異があるため、反射物の方向に対して敏感である。偏りは、反射の大きさがより強い場合に大きさがより大きくなる。

広帯域通信システムでは、典型的にはマルチパスに起因すると考えられるチャネル歪みに対処するために、チャネルトレーニング機構を必要とする。上述のように、既知のトレーニングフィールドが送信される（例えば、ＷｉＦｉにおけるＬＴＦ）。受信機１２８、１３０は、既知の送信信号又はＬＴＦ信号と変形した信号とを比較することによって、チャネルの影響を分析してもよい。一般に、システム６００は、自己相関ピークとしてＴｏＡを推定する（例えば、最尤法の意味で）ために、典型的には良い自己相関特性を提供するように設計されうるＬＴＦ信号（又はトレーニング信号）を利用してもよい（例えば、上記の図１０及び１３に関連して提供される対応するテキストを参照）。システム６００は、トレーニング信号（又はＬＦＴ信号）の自己相関特性を利用して、既知の時間差でピークを選択し、次にピーク間の位相差を取ることによって、アンテナ１３５から発信される重畳された信号を分離する。

・ノンパラメトリック緩和
図１６は、一実施形態にかかる、ＴｏＦ位置検出実装に基づくマルチパス状態におけるノンパラメトリック緩和を提供するためのシステム６１０を示している。システム６１０は、一般に、送信機１２２、１２４、１２６のいずれか１つ以上のフロントエンド部６１２と、送信媒体（又はマルチパス状態及び加法性ノイズによって制約された自由空間）６２０と、受信機１２８、１３０のいずれか１つ以上のマルチパス緩和部６２２とを含む。送信媒体６２０は、一般に、送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に伝送される際のワイヤレス信号の固有遅延６３０とマルチパスチャネル６３２に対応するものである。一般に、伝搬モデルがＬＯＳと壁、天井、床からの反射によって記述されるという仮定の下で、マルチパスチャネルは、例えば、クロネッカーのデルタ関数の線形結合を含むインパルス応答を有する線形時不変（ＬＴＩ）システムであってもよい。一例では、マルチパスチャネル６３２によって表されるモデルは、例えば、１００ｍｓｅｃごとにゆっくりと変化してもよい。一般に、マルチパスチャネル６３２は、送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に送信されるワイヤレス信号の反射（ノイズではない）に対応してもよい。このような反射は、正でも負でもよく、ノイズとはみなされない。

送信機１２２、１２４、１６のフロントエンド部６１２は、第１の変換ブロック６５０と第１のコンバータ６５２を含む。送信機１２２、１２４、１２６は、第１の変換ブロック６５０及び第１のコンバータ６５２によって提供される機能を実行するための命令を実行するための任意の数のマイクロプロセッサ及びメモリを含んでもよいことが認識される。第１の変換ブロック６５０は、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック６５０として実装されてもよい。第１のコンバータ６５２は、Ｄ／Ａコンバータ６５２として実装されてもよい。ＩＦＦＴブロック６５０は、周波数入力ビンを周波数領域から時間領域へ変換する。上述したように、送信機１２２、１２４、１２６は、ＷｉＦｉベースの信号を受信機１２８、１３０に送信してもよい。ＷｉＦｉベースの信号は、トレーニングフィールド（又はＬＴＦシンボル）を含む。Ｄ／Ａコンバータ６５２は、ＩＦＦＴブロック６５０からの時間領域におけるデジタル出力を、送信機１２２、１２４、１２６のフロントエンド部６１２から受信機１２８、１３０へのワイヤレス送信のためのアナログ出力に変換する。送信機１２２、１２４、１２６からの送信信号は、遅延６３０を受け、ＭＰ条件を経る。マルチパスチャネル６３２は、ワイヤレス信号が送信媒体６２０上を伝わる際の、ＭＰ条件（又は１つ以上の反射）に対する特徴付けとして機能する。

受信機１２８、１３０は、少なくとも１つのコントローラ６５９、第１のフィルタブロック６６０、第２のフィルタブロック６６２及びピーク選択ブロック６６４を含む。受信機１２８、１３０は、第１のフィルタブロック６００、第２のフィルタブロック６６２及びピーク選択ブロック６６４によって実行される機能を提供するための命令を実行するための少なくとも１つのコントローラ６５９（又はマイクロプロセッサ）を含むことが認識される。第１のフィルタブロック６６０は、例えば、マッチドフィルタとして実装されてもよい。第２のフィルタブロック６６２は、例えば、ウィーナーフィルタとして実装されてもよい。上述のように、ＬＴＦ信号は、トレーニング信号（例えば、ＷｉＦｉ ８μｓｅｃ ＬＴＦ信号）として機能し、第１のフィルタブロック６６０に渡されてもよい。マッチドフィルタブロック６６０は、図１４に関連して上述したように、動作５０６を実行して、受信したＬＴＦ信号に対して自己相関を実行してもよい。例えば、マッチドフィルタブロック６６０は、受信した信号からＬＴＦシンボルを監視し、受信したＬＴＦシンボルに対して自己相関を実行してもよい。一般に、結果的に得られる自己相関は、完全なＳｉｎｃ関数（又はカーディナルサイン関数）よりも意図的にワイドになってもよい。ワイド化は、ＯＦＤＭＷｉＦｉにおけるチャネル（例えば、ビン２７～３７）の端にある周波数ビンを減らすことによって達成されてもよい。その結果、周波数におけるインパルス応答は、６４／５３だけワイドになってもよい。ワイド化は、例えば、送信機１２２、１２４、１２６において、１１個の端の周波数ビン（５個をスペクトルの一端から、６個を他端から）を減らしたことの直接的な結果である。送信機は、一般に、標準化されたプロトコルの一部として、この文脈で与えられる。これは、隣接チャネルへの波及を避けるために義務付けられてもよい。

第２のフィルタブロック６６２（又はウィーナーフィルタブロック）は、自己相関関数ｈ（ｔ）を用いて最小二乗（ＬＭＳ）を計算する。自己相関は、一般に、連続する時間区間にわたる所与の時系列とその遅れがあるバージョンとの間の類似度の表現として定義される。例えば、ウィーナーフィルタブロック６６２は、Ｈ（ｆ）を計算する。ここでＨ（ｆ）＝Ｆ｛ｈ（ｔ）｝である。

さらに、ウィーナーフィルタブロック６６２は、式１５に規定されるＷ（ｆ）によって定義される。ＳＮＲは、信号対雑音比である。ノイズは、白色であると仮定される。ＳＮＲは、以下の方法で推定することができる。ＬＴＦ信号上のビンはＢＰＳＫ変調されている（例えば、送信機１２２、１２４、１２６においてビンは＋１又は１である）。すべてのビンの二乗は常に１に固定されており、それゆえ、ビンの２乗を分析することによって（例えば、この場合５２個のビンがある）、分散はノイズによって比例的に与えられ、平均は十分に高いＳＮＲにおいて信号によって支配される。５２のシーケンス全体の分散に対する二乗平均の比は、ＳＮＲの周知の良い指標であると考えられる。ウィーナーフィルタブロック６６２の出力は、推定チャネルモデル（又はマルチパスチャネル６３２）の線形変換に対応してもよい。

一般に、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ボケ除去フィルタとして利用されてもよい。送信機１２２、１２４、１２６によって送信される信号は、制限された送信信号の帯域幅のためにボケてもよく、マルチパス遅延スプレッド（例えば、典型的には２～１５メートル／ｃ、ここでｃは光速）よりも大きいデコリレーションタイム（例えば、１８メートル／ｃ）を有していてもよい。さらに、ウィーナーフィルタブロック６６２は、２つの送信アンテナ１３５の重ね合わせにボケ除去を適用する。ＬＴＦの片側デコリレーションタイムは周期遅延の４分の１であるので（例えば、遅延シフトは４サンプル）、個々の相関の間にはほとんど重なりはほとんどない。一般に、ウィーナーフィルタブロック６６２によって提供される結果的な出力は、チャネル推定ではなく、むしろピーク選択ブロック６６４によるさらなる検出への入力として機能してもよい。

ピーク選択ブロック６６４は、図１４に関連して述べたように、動作５０６、５０８、５１０、５１２において上記で開示されたようにピークを選択する。例えば、複数のアンテナ１３５を有する送信機１２２、１２４、１２６は、２つのペアにおいて、大きさが等しい４つの自己相関ピークを提供するＷｉＦｉベースのＬＴＦ信号を生成してもよい。第２のペアは、第１のペアの６４サンプル遅延バージョンである。第１のペアは、第１のアンテナ３５によって送信される第１の６４サンプルパターンが第２のアンテナ３５によって送信される第１の６４サンプルパターンによって重畳される自己相関である。（第２のアンテナ３５によって送信される）第２の自己相関ピークは、（第１のアンテナ３５によって送信される）正確な巡回遅延（ＣＤＤ機構）の第１の自己相関ピークに先行する。自己相関ピークのそれぞれは、４つの５０ｎｓｅｃサンプル（例えば、－２００ｎｓｅｃ）を含んでもよい。ピーク選択ブロック６６４は、入力時系列とｔ＋０、ｔ＋４、ｔ＋６４、ｔ＋６８における４つのピークを照合する。ここで‘ｔ’は未知である。さらに、ピーク選択ブロック６６４は、ノイズ耐性があるように構成される。ピーク選択ブロック６６４は、上記の期待されるピークの１つが欠落している（例えば、そのピークが入力の４つの最大ピークの中にない）ことを仮定する。ピーク選択ブロック６６４は、４つの最大ピークのうち最大で１つが真のピークではない（例えば、期待される位置以外の任意の位置にある）と仮定する。

一般に、到着角（ＡｏＡ）に基づいて位置を決定する場合、ウィーナーフィルタブロック６６２は、受信機１２８、１３０において、各受信入力又はポートに個別に採用されてもよい。その後、ピーク選択ブロック６６４は、２．５回の複製のどれが各ピークと一致するかを識別してもよい。受信機１２８、１３０は、以下の図１８及び図１９に描かれているように、ＡｏＡの場合、第２のアンテナポートに複製される。ピーク選択ブロック６６４は、図１８及び図１９においてＤ’で識別されるように、単一又は２つの送信アンテナからの単一又は２つの信号を処理する。ＴＯＦ実装に戻って、ＮＬｏＳ（Ｎｅａｒ Ｌｉｎｅ ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）、（例えば、送信機１２２、１２４、１２６によって送信される信号の見通しは反射光線より強い）を仮定すると、ピーク検出ブロック６６４は、最大で受信機１２８、１３０における既知の固定遅延までの、到着時刻として最大ピークを利用する。

ウィーナーフィルタブロック６６２は、帯域幅が制限された送信信号によってボケる可能性がある受信信号をボケ除去する。マッチドフィルタブロック６６０の出力において、反射光線は、ＬＯＳ光線に波及し、それによってピークを未来に押しやる（正の推定バイアスを生成する）。ウィーナーフィルタブロック６６２の出力において、ピークはより急峻であり、マルチパス状態下の信号は、ＬＯＳピークに波及せず、それによって信号を未来に押しやらない。一般に、ピーク選択ブロック６６４は、ＴｏＡ推定として機能する時間軸に沿ってピークの位置を選択し、信号はマルチパス状態によってはるかに偏りが少なくなる。

図１７は、一実施形態にかかる、干渉法による位置検出実装に基づくマルチパス状態にノンパラメトリック緩和を提供するためのシステム６６０を示している。一般に、送信機１２２、１２４、１２６のフロントエンド部６１２及び受信機１２８、１３０のいずれか１つ以上のマルチパス緩和部６２２は、図１６に規定されるフロントエンド部６１２及びマルチパス緩和部６２２に概ね類似している。しかしながら、送信媒体（又は自由空間）６２０は、図１６に規定される遅延ブロック６３０とは対照的に、送信機１２２、１２４、１２６における４サンプルのブロックとＣＰＤをもたらす干渉法からなるＣＰＤブロック６３４によって特徴付けられてもよい。ＣＰＤブロック６３４は、ＣＰＤ＝（２πＤｓｉｎθ／λ）により特徴付けられてもよい。前述の式において形式化された干渉法は、一般に、マルチパスチャネル６３２を定義してもよい。以下の式、ＣＰＤ＝（２πＤｓｉｎθ／λ）で形式化された干渉法は、一般に、送信媒体６２０を定義する。マルチパスがない場合、ＣＰＤに関して４サンプル離れたピーク間の位相差は、チャネル応答の直接的な結果であってよい。参照によりその全体が本明細書に組み込まれる「Ｉｄｅｎｔｉｆｙｉｎｇ ａｎｇｌｅ ｏｆ ｄｅｐａｒｔｕｒｅ ｏｆ ｍｕｌｔｉａｎｔｅｎｎａ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒｓ」と題する米国特許第１０、１８２、３１５号（「３１５特許」）及び第９、８１４、０５１号（「０５１特許」）は、上述のＣＰＤ方程式を用いてチャネルに対する推定値を提供するために使用されてもよい。マルチパスチャネル６３２は、送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に送信されるワイヤレス信号の反射（ノイズではない）に対応する。このような反射は、正でも負でもよく、ノイズとはみなされない。

ＣＤＤ－ＤＦの場合、送信アンテナ１３５のそれぞれにおける位相は、マルチパス状態によってバイアスがかかるマッチドフィルタブロック６６０の出力でピークとなり、それによって少なくとも１つのＣＰＤ推定器のバイアスがもたらされる。一般に、２つの推定器（例えば、一方が時間領域、他方が周波数領域）が存在してもよく、そのような推定器は、‘０５１特許及び‘３１５特許に規定されるように、ＡＯＤの推定値を提供してもよい。これらの推定値は、ウィーナーフィルタブロック６６２を認識していない。ウィーナーフィルタブロック６６２は、追加の分散を犠牲にして、推定値のバイアスを低減してもよい。反射の相対的な振幅を考慮すると、特定の反射方向におけるＣＰＤが、送信機１２２、１２４、１２６の送信アンテナ１３５からのＬＯＳ方向におけるＣＰＤ（すべて出発角としてみなされる）に対して垂直である場合、バイアスはより高くなる。ウィーナーフィルタブロック６６２の出力において、（マルチパスがなくても）本質的に対になっているピークは、ボケ除去されて、（例えば、ウィーナーフィルタブロック６６２によって）複数のピーク対（マルチパスチャネル６３２の経路ごと（例えば、送信素子ごと）に１対）になってもよい。ピーク選択ブロック６６４は、ＬＯＳピーク対が選択されることを保証してもよく、そのピークから、上述のようにＣＰＤが計算される。ウィーナーフィルタブロック６６２は、ＣＰＤ推定におけるバイアスを低減する。ウィーナーフィルタブロック６６２は線形であり、したがって、受信ポートにおける（送信機１２２、１２４、１２６のアンテナ１３５から送信された光線の）重ね合わせをボケ除去し、送信機１２２、１２４、１２６に配置された複数のアンテナ１３５のそれぞれのアンテナ１３５からのボケ除去信号の重ね合わせに相当する。個々のＬＯＳピーク位相の偏りは少ない。したがって、最悪の場合、‘０５１特許に規定されるように、ＣＰＤも同様である。

ウィーナーフィルタブロック６６２は、変化するチャネル状態（例えば、屋内及び都市部でのワイヤレス通信）において利用されてもよい。例えば、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ＬＯＳ経路と反射経路との間の時間差が、例えば、光速を考慮して１８メートルに相当するトレーニング信号（例えば、ＬＴＦ信号、６４／５３＊２０ｎｓｅｃ）のデコリレーションタイムより小さい遅延拡散シナリオで利用されてもよい。

図１８は、一実施形態にかかる、単一送信機（又は単一アンテナ１３５の実装）による到着角（ＡｏＡ）位置検出実装に基づくマルチパス状態に、ノンパラメトリック緩和を提供するためのシステム６６１を示す。ＡｏＡを利用して位置情報を決定する一例は、「ＷｉＦｉとスマートフォンを用いた到着角度推定」（２０１６ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｉｎｄｏｏｒ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ ａｎｄ Ｉｎｄｏｏｒ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ （ＩＰＩＮ）、 Ａｌｃａｌａ ｄｅ Ｈｅｎａｒｅｓ、 Ｓｐａｉｎ、ＳＣＨＵＳＳＥＬ、 Ｍａｒｔｉｎ、 ４ － ７ Ｏｃｔｏｂｅｒ ２０１６）であり、当該文献は参照することによりその全体が組み込まれる。システム６６１は、送信機１２２、１２４、１２６、伝送媒体６２０、及び受信機６２２を含む。一般に、システム６６１は、複数の第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、複数の第２のフィルタブロック６６２ａ～６６２ｂ、及び複数のピーク選択ブロック６６４ａ～６６４ｂを利用しうる実施形態を示している。一般に、ＡｏＡ実装では、受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６から２つの信号を受信する。上述した第１のフィルタブロック６６０、第２のフィルタブロック６６２、及びピーク選択ブロック６６４のそれぞれによって実行される動作は、第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、第２のフィルタブロック６６２ａ～６６２ｂ、及び複数のピーク選択ブロック６６４～６６４ｂのそれぞれに対して同様に行われてもよい。送信媒体６２０に図示されるようなスプリッタ５８０は、送信機１２２、１２４、１２６からのコピーが受信機ブロック６６０ａ、６６０ｂの入力に伝播することを単に表していることは言及に値する。

図１９は、一実施形態にかかる、デュアル送信機（又はアンテナ１３５の実装）を有する到着角（ＡｏＡ）位置検出実装に基づくマルチパス状態にノンパラメトリック緩和を提供するためのシステム６６３を示している。システム６６３は、送信機１２２、１２４、１２６、送信媒体６２０及び受信機６２２を含む。一般に、システム６６１は、複数の第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、複数の第２のフィルタブロック６６２ａ～６６２ｂ、及び複数のピーク選択ブロック６６４ａ～６６４ｂとともに利用されうる実施形態を示す。一般に、ＡｏＡ実装では、受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６から２つの信号を受信する。上述した第１のフィルタブロック６６０、第２のフィルタブロック６６２、及びピーク選択ブロック６６４のそれぞれによって行われる動作は、第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、第２のフィルタブロック６６２ａ～６６２ｂ、及び複数のピーク選択ブロック６６４～６６４ｂのそれぞれに対して同様に実行されてもよい。

・緩和後のピーク選択
図１６～図２０に関連して図示されるピーク選択ブロック６６４は、複素スカラー時系列入力に基づく決定アルゴリズムを採用する。図１０～図１３に関連して上記に開示された対応するテキストは、一般に、ピーク選択ブロック６６４によって実行されうる動作に対応する。一例では、ピーク選択ブロック６６４は、絶対値最大の要素のインデックスを返すパルス位置の最尤推定を採用してもよい。このピーク選択ブロック６６４は、送信機１２２、１２４、１２６からの信号の到着時刻を推定するために使用されてもよく、その自己相関は急峻である（例えば、信号はわずかな時間内に最大からほぼゼロまで落ち、典型的には（±）５０ｎｓ＊６４／５３／２である）。

ＬＴＦ信号は、基本の６４サンプルパターンを２．５回繰り返したもので、合計６４＊２．５＝１６０サンプルからなる。この信号の自己相関は、６４サンプル離れた２つの急峻なピークから構成される（図１３参照）。到達時刻のためのピーク選択ブロック６６４は、一般に、約６４サンプル離れている２つの主要なピークを監視する。

複数のアンテナ１３５を有する送信機１２２、１２４、１２６は、２つのペアにおいて、大きさの等しい４つの主要な自己相関ピークを提供するＷｉＦｉベースのＬＴＦ信号を生成してもよい。第２のペアは、第１のペアの６４サンプル遅延バージョンである。第１のペアは、第１のアンテナ３５によって送信される第１の６４サンプルパターンが第２のアンテナ３５によって送信される第１の６４サンプルパターンと重畳される自己相関である。（第２のアンテナ３５によって送信される）第２の自己相関ピークは、（第１のアンテナ３５によって送信される）正確な巡回遅延（ＣＤＤ機構）の第１の自己相関ピークに先行する。自己相関ピークのそれぞれは、４つの５０ｎｓｅｃサンプル（例えば、－２００ｎｓｅｃ）を含んでもよい。上記のようなピーク選択実装は、入力時系列とｔ＋０、ｔ＋４、ｔ＋６４、ｔ＋６８における４つのピークを照合する。ここで‘ｔ’は未知である。さらに、ピーク選択ブロック６６４は、ノイズ耐性があるように構成される。ピーク選択ブロック６６４は、上記の期待されるピークの１つが欠落している（例えば、そのピークが入力の４つの最大ピークの中にない）ことを仮定する。ピーク選択ブロック６６４は、４つの最大ピークのうち最大で１つが真のピークではない（例えば、期待される位置以外の任意の位置にある）と仮定する。

一般に、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ピークパターンに関する知識を持たない。むしろ、ウィーナーフィルタブロック６６２は、個々のピークを鋭くし、そのようなピークを個別のピークに分解する。鋭くなったピークは、期待されるピークパターンによく適合してもよく、ＤＦの場合、それらの位相（それらの包絡線だけではない）は、元の位相に近くなり、それによって、推定器バイアスを低減することによってＤＦ推定を改善するものとする。

・ノンパラメトリック緩和手法
図１８は、一実施形態にかかる、図１６～図２０のシステム６１０、６６０、６６１、６６３のそれぞれについてマルチパス状態に対するノンパラメトリック緩和を提供するための方法６７０を描写している。

動作６７２において、受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６からワイヤレス信号を受信する。受信されたワイヤレス信号の一部は、一般に、狭帯域ワイヤレス信号として定義され、送信機１２２、１２４、１２６によって５ＧＨｚ又は２．４ＧＨｚで送信されてもよい。上述したように、ワイヤレス信号は、所定のシンボル（例えば、ＬＴＦシンボル）を含んでもよい。受信機１２８、１３０は、マルチパスチャネル６２０（又は広帯域伝送チャネル）上でワイヤレス信号を受信する。伝搬チャネル６２０は、マルチパス状態と加法性ノイズ（又は加法性ノイズと組み合わされたマルチパス状態）の双方を示す。受信機１２８、１３０のフロント増幅器における熱エネルギーは、そのような信号が送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に伝わる際に、ワイヤレス信号の品質を劣化させる加法性ノイズを構成又は形成してもよい。第１の狭帯域ワイヤレス信号は、広帯域チャネルと結合して又は畳み込まれて、受信機１２８、１３０で受信されるワイヤレス信号を形成してもよい。

動作６７４において、マッチドフィルタ６６０は、受信したワイヤレス信号に対して自己相関をとり、所定のシンボル（又はＬＴＦシンボル）を抽出する。例えば、第１の受信機１２８のマッチドフィルタ６６０は、受信信号上の単一のＬＴＦシンボルを監視し（例えば、単一アンテナ１３５の実装を再び仮定する）、複数のピーク（例えば、４つのピーク）を提供する、受信した単一のＬＴＦシンボル上の自己相関の包絡線（例えば、実数）を計算する。換言すると、第１の受信機１２８は、ＬＴＦシンボルの４つの最大ピークに対応する包絡線自己相関を計算する。マッチドフィルタ６６０は、送信機１２２、１２４、１２６上の任意の数のアンテナ１３５から送信される各信号からのＬＴＦ信号も監視してもよいことが認識される。

動作６７６において、ウィーナーフィルタブロック６６２は、抽出された所定のシンボルをフィルタリングして受信信号を逆畳み込みし、加法性ノイズの存在下でマルチパス状態の影響を最小化して、逆畳み込みされた信号を提供する。上述したように、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ボケ除去フィルタとして利用されてもよい。送信機１２２、１２４、１２６によって送信される信号は、送信信号の帯域幅が制限されているためにボケていてもよく、マルチパス遅延スプレッド（例えば、典型的には２～１５ｍ／ｃ）よりも大きいデコリレーションタイム（例えば、１８ｍ／ｃ、ｃは光速度）を有していてもよい。ウィーナーフィルタブロック６６２は、狭帯域受信信号をボケ除去し、この動作は、加法性ノイズの存在下でマルチパス状態の影響を最小化するのに役立つ。例えば、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ＬＴＦシンボルのピークパターンに関する知識を有さない。むしろ、ウィーナーフィルタブロック６６２は、個々のピークを鋭くし、ピーク選択ブロック６６４によるさらなる処理のために、そのようなピークを個々のピークに分解する。一例では、ウィーナーフィルタブロック６６２は、逆畳み込みされた信号に対して線形時不変（ＬＴＩ）フィルタリングを採用することによって、本来送信機１２２、１２４、１２６から送信された信号の推定値を提供し、送信機１２２、１２４、１２６から送信された所望の信号の推定値を提供する。ウィーナーフィルタブロック６６２（又は線形フィルタ）は、推定されたランダム信号と所望の信号の間の平均二乗誤差を最小化する。この動作は、上述したように、逆畳み込み動作をもたらしてもよい。

動作６７８において、ピーク選択ブロック６６４は、ウィーナーフィルタブロック６６２の出力（例えば、第１の逆畳み込み信号）にピーク選択を適用（又は実行）する。ピーク選択ブロック６６４は、図１４に関連して述べたように、動作５０６、５０８、５１０、５１２で上記に開示したように、ピークを選択する。ピーク選択ブロック６６４は、入力時系列とｔ＋０、ｔ＋４、ｔ＋６４、ｔ＋６８の４つのピークを照合する。ここで、‘ｔ’は未知である。さらに、ピーク選択ブロック６６４は、ノイズ耐性があるように構成される。ピーク選択ブロック６６４は、上記の期待されるピークの１つが欠落している（例えば、そのピークが入力の４つの最大ピークの中にない）ことを仮定する。ピーク選択ブロック６６４は、４つの最大ピークのうち最大で１つが真のピークではない（例えば、期待される位置以外の任意の位置にある）と仮定する。この場合、ピーク選択ブロック６６４は、‘ｔ’の推定を提供する。その後、受信機１２８、１３０は、本明細書に規定するように、ＴｏＦ及び干渉法の両方のアプリケーションに対して、マルチパス及び加法性ノイズ条件によって制約されない位置推定を実行してもよい。

・パラメトリック緩和
図２１を参照すると、一実施形態にかかる、ＴｏＦ位置検出実装に基づくマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するためのシステム７１０が開示されている。同様に、図２２を参照すると、一実施形態にかかる、干渉法位置検出実装に基づくマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するためのシステム７２０が開示されている。システム７１０、７２０のそれぞれは、受信機１２８、１３０におけるピーク選択ブロック６６４の下流に配置されたパラメトリックブロック６６８を含む。一例では、パラメトリックブロック６６８は、最小二乗法（ＬＭＳ）ブロックとして実装されてもよい。受信機１２８、１３０は、第１のフィルタブロック６００、ピーク選択ブロック６６４及びパラメトリックブロック６６８によって実行される機能を提供するための命令を実行するための少なくとも１つのコントローラ６５９（又は少なくとも１つのマイクロプロセッサ）を含むことが認識される。

さらに、図２３を参照すると、単一の送信機を利用するＡｏＡ位置検出実装に基づくマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するためのシステム７６１が示されている。さらに、図２４を参照すると、単一の送信機を利用するＡｏＡ位置検出実装に基づくマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するためのシステム７６１が示されている。図２３～図２４に関連して図示された送信機１２２、１２４、１２６は、同様に上述した特徴を含む。この場合の受信機１２８、１３０は、複数の第１フィルタブロック６６０ａ－６６０ｂ、複数のピーク選択ブロック６６４ａ－６６４ｂ及び複数のパラメトリックブロック６６８ａ－６６８ｂを含む。上述した第１のフィルタブロック６６０、ピーク選択ブロック６６４、パラメトリックブロック６６８のそれぞれによって実行される動作は、第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、ピーク選択ブロック６６４ａ～６６４ｂ、パラメトリックブロック６６４～６６４ｂのそれぞれによって同様に実行されてもよい。

一般に、マルチパスチャネル６３２は、２つの伝搬信号（例えば、一方はＬＯＳ信号、他方はＮＬＯＳ信号）を含んでもよく、そのような伝搬信号の一方がＬＯＳ経路を示し、他方が小さな遅延スプレッドを伴う１つの支配的な反射を示す（例えば、一方はＬＯＳ信号、他方はＮＬＯＳ信号）。パラメトリックブロック６６８は、ノミナルな自己相関信号に対する誤差を最小化するために、ＬＭＳアルゴリズムを実行する命令を実行してもよい。一般に、この場合に測定される自己相関は、多少変形していてもよい。ＬＭＳアルゴリズムは、実行されると、例えば、測定された自己相関波形に最も適合しうる上記の２光線モデルにおける物理システムの５つのスカラー値を探索してもよい。例えば、パラメトリックブロック６６８は、図１３に示されるように、一連のデータ点又は自己相関ピークに適合するようにカーブフィッティングを実行してもよい。パラメトリックブロック６６８は、以下の式によって特徴付けられるように、デュアルパスチャネルのパラメトリックな記述を提供する。

直接的に上に規定される式１６は、記載されたカーブフィッティング関数を提供する。パラメトリックブロック６６８は、合計で５つの物理的物質の未知パラメータを考慮する：（１）マルチパスチャネル６３０における単一ＮＬＯＳ信号の振幅として一般に定義されるＣ、（２）マルチパスチャネル６３０における単一ＮＬＯＳ信号の相対位相に対応する‘Ａｒｇ（Ｃ）’、（３）ＬＯＳピークのピークのエポックに対応する‘ｅ’、（４）単一ＮＬＯＳＭ‘ｄ’のエポック‘ｄ’及び（５）ＬＯＳの振幅‘ａ’である。実験では、この非線形コスト関数が（例えば、ｓｉｎｃ（）自己相関を使用した）ＬＭＳアプローチでうまく動作することが示された。２つの未知のピークエポック及び相対位相に関して、コスト関数の偏導関数が一定ではないので、コスト関数は非線形である。パラメトリックブロック６６８は、以下を計算してもよい。

ここで、ｘ＾（ｔ）は、ｘ（ｔ）の推定器に対応する。一般に、マルチパス信号を推定するために（又はマルチパス状態又はマルチパスチャネル６３２を推定するために）、推定された関数がｙ（ｔ）に適合するように、ｘ＾（ｔ）を最小化することが望ましい。

・緩和前ピーク選択
上述したピーク選択ブロック６６４の動作は、例えば、図１３に示されるように、個々のピークに適用されてもよい。この場合、ピーク選択ブロック６６４は、特定のノミナルな自己相関ピークの位置決定に先行されてもよい。パラメトリックブロック６６４は、ＬＭＳ動作よりも前に特定の自己相関ピークの位置を取り、それによって推定“ｅ”（例えば、ＮＬＯＳ信号に対するエポックのピーク）が決定され、その後、ＬＭＳ動作が実行される場合に、上記の式１６に関連して用いられる。実用的な観点から、ピーク選択ブロック６６４は、所定のピークパターン（例えば、０、４、６４、６８）に適合するピーク選択を適用する。例えば、６４付近の４サンプルにＬＭＳを適用し、それから、６８付近にも再びＬＭＳを適用する。

・パラメトリック緩和手法
図２５は、一実施形態にかかる、図１９及び２０のシステム７１０、７２０のためのマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するための方法６８０を示す図である。

動作６８２において、受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６からワイヤレス信号を受信する。受信したワイヤレス信号の一部は、一般に、狭帯域ワイヤレス信号として定義され、送信機１２２、１２４、１２６によって５ＧＨｚ又は２．４ＧＨｚで送信されてもよい。上述したように、ワイヤレス信号は、所定のシンボル（例えば、ＬＴＦシンボル）を含んでもよい。受信機１２８、１３０は、マルチパスチャネル６２０（又は広帯域伝送チャネル）上でワイヤレス信号を受信する。マルチパスチャネル６２０は、マルチパス状態と加法性ノイズの両方を示す。受信機１２８、１３０のフロント増幅器における熱エネルギーは、そのような信号が送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に伝わる際に、ワイヤレス信号の品質を劣化させる加法性ノイズを構成又は形成してもよい。第１の狭帯域ワイヤレス信号は、広帯域チャネルと結合して又は畳み込まれて、受信機１２８、１３０で受信されるワイヤレス信号を形成してもよい。

動作６８４において、マッチドフィルタ６６０は、受信したワイヤレス信号に対して自己相関をとり、所定のシンボル（又はＬＴＦシンボル）を抽出する。例えば、第１の受信機１２８のマッチドフィルタ６６０は、受信信号上の単一のＬＴＦシンボルを監視し（例えば、単一アンテナ１３５の実装を再び仮定する）、複数のピーク（例えば、４つのピーク）を提供する、受信した単一のＬＴＦシンボルの自己相関の包絡線（例えば、実数）を計算する。換言すると、第１の受信機１２８は、ＬＴＦシンボルの４つの最大ピークに対応する包絡線自己相関を計算する。マッチドフィルタ６６０は、送信機１２２、１２４、１２６上の任意の数のアンテナ１３５から送信される各信号からのＬＴＦ信号も監視してもよいことが認識される。

動作６８６において、ピーク選択ブロック６６４は、受信したワイヤレス信号にピーク選択を適用する（又は実行する）。ピーク選択ブロック６６４は、図１４に関連して指摘したように、動作５０６、５０８、５１０、及び５１２において上に開示したように、ピークを選択する。ピーク選択ブロック６６４は、入力時系列とｔ＋０、ｔ＋４、ｔ＋６４、ｔ＋６８の４つのピークを照合する。ここで、‘ｔ’は未知である。さらに、ピーク選択ブロック６６４は、ノイズ耐性があるように構成される。ピーク選択ブロック６６４は、上記の期待されるピークの１つが欠落している（例えば、そのピークが入力の４つの最大ピークの中にない）ことを仮定する。ピーク選択ブロック６６４は、４つの最大ピークのうち最大で１つが真のピークではない（例えば、期待される位置以外の任意の位置にある）と仮定する。この場合、ピーク選択ブロック６６４は、マルチパス状態と加法性ノイズがないマルチパスチャネル６３０（又は広帯域伝送路）を提供する。

動作６８８において、パラメトリックブロック６６８は、抽出された所定のシンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を行い、マルチパス状態を推定し、第１の受信信号からマルチパス状態を除去して、狭帯域ワイヤレス信号を得る。この動作６８８において、パラメトリックブロック６６８は、存在する（又は送信機１２２、１２４から送信されるワイヤレス信号が送信中に受ける）マルチパス状態を決定し、送信機１２２、１２４から送信される狭帯域信号が回復するように減衰及び遅延マルチパスコピーを除去する。換言すると、受信機１２８、１３０は、マルチパス状態を決定し、受信信号から減衰及び遅延したコピーを減算して、本来送信機１２２、１２４が送信する狭帯域信号を再構成する。その後、受信機１２８、１３０は、緩和マルチパス状態下で、狭帯域信号を用いて送信機１２２、１２４の位置推定を実行してもよい。

上述のように、ＬＭＳアルゴリズムは、パラメトリックブロック６６８によって実行される場合に、例えば、上記で与えられた、測定された自己相関波形に最も適合しうる２光線物理モデル（式１６参照）として、５つのスカラー値を探索してもよい。例えば、パラメトリックブロック６６８は、図１３に示されるように、一連のデータ点又は自己相関ピークに適合するようにカーブフィッティングを実行してもよい。パラメトリックブロック６６８は、式１７によって特徴付けられるようなデュアルパスチャネル（最短経路＋１回の反射）のパラメトリックな記述を提供する。その後、受信機１２８、１３０は、本明細書に規定するように、ＴｏＦ及び干渉法の両方のアプリケーションに対して、マルチパス及び加法性ノイズ条件による制約がはるかに少ない位置推定を実行してもよい。

・ハイブリッドアプローチ
図２６を参照すると、一実施形態にかかる、ハイブリッドアプローチを組み込んだＴｏＦ位置検出実装に基づくマルチパス状態に対する緩和を提供するためのシステム８１０が開示されている。同様に、図２７を参照すると、一実施形態にかかる、ハイブリッドアプローチを組み込んだ干渉法位置検出実装に基づくマルチパス状態に対するパラメトリック緩和を提供するためのシステム８２０が開示されている。システム８１０、８２０において、受信機１２８、１３０が、システム６１０、６２０のノンパラメトリック実装に関連して開示されたようなウィーナーフィルタブロック６６２と、システム７１０、７２０のパラメトリックブロック６６８の両方を含むことが示される。図１８－１９及び図２３－２４に関連して上記に開示された単一又は２つの送信機を利用するＡｏＡ位置検出実装のためのマルチパス状態の緩和のために、ハイブリッドアプローチが採用されうることが完全に企図される。これらの例では、ハイブリッドアプローチは、様々なＡｏＡ実装のための複数の第１のフィルタブロック６６０ａ～６６０ｂ、複数の第２のフィルタブロック６６２ａ～６６２ｂ、複数のピーク選択ブロック６６４ａ～６６４ｂ及び複数のパラメトリックブロック６６８ａ～６６８ｂを含んでもよいが、図２６又は図２７に関連して開示された受信機１２８、１３０に規定される順序で配置されていることが企図される。

ウィーナーフィルタブロック６６２を組み込んだノンパラメトリックソリューションは、マルチパスチャネル６３０によって特徴付けられるマルチパスモデルにかかわらず、一般に、線形フィルタとして最適である。送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０へのワイヤレス信号の送信中に発展しうる任意の数のマルチパスシナリオを考慮するために、ウィーナーフィルタブロック６６２及びパラメトリックブロック６６８によって得られる利点を組み込むことができるシステムが、ＴｏＦ及び干渉法の両方の実装のそれぞれ採用されることが認識される。システム６１０、６６０、７１０、７２０、８１０、８２０のうちのいずれか１つ以上が、干渉法及びＴｏＦ実装を利用する受信機、出発角（ＡｏＤ）及び／又は到着角（ＡｏＡ）を利用するモバイルデバイス、ならびにインフラストラクチャ関連の送信機（例えば、インフラストラクチャ及びアクセスポイントに配置されたパッシブトランスポンダ）に適用されてもよいことがさらに認識される。システム６１０、７１０、８１０に関するＴｏＦ実装は、ＴｏＦアプリケーションのためのモバイルデバイス（例えば、受信機を含む）及びインフラストラクチャ関連のデバイス（例えば、アクセスポイント）において実装されてもよいことがさらに認識される。

・ハイブリッドアプローチ手法
図２８は、一実施形態にかかる、図２６及び図２７のシステムに対するハイブリッドアプローチでマルチパス状態の緩和を提供するための方法６９０を示している。

動作６９２において、受信機１２８、１３０は、送信機１２２、１２４、１２６からワイヤレス信号を受信する。受信されたワイヤレス信号の一部は、一般に、狭帯域ワイヤレス信号として定義され、送信機１２２、１２４、１２６によって５ＧＨｚ又は２．４ＧＨｚで送信されてもよい。上述したように、ワイヤレス信号は、所定のシンボル（例えば、ＬＴＦシンボル）を含んでもよい。受信機１２８、１３０は、マルチパスチャネル６２０（又は広帯域伝送チャネル）上でワイヤレス信号を受信する。マルチパスチャネル６２０は、加法性ノイズに加えて、マルチパス状態の両方を示す。受信機１２８、１３０のフロント増幅器における熱エネルギーは、そのような信号が送信機１２２、１２４、１２６から受信機１２８、１３０に伝わる際に、ワイヤレス信号の品質を劣化させる加法性ノイズ条件を構成又は形成してもよい。第１の狭帯域ワイヤレス信号は、広帯域チャネルと結合して又は畳み込まれて、受信機１２８、１３０で受信されるワイヤレス信号を形成してもよい。

動作６９４において、マッチドフィルタ６６０は、受信したワイヤレス信号に対して自己相関をとり、所定のシンボル（又はＬＴＦシンボル）を抽出する。例えば、第１の受信機１２８のマッチドフィルタ６６０は、受信信号上の単一のＬＴＦシンボルを監視し（例えば、単一アンテナ１３５の実装を再び仮定する）、複数のピーク（例えば、４つのピーク）を提供する、受信した単一のＬＴＦシンボルの自己相関の包絡線（例えば、実数）を計算する。換言すると、第１の受信機１２８は、ＬＴＦシンボルの４つの最大ピークに対応する包絡線自己相関を計算する。マッチドフィルタ６６０は、送信機１２２、１２４、１２６上の任意の数のアンテナ１３５から送信される各信号からのＬＴＦ信号も監視してよいことが認識される。

動作６９６において、ウィーナーフィルタブロック６６２は、抽出された所定のシンボルをフィルタリングして受信信号を逆畳み込みし、マルチパス状態及び加法性ノイズの影響を最小化して、逆畳み込みされた信号を提供する。上述したように、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ボケ除去フィルタとして利用されてもよい。送信機１２２、１２４、１２６によって送信される信号は、送信信号の帯域幅が制限されているためにボケてもよく、マルチパス遅延スプレッド（例えば、典型的には２～１５ｍ／ｃ）よりも大きいデコリレーションタイム（例えば、１８ｍ／ｃ、ｃは光速）を有していてもよい。ウィーナーフィルタブロック６６２は、狭帯域受信信号をボケ除去し、この動作は、マルチパス状態及び加法性ノイズの影響を最小化するのに役立つ。例えば、ウィーナーフィルタブロック６６２は、ＬＴＦシンボルのピークパターンに関する知識を有さない。むしろ、ウィーナーフィルタブロック６６２は、個々のピークを鋭くし、ピーク選択ブロック６６４によるさらなる処理のために、そのようなピークを個々のピークに分解する。一例では、ウィーナーフィルタブロック６６２は、逆畳み込みされた信号に対して線形時不変（ＬＩＴ）フィルタリングを採用することによって、本来送信機１２２、１２４、１２６から送信された信号の推定値を提供し、送信機１２２、１２４、１２６によって送信された所望の信号の推定値を提供する。ウィーナーフィルタブロック６６２は、推定されたランダム信号と所望の信号の間の平均二乗誤差を最小化する。この動作は、上述したように、逆畳み込み動作をもたらしてもよい。

動作６９８において、ピーク選択ブロック６６４は、ウィーナーフィルタブロック６６２の出力（例えば、第１の逆畳み込み信号）にピーク選択を適用（又は実行）する。ピーク選択ブロック６６４は、図１４に関連して述べたように、動作５０６、５０８、５１０、５１２で上記に開示したように、ピークを選択する。ピーク選択ブロック６６４は、入力時系列とｔ＋０、ｔ＋４、ｔ＋６４、ｔ＋６８の４つのピークを照合する。ここで、‘ｔ’は未知である。さらに、ピーク選択ブロック６６４は、ノイズ耐性があるように構成される。ピーク選択ブロック６６４は、上記の期待されるピークの１つが欠落している（例えば、そのピークが入力の４つの最大ピークの中にない）ことを仮定する。ピーク選択ブロック６６４は、４つの最大ピークのうち最大で１つが真のピークではない（例えば、期待される位置以外の任意の位置にある）と仮定する。この場合、ピーク選択ブロック６６４は、‘ｔ’の推定を提供する。その後、受信機１２８、１３０は、本明細書に規定するように、ＴｏＦ及び干渉法の両方のアプリケーションに対して、マルチパス及び加法性ノイズ条件による制約がはるかに少ない位置推定を実行してもよい。

動作７００において、パラメトリックブロック６６８は、抽出された所定のシンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を行い、マルチパス状態を推定し、第１の受信信号からマルチパス状態を除去して、狭帯域ワイヤレス信号を得る。この動作６８８において、パラメトリックブロック６６８は、存在する（又は送信機１２２、１２４から送信されるワイヤレス信号が送信中に受ける）マルチパス状態を決定し、送信機１２２、１２４から送信される狭帯域信号が回復するように減衰及び遅延コピーを除去する。換言すると、受信機１２８、１３０は、マルチパス状態を決定し、受信信号から同じものを減算して、本来送信機１２２、１２４が送信する狭帯域信号を再構成する。その後、受信機１２８、１３０は、緩和マルチパス状態下で、狭帯域信号を用いて送信機１２２、１２４の位置推定を実行してもよい。

上述のように、ＬＭＳアルゴリズムは、パラメトリックブロック６６８によって実行された場合に、例えば、上記で与えられた、測定された自己相関波形に最も適合しうる２光線物理モデル（式１６参照）として、５つのスカラー値を探索してもよい。例えば、パラメトリックブロック６６８は、図１３に示されるように、一連のデータ点又は自己相関ピークに適合するようにカーブフィッティングを実行してもよい。パラメトリックブロック６６８は、式１７によって特徴付けられるようなデュアルパスチャネルのパラメトリック記述を提供する。その後、受信機１２８、１３０は、本明細書に規定するように、ＴｏＦ及び干渉法の両方のアプリケーションに対して、マルチパス状態及び加法性ノイズによって制約されない位置推定を実行してもよい。

方法６９０は、両方のアプローチの利点及び／又は長所を実現する目的で、上記に開示したようなノンパラメトリックアプローチとパラメトリックアプローチの両方を採用していることが認識される。特に、動作６９６及び７００の両方は、送信機１２２、１２４から送信される真の狭帯域信号を得て、受信信号におけるマルチパス状態を予測及び除去又は緩和するために、位置推定の実行よりも前に実行されてもよい。

例示的な実施形態が上述されているが、これらの実施形態が本発明のすべての可能な形態を記述することは意図していない。むしろ、本明細書で使用される言葉は、限定ではなく説明の言葉であり、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく、様々な変更がなされうることが理解される。さらに、様々な実施形態の特徴を組み合わされて、本発明のさらなる実施形態が形成されてもよい。

Claims (29)

1. ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供するシステムであって、
   少なくとも１つのコントローラを含む受信機を備え、当該コントローラが、
   マルチパス状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含む第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネル及び加法性ノイズと畳み込まれて第１受信信号を形成し、
   前記第１受信信号に対して自己相関を実行して、前記所定シンボルを抽出し、かつ
   前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するようにプログラムされており、
   前記受信機が、
   前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記第１逆畳み込み信号を提供するよりも前に、前記第１受信信号に対して自己相関を実行して、前記所定シンボルを抽出するマッチドフィルタと、
   前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして、前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記第１逆畳み込み信号を提供した後に、前記第１逆畳み込み信号にピーク選択を適用して、前記広帯域伝送チャネルを決定するように構成されたピーク選択ブロックとをさらに含み
   前記所定シンボルがロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）シンボルである、システム。
2. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記第１逆畳み込み信号に前記ピーク選択を適用して、前記所定シンボルのエポックを決定するようにさらにプログラムされている、請求項１記載のシステム。
3. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、当該マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得るようにさらにプログラムされている、請求項２記載のシステム。
4. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記第１逆畳み込み信号に前記ピーク選択を適用して前記広帯域伝送チャネルを決定した後に、前記抽出された所定シンボルに対して前記ＬＭＳ最適化を実行するようにさらにプログラムされている、請求項３記載のシステム。
5. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して第１逆畳み込み信号を提供した後に、前記第１狭帯域信号に対して到着時刻（ＴＯＡ）を実行して、前記送信機の位置を特定するようにさらにプログラムされている、請求項２記載のシステム。
6. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して第１逆畳み込み信号を提供した後に、前記第１狭帯域信号に対して干渉法を実行し、前記送信機の位置を特定するようにさらに構成されている、請求項２記載のシステム。
7. 前記受信機は、前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして、前記第１受信信号を逆畳み込みするウィーナーフィルタを含む、請求項１記載のシステム。
8. 前記マルチパス状態が、前記第１狭帯域信号の少なくとも１回の反射に対応する、請求項１記載のシステム。
9. 前記受信機が、１つ以上の第１アンテナを含むモバイルデバイスと、１つ以上の第２アンテナを含むロケーションタグと、１つ以上の第３アンテナを含むアクセスポイントとのうちの１つである請求項１記載のシステム。
10. ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供するシステムであって、
    少なくとも１つのコントローラを含む受信機を含み、当該コントローラが、
    マルチパス状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネル及び加法性ノイズと畳み込まれて第１受信信号を形成し、
    前記第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出し、かつ
    前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、当該マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得て、
    前記抽出された所定シンボルに対して前記ＬＭＳ最適化を実行するよりも前に、前記抽出された所定シンボルにピーク選択を適用するようにプログラムされている、システム。
11. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するようにさらにプログラムされている、請求項１０記載のシステム。
12. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記抽出された所定シンボルに前記ピーク選択を適用するよりも前に、前記抽出された所定シンボルをフィルタリングするようにさらにプログラムされている、請求項１１記載のシステム。
13. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記マルチパス状態を前記第１受信信号から除去した後に、前記第１狭帯域信号に対して到着時刻（ＴＯＡ）を実行して、前記送信機の位置を特定するようにさらにプログラムされている、請求項１０記載のシステム。
14. 前記少なくとも１つのコントローラは、前記マルチパス状態を前記第１受信信号から除去した後に、前記第１狭帯域信号に対して干渉法を実行し、前記送信機の位置を特定するようにさらに構成されている、請求項１０記載のシステム。
15. 前記受信機が、前記抽出された所定シンボルに対してＬＭＳ最適化を実行するよりも前に、前記抽出された所定シンボルに対して自己相関を実行するマッチドフィルタを含む、請求項１０記載のシステム。
16. 前記マルチパス状態が、前記第１狭帯域信号の少なくとも１回の反射に対応する、請求項１０記載のシステム。
17. 前記受信機は、１つ以上の第１アンテナを含むモバイルデバイスと、１つ以上の第２アンテナを含むロケーションタグと、１つ以上の第３アンテナを含むアクセスポイントとのうちの１つである請求項１０記載のシステム。
18. 前記所定シンボルがロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）シンボルである請求項１０記載のシステム。
19. ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供する方法であって、少なくとも１つのコントローラを含む受信機を用いて実行される方法であって、
    マルチパス及び加法性ノイズの状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成するステップと、
    前記第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するステップと、
    前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するステップと、
    前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記第１逆畳み込み信号を提供するよりも前に、マッチドフィルタを介して、前記第１受信信号に対して自己相関を実行して、前記所定シンボルを抽出するステップと、
    前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして、前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記第１逆畳み込み信号を提供した後に、前記第１逆畳み込み信号にピーク選択を適用して、前記広帯域伝送チャネルを決定するステップとを含み、
    前記所定シンボルがロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）シンボルである方法。
20. 前記第１逆畳み込み信号に前記ピーク選択を適用して前記広帯域伝送チャネルを決定するステップをさらに含む、請求項１９記載の方法。
21. 前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、当該マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得るステップをさらに含む、請求項２０記載の方法。
22. 前記第１逆畳み込み信号に前記ピーク選択を適用した後に、前記抽出された所定シンボルに対して前記ＬＭＳ最適化を実行するステップをさらに含む、請求項２１記載の方法。
23. ワイヤレス通信におけるマルチパスを緩和した位置測位を提供する方法であって、少なくとも１つのコントローラを含む受信機を用いて実行される方法であって、
    マルチパス状態を示す広帯域伝送チャネルを横断する、送信機からの所定シンボルを含んだ第１狭帯域ワイヤレス信号を受信し、当該第１狭帯域ワイヤレス信号が、前記広帯域伝送チャネルと畳み込まれて、第１受信信号を形成するステップと、
    前記第１受信信号に対して自己相関を実行して前記所定シンボルを抽出するステップと、
    前記抽出された所定シンボルに対して最小二乗法（ＬＭＳ）最適化を実行して、前記マルチパス状態を推定し、当該マルチパス状態を前記第１受信信号から除去して、前記第１狭帯域ワイヤレス信号を得るステップと、
    前記抽出された所定シンボルに対してＬＭＳ最適化を実行するよりも前に、前記抽出された所定シンボルにピーク選択を適用するステップとを含む方法。
24. 前記抽出された所定シンボルをフィルタリングして前記第１受信信号を逆畳み込みし、前記マルチパス状態及び前記加法性ノイズの影響を最小化して、第１逆畳み込み信号を提供するステップをさらに含む、請求項２３記載の方法。
25. 前記抽出された所定シンボルをフィルタリングするステップにおいて、前記抽出された所定シンボルに前記ピーク選択を適用するよりも前に、前記抽出された所定シンボルをフィルタリングする、請求項２４記載の方法。
26. 前記ＬＭＳ最適化が、少なくとも、異なる経路を伝搬する信号の合計と、ピーク選択によって導出される見通し線（ＬＯＳ）信号のエポックとに基づくものである請求項３記載のシステム。
27. 前記ＬＭＳ最適化が、少なくとも、異なる経路を伝搬する信号の合計と、ピーク選択によって導出される見通し線（ＬＯＳ）信号のエポックとに基づくものである請求項１０記載のシステム。
28. 前記ＬＭＳ最適化が、少なくとも、異なる経路を伝搬する信号の合計と、ピーク選択によって導出される見通し線（ＬＯＳ）信号のエポックとに基づくものである請求項２１記載の方法。
29. 前記ＬＭＳ最適化が、少なくとも、異なる経路を伝搬する信号の合計と、ピーク選択によって導出される見通し線（ＬＯＳ）信号のエポックとに基づくものである請求項２３記載の方法。