JP7458865B2 - シングルキャリア受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、放送または通信等の無線伝送システムで使用可能な受信装置に関し、特に、周波数領域でのチャネル等化を可能とするシングルキャリア方式の受信装置に関する。

従来、放送、通信等の固定伝送の無線伝送システムでは、一つの搬送波を用いるシングルキャリア方式が広く用いられている。近年、シングルキャリア方式の中でも、周波数領域でチャネル等化（伝搬路で生じた振幅及び位相の変化を元に戻す処理）を行うＳＣ-ＦＤＥ（Single Carrier-Frequency Domain Equalization：シングルキャリア周波数領域等化）方式が提案されている（例えば、特許文献１及び非特許文献１を参照）。

ＳＣ-ＦＤＥ方式を用いることにより、ブロック単位でチャネル推定及びチャネル等化を行うことができる。このため、同じく周波数領域でチャネル等化を行うＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式のように、移動伝送時の高速なチャネル変動にも追従させることができ、時間領域でチャネル等化を行うよりもチャネル変動に対する等化が容易になり耐性が強化される。

また、ＳＣ-ＦＤＥ方式では、ＯＦＤＭ方式と同じように、ガードインターバルを設けて、マルチパス環境におけるブロック間干渉を防ぐことができる。特に、ＳＣ-ＦＤＥ方式を用いるシングルキャリア受信装置は、ブロックの先頭を検出するブロック同期を行い、チャネル推定用のユニークワード（固定パターンの信号）及びデータを抽出し、フーリエ変換により当該ユニークワード及びデータを周波数領域に変換してチャネル推定及びチャネル等化の処理を行う。その後、シングルキャリア受信装置は、逆フーリエ変換によりデータを時間領域の信号に戻して、シンボル判定等の処理を行う。

このように、ＳＣ－ＦＤＥ方式は、ブロック単位で高速なチャネル等化が可能であることが特徴である。また、ＳＣ－ＦＤＥ方式では、隣り合うブロックで推定したチャネル推定結果の平均をチャネル等化の処理に用いることで、ビット誤り率の特性が改善することが報告されている（例えば、非特許文献２を参照）。これは、隣り合うブロックではチャネル特性が類似するため、チャネル推定結果の平均化によりチャネル推定誤差が小さくなった効果であると考えられる。

一般に、隣り合うシンボルに限らず、伝搬環境が同一とみなせる範囲でチャネル推定結果の平均化処理を行うことにより、雑音によるチャネル推定誤差を小さく抑えることができる。

さらに、チャネルが緩やかに変動している場合においても、遠いブロックには重み付け係数を小さく、近いブロックには重み付け係数を大きくしてチャネル推定結果の加重平均化処理を行うことにより、雑音によるチャネル推定誤差を小さくすることができる。

送受信に複数のアンテナを用いるＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）技術をＳＣ－ＦＤＥ方式に適用した場合（例えば、特許文献２と参照）においても、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネル推定を行うために隣接するブロックが用いられる。この場合も同様に、チャネル推定結果の平均化処理を行うことにより、雑音によるチャネル推定誤差を小さくすることができる。

特許第５６２４５２７号公報 特許第６６１２１０６号公報

D.Falconer,et al.，"Frequency domain equalization for single-carrier broadband wireless systems"，IEEE Commun. Mag.，Vol.40，pp.58-66，Apr. 2002. 松崎、山岸、山里、岡部、居相、"ＳＣ－ＦＤＥ方式の伝送特性改善に関する検討"、電子情報通信学会総合大会講演論文集、B-5-68、p.334、Mar.2019

前述のとおり、ＳＣ-ＦＤＥ方式を用いるシングルキャリア受信装置は、ブロックの先頭を検出するブロック同期処理を行い、チャネル推定用のユニークワード及びデータを抽出し、その後の処理を行う。

シングルキャリア受信装置は、ブロック同期処理において、ブロック毎に最適なブロック先頭タイミングを検出する。しかし、ブロック先頭タイミングの検出結果は、受信電力、到来波、クロックジッタ等の影響で変化することがある。

ブロック先頭タイミングの検出結果がブロック毎に異なる場合には、同じ伝搬環境であっても、チャネル推定結果の位相回転量が異なってしまう。これは、一つのブロック内でチャネル推定及びチャネル等化の処理が完結している場合には問題にならない。

しかしながら、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行う場合には、ブロック毎の位相回転量が異なるチャネル推定結果に対して平均化処理を行うことになり、正しいチャネル推定値を得ることができないという問題がある。

この問題を解決するために、ブロック先頭タイミングを固定に設定することが想定される。しかし、移動環境においては送受信間距離や到来波が変化するため、最適なブロック先頭タイミングの変化は避けられない。

このように、従来のシングルキャリア受信装置においては、ブロック先頭タイミングの検出結果が変化する場合、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行うと、正しいチャネル推定値を得ることができないという問題があった。

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行う場合であっても、精度の高いチャネル推定値を得ることが可能なシングルキャリア受信装置を提供することにある。

前記課題を解決するために、請求項１のシングルキャリア受信装置は、パイロット信号であるＵＷ（ユニークワード）を含むブロックの系列であって、先頭のＵＷ、データ及び後方のＵＷからなる前記ブロックの系列の変調波を受信し、チャネル推定及びチャネル等化を行うＳＣ－ＦＤＥ（シングルキャリア周波数領域等化）方式のシングルキャリア受信装置において、前記ブロック毎に、前記変調波の受信信号のシンボル系列から同期タイミングを検出する同期タイミング検出部と、前記ブロック毎に、前記同期タイミング検出部により検出された前記同期タイミングを起点として、前記受信信号のシンボル系列から、前記先頭のＵＷと同じ長さのシンボルを先頭ＵＷ部分として抽出すると共に、前記データ及び前記後方のＵＷと同じ長さのシンボルをデータ及び後方ＵＷ部分として抽出し、前記先頭ＵＷ部分の並びを巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分の並びを巡回させるブロック抽出部と、を備え、前記同期タイミング検出部により検出された前記同期タイミングが所定条件を満たす場合の前記同期タイミングを基準同期タイミングとして、前記ブロック抽出部が、前記同期タイミングと前記基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差のシンボル分だけ、前記先頭ＵＷ部分の並びを巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分の並びを巡回させる、ことを特徴とする。

また、請求項２のシングルキャリア受信装置は、請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、前記ブロック抽出部が、前記同期タイミングを起点として、前記受信信号のシンボル系列から前記先頭ＵＷ部分を抽出すると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分を抽出する抽出部と、前記同期タイミングと前記基準同期タイミングとの間の前記差を求める差処理部と、前記差処理部により求めた前記差について、前記同期タイミングが前記基準同期タイミングよりも時間的に前である場合、前記先頭ＵＷ部分について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて前記差のシンボル分を最終のシンボル位置へ巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて前記差のシンボル分を最終のシンボル位置へ巡回させ、前記同期タイミングが前記基準同期タイミングよりも時間的に後である場合、前記先頭ＵＷ部分について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて前記差のシンボル分を先頭のシンボル位置へ巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて前記差のシンボル分を先頭のシンボル位置へ巡回させる巡回部と、を備えたことを特徴とする。

以上のように、本発明によれば、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行う場合であっても、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。

シングルキャリア送信装置の構成例を示すブロック図である。 ＳＣ－ＦＤＥブロックの構成例を説明する図である。 本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置の構成例を示すブロック図である。 等化部の処理例を説明する図である。 スライディング相関処理を行う実施例１のブロック同期部の構成例を示すブロック図である。 スライディング相関処理例を説明する図である。 相互相関処理を行う実施例２のブロック同期部の構成例を示すブロック図である。 相互相関処理例を説明する図である。 ブロック抽出部の構成例を示すブロック図である。 ブロック抽出部の第１処理例を説明する図である。 ブロック抽出部の第２処理例を説明する図である。 従来のブロック抽出部の構成例を示すブロック図である。

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。本発明は、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、受信信号からブロックの同期タイミングを検出し、受信信号からブロック内のユニークワード及びデータを抽出し、同期タイミングと所定の基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差分だけ、抽出したユニークワード及びデータの並びを巡回させることを特徴とする。

これにより、各ブロックのチャネル推定結果の位相回転量を合わせることができるため、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行う場合であっても、精度の高いチャネル推定値を得ることができ、かつ雑音によるチャネル推定誤差を小さくできる。

〔シングルキャリア送信装置〕
まず、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置へ変調波の無線信号を送信するシングルキャリア送信装置について説明する。このシングルキャリア送信装置は、後述するシングルキャリア受信装置１にて周波数領域でチャネル等化を可能とするＳＣ－ＦＤＥ方式を用いた装置である。また、このシングルキャリア送信装置は、後述する図２に示すブロック構成の送信シンボルを生成し、当該送信シンボルを含む変調波の無線信号を送信する。

図１は、シングルキャリア送信装置の構成例を示すブロック図である。このシングルキャリア送信装置１００は、ＳＣ－ＦＤＥ方式の無線伝送システムに用いる装置であり、送信前処理部１０１、マッピング部１０２、ＵＷ（ユニークワード）生成部１０３、ＳＣ（シングルキャリア）ブロック構成部１０４、帯域制限フィルタ部１０５、直交変調部１０６、ＤＡ（デジタルアナログ）変換部１０７、周波数変換部１０８、電力増幅部１０９及び送信アンテナ１１０を備えている。

送信前処理部１０１は、送信対象の情報ビット系列（データ）を入力し、情報ビット系列に対し、エネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等の前処理を行い、符号化ビット系列を生成し、これをマッピング部１０２に出力する。この前処理は、任意のエネルギー拡散処理、誤り訂正符号化処理及びインタリーブ処理等を適用することができる。

ここでの情報ビット系列は、伝送制御情報、映像信号、音声信号、及びその他任意の情報であり、送信前処理部１０１は、これらの情報に対し、それぞれ同一または異なる処理を行い伝送することができる。また、後段のマッピング部１０２は、これらの情報に対し、それぞれ同一または異なる方式を選択することができる。

マッピング部１０２は、送信前処理部１０１から符号化ビット系列を入力し、32APSK等のマッピングを行い、マッピングされたデータシンボルをＳＣブロック構成部１０４に出力する。

ＵＷ生成部１０３は、パイロット信号となるＵＷを生成し、これをＳＣブロック構成部１０４に出力する。ＵＷは、当該シングルキャリア送信装置１００と後述するシングルキャリア受信装置１との間で既知の固定パターンであり、時間領域及び周波数領域にて振幅が一定かつ周期的自己相関特性に優れたCAZAC（Constant Amplitude Zero Auto-Correlation：定振幅零自己相関）系列、例えばZadoff-Chu系列を用いることができる。

ＳＣブロック構成部１０４は、マッピング部１０２からデータシンボルを入力すると共に、ＵＷ生成部１０３からＵＷを入力し、データシンボルの前後にＵＷを挿入し、後述する図２に示すＳＣ－ＦＤＥブロックを構成する。そして、ＳＣブロック構成部１０４は、ＳＣ－ＦＤＥブロック系列を帯域制限フィルタ部１０５に出力する。

図２は、ＳＣ－ＦＤＥブロックの構成例を説明する図であり、前述の非特許文献１に記載された構成を示す。横軸は時間を示す。このＳＣ－ＦＤＥブロックである１ブロックの送信シンボルは、データ（ＤＡＴＡ）シンボルと、データシンボルの前後に挿入（配置）されるユニークワード（ＵＷ）シンボルとにより構成される。

データシンボルの前に挿入されるＵＷシンボルと、データシンボルの後に挿入されるＵＷシンボルとは、同一かつ既知の情報である。ＵＷシンボルのシンボル数（ポイント数）はＮであり、データシンボルのシンボル数は（Ｍ－Ｎ）であり、データシンボル及び一つのＵＷシンボルのシンボル数は、合計でＭである。１ＳＣ－ＦＤＥブロックのシンボル数は、合計で（Ｎ＋Ｍ）である。ここで、Ｍ，Ｎは正の整数であり、Ｍ＞Ｎである。

図２に示したように、時間的に連続した複数のＳＣ－ＦＤＥブロックからなるＳＣ－ＦＤＥブロック系列が、ＳＣブロック構成部１０４から出力される。

図１に戻って、帯域制限フィルタ部１０５は、ＳＣブロック構成部１０４からＳＣ－ＦＤＥブロック系列を入力し、ＳＣ－ＦＤＥブロック系列を２倍にアップサンプリングし、帯域制限フィルタによる波形整形を行う。そして、帯域制限フィルタ部１０５は、波形整形処理後のＳＣ－ＦＤＥブロック系列を直交変調部１０６に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

直交変調部１０６は、帯域制限フィルタ部１０５から波形整形処理後のＳＣ－ＦＤＥブロック系列を入力し、波形整形処理後のＳＣ－ＦＤＥブロック系列に対し直交変調処理を行い、アパーチャ補正処理を行う。そして、直交変調部１０６は、直交変調処理及びアパーチャ補正処理後のデジタル信号をＤＡ変換部１０７に出力する。アパーチャ補正処理は、後段のＤＡ変換部１０７におけるデジタル／アナログ変換によるアパーチャ効果を補正するための処理である。

ＤＡ変換部１０７は、直交変調部１０６から直交変調処理及びアパーチャ補正処理後のデジタル信号を入力し、当該デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログ信号を周波数変換部１０８に出力する。

周波数変換部１０８は、ＤＡ変換部１０７からアナログ信号を入力し、アナログ信号の周波数を無線周波数に変換し、無線周波数の変調信号を電力増幅部１０９に出力する。

電力増幅部１０９は、周波数変換部１０８から無線周波数の変調信号を入力し、無線周波数の変調信号を所定の電力になるように増幅する。そして、増幅された無線周波数の変調信号は、変調波の無線信号として送信アンテナ１１０を介して送信される。

このように、シングルキャリア送信装置１００は、データシンボルと、データシンボルの前後に挿入したＵＷシンボルとからなるＳＣ－ＦＤＥブロックを構成し、このＳＣ－ＦＤＥブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを変調信号として、シングルキャリアを直交変調する。そして、シングルキャリア送信装置１００は、ブロックを連続して繰り返した送信系列のシンボルを含む変調波の無線信号を送信する。

〔シングルキャリア受信装置〕
次に、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置について説明する。このシングルキャリア受信装置は、図１に示したシングルキャリア送信装置１００により送信された、ブロックが連続して繰り返された送信系列のシンボルを含む変調波の無線信号を受信し、周波数領域においてチャネル等化を行う。

図３は、本発明の実施形態によるシングルキャリア受信装置の構成例を示すブロック図である。このシングルキャリア受信装置１は、受信アンテナ１１、周波数変換部１２、ＡＤ（アナログデジタル）変換部１３、直交復調部１４、帯域制限フィルタ部１５、ブロック同期部１６、等化部１７、シンボル判定部２４及び復号部２５を備えている。

尚、ここでは受信ブランチ数を１とするが、２以上としてもよい。受信ブランチ数が２以上の場合、ダイバーシチ合成が可能であるものとする。また、周波数領域等化の処理においては、ＺＦ基準またはＭＭＳＥ基準等の任意の基準を用いることが可能であるものとする。

シングルキャリア受信装置１は、図１に示したシングルキャリア送信装置１００から送信された変調波の無線信号を、受信アンテナ１１を介して受信する。周波数変換部１２は、受信アンテナ１１を介して受信した変調波の無線信号の無線周波数を、中間周波数に変換し、中間周波数信号としてＡＤ変換部１３に出力する。

ＡＤ変換部１３は、周波数変換部１２から中間周波数信号を入力し、中間周波数信号のアナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号を直交復調部１４に出力する。

直交復調部１４は、ＡＤ変換部１３からデジタル信号を入力し、デジタル信号に対し自動周波数制御を行い、周波数ずれを補正しながら直交復調を行い、２倍アップサンプリング（オーバーサンプリング）での複素ベースバンド信号を生成する。そして、直交復調部１４は、周波数補正処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号を帯域制限フィルタ部１５に出力する。２倍アップサンプリングは、送信シンボルのシンボルクロックに対して２倍のサンプリングを意味する。

帯域制限フィルタ部１５は、直交復調部１４から周波数補正処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号を入力する。そして、帯域制限フィルタ部１５は、周波数補正処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号に対し、帯域制限フィルタ処理による波形整形を行う。帯域制限フィルタ部１５は、波形整形処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号をブロック同期部１６に出力する。帯域制限フィルタとしては、一般的にルートロールオフフィルタが用いられる。

ブロック同期部１６は、帯域制限フィルタ部１５から波形整形処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号を入力する。そして、ブロック同期部１６は、波形整形処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号に対し、ＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出する。そして、ブロック同期部１６は、同期タイミングを起点に、ＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分（に関する時間領域の信号）を抽出すると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分（に関する時間領域の信号）を抽出する。抽出される信号は２倍アップサンプリングのものである。

ブロック同期部１６は、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、同期タイミングと所定の基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差分のシンボル（ポイント）だけ、先頭のＵＷ部分においてその並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分においてその並びを巡回させる。そして、ブロック同期部１６は、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。ブロック同期部１６の詳細については後述する。

等化部１７は、ブロック同期部１６から、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を入力する。

等化部１７は、これらの信号を時間領域から周波数領域にフーリエ変換し、複数のＳＣ－ＦＤＥブロックについてチャネル推定の平均化処理を行い、チャネル等化の処理を行い、チャネル等化後の信号を逆フーリエ変換により時間領域の信号に戻す。そして、等化部１７は、データ及びＵＷ部分をシンボル判定部２４に出力する。等化部１７の詳細については後述する。

一般に、等化部１７におけるチャネル等化処理としては、ＺＦ（Zero-Forcing：ゼロフォーシング）基準またはＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error：最小平均二乗誤差）基準等のアルゴリズムによる波形等化が行われる。

ＺＦ基準によるチャネル等化処理を式（１）に示し、ＭＭＳＥ基準によるチャネル等化処理を式（２）に示す。

ここで、Ｘ^_ZF（ｆ）は、ＺＦ基準による等化後の信号、Ｘ^_MMSE（ｆ）は、ＭＭＳＥ基準による等化後の信号を示す。ｆは周波数領域のサンプリングポイント、Ｙ（ｆ）は等化対象の受信信号、Ｈ（ｆ）はチャネル推定値、Ｓ／ＮはＳＮ比（信号電力対雑音電力比）を示す。

シンボル判定部２４は、等化部１７からデータ及びＵＷ部分を入力し、データ及びＵＷ部分からデータの信号を抽出する。そして、シンボル判定部２４は、データの信号に対し、デマッピング及び尤度計算を行い、シンボル判定を行う。

シンボル判定部２４は、シンボル判定として硬判定を行う場合、シンボルを構成する符号化ビット系列（誤り訂正の符号化が施されたデータ）を形成し、符号化ビット系列を復号部２５に出力する。一方、シンボル判定部２４は、シンボル判定として軟判定を行う場合、符号化ビット系列に対応した尤度系列を形成し、尤度系列を復号部２５に出力する。

復号部２５は、シンボル判定部２４から符号化ビット系列、または符号化ビット系列に対応した尤度系列を入力する。そして、復号部２５は、符号化ビット系列または尤度系列に対し、図１に示したシングルキャリア送信装置１００の送信前処理部１０１に対応したデインタリーブ処理、誤り訂正復号処理及びエネルギー逆拡散処理等を行う。復号部２５は、情報ビット系列（データ）を復号し出力する。

（等化部１７）
次に、等化部１７について詳細に説明する。図３に示すように、等化部１７は、ＵＷフーリエ変換部１８、チャネル推定部１９、フーリエ変換部２０、Ｓ／Ｎ測定部２１、周波数領域等化部２２及び逆フーリエ変換部２３を備えている。

図４は、等化部１７の処理例を説明する図である。等化部１７は、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、図４に示す処理を行う。

ＵＷフーリエ変換部１８は、ブロック同期部１６から、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックについて、先頭の巡回後のＵＷ部分に関する時間領域の信号を入力する。そして、ＵＷフーリエ変換部１８は、ＵＷ部分に関する時間領域の信号に対して（Ｎ×２）ポイントのフーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、ＵＷ部分に関する周波数領域の信号を生成する（ステップＳ４０１）。ＵＷフーリエ変換部１８は、先頭のＵＷ部分に関する周波数領域の信号をチャネル推定部１９に出力する。

チャネル推定部１９は、ＵＷフーリエ変換部１８から先頭のＵＷ部分に関する周波数領域の信号を入力する。そして、チャネル推定部１９は、先頭のＵＷ部分に関する周波数領域の信号を、既知のＵＷシンボルを周波数領域に変換した参照信号（既知の周波数領域のＵＷの信号）で除算することでチャネル推定を行う。チャネル推定部１９は、複数のＳＣ－ＦＤＥブロックについてチャネル推定の平均化処理を行い、周波数領域のチャネル推定値を生成する（ステップＳ４０２）。チャネル推定部１９は、周波数領域のチャネル推定値を周波数領域等化部２２に出力する。

フーリエ変換部２０は、ブロック同期部１６から、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックについて、巡回後のデータ及びＵＷ部分に関する時間領域の信号を入力する。そして、フーリエ変換部２０は、データ及びＵＷ部分に関する時間領域の信号に対して（Ｍ×２）ポイントのフーリエ変換（ＦＦＴ）を行い、データ及びＵＷ部分に関する周波数領域の受信信号を生成する（ステップＳ４０３）。フーリエ変換部２０は、データ及びＵＷ部分に関する周波数領域の受信信号を周波数領域等化部２２に出力する。

Ｓ／Ｎ測定部２１は、ブロック同期部１６から、等化対象の一つ手前のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける後方の巡回後のＵＷ部分に関する時間領域の信号及び等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭の巡回後のＵＷ部分に関する時間領域の信号を入力する。図４において、ＵＷ_#1が、等化対象の一つ手前のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける後方の巡回後のＵＷ部分に関する時間領域の信号であり、ＵＷ_#2が、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭の巡回後のＵＷ部分に関する時間領域の信号である。

Ｓ／Ｎ測定部２１は、これらのＵＷが連続していることを利用して、これらの連続しているＵＷ部分に関する時間領域の信号に基づいて、例えばＵＷの平均信号電力及び平均雑音電力を求め、Ｓ／Ｎ（ＳＮ比）を測定する。そして、Ｓ／Ｎ測定部２１は、Ｓ／Ｎを周波数領域等化部２２に出力する。

尚、Ｓ／Ｎの測定方法は既知であり、任意の方法を用いることができる。また、前述の非特許文献２に記載のように、Ｓ／Ｎを調整するようにしてもよい。

周波数領域等化部２２は、チャネル推定部１９からチャネル推定値を、フーリエ変換部２０からデータ及びＵＷ部分に関する周波数領域の受信信号を、Ｓ／Ｎ測定部２１からＳ／Ｎをそれぞれ入力する。
周波数領域等化部２２は、データ及びＵＷ部分に関する周波数領域の受信信号Ｙ、伝搬路情報Ｈ、及びＳ／Ｎを用いて、前記式（２）によるＭＭＳＥ基準のチャネル等化を行う（ステップＳ４０４）。この場合、周波数領域等化部２２は、前記式（２）によるＭＭＳＥ基準のチャネル等化に代えて、データ及びＵＷ部分に関する周波数領域の受信信号Ｙ、及び伝搬路情報Ｈを用いて、前記式（１）によるＺＦ基準のチャネル等化を行うようにしてもよい。

尚、チャネル等化の際には、ポイント数（Ｎ×２）の伝搬路情報Ｈは（Ｍ／Ｎ）倍に補間され、補間後のポイント数（Ｍ×２）の伝搬路情報Ｈが用いられる。

また、チャネル等化された受信信号はシンボルクロックに対して２倍アップサンプリングされた信号であるため、周波数領域等化部２２は、例えば以下の非特許文献に記載されたチャネル合成を行う。
［非特許文献３］
中川、濱住、池田、“ＳＣ－ＦＤＥのミリ波帯ＦＰＵへの適用検討”、映像情報メディア学会技術報告、Vol.36、No.15、BCT2012-50、pp.7-12、Mar.2012

周波数領域等化部２２は、チャネル等化されたデータ及びＵＷの部分に関する周波数領域の受信信号をシンボルクロックに対して等倍にしてから逆フーリエ変換部２３に出力する。

逆フーリエ変換部２３は、周波数領域等化部２２から、チャネル等化されたデータ及びＵＷ部分に関する周波数領域の等倍の受信信号を入力する。そして、逆フーリエ変換部２３は、チャネル等化されたデータ及びＵＷ部分に関する周波数領域の等倍の受信信号に対してＭポイントの逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、データ及びＵＷ部分に関する時間領域の受信信号を生成する（ステップＳ４０５）。逆フーリエ変換部２３は、チャネル等化されたデータ及びＵＷ部分に関する時間領域の受信信号をシンボル判定部２４に出力する。

（ブロック同期部１６）
次に、図３に示したブロック同期部１６について詳細に説明する。前述のとおり、ブロック同期部１６は、受信信号からＳＣ－ＦＤＥブロックの同期タイミングを検出し、先頭のＵＷ部分を抽出すると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分を抽出する。そして、ブロック同期部１６は、同期タイミングと所定の基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差分のシンボルだけ、先頭のＵＷ部分においてその並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分においてその並びを巡回させる。

以下に説明する実施例１は、スライディング相関処理により同期タイミングを検出する例であり、実施例２は、相互相関処理により同期タイミングを検出する例である。

（実施例１／ブロック同期部１６）
まず、スライディング相関処理を行うブロック同期部１６について説明する。図５は、スライディング相関処理を行う実施例１のブロック同期部１６の構成例を示すブロック図であり、図６は、スライディング相関処理例を説明する図である。実施例１のスライディング相関処理は、実施例２の相互相関処理との関係において、自己相関処理ともいう。

このブロック同期部１６－１は、複素共役化部３１、Ｎシンボル遅延部３２、複素乗算部３３、Ｎシンボル積分部３４、ピーク検出部３５及びブロック抽出部３６を備えている。複素共役化部３１、Ｎシンボル遅延部３２、複素乗算部３３、Ｎシンボル積分部３４及びピーク検出部３５により、同期タイミング検出部３７が構成される。以降の処理は、２倍アップサンプリングされた信号に対して行われ、１シンボルは２サンプル分に相当する。

複素共役化部３１は、帯域制限フィルタ部１５から波形整形処理後の２倍アップサンプリングでの複素ベースバンド信号（以下、単に「受信信号」という。）のシンボル系列を入力する（ステップＳ６０１）。

複素共役化部３１は、受信信号のシンボル系列を複素共役化し、複素共役化した受信信号のシンボル系列を生成する（ステップＳ６０２）。複素共役化部３１は、複素共役化した受信信号のシンボル系列をＮシンボル遅延部３２に出力する。

Ｎシンボル遅延部３２は、複素共役化部３１から複素共役化した受信信号のシンボル系列を入力し、複素共役化した受信信号のシンボル系列をＮシンボル遅延化し、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号のシンボル系列を生成する（ステップＳ６０３）。そして、Ｎシンボル遅延部３２は、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号のシンボル系列を複素乗算部３３に出力する。

複素乗算部３３は、帯域制限フィルタ部１５から受信信号のシンボル系列を入力すると共に、Ｎシンボル遅延部３２から複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号のシンボル系列を入力する。

複素乗算部３３は、受信信号のシンボル系列と、複素共役化及びＮシンボル遅延した受信信号のシンボル系列とを複素乗算し、複素乗算結果をＮシンボル積分部３４に出力する。

Ｎシンボル積分部３４は、複素乗算部３３から複素乗算結果を入力し、ＵＷのシンボル長であるＮシンボルを複素乗算積分範囲として、複素乗算結果に対してＮシンボルに渡って積分し、積分結果ａ（スライディング相関の電力値）を求める（ステップＳ６０４）。そして、Ｎシンボル積分部３４は、積分結果ａをピーク検出部３５に出力する。

複素共役化部３１、Ｎシンボル遅延部３２、複素乗算部３３及びＮシンボル積分部３４により、受信信号のシンボル系列に対し、時間軸上の１シンボル毎に処理が行われる。これにより、図６に示す積分結果ａ、すなわち１シンボル刻みに計算された積分結果ａを求めることができる。受信信号は２倍アップサンプリングされているため、１サンプル毎に処理を行い、１サンプル刻みに計算された積分結果ａを求めることにより、より詳細な積分結果ａを得ることができる。積分結果ａは、ＳＣ－ＦＤＥブロックの先頭タイミング（先頭のＵＷ部分における先頭のシンボルタイミング）にピークを有する特性となる。

ピーク検出部３５は、Ｎシンボル積分部３４から積分結果ａを入力し、積分結果ａにおける時間軸上のシンボルのピークタイミング（スライディング相関ピーク）を検出し、当該ピークタイミングを同期タイミングに設定する（ステップＳ６０５）。そして、ピーク検出部３５は、同期タイミングをブロック抽出部３６に出力する。

ブロック抽出部３６は、帯域制限フィルタ部１５から受信信号のシンボル系列を入力すると共に、ピーク検出部３５から同期タイミングを入力する。そして、ブロック抽出部３６は、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、同期タイミングに基づいて、当該同期タイミングの位置からＮシンボル長分の信号を抽出し、抽出した信号を、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックの先頭のＵＷ部分とする（ステップＳ６０６）。また、ブロック抽出部３６は、同期タイミングに基づいて、当該同期タイミングにＮシンボル長を加算した位置からＭシンボル長分の信号を抽出し、抽出した信号を、当該ＳＣ－ＦＤＥブロックのデータ及びＵＷ部分とする（ステップＳ６０７）。

ブロック抽出部３６は、同期タイミングと所定の基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差分のシンボルだけ、先頭のＵＷ部分においてその並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分においてその並びを巡回させる。そして、ブロック抽出部３６は、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。ブロック抽出部３６の詳細については後述する。

（実施例２／ブロック同期部１６）
次に、相互相関処理を行うブロック同期部１６について説明する。図７は、相互相関処理を行う実施例２のブロック同期部１６の構成例を示すブロック図であり、図８は、相互相関処理例を説明する図である。
る。

このブロック同期部１６－２は、参照信号メモリ部４１、複素乗算部４２、Ｎシンボル積分部４３、ピーク検出部４４、前ゴースト検出部４５及びブロック抽出部３６を備えている。参照信号メモリ部４１、複素乗算部４２、Ｎシンボル積分部４３、ピーク検出部４４及び前ゴースト検出部４５により、同期タイミング検出部４６が構成される。以降の処理は、２倍アップサンプリングされた信号に対して行われ、１シンボルは２サンプル分に相当する。

参照信号メモリ部４１には、既知のＵＷ信号のシンボル系列を複素共役化した信号が、参照信号（ＲＥＦ）として格納されている。参照信号は２倍オーバーサンプリングされたＮシンボルの信号からなる。

複素乗算部４２は、帯域制限フィルタ部１５から受信信号のシンボル系列を入力すると共に（ステップＳ８０１）、参照信号メモリ部４１からＮシンボルの参照信号を読み出す（ステップＳ８０２）。

複素乗算部４２は、受信信号のシンボル系列におけるＮシンボルの信号と、Ｎシンボルの参照信号とを複素乗算し、Ｎシンボルの複素乗算結果をＮシンボル積分部４３に出力する。

Ｎシンボル積分部４３は、複素乗算部４２からＮシンボルの複素乗算結果を入力し、Ｎシンボルを複素乗算積分範囲として、複素乗算結果に対してＮシンボルに渡って積分し、積分結果ｂ（相互相関の電力値）を求める（ステップＳ８０３）。そして、Ｎシンボル積分部４３は、積分結果ｂをピーク検出部４４に出力する。

参照信号メモリ部４１、複素乗算部４２及びＮシンボル積分部４３により、受信信号のシンボル系列に対し、時間軸上の１シンボル毎に処理が行われる。これにより、図８に示す積分結果ｂ、すなわち１シンボル刻みに計算された積分結果ｂを求めることができる。
受信信号及び参照信号は２倍アップサンプリングされているため、１サンプル毎に処理を行い、１サンプル刻みに計算された積分結果ｂを求めることにより、より詳細な積分結果ｂを得ることができる。

この積分結果ｂは、Ｎシンボルの受信信号とＮシンボルの参照信号とを複素乗算及び積分した相互相関処理の結果であり、遅延プロファイルを表している。図８に示すように、ＵＷが２回連続していることから、遅延プロファイルは２回計算されることになる。

積分結果ｂは、対象となるＳＣ－ＦＤＥブロックの手前のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける後ろのＵＷ部分の先頭タイミング（後ろのＵＷ部分における先頭のシンボルタイミング）、及び対象となるＳＣ－ＦＤＥブロックの先頭タイミング（先頭のＵＷ部分における先頭のシンボルタイミング）に、それぞれ主波である相互相関ピークを有する特性となる。また、主波の前後には、前ゴースト及び後ろゴーストが存在するものとする。

ピーク検出部４４は、Ｎシンボル積分部４３から積分結果ｂを入力し、積分結果ｂにおける時間軸上のシンボルの主波に対するピークタイミング（相互相関ピークのタイミング）を検出する（ステップＳ８０４）。そして、ピーク検出部４４は、相互相関ピークのタイミングを前ゴースト検出部４５に出力する。

前ゴースト検出部４５は、ピーク検出部４４から相互相関ピークのタイミングを入力し、所定範囲内で連続した２つの相互相関ピークのタイミングのうち、２番目（後ろ）の相互相関ピークのタイミングを特定する。

前ゴースト検出部４５は、特定した２番目の相互相関ピークのタイミングを基準として、それよりも時間的に前の所定範囲を前ゴースト検出範囲に設定する。前ゴースト検出範囲の長さ（シンボル長）は、２番目の相互相関ピークの主波に対する前ゴーストを含み、かつ１番目の相互相関ピークの主波に対する後ゴーストを含まない長さとし、経験的に得られた長さが予め設定されるものとする。

前ゴースト検出部４５は、前ゴースト検出範囲に存在する複数のピークのタイミングのうち、最初のピークのタイミングを前ゴーストのピークタイミングとして検出し、これを同期タイミングに設定する（ステップＳ８０５）。前ゴースト検出部４５は、同期タイミングをブロック抽出部３６に出力する。尚、前ゴースト検出部４５は、前ゴースト検出範囲に前ゴーストのピークを検出しなかった場合、２番目の相互相関ピークのタイミングを同期タイミングに設定し、これをブロック抽出部３６に出力する。

これにより、ＳＣ－ＦＤＥブロックの先頭のＵＷ部分における主波に対する前ゴーストのピークタイミングが同期タイミングとして出力される。

ブロック抽出部３６は、前ゴースト検出部４５から同期タイミングを入力し、実施例１と同様の処理を行い、先頭のＵＷ部分の並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分の並びを巡回させる。そして、ブロック抽出部３６は、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。尚、ステップＳ８０６，Ｓ８０７の処理は、図６に示したステップＳ６０６，Ｓ６０７の処理と同様である。

（ブロック抽出部３６）
次に、図５及び図７に示したブロック抽出部３６について詳細に説明する前に、従来のブロック抽出部３６’について説明する。

図１２は、従来のブロック抽出部３６’の構成例を示すブロック図である。このブロック抽出部３６’は、抽出部１１１を備えている。抽出部１１１は、帯域制限フィルタ部１５から受信信号のシンボル系列を入力すると共に、図５のピーク検出部３５または図７の前ゴースト検出部４５から同期タイミングを入力する。

抽出部１１１は、受信信号のシンボル系列から、同期タイミングを起点に、ＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分を抽出すると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分を抽出する。そして、抽出部１１１は、ＵＷ部分を等化部１７に出力すると共に、データ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。

次に、図５及び図７に示したブロック抽出部３６について詳細に説明する。図９は、ブロック抽出部３６の構成例を示すブロック図である。このブロック抽出部３６は、１次抽出部５１、シンボルカウンタ部５２、ブロック抽出制御部（差処理部）５３及び巡回部５４を備えている。

１次抽出部５１は、図１２に示した抽出部１１１と同様の処理を行う。そして、１次抽出部５１は、ＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分並びにその後に続くデータ及びＵＷ部分を巡回部５４に出力する。

シンボルカウンタ部５２は、０から１ＳＣ－ＦＤＥブロックの最大のシンボル値までのカウント値を、シンボル毎にカウントし、１ＳＣ－ＦＤＥブロックの周期で一周するカウンタである。シンボルカウンタ部５２は、カウント値が１ＳＣ－ＦＤＥブロックの最大のシンボル値に到達した後、再び０からカウントを開始する。また、シンボルカウンタ部５２は、ブロック抽出制御部５３からリセット信号を入力したときに、カウント値を０にリセットする。

シンボルカウンタ部５２は、基準同期タイミングを起点とする０から１ＳＣ－ＦＤＥブロックの最大のシンボル値までの間のシンボル位置を示すカウント値を、ブロック抽出制御部５３に出力する。

ブロック抽出制御部５３は、図５のピーク検出部３５または図７の前ゴースト検出部４５から同期タイミングを入力すると共に、シンボルカウンタ部５２からシンボル位置を示すカウント値を入力する。

ブロック抽出制御部５３は、シンボルカウンタ部５２のカウンタを、所定の基準同期タイミングを基準にして開始させるように、制御を行う。具体的には、ブロック抽出制御部５３は、入力した同期タイミングが所定条件を満たすと判断した場合（例えば入力タイミングが安定し、安定した同期が取れたと判断した場合）、同期タイミングの入力タイミングで、リセット信号をシンボルカウンタ部５２に出力する。これにより、シンボルカウンタ部５２のカウント値が基準同期タイミングで０にリセットされる。

ここで、ブロック抽出制御部５３は、安定した同期がとれるまでは差Δの値を０に設定し、安定した同期がとれた段階で、シンボルカウンタ部５２のカウンタを制御し、基準同期タイミングを定めるものとする。

ブロック抽出制御部５３は、安定した同期が取れた段階で、入力した同期タイミングと、シンボルカウンタ部５２から入力したカウント値である基準同期タイミングとの間の差Δ（シンボル差）を算出する。そして、ブロック抽出制御部５３は、同期タイミング及び基準同期タイミングの時間的な前後関係の情報を含む差Δを巡回部５４に出力する。尚、ブロック抽出制御部５３は、同期タイミングと基準同期タイミングとの間の差Δを算出する差処理部として機能する。

巡回部５４は、１次抽出部５１からＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分並びにその後に続くデータ及びＵＷ部分を入力すると共に、ブロック抽出制御部５３から差Δを入力する。そして、巡回部５４は、差Δの示すシンボル分だけ、先頭のＵＷ部分の並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分の並びを巡回させる。

具体的には、巡回部５４は、差Δに含まれる前後関係の情報に基づいて、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に前であると判定した場合、先頭のＵＷ部分について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて差Δのシンボル分のデータを最終のシンボル位置へ巡回させる。その後に続くデータ及びＵＷ部分についても同様である。

また、巡回部５４は、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に後であると判定した場合、先頭のＵＷ部分について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて差Δのシンボル分のデータを先頭のシンボル位置へ巡回させる。その後に続くデータ及びＵＷ部分についても同様である。

巡回部５４は、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。

このように、同期タイミングの検出結果に変化がない場合、同期タイミングと基準同期タイミングとが一致するため、差Δ＝０となり、巡回は行われない。一方、同期タイミングの検出結果が変化した場合、同期タイミングは基準同期タイミングからずれるため、ずれ方向及びずれ量（差Δ）に応じて、巡回が行われる。

図１０は、ブロック抽出部３６の第１処理例を説明する図であり、検出された同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に前となった場合を示している（α１）。

ＵＷ_#1は、一つ手前のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける後ろのＵＷ部分の一部であり、ＵＷ_#2-1は、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分の一部であり、ＵＷ_#2-2は、ＵＷ_#2-1に続く先頭のＵＷ部分の残りである。ＵＷ_#2-1及びＵＷ_#2-2は、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける先頭のＵＷ部分である。ＵＷ_#3は、等化対象のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける後ろのＵＷ部分の一部である。

（ａ）は、１次抽出部５１により１次抽出された先頭のＵＷ部分であり、（ｂ）は、１次抽出部５１により１次抽出されたその後に続くデータ及びＵＷ部分である。

巡回部５４は、ブロック抽出制御部５３から入力した差Δに含まれる前後関係の情報に基づいて、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に前であると判定する。そうすると、巡回部５４は、抽出された先頭のＵＷ部分（ａ）について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて差Δのシンボル分のデータＤ１を、最終のシンボル位置へ巡回させる（β１）。そして、巡回部５４は、先頭の巡回後のＵＷ部分（ｃ）（巡回されたＵＷ部分）を生成する。

同様に、巡回部５４は、抽出されたその後に続くデータ及びＵＷ部分（ｂ）について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて差Δのシンボル分のデータＤ２を、最終のシンボル位置へ巡回させる（γ１）。そして、巡回部５４は、その後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分（ｄ）（巡回されたデータ及びＵＷ部分）を生成する。

このように、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に前の位置となった場合、先頭のシンボル位置から差Δのシンボル分であるデータＤ１，Ｄ２が、それぞれ最終のシンボル位置へ巡回することとなる。つまり、受信信号のシンボル系列から抽出されるＵＷ部分等は、常に基準同期タイミングを起点とした信号となり、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎にチャネル推定値の位相回転量を合わせることができる。

図１１は、ブロック抽出部３６の第２処理例を説明する図であり、検出された同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に後になった場合を示している（α２）。ＵＷ_#1，ＵＷ_#2-1，ＵＷ_#2-2，ＵＷ_#3は、図１０と同様である。

（ｅ）は、１次抽出部５１により１次抽出された先頭のＵＷ部分であり、（ｆ）は、１次抽出部５１により１次抽出されたその後に続くデータ及びＵＷ部分である。

巡回部５４は、ブロック抽出制御部５３から入力した差Δに含まれる前後関係の情報に基づいて、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に後であると判定する。そうすると、巡回部５４は、抽出された先頭のＵＷ部分（ｅ）について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて差Δのシンボル分のデータＤ３を、先頭のシンボル位置へ巡回させる（β２）。そして、巡回部５４は、先頭の巡回後のＵＷ部分（ｇ）（巡回されたＵＷ部分）を生成する。

同様に、巡回部５４は、抽出されたその後に続くデータ及びＵＷ部分（ｆ）について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて差分Δのシンボル分のデータＤ４を、先頭のシンボル位置へ巡回させる（γ２）。そして、巡回部５４は、その後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分（ｈ）（巡回されたデータ及びＵＷ部分）を生成する。

このように、同期タイミングが基準同期タイミングよりも時間的に後の位置となった場合、最終のシンボル位置から差Δのシンボル分であるデータＤ３，Ｄ４が、それぞれ先頭のシンボル位置へ巡回することとなる。つまり、受信信号のシンボル系列から抽出されるＵＷ部分等は、常に基準同期タイミングを起点とした信号となり、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎にチャネル推定値の位相回転量を合わせることができる。

以上のように、本発明の実施形態のシングルキャリア受信装置１によれば、ブロック同期部１６に備えたブロック抽出部３６の１次抽出部５１は、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎に、受信信号のシンボル系列から、スライディング相関処理または相互相関処理により求めた同期タイミングを起点として、先頭のＵＷ部分並びにその後に続くデータ及びＵＷ部分を抽出する。

ブロック抽出部３６は、同期タイミングと所定の基準同期タイミングとの間の差Δを求め、当該差Δのシンボル分だけ、先頭のＵＷ部分の並びを巡回させると共に、その後に続くデータ及びＵＷ部分の並びを巡回させる。そして、ブロック抽出部３６は、先頭の巡回後のＵＷ部分並びにその後に続く巡回後のデータ及びＵＷ部分を等化部１７に出力する。

そして、等化部１７により、複数のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける巡回後のＵＷ部分を用いたチャネル推定の平均化処理が行われ、チャネル等化の処理が行われる。

一般に、伝搬環境によって受信電力や到来波が変化した場合には、最適な同期タイミングを検出できるとは限らず、その状況によっては検出された同期タイミングが変化してしまう。そうすると、ＳＣ－ＦＤＥブロック毎にチャネル推定値の位相回転量が異なることとなり、複数のＳＣ－ＦＤＥブロックを用いて精度の高いチャネル推定値を得ることができない。

本発明の実施形態では、複数のＳＣ－ＦＤＥブロックにおける巡回後のＵＷ部分を用いたチャネル推定の平均化処理が行われる。巡回後のＵＷ部分は、一定の基準同期タイミングを起点としたものであるため、チャネル推定値の位相回転量はＳＣ－ＦＤＥブロック毎に異なることはなく、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。

したがって、ＳＣ－ＦＤＥ方式において、複数ブロックのチャネル推定結果の平均化処理を行う場合であっても、精度の高いチャネル推定値を得ることができる。

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。

例えば、図５に示したブロック同期部１６－１は、スライディング相関処理により同期タイミングを検出し、図７に示したブロック同期部１６－２は、相互相関処理により同期タイミングを検出するようにした。本発明は、同期タイミングの検出処理をこれらの処理に限定するものではなく、他の処理を用いるようにしてもよい。

また、本発明は、ＭＩＭＯシステムに用いたＳＣ－ＦＤＥ方式のシングルキャリア受信装置１にも適用がある。

１ シングルキャリア受信装置
１１ 受信アンテナ
１２ 周波数変換部
１３ ＡＤ（アナログデジタル）変換部
１４ 直交復調部
１５ 帯域制限フィルタ部
１６ ブロック同期部
１７ 等化部
１８ ＵＷ（ユニークワード）フーリエ変換部
１９ チャネル推定部
２０ フーリエ変換部
２１ Ｓ／Ｎ測定部
２２ 周波数領域等化部
２３ 逆フーリエ変換部
２４ シンボル判定部
２５ 復号部
３１ 複素共役化部
３２ Ｎシンボル遅延部
３３，４２ 複素乗算部
３４，４３ Ｎシンボル積分部
３５，４４ ピーク検出部
３６，３６’ ブロック抽出部
３７，４６ 同期タイミング検出部
４１ 参照信号メモリ部
４５ 前ゴースト検出部
５１ １次抽出部
５２ シンボルカウンタ部
５３ ブロック抽出制御部（差処理部）
５４ 巡回部
１００ シングルキャリア送信装置
１０１ 送信前処理部
１０２ マッピング部
１０３ ＵＷ生成部
１０４ ＳＣ（シングルキャリア）ブロック構成部
１０５ 帯域制限フィルタ部
１０６ 直交変調部
１０７ ＤＡ（デジタルアナログ）変換部
１０８ 周波数変換部
１０９ 電力増幅部
１１０ 送信アンテナ
１１１ 抽出部

Claims (2)

1. パイロット信号であるＵＷ（ユニークワード）を含むブロックの系列であって、先頭のＵＷ、データ及び後方のＵＷからなる前記ブロックの系列の変調波を受信し、チャネル推定及びチャネル等化を行うＳＣ－ＦＤＥ（シングルキャリア周波数領域等化）方式のシングルキャリア受信装置において、
   前記ブロック毎に、前記変調波の受信信号のシンボル系列から同期タイミングを検出する同期タイミング検出部と、
   前記ブロック毎に、前記同期タイミング検出部により検出された前記同期タイミングを起点として、前記受信信号のシンボル系列から、前記先頭のＵＷと同じ長さのシンボルを先頭ＵＷ部分として抽出すると共に、前記データ及び前記後方のＵＷと同じ長さのシンボルをデータ及び後方ＵＷ部分として抽出し、前記先頭ＵＷ部分の並びを巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分の並びを巡回させるブロック抽出部と、を備え、
   前記同期タイミング検出部により検出された前記同期タイミングが所定条件を満たす場合の前記同期タイミングを基準同期タイミングとして、
   前記ブロック抽出部は、
   前記同期タイミングと前記基準同期タイミングとの間の差を求め、当該差のシンボル分だけ、前記先頭ＵＷ部分の並びを巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分の並びを巡回させる、ことを特徴とするシングルキャリア受信装置。
2. 請求項１に記載のシングルキャリア受信装置において、
   前記ブロック抽出部は、
   前記同期タイミングを起点として、前記受信信号のシンボル系列から前記先頭ＵＷ部分を抽出すると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分を抽出する抽出部と、
   前記同期タイミングと前記基準同期タイミングとの間の前記差を求める差処理部と、
   前記差処理部により求めた前記差について、前記同期タイミングが前記基準同期タイミングよりも時間的に前である場合、前記先頭ＵＷ部分について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて前記差のシンボル分を最終のシンボル位置へ巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分について、先頭のシンボル位置から後ろ方向へ数えて前記差のシンボル分を最終のシンボル位置へ巡回させ、
   前記同期タイミングが前記基準同期タイミングよりも時間的に後である場合、前記先頭ＵＷ部分について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて前記差のシンボル分を先頭のシンボル位置へ巡回させると共に、前記データ及び後方ＵＷ部分について、最終のシンボル位置から前方向へ数えて前記差のシンボル分を先頭のシンボル位置へ巡回させる巡回部と、
   を備えたことを特徴とするシングルキャリア受信装置。

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