JP7444075B2 - 駆動制御装置、モータ駆動装置およびパワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、駆動制御装置、モータ駆動装置およびパワーステアリング装置に関する。

従来、ｎ相の巻線(コイル)を有し、それらのコイル相互間が無結線の無結線モータが知られる。また、このような無結線モータの駆動方法としては、各相のコイルの両端にインバータが接続されたフルブリッジと称される駆動システムが知られる。フルブリッジによる無結線モータの駆動では、通常時は二つのインバータで駆動し、異常時には一方のインバータを中性点に切り替えて三相制御を行うことができる。そして、故障率の低減の観点から二つのインバータを二つの制御回路にて制御する構造が知られている。 例えば特許文献１では、第１制御部は、第１インバータの駆動を制御し、第２制御部は、第２インバータの駆動を制御する。

特開２０１６－０７３０９７号公報

故障率低減の観点から考えると、制御回路間で共有した回路部分がない独立駆動の方が好ましい。しかし、フルブリッジの駆動システムの場合、各制御回路におけるＰＭＷキャリアの信号において周波数の同期がずれるとモータのトルクリップルが悪化してしまい騒音や振動などといった不具合の原因となる。 そこで、本発明は、各制御回路の独立性を確保しつつ、トルクリップルによる不具合の低減を図ることを目的の一つとする。

本発明に係る駆動制御装置の一態様は、モータの駆動を制御する駆動制御装置であって、上記モータの巻線の一端に接続される第１インバータと、上記一端に対する他端に接続される第２インバータと、上記第１インバータに対してＰＷＭ制御を行う第１制御回路と、上記第２インバータに対してＰＷＭ制御を行う第２制御回路と、を備え、上記第１制御回路と上記第２制御回路とでは、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が、上記モータの最大回転数と極対数との積以上の周波数差を有する。 また、本発明に係るモータ駆動装置の一態様は、上記駆動制御装置と、上記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、を備える。

また、本発明に係るパワーステアリング装置の一態様は、上記駆動制御装置と、上記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、上記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備える。

本発明によれば、各制御回路の独立性が確保されつつ、トルクリップルによる不具合の低減が図られる。

図１は、本実施形態によるモータ駆動ユニットの典型的なブロック構成を模式的に示す図である。 図２は、本実施形態によるモータ駆動ユニットの典型的な回路構成を模式的に示す図である。 図３は、モータの各相の各コイルに流れる電流値を示す図である。 図４は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作における電圧印加の状態を模式的に示す図である。 図５は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作における印加停止の状態を模式的に示す図である。 図６は、ＰＷＭ信号を示す図である。 図７は、第１～第４テストの結果を示すグラフである。 図８は、第５～第１１テストの結果を示すグラフである。 図９は、回路配線が異なる変形例におけるモータ駆動ユニットの回路構成を示す図である。 図１０は、本実施形態による電動パワーステアリング装置の構成を模式的に示す図である。

以下、添付の図面を参照しながら、本開示の駆動制御装置、駆動装置およびパワーステアリング装置の実施形態を詳細に説明する。但し、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするため、必要以上に詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。

本明細書において、電源からの電力を、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の巻線（「コイル」と表記する場合がある。）を有する三相モータに供給する駆動制御装置を例にして、本開示の実施形態を説明する。ただし、電源からの電力を、四相または五相などのｎ相（ｎは４以上の整数）の巻線を有するｎ相モータに供給する駆動制御装置も本開示の範疇である。

（モータ駆動ユニット１０００の構造）

図１は、本実施形態によるモータ駆動ユニット１０００のブロック構成を模式的に示す図である。 モータ駆動ユニット１０００は、インバータ１０１、１０２、モータ２００および制御回路３０１、３０２を備える。

本明細書では、構成要素としてモータ２００を備えるモータ駆動ユニット１０００を説明する。モータ２００を備えるモータ駆動ユニット１０００は、本発明の駆動装置の一例に相当する。ただし、モータ駆動ユニット１０００は、構成要素としてモータ２００が省かれた、モータ２００を駆動するための装置であってもよい。モータ２００が省かれたモータ駆動ユニット１０００は、本発明の駆動制御装置の一例に相当する。

モータ駆動ユニット１０００は、２つのインバータ１０１、１０２によって、電源（図２の４０３、４０４）からの電力を、モータ２００に供給する電力に変換する。インバータ１０１、１０２は、例えば直流電力を、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の擬似正弦波である三相交流電力に変換することが可能である。２つのインバータ１０１、１０２は、それぞれ電流センサ４０１、４０２を備える。

モータ２００は、例えば三相交流モータである。モータ２００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のコイルを有する。コイルの巻き方は、例えば集中巻きまたは分布巻きである。

第１インバータ１０１は、モータ２００のコイルの一端２１０に接続されて当該一端２１０に駆動電圧を印加し、第２インバータ１０２は、モータ２００のコイルの他端２２０に接続されて当該他端２２０に駆動電圧を印加する。本明細書において、部品（構成要素）同士の「接続」とは、特に断らない限り電気的な接続を意味する。

制御回路３０１、３０２は、後で詳述するようにマイクロコントローラ３４１、３４２などを備える。制御回路３０１、３０２は、電流センサ４０１、４０２および角度センサ３２１、３２２からの入力信号に基づいてインバータ１０１、１０２の駆動電圧を制御する。制御回路３０１、３０２によるインバータ１０１、１０２の制御手法としては、例えばベクトル制御、直接トルク制御（ＤＴＣ）から選択された制御手法が用いられる。 図２を参照して、モータ駆動ユニット１０００の具体的な回路構成を説明する。 図２は、本実施形態によるモータ駆動ユニット１０００の回路構成を模式的に示す図である。

モータ駆動ユニット１０００はそれぞれ独立した第１電源４０３および第２電源４０４に接続される。電源４０３、４０４は所定の電源電圧（例えば１２Ｖ）を生成する。電源４０３、４０４として、例えば直流電源が用いられる。ただし、電源４０３、４０４は、ＡＣ－ＤＣコンバータまたはＤＣ―ＤＣコンバータであってもよいし、バッテリー（蓄電池）であってもよい。図２では、一例として、第１インバータ１０１用の第１電源４０３および第２インバータ１０２用の第２電源４０４が示されるが、モータ駆動ユニット１０００は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２に共通の単一電源に接続されてもよい。また、モータ駆動ユニット１０００は、内部に電源を備えていてもよい。

モータ駆動ユニット１０００は、モータ２００の一端２１０側に対応した第１系統と、モータ２００の他端２２０側に対応した第２系統とを備える。第１系統には、第１インバータ１０１と第１の制御回路３０１が含まれる。第２系統には、第２インバータ１０２と第２の制御回路３０２が含まれる。第１系統のインバータ１０１および制御回路３０１は第１電源４０３から電力を供給される。第２系統のインバータ１０２および制御回路３０２は第２電源４０４から電力を供給される。

第１インバータ１０１は、３個のレグを有するブリッジ回路を備える。第１インバータ１０１の各レグは、電源とモータ２００との間に接続されたハイサイドスイッチ素子およびモータ２００とグランドとの間に接続されたローサイドスイッチ素子を備える。具体的には、Ｕ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌを備える。Ｖ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１４Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１４Ｌを備える。Ｗ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１５Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１５Ｌを備える。スイッチ素子としては、例えば電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴなど）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴなど）が用いられる。なお、スイッチ素子がＩＧＢＴである場合には、スイッチ素子と逆並列にダイオード（フリーホイール）が接続される。

第１インバータ１０１は、例えば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相の巻線に流れる電流を検出するための電流センサ４０１（図１を参照）として、シャント抵抗１１３Ｒ、１１４Ｒおよび１１５Ｒをそれぞれ各レグに備える。電流センサ４０１は、各シャント抵抗に流れる電流を検出する電流検出回路（不図示）を備える。例えば、シャント抵抗は、ローサイドスイッチ素子１１３Ｌ、１１４Ｌおよび１１５Ｌとグランドとの間に接続され得る。シャント抵抗の抵抗値は、例えば０．５ｍΩ～１．０ｍΩ程度である。

シャント抵抗の数は３つ以外でもよい。例えば、Ｕ相、Ｖ相用の２つのシャント抵抗１１３Ｒ、１１４Ｒ、Ｖ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗１１４Ｒ、１１５Ｒ、または、Ｕ相、Ｗ相用の２つのシャント抵抗１１３Ｒ、１１５Ｒが用いられてもよい。使用されるシャント抵抗の数およびシャント抵抗の配置は、製品コストおよび設計仕様などが考慮されて適宜決定される。

第２インバータ１０２は、３個のレグを有するブリッジ回路を備える。第２インバータ１０２の各レグは、電源とモータ２００との間に接続されたハイサイドスイッチ素子およびモータ２００とグランドとの間に接続されたローサイドスイッチ素子を備える。具体的には、Ｕ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌを備える。Ｖ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１７Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１７Ｌを備える。Ｗ相用レグは、ハイサイドスイッチ素子１１８Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１８Ｌを備える。第１インバータ１０１と同様に、第２インバータ１０２は、例えば、シャント抵抗１１６Ｒ、１１７Ｒおよび１１８Ｒを備える。

モータ駆動ユニット１０００はコンデンサ１０５、１０６を備える。コンデンサ１０５、１０６は、いわゆる平滑コンデンサであり、モータ２００で発生する環流電流を吸収することで電源電圧を安定化させてトルクリップルを抑制する。コンデンサ１０５、１０６は、例えば電解コンデンサであり、容量および使用する個数は設計仕様などによって適宜決定される。

再び図１を参照する。制御回路３０１、３０２は、例えば、電源回路３１１、３１２と、角度センサ３２１、３２２と、入力回路３３１、３３２と、マイクロコントローラ３４１、３４２と、駆動回路３５１、３５２と、ＲＯＭ３６１、３６２とを備える。制御回路３０１、３０２はインバータ１０１、１０２に接続される。そして、第１制御回路３０１は第１インバータ１０１を制御し、第２制御回路３０２は第２インバータ１０２を制御する。

制御回路３０１、３０２は、目的とするロータの位置（回転角）、回転速度、および電流などを制御してクローズドループ制御を実現することができる。回転速度は、例えば、回転角（ｒａｄ）を時間微分することにより得られ、単位時間（例えば１分間）にロータが回転する回転数（ｒｐｍ）で表される。制御回路３０１、３０２は、目的とするモータトルクを制御することも可能である。制御回路３０１、３０２は、トルク制御のためにトルクセンサを備えてもよいがトルクセンサが省かれていてもトルク制御は可能である。また、角度センサ３２１、３２２に変えてセンサレスアルゴリズムを備えてもよい。 電源回路３１１、３１２は、制御回路３０１、３０２内の各ブロックに必要なＤＣ電圧（例えば３Ｖ、５Ｖ）を生成する。

角度センサ３２１、３２２は、例えばレゾルバまたはホールＩＣである。角度センサ３２１、３２２は、磁気抵抗（ＭＲ）素子を有するＭＲセンサとセンサマグネットとの組み合わせによっても実現される。角度センサ３２１、３２２は、モータ２００のロータの回転角を検出し、検出した回転角を表した回転信号をマイクロコントローラ３４１、３４２に出力する。モータ制御手法（例えばセンサレス制御）によっては、角度センサ３２１、３２２は省かれる場合がある。

入力回路３３１、３３２は、電流センサ４０１、４０２によって検出されたモータ電流値（以下、「実電流値」と表記する。）を受け取る。入力回路３３１、３３２は、マイクロコントローラ３４１、３４２の入力レベルに実電流値のレベルを必要に応じて変換し、実電流値をマイクロコントローラ３４１、３４２に出力する。入力回路３３１、３３２は、アナログデジタル変換回路である。

マイクロコントローラ３４１、３４２は、角度センサ３２１、３２２によって検出されたロータの回転信号を受信するとともに、入力回路３３１、３３２から出力された実電流値を受信する。マイクロコントローラ３４１、３４２は、実電流値およびロータの回転信号などに従って目標電流値を設定してＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号を駆動回路３５１、３５２に出力する。例えば、マイクロコントローラ３４１、３４２は、インバータ１０１、１０２における各スイッチ素子のスイッチング動作（ターンオンまたはターンオフ）を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。

各マイクロコントローラ３４１、３４２には内部クロック３７１、３７２が備えられる。各マイクロコントローラ３４１、３４２におけるＰＷＭ信号の生成は、内部クロック３７１、３７２からのクロック信号に従って実行される。即ち、各マイクロコントローラ３４１、３４２は、内部クロック３７１、３７２の振動子から得られるクロック信号を周波数変換してＰＷＭ制御のキャリア信号を生成する。

各マイクロコントローラ３４１、３４２が生成するＰＷＭ信号の基本周波数（即ちＰＷＭ制御におけるキャリア信号の周波数）は、マイクロコントローラ３４１、３４２同士で例えば１ｋＨｚといった周波数差を有する。この結果、後で詳述するように、周波数差によるトルクリップルが生じるとしても十分に高周波の領域で生じる。従って、トルクリップルに伴う騒音や振動などが、人の感知可能な周波数領域から外れ、人にとって不快な音や振動が抑制されることになる。

駆動回路３５１、３５２は、典型的にはゲートドライバである。駆動回路３５１、３５２は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２における各スイッチ素子のスイッチング動作を制御する制御信号（例えば、ゲート制御信号）をＰＷＭ信号に従って生成し、生成した制御信号を各スイッチ素子に与える。 マイクロコントローラ３４１、３４２は、駆動回路３５１、３５２の機能を有していてもよい。その場合、駆動回路３５１、３５２は省かれる。

ＲＯＭ３６１、３６２は、例えば書き込み可能なメモリ（例えばＰＲＯＭ）、書き換え可能なメモリ（例えばフラッシュメモリ）または読み出し専用のメモリである。ＲＯＭ３６１、３６２は、マイクロコントローラ３４１、３４２にインバータ１０１、１０２などを制御させるための命令群を含む制御プログラムを格納する。例えば、制御プログラムはブート時にＲＡＭ（不図示）に一旦展開される。

（モータ駆動ユニット１０００の動作）

以下、モータ駆動ユニット１０００の動作の具体例を説明し、主としてインバータ１０１、１０２の動作の具体例を説明する。

制御回路３０１、３０２は、第１インバータ１０１および第２インバータ１０２の両方を用いて三相通電制御することによってモータ２００を駆動する。具体的に、制御回路３０１、３０２は、第１インバータ１０１のスイッチ素子と第２インバータ１０２のスイッチ素子とをスイッチング制御することにより三相通電制御を行う。 図３は、モータ２００の各相の各コイルに流れる電流値を示す図である。

図３には、三相通電制御に従って第１インバータ１０１および第２インバータ１０２が制御されたときにモータ２００のＵ相、Ｖ相およびＷ相の各コイルに流れる電流値をプロットして得られる電流波形（正弦波）が例示されている。図３の横軸は、モータ電気角（ｄｅｇ）を示し、縦軸は電流値（Ａ）を示す。Ｉｐｋは各相の最大電流値（ピーク電流値）を表す。なお、インバータ１０１、１０２は、図３に例示した正弦波以外に、例えば矩形波を用いてモータ２００を駆動することも可能である。

図３に例示されたような電流波形は、そのような電流波形に応じた波形の電圧がモータ２００に印加されることで生じる。そして、そのような電圧は、第１インバータ１０１のスイッチ素子と第２インバータ１０２のスイッチ素子がＰＷＭ制御によって例えば２０ｋＨｚというような高速でスイッチングすることによって生じる。 図４および図５は、ＰＷＭ制御の下でのスイッチング動作を模式的に示す図であり、図４には電圧印加の状態が示され、図５には印加停止の状態が示される。

図４および図５には、インバータ１０１、１０２が有するレグのうち例えばＵ相のレグが示される。上述したようにＵ相のレグには、第１インバータ１０１側のハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌと、第２インバータ１０２側のハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌとが含まれる。

第１インバータ１０１側のハイサイドスイッチ素子１１３Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１３Ｌは、同時にオン状態とはならず、一方がオン状態となる場合には他方はオフ状態になる。第２インバータ１０２側のハイサイドスイッチ素子１１６Ｈおよびローサイドスイッチ素子１１６Ｌも同様に、同時にオン状態とはならない。

モータ２００の巻線に電圧が印加される場合には、２つのインバータ１０１、１０２の一方（図４の場合は第２インバータ１０２）でハイサイドスイッチ素子１１３Ｈ、１１６Ｈがオン状態となり、他方（図４の場合は第１インバータ１０１）でローサイドスイッチ素子１１３Ｌ、１１６Ｌがオン状態となる。この結果、当該一方側から当該他方側へと図中の矢印のように電流が流れることになる。

印加停止時には、全てのスイッチ素子がオフ状態となる。オフ状態となった直後には、コンデンサ（図２の１０５、１０６）にモータ２００からの環流電流が流れるが、その後は電流が流れない。また、環流電流はモータ２００のトルクには寄与しない。

２つのインバータ１０１、１０２では、図４に示す電圧印加の状態と図５に示す印加停止の状態とが高速で繰り返される。インバータ１０１、１０２における電圧印加と印加停止との繰り返しは、制御回路３０１、３０２のマイクロコントローラ３４１、３４２によって生成されるＰＷＭ信号に従って実行される。 図６は、ＰＷＭ信号を示す図である。

ＰＷＭ信号は２値のパルス信号であり、電圧印加を表す第１値と印加停止を表す第２値とが交互に生じる。ＰＷＭ信号のパルスは周期Ｔ０で繰り返され、周期Ｔ０は第１値の継続時間Ｔ１と第２値の継続時間Ｔ２とに案分される。

ＰＷＭ信号は上述した様に例えば２０ｋＨｚといった高周波数の信号であるため周期Ｔ０は例えば５０μ秒といった短周期となる。従って、モータ２００に印加される実効的な電圧（実効電圧）は、周期Ｔ０で均された電圧となり、周期Ｔ０と第１値の継続時間Ｔ１との比（デューティー）が電源電圧と実効電圧との比に等しい。実効電圧は、例えば図３に示す電流波形のように変化する電流値に対応して時間変化する電圧である。実効電圧のそのような時間変化は、マイクロコントローラ３４１、３４２によってＰＷＭ信号のデューティーが制御されることで実現される。

２つのマイクロコントローラ３４１、３４２それぞれが周期Ｔ０のキャリア信号を生成し、そのキャリア信号に基づいてＰＷＭ信号を生成するが、上述した様にマイクロコントローラ３４１、３４２同士ではキャリア信号の周波数に差がある。このため、マイクロコントローラ３４１、３４２同士で周期Ｔ０が不一致となり、ＰＷＭ信号同士の周波数の同期がズレる。このような同期ズレはモータ２００でトルクリップルを生じる。 ここで、ＰＷＭ信号同士の周波数差で生じるトルクリップルのシミュレーションテストについて説明する。 表１には、第１テストから第４テストまでのテスト条件が示される。

第１～第４テストでは、第１インバータ１０１を駆動するために第１制御回路３０１のマイクロコントローラ３４１で生成されるＰＷＭ信号の周波数（第１系統の周波数）が２０ｋＨｚに固定される。そして、第２インバータ１０２を駆動するために第２制御回路３０２のマイクロコントローラ３４２で生成されるＰＷＭ信号の周波数（第２系統の周波数）が変更される。 第１テストでは、第２系統の周波数が１９．９５ｋＨｚに設定され、第１系統と第２系統との周波数差は５０Ｈｚとなる。 第２テストでは、第２系統の周波数が１９．９９５ｋＨｚに設定され、第１系統と第２系統との周波数差は５Ｈｚとなる。 第３テストでは、第２系統の周波数が１９．９９９５ｋＨｚに設定され、第１系統と第２系統との周波数差は０．５Ｈｚとなる。 第４テストでは、第２系統の周波数が１９．９９９９５ｋＨｚに設定され、第１系統と第２系統との周波数差は０．０５Ｈｚとなる。 図７は、第１～第４テストの結果を示すグラフである。 図７には３次元グラフが示され、高さ軸はトルク強度を表し、左奥方向の軸は周波数を表し、右奥方向の軸はテスト番号を表す。 グラフ中の５００Ｈｚ付近にある大きなピークは、モータの回転数に相当する周波数成分のピークでありトルクリップルではない。

第１テストの結果を表すグラフには、数百Ｈｚの周波数領域に多くのピークがあり、周波数差の２倍に相当する１００Ｈｚの位置のピークが特に大きい。第１テストの条件では、この大きなピークに相当する大きなトルクリップルを生じることが分かる。

第２～第４テストでは、数百Ｈｚの周波数領域には大きなピークが生じない。従って、周波数差が５Ｈｚ程度以下になればトルクリップルはほぼ生じないことが分かる。しかしながら、例えば水晶振動子によるクロック素子の場合、水晶振動子の個体差などによって例えば１０Ｈｚ以上の周波数差は容易に生じ、独立したマイクロコントローラ３４１、３４２同士で周波数を５Ｈｚ程度以下に抑えることは難しい。そこで、逆に周波数差を広げたシミュレーションテストを行った。 表２には、第５テストから第１１テストまでのテスト条件が示される。

第５テストでは、第１系統の周波数と第２系統の周波数がいずれも基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定され、第１系統と第２系統との周波数差は０Ｈｚとなる。即ち、第１系統と第２系統とでＰＷＭ信号の周波数が完全に同期する。

第６テストでは、第１系統の周波数が基本周波数に対して＋１０００Ｈｚの２１．０ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定される。

第７テストでは、第１系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数に対して－１０００Ｈｚの１９．０ｋＨｚに設定される。

第８テストでは、第１系統の周波数が基本周波数に対して＋５００Ｈｚの２０．５ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定される。

第９テストでは、第１系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数に対して－５００Ｈｚの１９．５ｋＨｚに設定される。

第１０テストでは、第１系統の周波数が基本周波数に対して＋１００Ｈｚの２０．１ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定される。

第１１テストでは、第１系統の周波数が基本周波数の２０．０ｋＨｚに設定され、第２系統の周波数が基本周波数に対して－１００Ｈｚの１９．９ｋＨｚに設定される。 図８は、第５～第１１テストの結果を示すグラフである。 図８にも３次元グラフが示され、高さ軸はトルク強度を表し、左奥方向の軸は周波数を表し、右奥方向の軸はテスト番号を表す。 図８でも、グラフ中の５００Ｈｚ付近にある大きなピークは、モータの回転数に相当する周波数成分のピークでありトルクリップルではない。 第５テストの結果を表すグラフには、数百Ｈｚの周波数領域に特段のピークが生じない。従って、周波数が同期すればトルクリップルは生じないことが分かる。

第１０テストおよび第１１テストの結果を表すグラフには、数百Ｈｚの周波数領域に多くのピークがあり、周波数差の２倍に相当する２００Ｈｚの位置のピークが特に大きい。第１０テストおよび第１１テストの条件では、この大きなピークに相当する大きなトルクリップルが生じることが分かる。

第６～第９テストでは、数百Ｈｚの周波数領域には大きなピークが生じない。第８～第９テストの場合、周波数差の２倍は１ｋＨｚであり、グラフ中には１ｋＨｚの位置にある程度大きなピークが生じる。そして、このピークに相当するトルクリップルが生じることになる。しかしながら、１ｋＨｚの振動は人間の感覚域を外れた振動であるため、トルクリップルに伴う騒音などの不具合は抑制されることになる。第６～第７テストでは、周波数差の２倍は２ｋＨｚであり、騒音などは人間の感覚域を更に外れる。

例えばパワーステアリング装置などに用いられる場合、モータ２００の回転数は状況に応じて変化する。このようにモータの回転数が変化した結果、モータ２００の回転数とトルクリップルの振動数が重なると、モータの駆動制御に乱れが生じる虞がある。

第１系統と第２系統とで、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が、モータ２００の最大回転数と極対数との積以上の周波数差を有すると、周波数差の２ｎ倍（ｎは自然数）に生じるトルクリップルの周波数は、モータ２００の回転数から外れると共に人間の感覚域も外れる。この結果、トルクリップルに伴う騒音や振動や制御乱れなどの不具合が抑制される。

また、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数差は、機械角で上記積の３ｎ倍（ｎは自然数）を除く値であることが望ましい。第１系統と第２系統とでキャリア信号の周波数が完全に同期している場合であっても、モータ２００には６ｎ次のトルクリップルが生じる。キャリア信号の周波数差が機械角で上記積の３ｎ倍であると、周波数差によるトルクリップルが６ｎ次のトルクリップルに重なることが避けられる。 キャリア信号同士の周波数差を得るための具体的な構成としては２つの構成が考えられる。

１つ目の構成は、図１に示す２つの内部クロック３７１、３７２として、クロック信号の周波数が互いに例えば５％程度異なっているクロック素子を用いる構成である。このようなクロック素子が用いられることにより、２つのマイクロコントローラ３４１、３４２における駆動制御のプログラム（特にキャリア信号の生成とＰＷＭ制御のプログラム）として同一のプログラムが利用可能となる。

２つ目の構成は、周波数の変換係数が２つのマイクロコントローラ３４１、３
４２で互いに例えば５％程度相違する構成である。この変換係数は、２つのマイクロコントローラ３４１、３４２が内部クロック３７１、３７２からのクロック信号を周波数変換してＰＷＭ制御のキャリア信号を生成する際に用いられる。第１の制御回路３０１のマイクロコントローラ３４１は、第１の変換比率で周波数変換し、第２の制御回路３０２のマイクロコントローラ３４２は、第１の変換比率とは異なる第２の変換比率で周波数変換する。

この構成では、内部クロック３７１、３７２として同一周波数のクロック素子が採用可能であり、望ましい周波数差を有する各キャリア信号が変換係数によって容易に得られる。同一周波数のクロック素子は、例えば同一規格の水晶体を内蔵したクロック素子であり、部品種類の増加が回避される。また、内部クロック３７１、３７２同士に個体差があっても構わない。即ち、同一規格の水晶体では上述した様に５０Ｈｚ程度の個体差が生じうるが、変換係数が５％程度相違すると、このような個体差を遥かに超えた周波数差が生じるので個体差の存在は問題とならない。

なお、更に別の構成としては、キャリア信号同士の周波数の同期状態を確認する回路を備え、確認された同期状態に基づいてキャリア信号の周波数を変更して望ましい周波数差を得るという構成も考えられる。この構成では、例えば上記変換係数として同一の変数が誤って設定された場合であっても、望ましい周波数差が得られるという利点がある。 次に、本実施形態の変形例について説明する。 図９は、回路配線が異なる変形例におけるモータ駆動ユニット１０００の回路構成を示す図である。 図９に示す変形例では、第１インバータ１０１と第２インバータ１０２とのグランド端同士が分離する。このように分離した構成であっても、キャリア信号の周波数にずれが生じるとトルクリップルが発生する。従って、図９に示す変形例でも、第１系統と第２系統とで、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数に上述した差が設けられることで、トルクリップルの周波数は、モータ２００の回転数から外れると共に人間の感覚域も外れる。この結果、トルクリップルに伴う騒音や振動や制御乱れなどの不具合が抑制される。

（パワーステアリング装置の実施形態）

自動車等の車両は一般的に、パワーステアリング装置を備える。パワーステアリング装置は、運転者がステアリングハンドルを操作することによって発生するステアリング系の操舵トルクを補助するための補助トルクを生成する。補助トルクは、補助トルク機構によって生成され、運転者の操作の負担を軽減することができる。例えば、補助トルク機構は、操舵トルクセンサ、ＥＣＵ、モータおよび減速機構などから構成される。操舵トルクセンサは、ステアリング系における操舵トルクを検出する。ＥＣＵは、操舵トルクセンサの検出信号に基づいて駆動信号を生成する。モータは、駆動信号に基づいて操舵トルクに応じた補助トルクを生成し、減速機構を介してステアリング系に補助トルクを伝達する。

上記実施形態のモータ駆動ユニット１０００は、パワーステアリング装置に好適に利用される。図１０は、本実施形態による電動パワーステアリング装置２０００の構成を模式的に示す図である。 電動パワーステアリング装置２０００は、ステアリング系５２０および補助トルク機構５４０を備える。

ステアリング系５２０は、例えば、ステアリングハンドル５２１、ステアリングシャフト５２２（「ステアリングコラム」とも称される。）、自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂ、および回転軸５２４（「ピニオン軸」または「入力軸」とも称される。）を備える。

また、ステアリング系５２０は、例えば、ラックアンドピニオン機構５２５、ラック軸５２６、左右のボールジョイント５５２Ａ、５５２Ｂ、タイロッド５２７Ａ、５２７Ｂ、ナックル５２８Ａ、５２８Ｂ、および左右の操舵車輪（例えば左右の前輪）５２９Ａ、５２９Ｂを備える。

ステアリングハンドル５２１は、ステアリングシャフト５２２と自在軸継手５２３Ａ、５２３Ｂとを介して回転軸５２４に連結される。回転軸５２４にはラックアンドピニオン機構５２５を介してラック軸５２６が連結される。ラックアンドピニオン機構５２５は、回転軸５２４に設けられたピニオン５３１と、ラック軸５２６に設けられたラック５３２とを有する。ラック軸５２６の右端には、ボールジョイント５５２Ａ、タイロッド５２７Ａおよびナックル５２８Ａをこの順番で介して右の操舵車輪５２９Ａが連結される。右側と同様に、ラック軸５２６の左端には、ボールジョイント５５２Ｂ、タイロッド５２７Ｂおよびナックル５２８Ｂをこの順番で介して左の操舵車輪５２９Ｂが連結される。ここで、右側および左側は、座席に座った運転者から見た右側および左側にそれぞれ一致する。

ステアリング系５２０によれば、運転者がステアリングハンドル５２１を操作することによって操舵トルクが発生し、ラックアンドピニオン機構５２５を介して左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに伝わる。これにより、運転者は左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。

補助トルク機構５４０は、例えば、操舵トルクセンサ５４１、ＥＣＵ５４２、モータ５４３、減速機構５４４および電力供給装置５４５を備える。補助トルク機構５４０は、ステアリングハンドル５２１から左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂに至るステアリング系５２０に補助トルクを与える。なお、補助トルクは「付加トルク」と称されることがある。

ＥＣＵ５４２としては、例えば図１などに示された制御回路３０１、３０２が用いられる。また、電力供給装置５４５としては、例えば図１などに示されたインバータ１０１、１０２が用いられる。また、モータ５４３としては、例えば図１などに示されたモータ２００が用いられる。ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力供給装置５４５は、一般的に「機電一体型モータ」と称されるユニットを構成する場合がある。図１０に示された各要素のうち、ＥＣＵ５４２、モータ５４３および電力供給装置５４５を除いた要素で構成された機構は、モータ５４３によって駆動されるパワーステアリング機構の一例に相当する。

操舵トルクセンサ５４１は、ステアリングハンドル５２１によって付与されたステアリング系５２０の操舵トルクを検出する。ＥＣＵ５４２は、操舵トルクセンサ５４１からの検出信号（以下、「トルク信号」と表記する。）に基づいてモータ５４３を駆動するための駆動信号を生成する。モータ５４３は、操舵トルクに応じた補助トルクを駆動信号に基づいて発生する。補助トルクは、減速機構５４４を介してステアリング系５２０の回転軸５２４に伝達される。減速機構５４４は、例えばウォームギヤ機構である。補助トルクはさらに、回転軸５２４からラックアンドピニオン機構５２５に伝達される。

パワーステアリング装置２０００は、補助トルクがステアリング系５２０に付与される箇所によって、ピニオンアシスト型、ラックアシスト型、およびコラムアシスト型等に分類される。図１０には、ピニオンアシスト型のパワーステアリング装置２０００が示される。ただし、パワーステアリング装置２０００は、ラックアシスト型、コラムアシスト型等にも適用される。

ＥＣＵ５４２には、トルク信号だけでなく、例えば車速信号も入力され得る。ＥＣＵ５４２のマイクロコントローラは、トルク信号や車速信号などに基づいてモータ５４３をＰＷＭ制御することができる。

ＥＣＵ５４２は、少なくともトルク信号に基づいて目標電流値を設定する。ＥＣＵ５４２は、車速センサによって検出された車速信号を考慮し、さらに角度センサによって検出されたロータの回転信号を考慮して、目標電流値を設定することが好ましい。ＥＣＵ５４２は、電流センサ（図１参照）によって検出された実電流値が目標電流値に一致するように、モータ５４３の駆動信号、つまり、駆動電流を制御することができる。

パワーステアリング装置２０００によれば、運転者の操舵トルクにモータ５４３の補助トルクを加えた複合トルクを利用してラック軸５２６によって左右の操舵車輪５２９Ａ、５２９Ｂを操作することができる。特に、上記実施形態のモータ駆動ユニット１０００が利用されることにより、トルクリップルによる騒音や振動などといった不具合が低減され、円滑なパワーアシストが実現される。

なお、ここでは、本発明の駆動制御装置、駆動装置における使用方法の一例としてパワーステアリング装置が挙げられるが、本発明の駆動制御装置、駆動装置の使用方法は上記に限定されず、ポンプ、コンプレッサなど広範囲に使用可能である。

上述した実施形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した実施の形態ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０１、１０２：インバータ ２００：モータ ３０１、３０２：制御回路 ３１１，３１２：電源回路 ３２１、３２２：角度センサ ３３１、３３２：入力回路 ３４１、３４２：マイクロコントローラ ３５１、３５２：駆動回路 ３６１、３６２：ＲＯＭ ３７１、３７２：内部クロック ４０１、４０２：電流センサ ４０３、４０４：電源 １０００：モータ駆動ユニット ２０００：パワーステアリング装置

Claims (5)

1. モータの駆動を制御する駆動制御装置であって、 前記モータの巻線の一端に接続される第１インバータと、 前記一端に対する他端に接続される第２インバータと、 前記第１インバータに対してＰＷＭ制御を行う第１制御回路と、 前記第２インバータに対してＰＷＭ制御を行う第２制御回路と、を備え、 前記第１制御回路と前記第２制御回路とでは、ＰＷＭ制御のキャリア信号の周波数が、前記モータの最大回転数と極対数との積以上の周波数差を有する駆動制御装置。
2. 前記周波数差が、機械角で前記積の３ｎ倍（ｎは自然数）を除く値である請求項１に記載の駆動制御装置。
3. 前記第１制御回路および前記第２制御回路は、振動子から得られるクロック信号を周波数変換してＰＷＭ制御のキャリア信号を生成し、 前記第１制御回路は、第１の変換比率で周波数変換し、 前記第２制御回路は、第１の変換比率とは異なる第２の変換比率で周波数変換する請求項１または２に記載の駆動制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の駆動制御装置と、 前記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、を備えるモータ駆動装置。
5. 請求項１から３のいずれか１項に記載の駆動制御装置と、 前記駆動制御装置によって駆動が制御されるモータと、 前記モータによって駆動されるパワーステアリング機構と、を備えるパワーステアリング装置。
   

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