JP7417941B2 - Rotating electrical machine control device - Google Patents
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Description
本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。 The present invention relates to a rotating electrical machine control device that controls the drive of a rotating electrical machine having open windings via two inverters.
３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が知られている。特開２０１４－１９２９５０号公報には、そのような３相オープン巻線を駆動するインバータのスイッチング素子に故障が生じた場合であっても回転電機の駆動を継続することが可能な技術が開示されている。これによれば、２つのインバータの内の何れか一方のスイッチング素子に故障が生じた場合には、当該故障したスイッチング素子を含むインバータの上段側スイッチング素子の全て、或いは下段側スイッチング素子の全てを全てオン状態とし、他方の側のスイッチング素子の全てをオフ状態として、当該インバータを中性点化して、故障していない他方のインバータにより、回転電機を駆動する。 2. Description of the Related Art A control device is known that controls driving of a three-phase alternating current rotating electrical machine by controlling switching of inverters provided at both ends of a three-phase open winding provided in the rotating electrical machine. Japanese Unexamined Patent Publication No. 2014-192950 discloses a technology that allows a rotating electrical machine to continue to be driven even if a failure occurs in a switching element of an inverter that drives such a three-phase open winding. ing. According to this, if a failure occurs in the switching elements of either one of the two inverters, all of the upper-stage switching elements or all of the lower-stage switching elements of the inverter including the failed switching element are disabled. All switching elements are turned on, all switching elements on the other side are turned off, the inverter is set to a neutral point, and the rotating electric machine is driven by the other non-faulty inverter.
ここで、故障したスイッチング素子の検出は、各スイッチング素子に対してセンサ等を配置することで可能である。しかし、全てのスイッチング素子に故障検出用のセンサを配置するとコストが掛かる。そこで、制御に用いられている既存のパラメータを利用して故障を検出することも考えられる。即ち、１つのスイッチング素子に故障が生じると、交流の各相電流や電圧等に変化が生じるため、各相電流や電圧等に基づいて故障の有無を検出することも可能と考えられる。しかし、オープン巻線には２つのインバータが接続されているため、何れのインバータに故障が生じた場合であってもオープン巻線に流れる電流や相間電圧に影響し、単純に故障したスイッチング素子を特定することは困難である。 Here, detection of a failed switching element is possible by arranging a sensor or the like for each switching element. However, disposing a sensor for failure detection in every switching element increases cost. Therefore, it may be possible to detect failures using existing parameters used for control. That is, when a failure occurs in one switching element, a change occurs in each phase current, voltage, etc. of AC, so it is considered possible to detect the presence or absence of a failure based on each phase current, voltage, etc. However, since two inverters are connected to the open winding, a failure in either inverter will affect the current flowing through the open winding and the phase-to-phase voltage. It is difficult to specify.
上記の文献には、故障したスイッチング素子を特定するための具体的な技術については言及されていない。また、スイッチング素子の故障には、スイッチング素子が常に導通状態となる短絡故障と、スイッチング素子が常に開放状態となるオープン故障とがあり、それぞれ故障によって生じる事象も異なり、その特定方法も異なる。しかし、上記の文献には、それらを区別して特定するための具体的な技術についての言及もない。 The above-mentioned document does not mention a specific technique for identifying a failed switching element. Furthermore, switching element failures include short-circuit failures in which the switching element is always in a conductive state, and open failures in which the switching element is always in an open state.The events caused by each failure are different, and the identification methods are also different. However, the above literature does not mention any specific technique for distinguishing and specifying them.
上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを構成するスイッチング素子の内の１つが、短絡故障を生じた場合に、障箇所を特定する技術の提供が望まれる。 In view of the above background, it is desired to provide a technique for identifying a fault point when a short circuit fault occurs in one of the switching elements constituting the two inverters provided at both ends of an open winding.
上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方のインバータにおいて、１つのスイッチング素子が短絡した短絡故障が生じた場合、前記短絡故障を生じた前記インバータを故障インバータとして、複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別する。 In view of the above, there is provided a rotating electrical machine control device that drives and controls a rotating electrical machine having open windings of a plurality of phases independent of each other via a first inverter and a second inverter. The second inverter is connected to one end of the winding to convert power between direct current and multi-phase alternating current, and the second inverter is connected to the other end of the multi-phase open winding to convert power between direct current and multi-phase alternating current. The first inverter and the second inverter each have an arm for one phase of AC configured by a series circuit of an upper switching element and a lower switching element, and and the second inverter can be controlled independently of each other, and when a short-circuit failure in which one switching element is short-circuited occurs in either the first inverter or the second inverter, The inverter in which the short-circuit failure has occurred is regarded as a faulty inverter, and the current integrated value of each phase is calculated by integrating each of the alternating currents of multiple phases. It is determined in which of the upper arm and the lower arm the short-circuit failure occurs.
発明者らによる実験やシミュレーションによれば、２つのインバータの内の何れか一方にスイッチング素子の短絡故障が生じた場合、３相電流波形が非対称で歪んだ波形となることが確認された。例えば、ある相の交流電流の波形は、正側に大きく偏向し、またある相の交流電流の波形は、負側に大きく偏向する。そして、交流電流を所定時間に亘って積算すると、この偏向の傾向がより顕著に現れる。偏向の方向は、短絡故障したスイッチング素子の位置によって異なる。従って、電流積算値の正負に基づけば、短絡故障が故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて生じているかを判別することができる。故障箇所を特定することで、当該故障箇所の影響を受けないように、２つのインバータを制御して、回転電機の駆動を継続することもできる。このように、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを構成するスイッチング素子の内の１つが、短絡故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。 According to experiments and simulations conducted by the inventors, it has been confirmed that when a short-circuit failure of a switching element occurs in either one of the two inverters, the three-phase current waveform becomes an asymmetrical and distorted waveform. For example, the waveform of an alternating current of a certain phase is largely deflected to the positive side, and the waveform of an alternating current of a certain phase is deflected largely to the negative side. Then, when the alternating current is integrated over a predetermined period of time, this tendency of deflection becomes more noticeable. The direction of deflection differs depending on the location of the switching element that has experienced a short circuit failure. Therefore, based on whether the current integrated value is positive or negative, it can be determined whether the short-circuit failure has occurred in the upper arm or the lower arm of the failed inverter. By identifying the failure location, it is also possible to control the two inverters to continue driving the rotating electric machine so as not to be affected by the failure location. As described above, according to this configuration, when one of the switching elements constituting the two inverters provided at both ends of the open winding has a short-circuit failure, it is possible to identify the failure location. .
回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。 Further features and advantages of the rotating electric machine control device will become clear from the following description of the embodiments explained with reference to the drawings.
以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of a rotating electric machine control device that controls the drive of a rotating electric machine having open windings of a plurality of mutually independent phases via two inverters will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a schematic block diagram of a rotating electrical machine drive system including a rotating electrical machine control device 1 (MG-CTRL). The rotating
インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。本実施形態では、第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、同じ種類のスイッチング素子３を用いた同じ回路構成のインバータ１０である。
The
２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。尚、複数相のアーム３Ａにおいて、上段側スイッチング素子３Ｈを含む側を上段側アームと称し、下段側スイッチング素子３Ｌを含む側を下段側アームと称する。
In the two
また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑化する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。
Further, in this embodiment, the two
具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。
Specifically, the
本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの蓄電素子により構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。
In this embodiment, the first
図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である（制御方式の詳細については後述する）。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルク（トルク指令）に基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。
As shown in FIG. 1, the
回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウェアとソフトウェア（プログラム）との協働により実現される。
The actual current flowing through the
図２のブロック図は、回転電機制御装置１の一部の機能部を簡易的に示している。ベクトル制御法では、回転電機８０に流れる実電流（Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ，Ｗ相電流Ｉｗ）を、回転電機８０のロータに配置された永久磁石が発生する磁界（磁束）の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交する方向（磁界の向きに対して電気角でπ／２進んだ方向）のｑ軸とのベクトル成分（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）に座標変換してフィードバック制御を行う。回転電機制御装置１は、回転センサ１３の検出結果（θ：磁極位置、電気角）に基づいて、３相２相座標変換部５５で座標変換を行う。
The block diagram in FIG. 2 simply shows some functional units of the rotating electrical
電流フィードバック制御部５（FB）は、ｄｑ軸直交ベクトル座標系において、回転電機８０のトルク指令に基づく電流指令（ｄ軸電流指令Ｉｄ＊，ｑ軸電流指令Ｉｑ＊）と、実電流（ｄ軸電流Ｉｄ，ｑ軸電流Ｉｑ）との偏差に基づいて回転電機８０をフィードバック制御して、電圧指令（ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊，ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊）を演算する。回転電機８０は、第１インバータ１１と第２インバータ１２との２つのインバータ１０を介して駆動される。このため、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令Ｖｑ＊は、それぞれ分配部５３（DIV）において、第１インバータ１１用の第１ｄ軸電圧指令Ｖｄ１＊及び第１ｑ軸電圧指令Ｖｑ１＊、第２インバータ１２用の第２ｄ軸電圧指令Ｖｄ２＊及び第２ｑ軸電圧指令Ｖｑ２＊に分配される。
The current feedback control unit 5 (FB) outputs a current command (d-axis current command Id * , q-axis current command Iq*) based on the torque command of the rotating
上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能であり、３相電圧指令演算部７３及び変調部７４（MOD）を備えた電圧制御部７を２つ備えている。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１）を生成する第１電圧制御部７１と、第２インバータ１２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのスイッチング制御信号（Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２）を生成する第２電圧制御部７２とを備えている。第１インバータ１１の電圧指令（Ｖｕ１＊＊，Ｖｖ１＊＊、Ｖｗ１＊＊）と、第２インバータ１２の電圧指令（Ｖｕ２＊＊，Ｖｖ２＊＊、Ｖｗ２＊＊）との位相は“π”異なっている。このため、第２電圧制御部７２には、回転センサ１３の検出結果（θ）から“π”を減算した値が入力されている。
As described above, the rotating electric
尚、後述するように、変調方式には、回転電機８０の回転に同期した同期変調と、回転電機８０の回転とは独立した非同期変調とがある。一般的に、同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロック（ソフトウェアの場合は生成フロー）と、非同期変調によるスイッチング制御信号の生成ブロックとは異なっている。上述した電圧制御部７は、電圧指令と、回転電機８０の回転に同期しないキャリアとに基づいてスイッチング制御信号を生成するものであるが、本実施形態では、説明を簡略化するために、同期変調によるスイッチング制御信号（例えば後述する矩形波制御の場合のスイッチング制御信号）も電圧制御部７にて生成されるものとして説明する。
As will be described later, the modulation methods include synchronous modulation that is synchronized with the rotation of the rotating
尚、インバータ１０のそれぞれのアーム３Ａは、上述したように、上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。図２では、区別していないが、各相のスイッチング制御信号は、上段用スイッチング制御信号と、下段用スイッチング制御信号との２種類として出力される。尚、それぞれのアーム３Ａを構成する上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとが同時にオン状態となると当該アーム３Ａが短絡状態となる。これを防ぐために、それぞれのアーム３Ａに対する上段側スイッチング制御信号と、下段側スイッチング制御信号とが共に非有効状態となるデッドタイムが設けられている。このデッドタイムも、電圧制御部７において付加される。
As described above, each
図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。
As shown in FIG. 1, the control terminals (gate terminals in the case of IGBTs and FETs) of each switching
尚、インバータ１０には、インバータ１０の異常、例えば、スイッチング素子の温度や、過電流発生の有無等を検出する回路が備えられており、当該情報はドライブ回路２を介して回転電機制御装置１に提供される。これらの情報は、特定のスイッチング素子３を特定していなくてもよく、例えば第１インバータ１１における異常、第２インバータ１２における異常を検出可能な程度でよい。
The
回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えば電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つを実行することができる。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを実行することができる。尚、上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とのそれぞれを、互いに独立した制御方式で制御可能である。
The rotating electrical
また、パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。従って、回転電機制御装置１が実行可能なパルス幅変調制御には、制御方式として、連続パルス幅変調制御と、不連続パルス幅変調とが含まれる。
In addition, pulse width modulation includes continuous pulse width modulation (CPWM) such as sinusoidal PWM (SPWM) and space vector pulse width modulation (SVPWM), and discontinuous pulse width modulation (CPWM) such as sinusoidal PWM (SPWM) and space vector pulse width modulation (SVPWM). There are methods such as modulation (DPWM: Discontinuous PWM). Therefore, the pulse width modulation control that can be executed by the rotating electric
連続パルス幅変調は、複数相のアーム３Ａの全てについて連続的にパルス幅変調を行う変調方式であり、不連続パルス幅変調は、複数相の一部のアーム３Ａについてスイッチング素子をオン状態又はオフ状態に固定する期間を含んでパルス幅変調を行う変調方式である。具体的には、不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの動作条件、そして、その動作条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の線間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。
Continuous pulse width modulation is a modulation method in which pulse width modulation is performed continuously on all
パルス幅変調では、電圧指令としての交流波形の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア（ＣＡ）の波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。 In pulse width modulation, a pulse is generated based on the magnitude relationship between the amplitude of an AC waveform as a voltage command and the amplitude of a triangular (including sawtooth) waveform of a carrier (CA). In some cases, a PWM waveform is directly generated by digital calculation without comparison with a carrier, but even in that case, there is a correlation between the amplitude of an AC waveform as a command value and the amplitude of a virtual carrier waveform.
デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、非同期変調（asynchronous modulation）と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は、同期変調（synchronous modulation）と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調である。
In pulse width modulation by digital calculation, the carrier is determined depending on the control cycle of the rotating electric
上述したように、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この変調率０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。尚、ここで例示した変調率の値は、デッドタイムを考慮していない物理的（数学的）な値である。 As described above, as an index indicating the conversion rate from DC voltage to AC voltage, there is a modulation rate indicating the ratio of the effective value of the line voltage of the AC voltage of multiple phases to the DC voltage. Generally, the maximum modulation rate of sinusoidal pulse width modulation is approximately 0.61 (≈0.612), and the maximum modulation rate of space vector pulse width modulation control is approximately 0.71 (≈0.707). A modulation method having a modulation factor greater than about 0.71 is referred to as "overmodulated pulse width modulation" as a modulation method with a higher modulation factor than usual. The maximum modulation factor of "overmodulated pulse width modulation" is approximately 0.78. This modulation factor of 0.78 is a physical (mathematical) limit value in power conversion from direct current to alternating current. In overmodulation pulse width modulation, when the modulation rate reaches 0.78, rectangular wave modulation (single-pulse modulation) is performed in which one pulse is output in one period of electrical angle. In square wave modulation, the modulation factor will be fixed at a physical limit of about 0.78. Note that the modulation rate values exemplified here are physical (mathematical) values that do not take dead time into consideration.
変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。過変調パルス幅変調の代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。 Overmodulated pulse width modulation with a modulation factor of less than 0.78 can be realized using either the synchronous modulation method or the asynchronous modulation principle. A typical modulation method for overmodulation pulse width modulation is discontinuous pulse width modulation. Discontinuous pulse width modulation can be realized using either the synchronous modulation method or the asynchronous modulation principle. For example, when using a synchronous modulation method, one pulse is output in one period of electrical angle in rectangular wave modulation, but a plurality of pulses are output in one period of electrical angle in discontinuous pulse width modulation. If a plurality of pulses exist in one period of electrical angle, the effective period of the pulse decreases accordingly, and the modulation rate decreases. Therefore, the modulation rate is not limited to a fixed value of about 0.78, but any modulation rate less than 0.78 can be realized by the synchronous modulation method. For example, multiple pulse modulation (Multi-Pulses) such as 9-pulses that outputs 9 pulses or 5-pulses that outputs 5 pulses in one period of electrical angle may be used. It is possible.
また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御（SDN）やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御と称する。
Further, the rotating electrical
本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。
As in this embodiment, when
図３は、回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１－Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。図３に示すように、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２とのベクトルの向きが１８０度異なるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御されると、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなる。
FIG. 3 illustrates a vector diagram at one operating point in the dq-axis vector coordinate system of the rotating
本実施形態では、回転電機８０の動作条件に応じた複数の制御領域Ｒ（図４等参照）が設定され、回転電機制御装置１は、それぞれの制御領域Ｒに応じた制御方式でインバータ１０を制御している。図４は、回転電機８０の回転速度とトルクとの関係の一例を示している。例えば、図４に示すように、回転電機８０の制御領域Ｒとして、第１速度域ＶＲ１と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第１速度域ＶＲ１よりも高い第２速度域ＶＲ２と、同じトルクＴにおける回転電機８０の回転速度が第２速度域ＶＲ２よりも高い第３速度域ＶＲ３とが設定される。
In this embodiment, a plurality of control regions R (see FIG. 4, etc.) are set according to the operating conditions of the rotating
例えば、下記の表１に示すように、回転電機制御装置１は、第１速度域ＶＲ１において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第２速度域ＶＲ２において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御する。また、回転電機制御装置１は、第３速度域ＶＲ３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０を矩形波制御により制御する。表中のＭｉ＿ｓｙｓ、Ｍｉ＿ｉｎｖ１、Ｍｉ＿ｉｎｖ２については後述する。
For example, as shown in Table 1 below, the rotating electrical
それぞれの制御領域Ｒの境界（第１速度域ＶＲ１と第２速度域ＶＲ２と第３速度域ＶＲ３との境界）は、回転電機８０のトルクに応じた回転電機８０の回転速度と、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい）の割合との少なくとも一方に応じて設定されていると好適である。
The boundaries of each control region R (the boundaries between the first speed range VR1, the second speed range VR2, and the third speed range VR3) are the rotational speed of the rotating
回転電機８０の動作条件は、図４に例示するように、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。制御領域Ｒが、１つのパラメータである回転速度に基づいて、設定されていると良い。ここで、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度を、トルクに関わらず一定に設定することも可能であるが、制御領域Ｒの境界を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。このようにすることにより、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。
The operating conditions of the rotating
また、例えば、回転電機８０に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。上述したように、インバータ１０を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。
For example, if high output (high rotational speed or high torque) is required from the rotating
表１に示すように、制御領域Ｒが、回転電機８０に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（変調率）に基づいて設定されていると、回転電機８０の動作条件に応じて高い効率で回転電機８０を駆動制御することができる。尚、表中において、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は第１インバータ１１の変調率、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は第２インバータ１２の変調率、“Ｍｉ＿ｓｙｓ”はシステム全体の変調率を示している。
As shown in Table 1, if the control region R is set based on the ratio (modulation rate) of the effective value of the three-phase AC power to the DC power, which is determined according to the request for the rotating
上記、表１には、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を例示している。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。
Table 1 above shows examples of modulation rates corresponding to each control region R. In this embodiment, the inter-terminal voltage "E1" of the first
Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)
Mi_inv1=Va_inv1/E1=Va_inv1/E...(1)
Mi_inv2=Va_inv2/E2=Va_inv2/E...(2)
Mi_sys = (Va_inv1+Va_inv2)/(E1+E2)
=(Va_inv1+Va_inv2)/2E...(3)
電圧の瞬時値については、瞬時におけるベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)～(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。尚、表１では、定格値としてそれぞれの制御領域Ｒに対応する変調率を示している。このため、実際の制御に際しては、制御領域Ｒで制御方式が変わる場合のハンチング等を考慮して、それぞれの制御領域Ｒに対応する変調率に重複する範囲が含まれていてもよい。 Regarding the instantaneous value of the voltage, it is necessary to consider the instantaneous vector, but if we simply consider the modulation rate, from equations (1) to (3), the modulation rate “Mi_sys” of the entire system is “(Mi_inv1+Mi_inv2 )/2”. Note that Table 1 shows the modulation factor corresponding to each control region R as the rated value. Therefore, in actual control, the modulation factors corresponding to the respective control regions R may include overlapping ranges in consideration of hunting, etc. when the control method changes in the control region R.
尚、変調率“Ｘ”は、連続パルス幅変調（空間ベクトルパルス幅変調）による変調率の理論上の上限値（概ね０．７０７）に基づき、さらに、デッドタイムを考慮して設定される。変調率“Ｘ”は、実験やシミュレーション等に基づいて、適宜設定される（例えば、０．３以下）。 Note that the modulation rate "X" is set based on the theoretical upper limit value (approximately 0.707) of the modulation rate by continuous pulse width modulation (space vector pulse width modulation), and also in consideration of dead time. The modulation rate "X" is appropriately set based on experiments, simulations, etc. (for example, 0.3 or less).
ところで、インバータ１０を構成するスイッチング素子３は、スイッチング素子３が常にオン状態となる短絡故障や、スイッチング素子３が常にオフ状態となるオープン故障を生じる場合がある。例えば、図７に示すように、Ｙ字結線型のステータコイル８Ｂを備えた回転電機８０Ｂが１つのインバータ１０Ｂによって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じると、インバータ１０Ｂの全てのスイッチング素子３Ｂをオフ状態とするシャットダウン制御や、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とする又は複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とするアクティブショートサーキット制御が実行され、車両は停止することになる。
By the way, the switching
しかし、本実施形態のように、ステータコイル８として互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機８０を、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を介して駆動制御する場合には、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の内の１つのインバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御することが可能である。上述したように、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡され、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。このため、回転電機制御装置１は、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態を実現することができる。
However, as in this embodiment, when the rotating
回転電機８０Ｂが１つのインバータ１０Ｂによって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じると、回転電機８０Ｂを駆動力源とする車両を停止させる必要がある。しかし、本実施形態のように、回転電機８０が２つのインバータ１０によって駆動される場合には、短絡故障やオープン故障が生じても、回転電機８０を駆動力源とする車両を停止させることなく、一定の制限の範囲で車両の走行を継続することができる。例えば、自宅や整備工場などの当面の目的地までの走行を可能とすることができる。
When the rotating
例えば、一方のインバータ１０において短絡故障が生じた場合、上段側アーム及び下段側アームの内、短絡故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とし、他方の側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態としてアクティブショートサーキット制御を実行するとよい。短絡故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とすることで、短絡故障したスイッチング素子３を故障していないスイッチング素子３として用いることができる。
For example, when a short-circuit failure occurs in one
また、一方のインバータ１０においてオープン故障が生じた場合、上段側アーム及び下段側アームの内、オープン故障したスイッチング素子３を含まない側のアームの全てのスイッチング素子３をオン状態とし、オープン故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態としてアクティブショートサーキット制御を実行するとよい。オープン故障したスイッチング素子３を含む側のアームの全てのスイッチング素子３をオフ状態とすることで、オープン故障したスイッチング素子３を故障していないスイッチング素子３として用いることができる。
In addition, when an open failure occurs in one of the
このため、少なくとも、故障したスイッチング素子３が、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れに属し、且つ、上段側アーム及び下段側アームの何れに属するかを特定する必要がある。より好ましくは、故障したスイッチング素子３が、複数相の内の何れの相であるかまで特定できるとよい。
Therefore, it is necessary to specify at least to which of the
以下、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３の内の何れか１つに短絡故障が生じた場合（１相短絡故障が生じた場合）に、短絡故障したスイッチング素子３を特定し、特定後に車両の走行を継続できるように、回転電機８０をフェールセーフ制御により駆動する形態について説明する。
Hereinafter, when a short-circuit failure occurs in any one of the
図５は、短絡故障が検出されてから、フェールセーフ制御によって回転電機８０を駆動するまでの動作点の一例を回転電機８０の制御領域に示したものである。また、図５における制御領域“Ｒｓ”は、１つのインバータ１０によって回転電機８０を制御する場合のシングルインバータ制御領域Ｒｓを示し、制御領域の全体を示す“Ｒｄ”は、２つのインバータ１０によって回転電機８０を制御する場合のデュアルインバータ制御領域Ｒｄを示している。“Ｋ”は、本実施形態におけるシングルインバータ制御領域Ｒｓと、デュアルインバータ制御領域Ｒｄとの模式的な境界を示している。ここで、“Ｋ”を規定する回転速度は、トルクに関わらず一定に設定されることも可能であるが、図５に例示するように、“Ｋ”を規定する回転速度が、トルクに応じて異なる値となるように設定されているとさらに好適である。また、当然ながら、これらの制御領域は、回転電機８０が駆動される限界領域を示すものではない。従って、境界“Ｋ”も、シングルインバータによる制御の限界を示すものではなく、シングルインバータにより回転電機８０を駆動可能な領域としてシングルインバータ制御領域Ｒｓを設定するために適宜設定される境界である。
FIG. 5 shows an example of operating points in the control area of the rotating
図６は、例えば第１インバータ１１のＵ相アーム３ｕの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）が短絡故障している状態で、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の全てのスイッチング素子３をオフ状態とするシャットダウン制御を実行している場合の電流の流れを例示している。図７は、１つのインバータ１０Ｂを介してＹ字結線されたステータコイル８Ｂを備えた回転電機８０Ｂを駆動するシステム（１インバータシステム）において、Ｕ相アーム３ｕの上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障している状態で、インバータ１０Ｂの全てのスイッチング素子３をオフ状態とするシャットダウン制御を実行している場合の電流の流れを例示している。
FIG. 6 shows a state in which, for example, the
例えば、図５に示す第１動作点Ｑ１において短絡故障が生じた場合を考える。尚、短絡故障が生じた場合、短絡故障が生じたインバータ１０には、過電流が流れるため、過電流検出回路によって、当該インバータ１０において短絡故障が生じた可能性があることが、ドライブ回路２を介して回転電機制御装置１に伝達される。この際、短絡故障した可能性のあるスイッチング素子３については特定されていなくてよい。第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れにおいて短絡故障が発生したかということだけが特定されていればよい。
For example, consider a case where a short circuit failure occurs at the first operating point Q1 shown in FIG. Note that when a short-circuit failure occurs, an overcurrent flows through the
図５に示すように、第１動作点Ｑ１は、相対的に高い回転速度の動作点である。従って、短絡故障が検出されて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２がシャットダウン制御された場合にも、回転電機８０は慣性力によって回転を続け、その回転によって大きな逆起電圧（ＢＥＭＦ）を生じる。この逆起電力が、インバータ１０の直流側の電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を超えると、回転電機８０から直流電源６の側に電流が流れる。
As shown in FIG. 5, the first operating point Q1 is an operating point at a relatively high rotational speed. Therefore, even if a short circuit failure is detected and the
上述したように、図６は、第１インバータ１１のＵ相アーム３ｕの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）が短絡故障し、シャットダウン制御されている状態を示している。第２インバータ１２の各アーム３Ａは、フリーホイールダイオード３５による経路でのみ電流を流すことが可能である。従って、第２インバータ１２の直流リンク電圧Ｖｄｃ（第２直流電源６２の端子間電圧）を逆起電圧が超える場合にのみ、第２直流電源６２に電流が流れ込んで電流ループを形成することができ、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に電流を流すことができる。詳細は、後述するが、電流ループが形成できる場合には、相電流（ここでは３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、短絡故障したスイッチング素子３を特定することができる。
As described above, FIG. 6 shows a state in which the
一方、例えば、図５に示すように、第１動作点Ｑ１が、より回転速度が低い「Ｑ１’」の場合には、逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えない場合がある。逆起電圧が第２インバータ１２の直流リンク電圧Ｖｄｃ（第２直流電源６２の端子間電圧）を超えない場合には、第２インバータ１２の側で電流ループを形成することができず、第１インバータ１１及び第２インバータ１２に電流を流すことができない。
On the other hand, for example, as shown in FIG. 5, when the first operating point Q1 is "Q1'" where the rotation speed is lower, the back electromotive force may not exceed the DC link voltage Vdc. If the back electromotive voltage does not exceed the DC link voltage Vdc of the second inverter 12 (the voltage between the terminals of the second DC power supply 62), a current loop cannot be formed on the
尚、図７に示すように、１インバータシステムでは、Ｕ相アーム３ｕの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）が短絡故障していることによって、電流ループを形成することができる。従って、少しでも逆起電圧が生じていれば、インバータ１０Ｂに電流を流すことができる。
As shown in FIG. 7, in the one-inverter system, a current loop can be formed due to a short-circuit failure in the
上述したように、第１動作点Ｑ１が「Ｑ１’」の場合には、逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えず、電流ループが形成されないため、相電流（ここでは３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、短絡故障したスイッチング素子３を特定することができない。そこで、詳細は後述するが、動作点をシングルインバータ制御領域Ｒｓまで移動させる。例えば、図５に示す第４動作点Ｑ４まで移動させる。そして、回転電機制御装置１は、シャットダウン制御ではなく、トルク指令を与えたトルク制御モードによって回転電機８０を駆動制御することによって電流ループを形成し、相電流（ここでは３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、短絡故障したスイッチング素子３を特定する。
As described above, when the first operating point Q1 is "Q1'", the back electromotive force does not exceed the DC link voltage Vdc and no current loop is formed, so the phase currents (here, the three-phase currents Iu, Iv , Iw), it is not possible to identify the
図８は、この場合のトルク指令、回転速度の遷移、並びに３相電流波形を例示している。回転電機８０は、第１トルク指令Ｔ１に基づき、第１回転速度ＲＳ１で回転している時刻ｔ１において短絡故障の発生を検出している（第１動作点Ｑ１（Ｑ１’）：図５参照）。時刻ｔ３より回転電機８０の減速を開始し、時刻ｔ５に回転速度が第２回転速度ＲＳ２まで低下している。この際、例えばシャットダウン制御によって回転電機８０の回転速度を低下させると好適である。尚、図８に示すように、ここでトルク指令を“ゼロ”まで低下させてもよい。この場合、動作点は、第１動作点Ｑ１（Ｑ１’）から第２動作点Ｑ２（Ｑ２’）を経て第３動作点Ｑ３へ移る。回転速度が第２回転速度ＲＳ２まで低下すると、回転電機制御装置１は、第１トルク指令Ｔ１よりも小さい第２トルク指令Ｔ２により回転電機８０をトルク制御する（時刻ｔ７～時刻ｔ９）。これにより、動作点は、第３動作点Ｑ３から第４動作点Ｑ４へ移る。
FIG. 8 illustrates the torque command, rotational speed transition, and three-phase current waveform in this case. The rotating
時刻ｔ７～時刻ｔ９に実行されるトルク制御における３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形は、図８に示すように非対称で歪んだ波形となっている。回転電機制御装置１は、時刻ｔ７～時刻ｔ９における３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、短絡故障を生じているスイッチング素子３を特定する。詳細は、後述するが、逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃを超える場合にも、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）の波形は、同様に非対称で歪んだ波形となる。従って、回転電機制御装置１は、逆起電圧が直流リンク電圧Ｖｄｃを超える場合にも、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて、短絡故障を生じているスイッチング素子３を特定する。
The waveforms of the three-phase currents (Iu, Iv, Iw) in the torque control executed from time t7 to time t9 are asymmetrical and distorted as shown in FIG. The rotating electrical
短絡故障を生じているスイッチング素子３が特定されると、回転電機制御装置１は、シングルインバータ制御領域Ｒｓにおいて、回転電機８０を駆動制御し、車両を走行させる。例えば、動作点を第４動作点Ｑ４から第５動作点Ｑ５に移動させる。第５動作点Ｑ５におけるトルク指令は、第１動作点Ｑ１におけるトルク指令と同じ第１トルク指令Ｔ１である。従って、回転電機８０の回転速度は低下するものの、短絡故障の前と同様のトルクを出力させて回転電機８０を駆動し、車両の走行を継続させることができる。
When the switching
尚、図８においては、第２トルク指令Ｔ２から第１トルク指令Ｔ１へトルク指令を変化させる形態を例示しているが、図９に例示するように、第２トルク指令Ｔ２から一度、トルク指令を“ゼロ”とした後、ゼロから第１トルク指令Ｔ１へトルク指令を変化させてもよい。 Although FIG. 8 shows an example of changing the torque command from the second torque command T2 to the first torque command T1, as shown in FIG. may be set to "zero" and then the torque command may be changed from zero to the first torque command T1.
図１０のフローチャートは、短絡故障が発生した箇所を特定する手順の一例を示している。電流検出回路等によって、第１インバータ１１又は第２インバータ１２に短絡故障が発生したことが検出されると、回転電機制御装置１は、１相短絡故障が生じたと判定する（＃１）。上述したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れのインバータ１０において短絡故障が生じたかを認識しており、まず、短絡故障を生じているインバータ１０である故障インバータ（inv(fail)）をシャットダウン制御する（＃２）。回転電機制御装置１は、次に、短絡故障していないインバータ１０である正常インバータ（inv(normal)）も、シャットダウン制御する（＃３）。
The flowchart in FIG. 10 shows an example of a procedure for identifying a location where a short circuit failure has occurred. When the current detection circuit or the like detects that a short circuit failure has occurred in the
続いて、回転電機制御装置１は、逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えているか否かを判定する（＃４）。逆起電圧は、回転電機８０の回転速度との間で線形性があるため、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度に基づいてこの判定を行ってもよい。つまり、回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が、予め規定された規定回転速度以上であるか否かを判定してもよい。回転電機制御装置１は、回転速度が規定回転速度以上の場合に、逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えていると判定することができる。尚、この判定は、変調率を基準として実行されてもよい。例えば、回転電機制御装置１は、変調率が規定変調率以上の場合に、逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えていると判定することができる。
Subsequently, the rotating electric
逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えている場合、図６を参照して上述したように、回転電機制御装置１は、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて短絡故障しているスイッチング素子３が上段側アームであるか下段側アームであるかを判別する。つまり、回転電機制御装置１は、故障段判別処理を実行する（＃５）。また、回転電機制御装置１は、故障段判別処理（＃５）の後、シャットダウン制御により回転電機８０の回転速度を低下させ減速処理を実行する（＃５０）。尚、ここでは、ステップ＃２及びステップ＃３において、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０がシャットダウンされているため、ステップ＃５０はシャットダウン制御が継続されることと同意である。
When the back electromotive force (BEMF) exceeds the DC link voltage Vdc, as described above with reference to FIG. It is determined whether the switching
逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えていない場合、或いは、ステップ＃５の故障段判別処理の実行後、回転電機制御装置１は、現在の動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓであるか否かを判定する。つまり、１つのインバータ１０によって回転電機８０を駆動可能であるか否かを判定する（＃６）。１インバータ駆動が可能では無い場合には、減速処理＃５０が継続されて、回転電機８０の回転速度が減速される。これにより、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓ外であっても、ステップ＃６、ステップ＃５０を繰り返す内に回転電機８０の回転速度は低下し、ステップ＃６の判定条件を満たすようになる。
If the back electromotive force (BEMF) does not exceed the DC link voltage Vdc, or after executing the failure stage determination process in
回転電機８０の動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓの中である場合、回転電機制御装置１は、故障段が既に特定済みであるか否かを判定する（＃７）。ステップ＃５を経て故障段が特定済みであれば、後述するステップ＃１０へ進む。一方、ステップ＃５を経ていない場合や、ステップ＃５を経ても故障段が特定されなかった場合には、ステップ＃８に進む。
When the operating point of the rotating
ステップ＃８は、例えば上述した第３動作点Ｑ３で実行され、トルク指令として第２トルク指令Ｔ２が設定される。続いて、回転電機制御装置１は、例えば第４動作点Ｑ４において、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて短絡故障しているスイッチング素子３が上段側アームであるか下段側アームであるかを判別する。つまり、回転電機制御装置１は、故障段判別処理を実行する（＃９）。
ステップ＃７又はステップ＃９に続くステップ＃１０では、故障段が上段であるか否かが判定される。ステップ＃１０に至るまでに、ステップ＃５又はステップ＃９において、３相電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて短絡故障しているスイッチング素子３が上段側アームであるか下段側アームであるかが判別されている。従って、それらの判別結果に基づいて、回転電機制御装置１は、故障段が上段であるか、下段であるかを判定する。
In
故障段が上段の場合、回転電機制御装置１は、故障インバータ（inv(fail)）に対して上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）を実行し、正常インバータ（inv(normal)）に対してパルス幅変調制御（PWM）を実行する（＃１１Ｈ（＃１１））。また、故障段が下段の場合、回転電機制御装置１は、故障インバータ（inv(fail)）に対して下段側アクティブショートサーキット制御（ASC-L）を実行し、正常インバータ（inv(normal)）に対してパルス幅変調制御（PWM）を実行する（＃１１Ｌ（＃１１））。これらステップ＃１１は、図５における第５動作点Ｑ５で実行される。
If the faulty stage is the upper stage, the rotating electrical
また、回転電機制御装置１は、不図示の上位の制御装置などに、短絡故障を生じている故障段の情報を出力する（＃１２）。具体的には、故障インバータの情報（第１インバータ１１又は第２インバータ１２）と、その上段側アームであるか下段側アームであるかの情報を出力する。さらに、複数相の何れの相であるかの情報が出力されてもよい。
Further, the rotating electric
尚、図１０を参照して上述した形態では、ステップ＃１で短絡故障が検出された場合に、回転電機制御装置１が、双方のインバータ１０をシャットダウン制御した後に、ステップ＃５において故障段判別処理を実行する例を示した。しかし、シャットダウン制御を行うことなく、故障段判別処理（＃５）が実行されてもよい。
In the embodiment described above with reference to FIG. 10, when a short-circuit failure is detected in
また、図１０を参照して上述した形態では、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓの中に到達するまで回転電機８０の回転速度を低下させる例を示した。しかし、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓの外の状態で故障段判別処理（＃９）が実行され、その後に動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓの中に到達するまで回転電機８０の回転速度を低下させることを妨げるものではない。
Further, in the embodiment described above with reference to FIG. 10, an example was shown in which the rotational speed of the rotating
また、図１０を参照して上述した形態では、回転電機制御装置１は、逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えていない場合に、動作点がシングルインバータ制御領域Ｒｓの中に到達するまで回転電機８０の回転速度を低下させ、その後、故障段判別処理（＃９）が実行される形態を示した。しかし、逆起電圧（ＢＥＭＦ）が直流リンク電圧Ｖｄｃを超えていても、回転電機制御装置１が、シングルインバータ制御領域Ｒｓの中に動作点が到達するまで回転電機８０の回転速度を低下させた後、ステップ＃８にてトルク指令を設定して故障段判別処理（＃９）を実行することを妨げるものではない。
Further, in the embodiment described above with reference to FIG. 10, the rotating electrical
以下、図１１～図１４を参照して、短絡故障したスイッチング素子３を特定する原理を説明する。図１１及び図１２は、図１０におけるステップ＃９の故障段判別処理における判別原理を説明する図である。図１１は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障した場合を示し、図１２は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌが短絡故障した場合を示している。図１３及び図１４は、図１０におけるステップ＃５の故障段判別処理における判別原理を説明する図である。図１３は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障した場合を示し、図１４は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌが短絡故障した場合を示している。
Hereinafter, the principle of identifying the
回転電機制御装置１は、短絡故障を生じたインバータを故障インバータとして、複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの電流積算値の正負に基づいて、故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて短絡故障が生じているかを判別する。ここでは、故障インバータは、第１インバータ１１である。また、複数相の交流電流は、３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）である。また、各相の電流積算値は、Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗである。
The rotating electrical
図８に例示したように、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障した状態でトルク制御（パルス幅変調制御）が実行されると、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。図８及び図１１に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、正側に大きく偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、負側に大きく偏向した波形となる。ここで、回転電機制御装置１は、３相電流（Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗ）を所定時間（例えば２００［ｍｓ］）に亘って積算する。正側に大きく偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図１１に示すように、正側に増加していく（波形は上昇していく）。また、負側に大きく偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。
As illustrated in FIG. 8, when torque control (pulse width modulation control) is executed with the U-phase
回転電機制御装置１は、正側及び負側に予め規定された積算閾値を設定し、当該積算閾値を正側或いは負側に超えた場合に、短絡故障が発生していると判定するとともに、短絡故障の発生パターンを特定することができる。ここで、正側の積算閾値を“Ｉｔｈ＋”とし、負側の積算閾値を“Ｉｔｈ－”とする。図１１に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、短絡故障の発生が判定される。この条件を第１パターンとする。
The rotating electric
（ΣＩｕ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｖ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｗ＜Ｉｔｈ－） (ΣIu>Ith+) && (ΣIv<Ith-) && (ΣIw<Ith-)
尚、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌが短絡故障した場合にも成立する。
This condition holds true not only when the U-phase
また、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌが短絡故障した状態でトルク制御（パルス幅変調制御）が実行された場合も、図１２の下段に示すように、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。図１２に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、負側に大きく偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、正側に大きく偏向した波形となる。負側に大きく偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図１２に示すように、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。また、正側に大きく偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、正側に増加していく（波形は上昇していく）。図１２に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、短絡故障の発生が判定される。この条件を第２パターンとする。
Also, when torque control (pulse width modulation control) is executed in a state where the
（ΣＩｕ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｖ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｗ＞Ｉｔｈ＋） (ΣIu<Ith-) && (ΣIv>Ith+) && (ΣIw>Ith+)
尚、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌが短絡故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈが短絡故障した場合にも成立する。
Note that this condition holds true not only when the U-phase lower-
第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成する１２個のスイッチング素子３が短絡故障した場合に成立する条件は下記の表２に示すように、第１パターンから第６パターンまでの６種類ある。以下の説明において、それぞれのスイッチング素子３は、３相の識別記号（Ｕ，Ｖ，Ｗ）、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の識別番号（１，２）、上段側スイッチング素子３Ｈ及び下段側スイッチング素子３Ｌの識別記号（Ｈ，Ｌ）を用いて、例えば、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈであれば“Ｕ１Ｈ”、第２インバータ１２のＷ相の下段側スイッチング素子３Ｌであれば“Ｗ２Ｌ”と表記する。
As shown in Table 2 below, there are six types of conditions, from the first pattern to the sixth pattern, that are satisfied when the 12
上述したように、図１０のステップ＃１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の何れのインバータ１０において短絡故障が生じているかは判明している。従って、図１０のステップ＃９において、成立する条件が、第１パターンから第６パターンの何れであるかが判定されると、どのインバータ１０の上段側アーム又は下段側アームにおいて短絡故障が生じたのかを判別することができる。例えば、第１インバータ１１で短絡故障が生じており、第４パターンの条件を満たしている場合には、第１インバータ１１の下段側アームにおいて短絡故障が生じていることと判別される。本実施形態では、さらに下段側アームの内のどのスイッチング素子３が短絡故障しているかも判別される。この例では、第１インバータ１１のＶ相の下段側スイッチング素子３Ｌ（Ｖ１Ｌ）が短絡故障していることが判別される。
As described above, in
上述したように、ステップ＃９は、回転電機８０の回転速度が規定回転速度未満（又は規定変調率未満）の場合に実行される。回転電機制御装置１は、予め規定された規定トルク（例えば図５及び図８に示す第２トルク指令Ｔ２）以下のトルク指令に基づいて、第１インバータ１１及び第２インバータ１２をトルク制御する。そして、回転電機制御装置１は、トルク制御の実行中に、それぞれの電流積算値（Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗ）の正負に基づいて、故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて短絡故障が生じているかを判別する。
As described above,
このように、第１インバータ１１が故障インバータの場合には、複数の電流積算値（Ｕ相積算電流ΣＩｕ、Ｖ相積算電流ΣＩｖ、Ｗ相積算電流ΣＩｗ）の内の１相の電流積算値が正であり、他の相の電流積算値が負の場合に、故障インバータの上段側アームにおいて短絡故障が生じていると判別し（表２：パターン１，３，５）、複数の電流積算値の内の１相の電流積算値が負であり、他の相の電流積算値が正の場合に、故障インバータの下段側アームにおいて短絡故障が生じていると判別する（表２：パターン２，４，６）。また、第２インバータが故障インバータの場合には、複数の電流積算値の内の１相の電流積算値が正であり、他の相の電流積算値が負の場合に、故障インバータの下段側アームにおいて短絡故障が生じていると判別し（表２：パターン１，３，５）、複数の電流積算値の内の１相の電流積算値が負であり、他の相の電流積算値が正の場合に、故障インバータの上段側アームにおいて短絡故障が生じていると判別する（表２：パターン２，４，６）。
In this way, when the
回転電機８０の回転速度が規定回転速度以上（又は規定変調率以上）の場合も同様である。回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度が規定回転速度以上の場合、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方のインバータ１０の全てのスイッチング素子３をオフ状態とするシャットダウン制御を実行する。そして、回転電機制御装置１は、シャットダウン制御の実行中に、それぞれの電流積算値の正負に基づいて、故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて短絡故障が生じているかを判別する。
The same applies when the rotation speed of the rotating
第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈ（Ｕ１Ｈ）が短絡故障し、シャットダウン制御が実行され、回転電機８０の回転速度が規定回転速度以上の場合にも、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。図１３に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、正側に大きく偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、負側に大きく偏向した波形となる。正側に大きく偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図１３に示すように、正側に増加していく（波形は上昇していく）。また、負側に大きく偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。この傾向は、図１１に示した形態と同様である。図１３に例示した形態では、以下のような条件が成立するときに、短絡故障の発生が判定される。この条件は、上記表２に示した第１パターンと同様である。
Even if the U-phase
（ΣＩｕ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｖ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｗ＜Ｉｔｈ－） (ΣIu>Ith+) && (ΣIv<Ith-) && (ΣIw<Ith-)
上記と同様に、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈ（Ｕ１Ｈ）が短絡故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌ（Ｕ２Ｌ）が短絡故障した場合にも成立する。
Similarly to the above, this condition applies in addition to the case where the U-phase
また、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌ（Ｕ１Ｌ）が短絡故障した状態でシャットダウン制御が実行された場合も、図１４の下段に示すように、３相電流波形は非対称で歪んだ波形となる。図１４に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、負側に大きく偏向し、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、正側に大きく偏向した波形となる。負側に大きく偏向したＵ相電流Ｉｕが積算されたＵ相積算電流ΣＩｕは、図１４に示すように、負側に増加していく（値は減少し、波形は下降していく）。また、正側に大きく偏向したＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを積算したＶ相積算電流ΣＩｖ及びＷ相積算電流ΣＩｗは、正側に増加していく（波形は上昇していく）。この傾向は、図１２に示した形態と同様である。図１４に例示した形態でも、以下のような条件が成立するときに、短絡故障の発生が判定される。この条件は、上記表２に示した第２パターンと同様である。
Also, if shutdown control is executed when the U-phase
（ΣＩｕ＜Ｉｔｈ－）＆＆（ΣＩｖ＞Ｉｔｈ＋）＆＆（ΣＩｗ＞Ｉｔｈ＋） (ΣIu<Ith-) && (ΣIv>Ith+) && (ΣIw>Ith+)
上記と同様に、この条件は、第１インバータ１１のＵ相の下段側スイッチング素子３Ｌ（Ｕ１Ｌ）が短絡故障した場合に加えて、第２インバータ１２のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈ（Ｕ２Ｈ）が短絡故障した場合にも成立する。
Similarly to the above, this condition applies in addition to the case where the U-phase lower-
このように、回転電機８０の回転速度が規定回転速度以上の場合も同様に、ステップ＃５において、上記表２の条件に従って短絡故障したスイッチング素子３を特定することができる。
In this manner, even when the rotational speed of the rotating
以上、説明したように、本実施形態によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ１０を構成するスイッチング素子３の内の１つが、短絡故障を生じた場合に、故障したスイッチング素子３を特定することができる。そして、故障したスイッチング素子３を用いずに、回転電機８０の制御を継続することができる。
As described above, according to the present embodiment, when one of the
ここで、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の内、故障インバータとは異なるインバータ１０を正常インバータとし、故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの内、短絡故障を生じている側を故障側アームとし、他方の側を非故障側アームとする。回転電機制御装置１は、故障インバータの故障側アームのスイッチング素子３の全てをオン状態とし、非故障側アームのスイッチング素子３の全てをオフ状態とするアクティブショートサーキット制御を行うと共に、正常インバータを介して回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御を行う。
Here, among the
例えば、上述したように、第１インバータ１１のＵ相の上段側スイッチング素子３Ｈ（３１Ｈ）が短絡故障した場合、第１インバータ１１が故障インバータであり、第２インバータ１２が正常インバータである。そして、第１インバータ１１の上段側アームが故障側アームであり、第１インバータ１１の下段側アームが非故障側アームである。回転電機制御装置１は、第１インバータ１１の上段側アームのスイッチング素子３の全てをオン状態とし、第１インバータ１１の下段側アームのスイッチング素子３の全てをオフ状態とする上段側アクティブショートサーキット制御（ASC-H）を行うと共に、第２インバータ１２を介して回転電機８０を駆動するシングルインバータ駆動制御を行う。
For example, as described above, when the U-phase
図１５は、比較例として、１インバータシステムの回転電機８０Ｂの制御領域の一例を示している。また、図１６は、１インバータシステムにおける短絡故障発生後のトルク指令及び回転電機８０Ｂの回転速度を示している。回転電機８０Ｂが第１動作点Ｑ１で動作中の時刻ｔｆに短絡故障が生じると、短絡検知により時刻ｔ０において直ちにシャットダウン制御が実行される。シャットダウン制御の実行により流れる大電流に対応するため、時刻ｔ１において直ちにアクティブショートサーキット制御が実行される。アクティブショートサーキット制御によって回転電機８０Ｂの回転速度は低下し、時刻ｔｚにおいて回転電機８０Ｂの回転速度は“ゼロ”となって回転電機８０Ｂは停止する。つまり、動作点が第２動作点Ｑ２を経て原点Ｑ０へ向かうように、回転電機８０Ｂが制御される。このように、１インバータシステムでは、短絡故障が生じた場合には、回転電機８０Ｂの駆動を継続することができず、車両の走行を継続することもできない。
FIG. 15 shows, as a comparative example, an example of a control area of a rotating
しかし、本実施形態によれば、上述したように、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ１０を構成するスイッチング素子３の内の１つが、短絡故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。
However, according to the present embodiment, as described above, when one of the
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。
[Overview of embodiment]
The outline of the rotating electric machine control device (1) described above will be briefly described below.
１つの態様として、互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）は、複数相の前記オープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第２インバータ（１２）は、複数相の前記オープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、前記第１インバータ（１１）と前記第２インバータ（１２）とのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の何れか一方のインバータ（１０）において、１つのスイッチング素子（３）が短絡した短絡故障が生じた場合、前記短絡故障を生じた前記インバータ（１０）を故障インバータとして、複数相の交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）のそれぞれを積算して各相の電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）を演算し、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の正負に基づいて、前記故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別する。 As one aspect, a rotating electrical machine control device ( 1), the first inverter (11) is connected to one end of the multi-phase open winding (8) and converts power between direct current and multi-phase alternating current; 12) is connected to the other end of the multi-phase open winding (8) to convert power between direct current and multi-phase alternating current, and connects the first inverter (11) and the second inverter ( 12), each arm (3A) for one phase of AC is constituted by a series circuit of an upper switching element (3H) and a lower switching element (3L), and the first inverter (11) and the second inverter (12) can be controlled independently from each other, and in the inverter (10) of either the first inverter (11) or the second inverter (12), one switching element (3) When a short-circuit fault occurs, the inverter (10) that has caused the short-circuit fault is regarded as the faulty inverter, and the AC currents of multiple phases (Iu, Iv, Iw) are integrated to calculate the current integrated value of each phase. (ΣIu, ΣIv, ΣIw), and based on the positive or negative of each of the current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw), determine whether the short circuit fault has occurred in either the upper arm or the lower arm of the faulty inverter. Determine if there are any.
発明者らによる実験やシミュレーションによれば、２つのインバータ（１０）の内の何れか一方にスイッチング素子（３）の短絡故障が生じた場合、３相電流波形が非対称で歪んだ波形となることが確認された。例えば、ある相の交流電流の波形は、正側に大きく偏向し、またある相の交流電流の波形は、負側に大きく偏向する。そして、交流電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を所定時間に亘って積算すると、この偏向の傾向がより顕著に現れる。偏向の方向は、短絡故障したスイッチング素子（３）の位置によって異なる。従って、電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の正負に基づけば、短絡故障が故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて生じているかを判別することができる。故障箇所を特定することで、当該故障箇所の影響を受けないように、２つのインバータ（１０）を制御して、回転電機（８０）の駆動を継続することもできる。このように、本構成によれば、オープン巻線（８）の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ（１０）を構成するスイッチング素子（３）の内の１つが、短絡故障を生じた場合に、故障箇所を特定することができる。 According to experiments and simulations conducted by the inventors, when a short-circuit failure occurs in the switching element (3) in one of the two inverters (10), the three-phase current waveform becomes an asymmetrical and distorted waveform. was confirmed. For example, the waveform of an alternating current of a certain phase is largely deflected to the positive side, and the waveform of an alternating current of a certain phase is deflected largely to the negative side. Then, when the alternating currents (Iu, Iv, Iw) are integrated over a predetermined period of time, this tendency of deflection becomes more noticeable. The direction of deflection differs depending on the position of the switching element (3) that has experienced a short-circuit failure. Therefore, based on the positive or negative of the current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw), it can be determined whether the short circuit fault has occurred in the upper arm or the lower arm of the failed inverter. By identifying the failure location, it is also possible to control the two inverters (10) to continue driving the rotating electric machine (80) so as not to be affected by the failure location. As described above, according to the present configuration, when one of the switching elements (3) constituting the two inverters (10) provided at both ends of the open winding (8), a short-circuit failure occurs. , the location of the failure can be identified.
また、回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）が前記故障インバータの場合には、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記故障インバータの前記上段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記故障インバータの前記下段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、前記第２インバータ（１２）が前記故障インバータの場合には、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記故障インバータの前記下段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、複数の前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記故障インバータの前記上段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別すると好適である。 Furthermore, in the case where the first inverter (11) is the faulty inverter, the rotating electrical machine control device (1) controls the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw). is positive and the current integrated values of other phases are negative, it is determined that the short circuit fault has occurred in the upper arm of the failed inverter, and the plurality of current integrated values (ΣIu, ΣIv, When the current integrated value of one phase of ΣIw) is negative and the current integrated value of the other phases is positive, it is determined that the short circuit fault has occurred in the lower arm of the faulty inverter. , when the second inverter (12) is the faulty inverter, the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw) is positive, and the current integrated value of the other phases is positive. If the current integrated value is negative, it is determined that the short-circuit fault has occurred in the lower arm of the faulty inverter, and the current of one phase among the plurality of current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw) is determined. It is preferable to determine that the short-circuit failure has occurred in the upper arm of the faulty inverter when the integrated value is negative and the integrated current values of the other phases are positive.
発明者らの実験やシミュレーションにより、短絡故障したスイッチング素子（３）を含む相の交流電流は、他の相の交流電流とは異なる傾向で偏向することが確認された。従って、上述したような偏向の傾向に基づいて、故障箇所を特定することができる。 Through experiments and simulations conducted by the inventors, it has been confirmed that the alternating current of the phase including the short-circuited switching element (3) is deflected with a different tendency from the alternating current of other phases. Therefore, the location of the failure can be identified based on the tendency of deflection as described above.
また、回転電機制御装置（１）は、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された規定回転速度以上の場合、又は、直流電圧に対する複数相の交流の線間電圧の実効値の割合である変調率が予め規定された規定変調率以上の場合、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の双方の前記インバータ（１０）の全ての前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするシャットダウン制御を実行し、前記シャットダウン制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別すると好適である。 In addition, when the rotational speed of the rotating electrical machine (80) is equal to or higher than a predetermined rotational speed, or the ratio of the effective value of the line voltage of multiple phases of AC to the DC voltage, the rotating electrical machine control device (1) If the modulation rate is equal to or higher than a predetermined modulation rate, all the switching elements (3) of the inverters (10) of both the first inverter (11) and the second inverter (12) are turned off. During the execution of the shutdown control, the upper arm and the lower arm of the faulty inverter are determined based on the sign of each of the current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw). It is preferable to determine in which case the short-circuit failure occurs.
オープン巻線（８）の両端に第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）がそれぞれ接続された形態では、故障していない方のインバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）が非導通状態となった場合には、負極から正極へ向かう方向にしか電流を流すことができなくなる。しかし、インバータ（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）よりも逆起電力（ＢＥＭＦ）の方が大きくなると、インバータ（１０）に接続されている直流電源（６）を介して、全てのスイッチング素子（３）が非導通状態となっているインバータ（１０）にも電流の流通経路を形成することができる。逆起電圧（ＢＥＭＦ）は、回転電機（８０）の回転速度との間で線形性があるため、回転電機（８０）の回転速度が規定回転速度以上の場合には、上記のように迅速に故障箇所を判別することができる。また、変調率が高い場合も、回転電機（８０）の出力が大きくなり、回転速度も高くなる傾向があるため、上記のように迅速に故障箇所を判別することができる。 In a configuration in which the first inverter (11) and the second inverter (12) are connected to both ends of the open winding (8), all switching elements (3) of the non-faulty inverter (10) are disabled. When it becomes conductive, current can only flow in the direction from the negative electrode to the positive electrode. However, when the back electromotive force (BEMF) becomes larger than the voltage (Vdc) on the DC side of the inverter (10), all the switching elements A current flow path can also be formed in the inverter (10) where (3) is in a non-conductive state. Since the back electromotive force (BEMF) has linearity with the rotational speed of the rotating electric machine (80), when the rotational speed of the rotating electric machine (80) is higher than the specified rotational speed, the back electromotive force (BEMF) is quickly generated as described above. The location of the failure can be determined. Also, when the modulation rate is high, the output of the rotating electrical machine (80) tends to be large and the rotational speed also tends to be high, so the fault location can be quickly determined as described above.
また、回転電機制御装置（１）は、前記回転電機（８０）の回転速度が予め規定された規定回転速度未満の場合、又は、直流電圧に対する複数相の交流の線間電圧の実効値の割合である変調率が予め規定された規定変調率未満の場合、予め規定された規定トルク（Ｔ２）以下のトルク指令に基づいて、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）をトルク制御し、前記トルク制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値（ΣＩｕ，ΣＩｖ，ΣＩｗ）の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別すると好適である。 In addition, when the rotational speed of the rotating electrical machine (80) is less than a predetermined rotational speed, or the ratio of the effective value of the line voltage of multiple phases of alternating current to the direct current voltage, the rotating electrical machine control device (1) If the modulation rate is less than a predetermined modulation rate, the first inverter (11) and the second inverter (12) are torqued based on a torque command that is less than or equal to a predetermined torque (T2). control, and during execution of the torque control, it is determined whether the short-circuit failure occurs in either the upper arm or the lower arm of the failed inverter, based on the positive or negative of each of the current integrated values (ΣIu, ΣIv, ΣIw). It is preferable to determine whether this occurs.
オープン巻線（８）の両端に第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）がそれぞれ接続された形態では、インバータ（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）よりも逆起電力（ＢＥＭＦ）の方が小さい場合、故障していない方のインバータ（１０）の全てのスイッチング素子（３）が非導通状態となった場合、負極から正極へ向かう方向にしか電流を流すことができなくなる。従って、短絡故障が検出された場合にシャットダウン制御を行うと、故障箇所の判別ができなくなる。本構成によれば、相対的に消費電流が少なくなる低いトルクの規定トルク（Ｔ２）によって２つのインバータ（１０）を駆動することによって、インバータ（１０）に電流を流すことができる。従って、短絡故障を生じている状態で、インバータ（１０）やオープン巻線（８）への負荷を抑制しつつ、故障箇所の判別を行うことができる。 In the configuration in which the first inverter (11) and the second inverter (12) are connected to both ends of the open winding (8), the back electromotive force (BEMF) is lower than the voltage (Vdc) on the DC side of the inverter (10). is smaller, and if all the switching elements (3) of the non-faulty inverter (10) become non-conductive, current can only flow in the direction from the negative electrode to the positive electrode. Therefore, if shutdown control is performed when a short-circuit failure is detected, it becomes impossible to determine the location of the failure. According to this configuration, current can flow through the inverters (10) by driving the two inverters (10) with a low specified torque (T2) that relatively reduces current consumption. Therefore, in a state where a short circuit fault has occurred, the location of the fault can be determined while suppressing the load on the inverter (10) and the open winding (8).
また、回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、前記故障インバータとは異なる前記インバータ（１０）を正常インバータとし、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの内、前記短絡故障を生じている側を故障側アームとし、他方の側を非故障側アームとして、前記故障インバータの前記故障側アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態とし、前記非故障側アームの前記スイッチング素子（３）の全てをオフ状態とするアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記正常インバータを介して前記回転電機（８０）を駆動するシングルインバータ駆動制御を行うと好適である。 Further, the rotating electrical machine control device (1) sets the inverter (10) different from the faulty inverter among the first inverter (11) and the second inverter (12) as a normal inverter, and sets the inverter (10) different from the faulty inverter as a normal inverter. The switching element (3) of the faulty arm of the faulty inverter, of the upper arm and the lower arm, the side where the short-circuit fault has occurred is the faulty arm, and the other side is the non-faulty arm. A single circuit that performs active short circuit control in which all of the switching elements (3) of the non-failure side arm are turned on and all of the switching elements (3) of the non-failure side arm are turned off, and also drives the rotating electrical machine (80) via the normal inverter. It is preferable to perform inverter drive control.
オープン巻線（８）の両端にそれぞれインバータ（１０）が接続されている場合、故障インバータをアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のオープン巻線（８）が故障インバータにおいて短絡される。つまり、故障インバータが中性点となって、オープン巻線（８）がＹ型結線されることになる。故障インバータの上段側アームと下段側アームとの内、短絡故障したスイッチング素子（３）を含む故障側アームが短絡されてアクティブショートサーキット制御されるため、短絡故障しているスイッチング素子（３）は短絡故障していない状態と等価となる。従って、回転電機制御装置１は、正常インバータを介してＹ型結線されたオープン巻線（８）を備えた回転電機（８０）を適切に駆動制御することができる。
When inverters (10) are connected to both ends of the open winding (8), when the faulty inverter is short-circuited by active short circuit control, the open windings (8) of multiple phases are short-circuited at the faulty inverter. In other words, the faulty inverter becomes a neutral point, and the open winding (8) is connected in a Y-shape. Of the upper and lower arms of the faulty inverter, the faulty arm that includes the short-circuited switching element (3) is short-circuited and active short-circuit control is performed, so the short-circuited switching element (3) This is equivalent to a state without a short-circuit failure. Therefore, the rotating electrical
１ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
８ ：ステータコイル（オープン巻線）
１０ ：インバータ
１１ ：第１インバータ
１２ ：第２インバータ
８０ ：回転電機
Ｉｕ ：Ｕ相電流（交流電流）
Ｉｖ ：Ｖ相電流（交流電流）
Ｉｗ ：Ｗ相電流（交流電流）
Ｔ２ ：第２トルク指令（規定トルク）
ΣＩｕ ：Ｕ相積算電流（電流積算値）
ΣＩｖ ：Ｖ相積算電流（電流積算値）
ΣＩｗ ：Ｗ相積算電流（電流積算値）
1: Rotating electric machine control device 3:
10: Inverter 11: First inverter 12: Second inverter 80: Rotating electric machine Iu: U-phase current (alternating current)
Iv: V phase current (alternating current)
Iw: W phase current (alternating current)
T2: Second torque command (specified torque)
ΣIu: U phase integrated current (current integrated value)
ΣIv: V phase integrated current (current integrated value)
ΣIw: W phase integrated current (current integrated value)
Claims (5)
前記第１インバータは、複数相の前記オープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第２インバータは、複数相の前記オープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記第１インバータと前記第２インバータとのそれぞれを、互いに独立して制御可能であり、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの何れか一方のインバータにおいて、１つのスイッチング素子が短絡した短絡故障が生じた場合、
前記短絡故障を生じた前記インバータを故障インバータとして、
複数相の交流電流のそれぞれを積算して各相の電流積算値を演算し、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの上段側アーム及び下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別する、回転電機制御装置。 A rotating electrical machine control device that drives and controls a rotating electrical machine having open windings of multiple phases independent of each other via a first inverter and a second inverter,
The first inverter is connected to one end of the open winding of multiple phases and converts power between direct current and alternating current of multiple phases,
The second inverter is connected to the other end of the open winding of multiple phases and converts power between DC and AC of multiple phases,
In each of the first inverter and the second inverter, an arm for one AC phase is constituted by a series circuit of an upper-stage switching element and a lower-stage switching element,
Each of the first inverter and the second inverter can be controlled independently of each other,
When a short-circuit failure occurs in which one switching element is short-circuited in either the first inverter or the second inverter,
The inverter that has caused the short-circuit failure is regarded as a failed inverter,
A current integrated value of each phase is calculated by integrating each of the alternating currents of a plurality of phases, and the short circuit fault is detected in either the upper arm or the lower arm of the faulty inverter based on the positive or negative of each of the current integrated values. A rotating electrical machine control device that determines whether a problem is occurring.
複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記故障インバータの前記上段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、
複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記故障インバータの前記下段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、
前記第２インバータが前記故障インバータの場合には、
複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が正であり、他の相の前記電流積算値が負の場合に、前記故障インバータの前記下段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別し、
複数の前記電流積算値の内の１相の前記電流積算値が負であり、他の相の前記電流積算値が正の場合に、前記故障インバータの前記上段側アームにおいて前記短絡故障が生じていると判別する、請求項１に記載の回転電機制御装置。 When the first inverter is the failed inverter,
If the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values is positive and the current integrated value of the other phases is negative, the short circuit failure occurs in the upper arm of the faulty inverter. It is determined that there is a
When the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values is negative and the current integrated value of the other phases is positive, the short circuit failure occurs in the lower arm of the faulty inverter. It is determined that there is a
When the second inverter is the failed inverter,
When the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values is positive and the current integrated value of the other phases is negative, the short circuit failure occurs in the lower arm of the faulty inverter. It is determined that there is a
If the current integrated value of one phase among the plurality of current integrated values is negative and the current integrated value of the other phases is positive, the short circuit failure occurs in the upper arm of the faulty inverter. The rotating electric machine control device according to claim 1, wherein the rotating electrical machine control device determines that the rotating electric machine is present.
前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータの全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御を実行し、
前記シャットダウン制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別し、
前記回転電機の回転速度が前記規定回転速度未満の場合、
予め規定された規定トルク以下のトルク指令に基づいて、前記第１インバータ及び前記第２インバータをトルク制御し、
前記トルク制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。 When the rotational speed of the rotating electric machine is equal to or higher than a predetermined rotational speed ,
Executing shutdown control to turn off all the switching elements of the inverters of both the first inverter and the second inverter,
During execution of the shutdown control, it is determined whether the short-circuit failure has occurred in either the upper arm or the lower arm of the failed inverter, based on whether the current integrated value is positive or negative ;
When the rotational speed of the rotating electric machine is less than the specified rotational speed,
Controlling the torque of the first inverter and the second inverter based on a torque command that is less than or equal to a predefined specified torque;
During execution of the torque control, it is determined in which of the upper arm and the lower arm of the faulty inverter the short circuit fault has occurred, based on whether the current integrated value is positive or negative. Or the rotating electric machine control device according to 2.
前記第１インバータ及び前記第２インバータの双方の前記インバータの全ての前記スイッチング素子をオフ状態とするシャットダウン制御を実行し、
前記シャットダウン制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別し、
前記変調率が前記規定変調率未満の場合、
予め規定された規定トルク以下のトルク指令に基づいて、前記第１インバータ及び前記第２インバータをトルク制御し、
前記トルク制御の実行中に、それぞれの前記電流積算値の正負に基づいて、前記故障インバータの前記上段側アーム及び前記下段側アームの何れにおいて前記短絡故障が生じているかを判別する、請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。 If the modulation rate, which is the ratio of the effective value of the line voltage of multiple phases of AC to the DC voltage, is equal to or higher than a predetermined modulation rate,
Executing shutdown control to turn off all the switching elements of the inverters of both the first inverter and the second inverter,
During execution of the shutdown control, it is determined whether the short-circuit failure has occurred in either the upper arm or the lower arm of the failed inverter, based on whether the current integrated value is positive or negative;
If the modulation rate is less than the specified modulation rate,
Controlling the torque of the first inverter and the second inverter based on a torque command that is less than or equal to a predefined specified torque;
During execution of the torque control, it is determined in which of the upper arm and the lower arm of the faulty inverter the short circuit fault has occurred, based on whether the current integrated value is positive or negative. Or the rotating electric machine control device according to 2 .
前記故障インバータの前記故障側アームの前記スイッチング素子の全てをオン状態とし、前記非故障側アームの前記スイッチング素子の全てをオフ状態とするアクティブショートサーキット制御を行うと共に、前記正常インバータを介して前記回転電機を駆動するシングルインバータ駆動制御を行う、請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。 Among the first inverter and the second inverter, the inverter that is different from the faulty inverter is defined as a normal inverter, and of the upper arm and the lower arm of the faulty inverter, the side in which the short circuit failure has occurred is defined as the inverter that is different from the faulty inverter. The faulty side is the arm, and the other side is the non-faulty arm.
Active short circuit control is performed in which all of the switching elements of the faulty arm of the faulty inverter are turned on and all of the switching elements of the non-faulty arm are turned off. The rotating electric machine control device according to any one of claims 1 to 4, which performs single inverter drive control for driving the rotating electric machine.
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