JP7385158B2 - 波長可変レーザダイオード - Google Patents

Description

本発明は、発振波長を一定の範囲内において任意に調整できる発振波長調整型の波長可変レーザダイオード（Ｔｕｎａｂｌｅ Ｌａｓｅｒ Ｄｉｏｄｏ：以下、ＴＬＤとする）に関する。

従来、光デバイスに属されるＴＬＤは、光通信用の搬送波光源やガスセンシング等の広い応用範囲で用いられている。ＴＬＤの重要な性能の一つとして、一定の範囲内において発振波長を連続的に調整する量の大きさが挙げられる。このための準備として、ＴＬＤに対してレーザ共振器構造を成すように光デバイスを組み付ける構成が採用される。

図１は、周知のレーザ共振器構造の発振波長調整型のＴＬＤ１０の基本構成を示したブロック図である。図１を参照すれば、この発振波長調整型のＴＬＤ１０は、２つのミラーＭ１、Ｍ２の間に光利得導波路１、位相調整器２、及び可変波長フィルタ３を挟み込んで光学的に結合し、レーザ共振器構造として構成される。ここで、光利得導波路１は、レーザにより発生した光を増幅する役割を担う。位相調整器２は、レーザ共振器構造の共振器長Ｌを微調整する。共振器長Ｌは、発振波長調整型のＴＬＤ１０の長さに該当する。可変波長フィルタ３は、光利得導波路１からの光について、特定の波長の光を選択的に帰還させる役割を担う。

尚、一部の可変波長フィルタ３では、分布ブラッグ反射器（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ Ｂｒａｇｇ Ｒｅｆｌｅｃｔｏｒ：ＤＢＲ）等の反射スペクトルを調整するフィルタ構成が採用される場合も多い。この場合には、可変波長フィルタ３がミラーＭ２を兼用することになる。

図２は、図１の発振波長調整型のＴＬＤ１０における波長選択原理の説明用に示す波長に対する波長可変フィルタ３の機能による光の帰還率の縦モード利得Ａ、及び波長可変レーザに係る縦モード利得Ｂの特性図である。

縦モード利得Ａの特性は、光利得導波路１から見たときの光の反射率スペクトルとみなせるもので、波長可変フィルタ機能の波長選択スペクトルＣ１と共振器長Ｌを反映した縦モード利得Ｃ２とに区別される利得スペクトルを示している。これに対し、縦モード利得Ｂの特性は、発振波長調整型のＴＬＤ１０の共振器長Ｌで光が定在波（縦モード）をつくる際、光が光利得導波路１の利得を大きく感じる波長可変レーザ全体としての発振モードＣ３を示している。

光の波長をλとし、ｍ、ｋを正の整数（自然数）とした場合、一般に縦モードの波長は、以下の関係式（１）で表わされる。

但し、この関係式（１）において、ｎ_ｋは、発振波長調整型のＴＬＤ１０を構成する各構成要素の屈折率、Ｌ_ｋは、発振波長調整型のＴＬＤ１０を構成する各構成要素の物理長である。

即ち、図１に示した発振波長調整型のＴＬＤ１０では、光利得導波路１、位相調整器２、可変波長フィルタ３、及びこれらを繋ぐ導波路の屈折率ｎ_ｋと物理長Ｌ_ｋとを示している。そして、関係式（１）は、発振波長調整型のＴＬＤ１０の光路長を光が往復した際、その光位相が整合することを示している。

光源としてのレーザが半導体レーザである場合の共振器長Ｌは、一部の特別なレーザを除いて数１００μｍの長さがある。この一方で、半導体レーザの光の波長は、例えば光通信でしばしば用いられる値として、１．５５μｍである場合を典型値として例示できる。上記関係式（１）から判る通り、整数ｍ（以下、縦モード次数と呼ぶ）は、無数に存在するため、単一の波長でＴＬＤ１０を発振させるためには、特定の縦モードを更に選択して光利得導波路１へ帰還させる必要がある。

そこで、縦モード利得Ｂに係る発振モードＣ３の特性に示されるように、特定の波長の光を選択的に帰還させる可変波長フィルタ３の機能を発振波長調整型のＴＬＤ１０の内部に設ければ、特定の縦モードを選ぶことができる。可変波長フィルタ機能による調整は、フィルタ種類によって様々であるが、縦モードの調整は上記関係式（１）から判るように、発振波長調整型のＴＬＤ１０における光路長を調整すれば良い。この光路長を調整するために位相調整器２が使用されている。即ち、関係式（１）では、ｋ＝１の場合が位相調整器２を示すものと想定すれば、屈折率ｎ_ｋを調整すれば良いことを示す。

以上に説明した通り、発振波長調整型のＴＬＤ１０では、縦モード波長と可変波長フィルタ３の機能とを適切に制御すれば、任意の波長の光を発振させることができる。ここで、ＴＬＤ１０の波長の連続的な調整量は、縦モード次数ｍを変化させずに変化できる調整幅を示すものである。或る縦モード次数ｍで発振しているレーザについて、例えばｍ＋１の縦モード次数を選ぶように、波長可変フィルタ３の機能を調整すれば、大きな波長変化が得られる。

ところで、縦モード次数ｍの変化は、モードホップと呼ばれ、このモードホップの前後において、光の強度不安定化やスペクトル純度の悪化が生じる。例えば、波長を掃引したＴＬＤ１０からの光をガスに透過させ、その透過スペクトルからガス種を同定するガスセンシングでは、波長掃引時にモードホップが起きると、透過スペクトルの連続性が損なわれて解析を困難にする。

また、ＴＬＤ１０を無温調レーザとして用いれば、温度変化によるレーザ発振波長変化をＴＬＤ１０への電気信号によって補償する手法においても、ＴＬＤ１０の波長の連続的な調整量は重要となる。レーザの無温調化は、レーザモジュールのサイズや消費電力を低減させるために非常に有用であるが、運用時にモードホップが起きると、通信品質を著しく損なうことにもなる。

ＴＬＤ１０の波長の連続的な調整量を大きくするには、図１に示した発振波長調整型のＴＬＤ１０の構成要素において、可変波長フィルタ３の機能の調整量と縦モードを制御する位相調整器２の調整量との両方を大きくする必要がある。導波路型のＴＬＤ１０の場合には、多くの場合に共振器材料である半導体へのキャリア注入や局所加熱によってその屈折率を制御すれば、波長可変フィルタ３の機能のスペクトルや位相調整器２による共振器長Ｌの調整を行うことができる。但し、これらの調整量は、物性値による限界がある。

そこで、可変波長フィルタ３の機能の調整の改善技術について、導波路材料の屈折率変化に加えて、その導波路構造の設計において、波長可変幅を拡張する技術（非特許文献１）が挙げられる。係る非特許文献１の手法を用いれば、ＴＬＤ１０における波長可変フィルタ３の機能については、そのフィルタ材料の物性値に依存しない大きなスペクトル変化が得られる。

しかしながら、非特許文献１の手法の場合、位相調整器２については、上記関係式１から判るように、発振波長調整型のＴＬＤ１０を構成する各構成要素の物理量Ｌ_ｋ及び屈折率ｎ_ｋに依存している。このため、非特許文献１の手法によれば、依然として位相調整器２の調整量には限界がある。

このため、最近では、ＭＥＭＳ（Ｍｉｃｒｏ Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ｓｙｓｔｅｍｓ）技術による可動ミラーを用いた外部共振器型のレーザについて、共振器長Ｌを制御する技術（非特許文献２）が注目されている。ところが、ＭＥＭＳ技術の場合には、一般的に機械振動に弱い、調整速度が遅い、制御電圧が大きい等の問題がある。

即ち、周知の発振波長調整型のＴＬＤ１０では、問題のあるＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いるか、或いは、限界のある導波路型の位相調整における導波路材料の物性値の依存性を利用するかの少なくとも一方を採用する手法になる。これにより、波長の連続的な調整量の制限要因である共振器長Ｌの制御量を調整している。

Ｙｕｔａ Ｕｅｄａ，Ｔａｋａｈｉｒｏ Ｓｈｉｎｄｏ，Ｓｈｉｇｅｒｕ Ｋａｎａｚａｗａ，Ｎａｏｋｉ Ｆｕｊｉｗａｒａ，ａｎｄ Ｍｉｔｓｕｔｅｒｕ Ｉｓｈｉｋａｗａ．"ＥＬＥＣＴＲＯ－ＯＰＴＩＣＡＬＬＹ ＴＵＮＡＢＬＥ ＬＡＳＥＲ ｗｉｔｈ ＜10-ｍＷ ＴＵＮＩＮＧ ＰＯＷＥＲ ＤＩＳＳＩＰＡＴＩＯＮ ＡＮＤ ＨＩＧＨ‐ＳＰＥＥＤ λ‐ＳＷＩＴＣＨＩＮＧ ＦＯＲ ＣＯＨＥＲＥＮＴ ＮＥＴＷＯＲＫ"，ｉｎ Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＥＣＯＣ２０１９，ＰＤ．２．２． Ｍａｓａｎｏｒｉ Ｎａｋａｈａｍａ，Ｔａｋａｈｉｒｏ Ｓａｋａｇｕｃｈｉ，Ａｋｉｈｉｒｏ Ｍａｔｕｓｔａｎｉ，ａｎｄ Ｆｕｍｉｏ Ｋｏｙａｍａ"Ａｔｈｅｒｍａｌ ａｎｄ ｗｉｄｅｌｙ ｔｕｎａｂｌｅ ＶＣＳＥＬ ｗｉｔｈ ｂｉｍｏｒｐｈ ｍｉｃｒｏｍａｃｈｉｎｅｄ ｍｉｒｒｏｒ"，Ｏｐｔｉｃｓ Ｅｘｐｒｅｓｓ，ｖｏｌ．２２，ｐ．２１４７１（２０１４）.

本発明は、上述した問題を解決するためになされたものである。本発明に係る実施形態の目的は、ＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いることなく、導波路型の位相調整における導波路材料の物性値にも依存せず、共振器長の制御量を調整できる発振波長調整型のＴＬＤを提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明の一態様は、光を発生して増幅させる光利得導波路と、Ｍ入力×Ｎ出力（但し、Ｍを自然整数、Ｎを２以上の正の整数とする）ポートを有して構成される多モード干渉導波路と、多モード干渉導波路のＮ出力ポートを有する側に接続されると共に、光を反射するミラーによって終端されているＮ個の反射型遅延線が備えられた反射型遅延線アレーと、が同一の基板の上面に集積された発振波長調整型のＴＬＤであって、Ｎ個の反射型遅延線は、透過する光の波長の変化に応じて往復する光の強度を調整可能であることを特徴とする。

上記一態様の構成によれば、発振波長調整型のＴＬＤを構成する位相調整器として、多モード干渉カプラ及び反射型遅延線アレーによる反射型位相調整器を適用できる。これにより、集積された発振波長調整型のＴＬＤでは、反射型遅延線アレーに備えられる複数の反射型遅延線について、透過する光の波長の変化に応じて往復する光の強度を調整可能となる。この結果、周知技術のようにＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いることなく、導波路型の位相調整における導波路材料の物性値にも依存せず、共振器長Ｌの制御量を調整できる。

周知のレーザ共振器構造の発振波長調整型のＴＬＤの基本構成を示したブロック図である。 図１の発振波長調整型のＴＬＤにおける波長選択原理の説明用に示す波長に対する波長可変フィルタの機能による光の帰還率の縦モード利得、及び波長可変レーザに係る縦モード利得の特性図である。 本発明の実施形態１に係る発振波長調整型のＴＬＤに用いられる反射型位相調整器の概略構成を示した模式図である。 図３の反射型位相調整器の反射型遅延線を往復する電界透過率を変化させたときのパワー反射スペクトルと実効光路長とについての計算結果のデータを例示したものである。 本発明の実施形態２に係る反射型位相調整器に備えられる反射型遅延線の電界透過率を変化させたときの電界透過率の値とパワー反射率と遅延実効長との計算結果を示す図である。 本発明の実施形態３に係る発振波長調整型のＴＬＤに用いられる反射型位相調整器の概略構成を示した模式図である。 図６の反射型位相調整器に備えられる反射型遅延線の波長依存ミラーの電界反射率とパワー反射率と遅延実効長との計算結果を示す図である。 図７中の計算に用いた屈折率を全波長に及んで０．１％増加させた場合のパワー反射率と遅延実効長との計算結果を示す図である。

以下、本発明の幾つかの実施形態に係るＴＬＤについて、図面を参照して詳細に説明する。

最初に、本発明の実施形態に係る発振波長調整型のＴＬＤの技術的概要について説明する。この発振波長調整型のＴＬＤは、光利得導波路と、多モード干渉導波路と、複数の反射型遅延線が備えられた反射型遅延線アレーと、が同一の基板の上面に集積されてレーザ共振器構造として構成される。

光利得導波路は、図１で説明した場合と同様に、光を発生して増幅させる機能を持つ。多モード干渉導波路は、Ｍ入力×Ｎ出力（但し、Ｍを自然整数、Ｎを２以上の正の整数とする）ポートを有して構成され、例えば多モード干渉カプラ（Ｍｕｌｔｉ－Ｍｏｄｅ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃｏｕｐｌｅｒ）を適用できる。反射型遅延線アレーは、多モード干渉導波路のＮ出力ポートを有する側に接続され、光を反射するミラーによって終端されているＮ個の反射型遅延線が備えられる。また、反射型遅延線アレーの反射型遅延線は、透過する光の波長の変化に応じて往復する光の強度を調整可能となっている。この往復する光の強度の調整は、外部からの電気信号の付与によっても行うことができる。複数の反射型遅延線を用いた反射型遅延線アレーと多モード干渉カプラとは、合わせて反射型位相調整器（Ｒｅｆｌｅｃｔｉｖｅ Ｐｈａｓｅ Ａｄｊｕｓｔｅｒ）を構成する。発振波長調整型のＴＬＤでは、図１の構成の波長調整器２に対して、係る反射型位相調整器を代替させたものとみなして良い。

このように構成された発振波長調整型のＴＬＤでは、多モード干渉カプラと合わせて複数の反射型遅延線が備えられた反射型遅延線アレーによる反射型位相調整器を用いることができる。また、反射型遅延線アレーに備えられる複数の反射型遅延線について、透過する光の波長の変化に応じて往復する光の強度を調整することができる。これにより、ＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いることなく、導波路型の位相調整における導波路材料の物性値にも依存せず、波長の連続的な調整量の制限要因である共振器長Ｌの制御量を調整できる。以下は、係る反射型位相調整器を用いた発振波長調整型のＴＬＤの具体例について、幾つかの実施形態を挙げて説明する。

（実施形態１）
図３は、本発明の実施形態１に係る発振波長調整型のＴＬＤに用いられる反射型位相調整器２０の概略構成を示した模式図である。

図３を参照すれば、この反射型位相調整器２０は、図１に示される光利得導波路１と光学的に結合されるもので、１入力×５出力（即ち、Ｍ入力＝1、Ｎ出力＝５）ポートを有して構成される多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１を有する。また、反射型位相調整器２０は、多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１の５出力ポートを有する側の出力導波路に接続された反射型遅延線アレー２５を備える。反射型遅延線アレー２５は、それぞれ長さが異なり、その終端部にミラーＭが備えられた５個の反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４を有している。尚、５出力ポートは、識別子ｉ＝０，１，２，３，４により識別されるものとする。

反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４は、それぞれ往復する光の強度を調整する電界吸収型光変調器（Ｅｌｅｃｔｒｏ‐Ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ：ＥＡＭ－０～４）２２を備える。また、反射型遅延線２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に係る終端部のミラーＭと電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－１～４）２２との間には、それぞれ反射スペクトル調整用電極２３が介在されている。実施形態１の発振波長調整型のＴＬＤに用いる反射型位相調整器２０では、Ｍ入力＝1、Ｎ出力＝５の場合を例示したが、Ｎ入力、Ｍ出力の選定はそれ以外でも適用可能である。

長さＬ_ＭＭＩの１入力×５出力型の多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１を透過する光の複素透過率は、下記の式（２）で表わされる。

但し、この式（２）において、βは、多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１の基底モードの伝搬定数である。また、ψ_ｉは、多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１の伝達関数を反映して、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に結合される光の相対位相関係を表わしている。この相対位相関係ψ_ｉは、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に微小長（図３中に示すδｌ_ｉに相当）を付加することによって補償できるため、以降ではこれを零とする。尚、このような手法は、上述した非特許文献１の記載でも述べられている。

図３に示すように、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４のそれぞれの長さは、共通の遅延線長をＬ_０、及び単位差分長ｄＬ’（＝０．５ｄＬ）として、Ｌ_０＋ｉｄＬ’となっている。尚、後述するように、長さｄＬは、反射型位相調整器２０の反射スペクトル周期（Ｆｒｅｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｒａｎｇｅ：ＦＳＲ）を決定するものである。

実施形態１の場合には、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の識別子ｉの増加に従って、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４のそれぞれの差分長が単調に長くなっている。しかし、実施態様上では係る構成の形態に限定されない。例えば、識別子ｉが０から４に増加するときに、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の差分長は、３ｄＬ’，２ｄＬ’，０，４ｄＬ’，ｄＬ’等になっていても構わない。また、必ずしもｄＬ‘の整数倍となっていなくても構わない。

電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２による反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４について、往復した光の電界透過率ｔ_ｉ、光の伝搬定数を多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１と共通のβとする。尚、この伝搬定数βは、説明上で簡便化したものである。この場合、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４を往復したときの複素電界変化は、下記の式（３）で表わされる。

図３に示す反射型位相調整器２０の入力導波路から見た複素反射スペクトルｒ（β）は、上記式（２）の二乗×式（３）の識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に関する和になる。即ち、複素反射スペクトルｒ（β）は、下記の関係式（４）で表わされる。

但し、関係式４において、Σは識別子ｉ＝０～４までの和である。この関係式４の絶対値は、ｉ２βｄＬ’＝ｉβｄＬ（ｄＬ’＝０．５ｄＬの定義に注意）が２πの整数倍になるときにピークを持ち、そのピーク間隔（ＦＳＲ）は光周波数表示でｃ／（ｎ_ｇｄＬ）となる。但し、ここで、ｃは光速を示し、ｎ_ｇは反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の群屈折率を示す。

以上の結果により、長さｄＬは、反射型位相調整器２０のピーク間隔（ＦＳＲ）を決めるパラメータであることが判る。そこで、関係式（４）の系の実効物理長Ｌ_ｅｆｆを考察する。実効物理長Ｌ_ｅｆｆは、構造体を透過する光の位相に関して伝搬定数に対する変化の割合で与えられる。まず、複素反射スペクトルｒ（β）の位相を想定すると、関係式（４）により、下記の関係式（５）が得られる。

この関係式５について、複素反射スペクトルｒ（β）の電界反射率のピーク近傍のみを想定すると、上述した通り、ｒ（β）の位相の項は十分に小さいと考えられるため、ｔａｎ（ａｒｇ（ｒ（β))は、下記の関係式（６）で表われる。

そして、図３に示す反射型位相調整器２０の片道分の実効物理長Ｌ_ｅｆｆは、下記の関係式（７）で表われる。

関係式（７）では、反射型位相調整器２０の実効物理長Ｌ_ｅｆｆは、長さＬ_ＭＭＩと共通の遅延線長Ｌ_０との和に反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の差分長（ｉｄＬ’）を示す重み付け平均値Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}を加えている。尚、実効物理長Ｌ_ｅｆｆの重み付け平均値Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}は、遅延実効長と呼ばれても良い。

ここで、上記関係式１による縦モードを構成する光利得導波路１の屈折率を代表する参照屈折率ｎ_ｒｅｆを用いれば、縦モード次数ｍは、下記の関係式（８）から得られる。

この関係式（８）によれば、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２の光の透過率（電界透過率ｔ_ｉ）を変化させることで、反射型位相調整器２０の実効物理長Ｌ_ｅｆｆについて、その単位差分長ｄＬ’によって制御できることが判る。このことは、周知の位相調整器２が導波路材料の屈折率変化によって制限されてしまうという問題を解決できることを示している。

具体的な例として、１．５５μｍの波長帯において、関係式（４）について反射型位相調整器２０のパワー透過率（複素反射スペクトルｒ（β）のノルムの２乗）を数値計算した。また、同様に識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}についても数値計算した。但し、ここでは、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４を往復した光の電界透過率ｔ_ｉをパラメータとする前提条件を設定する。この前提条件の設定下で識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の屈折率を１．５５μｍの波長において３．３６、群屈折率ｎ_ｇを３．８、ｄＬ＝２ｄＬ’＝２３．９６μｍとしている。

図４は、上述した数値計算の結果である。図４では、まず反射型位相調整器２０の識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４を往復する電界透過率ｔ_ｉを変化させている。そして、電界透過率ｔ_ｉの変化時のパワー反射スペクトルと実効光路長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}とについての計算結果のデータＤ１～Ｄ６を例示している。但し、図４中のＬ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}解析値は、近似モデルである関係式（７）に基づく遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}の値を示すものである。また、図４中のＬ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}計算値は、関係式（４）のモデルに対して数値計算によって直接得られた遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}について、反射ピーク波長における値を示すものである。

図４を参照すれば、計算結果のデータＤ１～Ｄ６について、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の電界透過率ｔ_ｉを変化させると、遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}が異なるパターンで変化する様子が判る。また、Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}解析値は、Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}計算値と良い一致性を示している。そこで、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の差分長（ｉｄＬ’）を考察する。

この差分長（ｉｄＬ’）については、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４からの光の強度に関する重み付け平均値の遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}を注目する。そして、この遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}は、反射型遅延線アレー２５の全体としての実効物理長Ｌ_ｅｆｆであるというモデルの妥当性を確認することができる。尚、図４のデータＤ１～Ｄ６からは、実施形態１の反射型位相調整器２０は、その波長選択スペクトル自体が波長選択フィルタ３の機能として用いることが可能であるということも判る。

また、反射型位相調整器２０の反射型遅延線アレー２５では、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－１～４）２２について、終端部のミラーＭとの間に反射スペクトル調整用電極２３を設けている。これらの反射スペクトル調整用電極２３に対して、非特許文献１に記載されているように、適当な制御信号を加えれば、反射型位相調整器２０は、実効物理長Ｌ_ｅｆｆのみでなく、波長選択スペクトルについても調整することができる。

即ち、実施形態１の発振波長調整型のＴＬＤは、反射型位相調整器２０における反射型遅延線アレー２５の反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２を備える。この反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４では、透過する光の発振波長の変化（透過率の変化）に応じて、往復する光の強度を調整可能（外部からの電気信号の上記制御信号を併用しても良い）となっている。この結果、ＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いることなく、導波路型の位相調整における導波路材料の物性値にも依存せず、共振器長Ｌの制御量を調整できる。

（実施形態２）
実施形態１に係る発振波長調整型のＴＬＤでは、波長調整制御において、理想的には可変波長フィルタ３の機能や反射型位相調整器２０の制御に伴い、波長選択スペクトルや光路長のみが変化すれば良いものである。その反面、係る制御に伴って、レーザ共振器構造のレーザ共振器の損失が変化することは好ましくない。実施形態１の反射型位相調整器２０の場合、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の透過率を変化させるため、結果的にレーザ共振器の損失が変化してしまう事態も生じ得る。しかし、一定の条件を満たせば、レーザ共振器の損失を変化させずに光路長を変化させることが可能になる。そこで、実施形態２に係る発振波長調整型のＴＬＤでは、レーザ共振器の損失を変化させずに光路長を変化させることが可能な反射型位相調整器２０について説明する。

反射型位相調整器２０のピーク波長近傍では、関係式（４）の通り、反射率は複素反射スペクトルｒ（β）の導出に係る電界透過率ｔ_ｉの合計値のみによって決定されることが判る。従って、電界透過率ｔ_ｉの合計値が一定となる範囲において、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２へ与える制御信号を調整すれば、反射率の変化なしに光路長のみを変化させて発振波長を調整することができる。

そこで、実施形態２では、実施形態１で説明したパラメータを持つ反射型位相調整器２０について、反射型位相調整器２０への制御信号ｓをｓ（０≦ｓ≦４）としたときに、電界透過率ｔ_ｉの制御条件を設定することを想定する。この電界透過率ｔ_ｉの制御条件は、下記の関係式（９）のように表わされる。

ここでは、識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４が連続する二つの遅延線のみ、ｔ_ｉ＋ｔ_ｉ＋１＝１（０≦ｉ≦３）になるように、光の吸収又は透過を行わせる。具体的に云えば、該当する識別子ｉの反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４に備わっている電界吸収型光変調器（ＥＡＭ）２２については、光を吸収させる。また、それ以外の電界吸収型光変調器（ＥＡＭ）２２については、光を透過させる。

関係式（９）に従って電界透過率ｔ_ｉを変化させると、反射型位相調整器２０のパワー反射率のピーク値（波長１．５４８４μｍのパワー反射率）、及びその波長における反射型遅延線アレー２５の遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}も得られる。但し、パワー反射率は、複素反射スペクトルｒ（β）の絶対値の２乗で得られる。

図５は、本発明の実施形態２に係る反射型位相調整器２０に備えられる反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４の電界透過率ｔ_ｉを変化させたときの電界透過率ｔ_０～ｔ_４の値とパワー反射率と遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}との計算結果を示す図である。パワー反射率は、電界透過率ｔ_０～ｔ_４の値に対応して複素反射スペクトルｒ（β）の絶対値の２乗で得られる。遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}は、それらの波長における反射型遅延線アレー２５の実効光路長を示すものである。尚、ここでは、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２に制御信号ｓを与えて電界透過率ｔ_ｉを変化させている。

図５を参照すれば、関係式９に従って電界透過率ｔ_ｉを変化させた計算結果からは、制御信号ｓに対してパワー反射率が一定となるが、遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}は５９．９μｍから３５．９４μｍまで連続的に変化していることが判る。

ここで、反射型位相調整器２０の有用性について図１を参照して説明した既存の位相調整器２との相違について検討する。反射型位相調整器２０の実効物理長Ｌ_ｅｆｆは、関係式８中のＬ_ＭＭＩ＋Ｌ_０＋Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}で表わされる。また、１入力×５出力ポートを有する多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１は、無理なく作製できるサイズとして、長さＬ_ＭＭＩ＝１５０μｍを採用する。共通の遅延線長Ｌ_０としては、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２を用いる場合には、Ｌ_０＝１００μｍ程度あれば充分である。図５を参照して説明した通り、遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}の平均値を（５９．９＋３５．９４）／２＝４７．９２μｍ（変化量±１１．９８μｍ）とすると、反射型位相調整器２０の全体としての実効物理長Ｌ_ｅｆｆの変化の割合は、±１１．９８／（１５０＋１００＋４７．９２）であり、概ね±４．０２％となる。

これに対し、周知の位相調整器２の光路長（屈折率ｎ_ｋと物理長Ｌ_ｋとの積）の変化は、その屈折率ｎ_ｋの変化に比例するため、半導体の場合は高くても０．３％程度である。従って、反射型位相調整器２０は、その実効物理長Ｌ_ｅｆｆの変化の大きさから、従来の位相変調器２のように屈折率を制御する手法よりも、大きなオーダーで光路長の変化を得ることができる。これは、上述した通り、連続的な波長の調整量を大きく得られることを意味している。このため、ＴＬＤをガスセンシングにおけるサンプリング波長幅や無温調レーザとして使う場合の温度範囲の拡大に多大に寄与できる。

要するに、実施形態２の電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－０～４）２２は、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４における少なくとも２個以上の反射型遅延線に備えられる。そして、往復する光の電界透過率をｔ_ｉ（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ―１）としたときに、電界透過率ｔ_ｉの合計値が常に一定となるように、往復する光の強度を制御可能なものである。

係る反射型位相調整器２０を備えた実施形態２に係る発振波長調整型のＴＬＤは、実施形態１の場合と同様な作用効果を奏する他、レーザ共振器の損失を変化させずに光路長を変化させることが可能になる。

（実施形態３）
実施形態１，２では、反射型位相調整器２０の反射型遅延線アレー２５が備える反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４を往復する光の透過率を制御する手法を電界透過率ｔ_ｉの制御によるものとした。このため、反射型遅延線２４－０、２４－１、２４－２、２４－３、２４－４には、電界吸収型光変調器（ＥＡＭ－１～４）２２を備える構成が必要になる。実施形態３では、電界透過率ｔ_ｉが光の波長によって変化することを想定してミラーＭを工夫し、光電界反射率ｒ_ｉ（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ－１）の波長依存性を有する反射器の波長依存ミラー（ＤＢＲ－０～４）２７を備える構成とした。尚、ここでは、反射器として、波長依存ミラー（ＤＢＲ－０～４）２７を使用する場合を例示するが、波長依存性を有する反射器には、それ以外にエタロンフィルタ等の他のフィルタ構造を適用しても構わない。

図６は、本発明の実施形態３に係る発振波長調整型のＴＬＤに用いられる反射型位相調整器２００の概略構成を示した模式図である。

図６を参照すれば、この反射型位相調整器２００は、１入力×５出力ポートを有して構成される多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１を有する。また、反射型位相調整器２００は、多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１の５出力ポートを有する側の出力導波路に接続された反射型遅延線アレー２５０を備える。反射型遅延線アレー２５０は、それぞれ長さが異なり、その終端部に波長依存ミラー（ＤＢＲ－０～４）２７が備えられた５個の反射型遅延線２６－０、２６－１、２６－２、２６－３、２６－４を有している。尚、５出力ポートは、ここでも識別子ｉ＝０，１，２，３，４により識別されるものとする。

反射型遅延線２６－１、２６－２、２６－３、２６－４に係る波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７と多モード干渉導波路（ＭＭＩ）２１の４出力ポート（ｉ＝１，２，３，４）との間には、反射スペクトル調整用電極２３が介在されている。尚、実施形態３の発振波長調整型のＴＬＤに用いる反射型位相調整器２００の場合も、Ｍ入力＝1、Ｎ出力＝５の場合を例示したが、Ｎ入力、Ｍ出力の選定はそれ以外でも適用可能である。

図７は、反射型位相調整器２００に備えられる反射型遅延線２６－０、２６－１、２６－２、２６－３、２６－４の波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７の電界反射率とパワー反射率と遅延実効長との計算結果を示す図である。パワー反射率は、電界透過率ｔ_０～ｔ_４の値に対応して複素反射スペクトルｒ（β）の絶対値の２乗で得られる。遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}は、それらの波長における反射型遅延線アレー２５０の実効光路長を示すものである。尚、ここでは、波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７の電界反射スペクトルを２次のスーパーガウシアンで近似した計算結果を示している。

また、波長１．５５μｍ近傍で電界透過率ｔ_０～ｔ_４の合計（図７中では平均値として記す）が一定となるように、波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７の反射ピーク波長を調整している。更に、関係式４の電界透過率ｔ_ｉに反射スペクトルを代入し、計算した結果として、反射型位相調整器２００のパワー反射スペクトルと遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}とを得ている。その他、ここでは、長さｄＬを約５．０６８μｍとしている他、波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７は本来波長に応じた実効物理長Ｌ_ｅｆｆの変化があるが、ここでは説明の簡便化のために無視している。

図７を参照すれば、パワー反射率はピーク近傍でフラットであるのに対し、遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}はスペクトルが長波長になるに伴い、短くなっている様子が判る。その理由は、反射型位相調整器２００の構成のように、識別子ｉの反射型遅延線２６－１、２６－２、２６－３、２６－４の次数が大きくなるに伴い、対応する波長依存ミラー（ＤＢＲ－１～４）２７のピーク波長が短くなるためである。即ち、反射型位相調整器２００では、短波長から長波長の変化において、遅延量が小さい識別子ｉの反射型遅延線２６－１、２６－２、２６－３、２６－４からの光の反射の割合が大きくなる。これは、遅延量が大きい識別子ｉの反射型遅延線２６－１、２６－２、２６－３、２６－４からの光の反射の割合と対比した場合である。こうした特徴は、反射型位相調整器２００が周知技術で説明した無温調レーザの実現に有用であることを示している。

図８は、図７中の計算に用いた屈折率を全波長に及んで０．１％増加（半導体においては温度が増加したことに対応する）させた場合のパワー反射率と遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}との計算結果を示す図である。

図８を参照すれば、パワー反射率は、図７中に示される特徴に従って、屈折率が全波長に及んで０．１％増加した場合にも、図８中の矢印で示されるようにスペクトルが右側にシフトし、ピーク近傍でフラットとなっている。この様子からは、温度が変化しても、或る波長範囲内においてパワー反射率が殆ど変化しないことが判る。

これに対し、遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}（実効物理長Ｌ_ｅｆｆとみなせる）は、図７中の右肩下がりの曲線を反映し、同一波長において凡そ２μｍ（約２０％）減少していることが判る。即ち、実効物理長Ｌ_ｅｆｆは、＋０．１％の屈折率の上昇に伴って２０％減少しているため、反射型位相調整器２００では、温度上昇に伴ってその光路長が減少することが判る。従って、関係式８において、参照屈折率ｎ_ｒｅｆが温度上昇に伴って増加してしまう場合、この変化を遅延実効長Ｌ_{ｅｆｆ＿ｄｅｌａｙ}の温度変化で補償するように、長さｄＬを選べば良い。こうした場合、温度変化に対して縦モード次数ｍが変化しない無温調レーザを実現できる。

要するに、実施形態３の波長依存ミラー（ＤＢＲ－０～４）２７は、ピーク波長と反射スペクトル形状とが一定の波長区間において光電界反射率ｒ_ｉの合計値が常に一定となるように調整されるものである。係る反射型位相調整器２００を備えた実施形態３に係る発振波長調整型のＴＬＤは、実施形態１の場合の光の発振波長の透過率の変化を反射率の変化に代替させた場合に該当する。即ち、透過する光の発振波長の変化（反射率の変化）に応じて、往復する光の強度が調整可能（外部からの電気信号の上記制御信号を併用しても良い）となっている。この結果、実施形態３に係る発振波長調整型のＴＬＤにおいても、ＭＥＭＳ技術の外部共振器構造を用いることなく、導波路型の位相調整における導波路材料の物性値にも依存せず、共振器長Ｌの制御量を調整できる。

Claims (6)

1. 基板上に集積された発振波長調整型の波長可変レーザダイオードであって、
   光を発生して増幅させる光利得導波路と、
   Ｍ入力×Ｎ出力（Ｍは自然整数、Ｎは２以上の正の整数）ポートを有する多モード干渉導波路と、
   前記多モード干渉導波路のＮ出力ポートを有する側に接続され、前記光を反射するミラーによって終端され、それぞれの長さが異なるＮ個の反射型遅延線を有する反射型遅延線アレーと、
   前記Ｎ個の反射型遅延線の往復光路において、前記光の波長に応じて、透過光の強度を調整する強度変調器と
   を備えたことを特徴とする波長可変レーザダイオード。
2. 前記強度変調器は、外部からの電気信号によって前記透過光の強度を調整される
   ことを特徴とする請求項１に記載の波長可変レーザダイオード。
3. 前記強度変調器は、前記光の強度を調整する電界吸収型光変調器である
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の波長可変レーザダイオード。
4. 前記電界吸収型光変調器は、前記Ｎ個の反射型遅延線における少なくとも２個以上の反射型遅延線に備えられ、且つ前記光の電界透過率をｔ_i（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ―１）としたときに、前記ｔ_iの合計値が常に一定となるように、前記光の強度を制御可能である
   ことを特徴とする請求項３に記載の波長可変レーザダイオード。
5. 基板上に集積された発振波長調整型の波長可変レーザダイオードであって、
   光を発生して増幅させる光利得導波路と、
   Ｍ入力×Ｎ出力（Ｍは自然整数、Ｎは２以上の正の整数）ポートを有する多モード干渉導波路と、
   前記多モード干渉導波路のＮ出力ポートを有する側に接続され、前記光を反射するミラーによって終端され、それぞれの長さが異なるＮ個の反射型遅延線を有する反射型遅延線アレーと
   を備え、
   前記ミラーは、前記光の電界反射率ｒ_i（ｉ＝０，１，２，…，Ｎ－１）の波長依存性を有する反射器である
   ことを特徴とする波長可変レーザダイオード。
6. 前記反射器のピーク波長と反射スペクトル形状とは、一定の波長区間において前記電界反射率ｒ_iの合計値が常に一定となるように調整されている
   ことを特徴とする請求項５に記載の波長可変レーザダイオード。

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